JP2020092412A - アクティブアンテナシステム - Google Patents

Abstract

【課題】非常に柔軟に構成でき、効率よく作動するアクティブアンテナシステムを提供する。【解決手段】アクティブアンテナシステムは、複数のアンテナ２と、アンテナに接続されると共にこのアンテナに隣接して設置される無線機器と、を備える。アンテナモジュールは、アンテナ２の１つ及び送受信モジュール１２の１つを備え、データソースからそれぞれのアンテナモジュールへのアンテナ信号の実行時間により生じる遅延を決定し、実行時間によって生じる遅延を補償するための遅延係数を算出する手段を更に有する。【選択図】図６ａ

Description

本発明は、アクティブアンテナシステムに関する。

周知のアクティブアンテナシステムは、無線設備に接続された複数のアンテナを備える。無線設備は、アンテナ信号を送受信するための単一の送受信機を備える。送受信機は、受動アレイを用いて個々のアンテナに接続される。無線設備は、データラインを用いて無線設備制御ユニットに接続される。無線設備制御ユニットは、復号化および符号化、データの個々のアンテナへの分配、ビーム・フォーミングなどを行って送受信するデータ信号を処理する。

特許文献１（米国特許出願公開第２０１２／０１９６５４５号明細書）には、複数のアンテナ素子を有するアンテナアレイが開示される。アンテナアレイは、複数の送受信モジュール（複数のアンテナ素子のアクティブアンテナ素子サブセット）を備え、アクティブアンテナ素子サブセットは、複数の送受信モジュールの付随する送受信モジュールに能動的に結合する少なくとも１つのアクティブアンテナ素子および、複数のアンテナ素子の少なくとも２つのアンテナ素子の少なくとも１つの受動的に統合されたサブアレイを備える。アンテナアレイでアンテナパターンを生成する方法もまた、開示される。

特許文献２（米国特許出願公開第２０１２／０２４３４６８号明細書）には、基地局とネットワーク処理装置（例えば協調マルチポイント（ＣｏＭＰ）システムの中央制御装置）間の、複素値無線信号のバックホール通信のための圧縮／伸張方法が記載されており、この方法により、バックホール帯域を著しく減少させる。無線ＩＱ信号の時空間相関は、冗長性を取り除いて、実質的に信号帯域を減少させるために利用される。重要な特徴成分信号は、無線信号を形成するために線形変換を通じて抽出され、そして、場合によりそれらの相対的重要度に従う異なるビットレートで、個々に量子化される。変換はあらかじめ定められているか、または無線信号の時空間統計に基づいてリアルタイムに計算されることができる。後者の場合、変換行列またはマトリックスは、無線信号を受け取り側で復元できるように、バックホールを通じても送られる。変換マトリックスを生成する異なる方法を提案する。

特許文献３（米国特許出願公開第２０１２／０１９０３８９号明細書）は、複素値信号の範囲内で冗長性を取り除いて、バックホールリンクの必要容量を実質的に減少させるために、信号の空間および時間的相関両方を利用することにより、マルチアンテナ複素値信号を圧縮する方法を開示する。受信機で圧縮信号を受け取った後に、減圧装置は、複数のアンテナストリームを復元するために、空間および時間に亘り受信信号を減圧する。

特許文献４（欧州特許出願公開第２６３２０５８号明細書）は、複合ビームパターンを提供するための装置、方法およびコンピュータープログラムを開示する。装置は、信号の少なくとも２つの信号分岐を結合するアンテナアレイを構成する少なくとも２つのアンテナ素子のための複合ビームパターンを提供する。複合ビームパターンは、異なる空間方向を指し示す少なくとも２つのメインローブを有する。更に、ローカルまたはリモートの無線装置（別名無線部（Ｒａｄｉｏ Ｅｑｕｉｐｍｅｎｔ）（ＲＥ））に対する無線制御部（Ｒａｄｉｏ Ｅｑｕｉｐｍｅｎｔ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ）（ＲＥＣ）間の基地局の内部デジタルインタフェースを有する適応アンテナアレイについて記載する。ＲＥＣとＲＥ間で、多重化デジタルベースバンド信号は、ＣＰＲＩ規格を用いてシリアルリンクを通じて伝送される。

特許文献５（米国特許出願公開第２０１２／０１２８０４０号明細書）には、ハウジングに封入される無線信号を送受信するためのアクティブアンテナシステムのためのモジュールが記載されている。発明の一態様において、そのモジュールはまた、デジタル無線データおよびコントロールデータの集配信を制御するハブを含む。発明のいくつかの実装で、単一の中央ハブがモジュールの異なる実装において、デジタル無線データおよび制御データの集配信を制御できるように、ハブはオン／オフにスイッチで切り替え可能であり得る。発明の他の実装で、それぞれのモジュールは、モジュール間だけでなく、自身のモジュールのデジタル無線データおよび制御データの集配信を制御するための、自身のハブを有する。それぞれ無線制御部（Ｒａｄｉｏ Ｅｑｕｉｐｍｅｎｔ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ）（ＲＥＣ）または基地送受信局と、それぞれ無線部（Ｒａｄｉｏ Ｅｑｕｉｐｍｅｎｔ）（ＲＥ）またはアンテナハウジングのＣ−ｈｕｂ間で、多重化デジタルベースバンド信号は、ＣＰＲＩ規格および／またはＯＢＳＡＩ規格を用いてシリアルリンクを通じて伝送される。

特許文献６（英国特許出願公開第ＧＢ２４４０１９２号明細書）は、アンテナを構成する複数のアンテナ素子に直接されるデジタル無線装置を開示する。したがって、それぞれのアンテナ素子は、デジタル無線装置、またはその部品に直接接続される。デジタル無線装置は、アンテナ素子を介して、移動局から／への送受信するＲＦ信号を、ＣＰＲＩまたはＯＢＳＡＩ規格／インタフェースに基づく信号に変換する。それからこれらの信号は、基地局にあるデジタル無線サーバーに、最高全長４０ｋｍの光ファイバを介して伝送される。デジタル無線装置は、少なくとも１つのアンテナ素子と、少なくとも１つの超小型無線設備（送受信機）と、少なくとも１つのハブ（「Ｃ−ｈｕｂ」とも呼ばれる）とを備える。それぞれ無線制御部（Ｒａｄｉｏ Ｅｑｕｉｐｍｅｎｔ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ）（ＲＥＣ）または基地送受信局と、それぞれ、無線部（Ｒａｄｉｏ Ｅｑｕｉｐｍｅｎｔ）（ＲＥ）または、アンテナのＣ−ｈｕｂの間で、多重化デジタルベースバンド信号は、ＣＰＲＩ規格および／またはＯＢＳＡＩ規格によるシリアルリンクを通じて伝送される。

特許文献７（米国特許出願公開第２０１０／００９３２８２号明細書）は、ＭＩＭＯおよびスマートアンテナ通信システムの高度なＴｘアンテナ・モニタおよび較正のための、マルチ送受信アーキテクチャを開示する。無線ＭＩＭＯ空間多重方式システムで使用するために構成されたこの発明による、２台の個々に作動する送受信モジュールを含む、典型的な無線送受信回路を示す。その一方で、閉アンテナループを介して第１の送受信モジュールの伝動チェーンに接続される第１のアンテナから送られる第１のＲＦ信号に関するフィードバック情報を提供するために、第２の送受信モジュールの受信チェーンに接続される第２のアンテナを介して受け取る第２のＲＦ信号を用いる。更に、この発明の例示的実施形態によるシステム製造（工場較正）間のダウンリンク較正のスマートアンテナシステムのための較正セットアップの例示的原則、および、例示システムが起動／リセットされる（音場較正）時またはシステムの実行時（実行時較正）の間に実施することができるスマートアンテナシステムのダウンリンク較正の例示的原則を、開示する。

特許文献８（米国特許第６８０１７８８号明細書）は、信号またはマルチキャリア周波数サービスを提供するように構成することができるデータ通信基地局送受信サブシステムを開示する。基地局は、アンテナ近くに位置する無線装置および、無線装置から遠くに配置される主装置に分けられる。主装置と無線装置間の伝送は、アナログ信号周期を備える。

特許文献９（米国特許第５９０３８３４号明細書）には通信回路網および関連する方法が記載される。そして、屋内環境の移動体との無線通信を可能にする。送受信機は間隔を置いて配置され、集中管理装置に結合する。アップリンク信号の範囲内で送受信機の受信機部は、移動体を介して送られるアップリンク信号を受け取る。ダウンリンク信号は、少なくとも２つの送受信機の少なくとも２つの送信機部によって生成される。

特許文献１０（米国特許出願公開第２０１０／０２７８５３０号明細書）は、複数の宇宙ステーションと通信するための分散アンテナシステムを開示する。分散アンテナシステムは、複数の宇宙ステーションの少なくとも１台と通信するシステムコントローラと、親機とを含む。リモートユニットは、親機および／または下流のリモートユニットを有する、高データレート媒体を通じて通信する。あるいは、分散アンテナシステムは、コントローラと、コントローラにより制御されるデジタル時間／空間クロスポイントスイッチとを含む。デジタル化によって、送受信機はデジタル時間／空間クロスポイントスイッチと通信する。クロスポイントスイッチは、デジタル送受信機を介してデジタルデータを送受信するように構成される。親機はＲＦバンドごとに、バンド単位当たり最高４つの基地局からのダウンリンク信号を混合し、そして、混合された信号をデジタル化する。それから、各々のＲＦバンドからの、デジタル化および複合化信号は、フレームに時分割多重化され、そして単一のシリアルストリームに変換されてもよい。

特許文献１１（米国特許出願公開第２０１１／０１５００５０号明細書）には、無線ネットワークの範囲および容量を強化するためのデジタル統合アンテナアレイが記載されている。デジタル・アンテナアレイは、増幅器と接続されたデュプレックスフィルタに接続されるアンテナを備える。各アンテナとそれぞれのデュプレックスフィルタ間の方向性混合器、ならびに各デュプレックスフィルタとそれぞれの増幅器間の方向性混合器を、デジタルビーム・フォーミングのために必要なハードウェアを較正するために用いる。異なる方向性混合器からのすべての較正信号は、結線を用いて、ビーム・フォーミング核（複数のアンテナを制御および較正する）に送り込まれる。

特許文献１２（国際公開第９２／１３４００号）は、増幅器に接続されたデュプレックスフィルタに接続されるアンテナを備える多重チャネル無線電話システムを開示する。アンテナとデュプレックスフィルタ間の方向性混合器ならびに、デュプレックスフィルタと増幅器間の方向性混合器は、遠隔診断および計測ならびに、ＲＦ出力サブシステム故障検出を提供している。

特許文献１３（米国特許出願公開第２００４／０２１９９５０号明細書）は、アンテナ配列および基地送受信局を開示する。基地送受信局は、低周波デジタル信号と無線周波数電磁界間の変換を実行するためのローカル装置に接続される、少なくとも１つのアクティブアンテナを備える。

米国特許出願公開第２０１２／０１９６５４５号 米国特許出願公開第２０１２／０２４３４６８号 米国特許出願公開第２０１２／０１９０３８９号 欧州特許出願公開第２６３２０５８号 米国特許出願公開第２０１２／０１２８０４０号 英国特許出願公開第ＧＢ２４４０１９２号 米国特許出願公開第２０１０／００９３２８２号 米国特許第６８０１７８８号 米国特許第５９０３８３４号明細書 米国特許出願公開第２０１０／０２７８５３０号 米国特許出願公開第２０１１／０１５００５０号 国際公開第９２／１３４００号 米国特許出願公開第２００４／０２１９９５０号 米国特許出願公開第２０１３／０１９４１３４号

Ｃｈｒｉｓ Ｇ．Ｈ．Ｒｏｅｌｏｆｆｚｅｎらによる、「Ｏｐｔｉｃａｌ Ｂｅａｍ Ｆｏｒｍｉｎｇ Ｎｅｔｗｏｒｋ ｃｒｅａｔｅｄ ｂｙ Ｓｉｌｉｃｏｎ Ｎｉｔｒｉｄｅ ｍｉｃｒｏｗａｖｅ ｐｈｏｔｏｎｉｃ ｃｉｒｃｕｉｔｓ」（Ｏｐｔｉｃｓ Ｅｘｐｒｅｓｓ２、Ｖｏｌ．２１、Ｎｏ．１９、２０１３年９月２３日） Ｄａｖｉｄ Ｍａｒｐａｕｎｇらによる、Ｌａｓｅｒ＆Ｐｈｏｔｏｎｉｃｓ Ｒｅｖｉｅｗｓ（以下：ＬＰＲ）中の、「Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ ｍｉｃｒｏｗａｖｅ ｐｈｏｔｏｎｉｃｓ」（２０１２年１１月２０日） Ｃｈａｒｌｅｓ Ｍｉｄｄｌｅｔｏｎらによる、「Ｈｉｇｈ Ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ Ｐｈｏｔｏｎｉｃ Ｌｉｎｋｓ ｕｓｉｎｇ Ｄｏｕｂｌｅ Ｓｉｄｅｂａｎｄ Ｓｕｐｐｒｅｓｓｅｄ Ｃａｒｒｉｅｒ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ａｎｄ Ｂａｌａｎｃｅｄ Ｃｏｈｅｒｅｎｔ Ｈｅｔｅｒｏｄｙｎｅ Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ」（ボストンのＭＩＬＣＯＭ ２００９で発表） Ｊｏｈｏｎ Ｍｉｃｈａｅｌ Ｗｙｒｗａｓによる、「Ｌｉｎｅａｒ，Ｌｏｗ Ｎｏｉｘｅ Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ Ｐｈｏｔｏｎｉｃ Ｓｙｓｔｅｍｓ ｕｓｉｎｇ Ｐｈａｓｅ ａｎｄ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ」（論文（カリフォルニア大学バークレー校）、２０１２年５月１１日、Ｔｅｃｈｎｉｃａｌ Ｒｅｐｏｒｔ Ｎｏ．ＵＣＢ／ＥＥＣＳ―２０１２―８９（以下：ＥＥＣ）（ｗｗｗ．ｅｅｃｓ．ｂｅｒｋｅｌｅｙ．ｅｄｕ／Ｐｕｂｓ／ＴｅｃｈＲｐｔｓ／２０１２／ＥＥＣ２０１２―８９．ｈｔｍｌ））

本発明の目的は、非常に柔軟に構成することができ、効率よく作動するアクティブアンテナシステムを提供することである。

この目的は、請求項１に記載されたアクティブアンテナシステムによって達成される。本発明の有利な実施例は、対応する従属クレームにおいて開示される。

本発明の一態様によると、アクティブアンテナシステムは、
複数のアンテナと、
前記アンテナに接続され、前記アンテナに隣接する無線設備と、を備え、
前記無線設備は各アンテナのために別々の送受信モジュールを備え、
アンテナモジュールは各々前記アンテナの１つ及び前記送受信モジュールの１つを備えており、
データソースからそれぞれの前記アンテナモジュールへのアンテナ信号の実行時間により生じる遅延を決定し、それぞれの実行時間によって生じる遅延を補償するための遅延係数を算出する手段を更に有する。

更に本発明の別の態様で、アクティブアンテナシステムは、
前記データソースは、無線設備制御ユニットである。

更に本発明の別の態様で、アクティブアンテナシステムは、
前記データソースは、全て又は所定数の前記アンテナモジュールのための較正係数の決定及び、前記無線設備制御ユニットの遅延処理を行う。

更に本発明の別の態様で、アクティブアンテナシステムは、
前記アンテナモジュールの１つは、前記データソースであり、同期信号を生成する。

更に本発明の別の態様で、アクティブアンテナシステムは、
前記アンテナモジュールは各々較正モジュールを備え、
前記較正モジュールは、
前記データソースから最も遠いアンテナモジュールまで、及び、前記データソースへのその復路上の、前記同期信号がそれぞれの前記アンテナモジュールを通過する時間を検出し、
これらの２つの時間データの差が算出され、及び二分され、得られた時間差の結果は前記それぞれの較正モジュールの遅延時間Δｔを生じさせる。

更に本発明の別の態様で、アクティブアンテナシステムは、
前記アンテナモジュールは、それぞれ、 隣接する前記アンテナモジュールとの遅延を決定し、これらの測定された遅延を基に、それぞれの前記アンテナモジュールの前記遅延係数が決定される。

更に本発明の別の態様で、アクティブアンテナシステムは、
前記各アンテナモジュールのそれぞれは、別々の時計を備え、
前記アンテナモジュールの個々の前記時計は互いに通信することができ、前記時計の１つは親時計として構成され、他の時計は子時計として構成され、
前記親時計は、クロック信号を前記子時計に送り、前記クロック信号は、タイムスタンプを有し、前記子時計が前記タイムスタンプとともに前記親時計から前記クロック信号を受け取り、前記タイムスタンプと、前記子時計が前記親時計から前記クロック信号を受け取った時間との時間差に従い前記時計を較正し、
前記クロック信号を前記子時計から前記親時計まで反復的に返すことでも、前記時間差を測定することができる。

更に本発明の別の態様で、アクティブアンテナシステムは、
アンテナモジュールのそれぞれは、別々の時計を備え、
前記アンテナモジュールの個々の前記時計は互いに通信することができ、前記時計の１つは親時計として構成され、他の時計は子時計として構成され、
前記親時計は、クロック信号を前記子時計に送り、前記クロック信号は、タイムスタンプを有し、前記子時計が前記タイムスタンプとともに前記親時計から前記クロック信号を受け取り、前記タイムスタンプと、前記子時計が前記親時計から前記クロック信号を受け取った時間との時間差に従い前記時計を較正し、
前記クロック信号を前記子時計から前記親時計まで反復的に返すことでも、前記時間差を測定することができる。

更に本発明の別の態様で、アクティブアンテナシステムは、
前記時計は高精度発振器であり、前記クロック信号を安定させるためにＰＬＬを備える。

更に本発明の別の態様で、アクティブアンテナシステムは、
複数の送受信モジュールを有する無線設備を備え、前記各送受信モジュールは少なくとも１つのアンテナに接続されており、
アンテナ相互配線を介して前記送受信モジュールに接続されるハブを有する無線設備制御ユニットを備え、
前記ハブは、前記送受信モジュールから前記アンテナ相互配線を介してベースバンド信号を受け取り、受け取った前記ベースバンド信号からチャネル信号を抽出する。

更に本発明の別の態様で、アクティブアンテナシステムは、
複数の送受信モジュールを有する無線設備を備え、各前記送受信モジュールは少なくとも１つのアンテナに接続されており、
無線設備制御ユニットを備え、
前記無線設備制御ユニットは、
アンテナ相互配線を介して前記送受信モジュールに接続されるハブを有し、前記ハブは、前記送受信モジュールから前記アンテナ相互配線を介してベースバンド信号を受け取り、受け取った前記ベースバンド信号からチャネル信号を抽出するよう構成され、
及び／又は前記各送受信モジュールは、前記アンテナ相互配線を介して、前記無線設備制御ユニットに接続されるスイッチマトリクスを備える。

更に本発明の別の態様で、アクティブアンテナシステムは、
前記アンテナ相互配線が、送受信モジュールと無線設備制御ユニットを接続するためのアンテナケーブルを備えるか、又は、
前記アンテナ相互配線が無線接続である。

更に本発明の別の態様で、アクティブアンテナシステムは、
前記無線設備が、
対応する前記アンテナを介してアンテナ信号を送るために、ベースバンド信号を高周波ＲＦアンテナ信号に変換するアップコンバータと、
受け取った前記高周波ＲＦアンテナ信号を前記ベースバンド信号に変換するダウンコンバータと、を備える。

更に本発明の別の態様で、アクティブアンテナシステムは、
前記無線設備が、
前記無線設備制御ユニットから受け取ったデジタル信号をアナログ信号に変換するＤ／Ａコンバータと、
前記アンテナを用いて受け取ったアナログ信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄコンバータと、を備え、
好ましくは、前記デジタル信号は、前記アンテナ相互配線を介して送られる。

更に本発明の別の態様で、アクティブアンテナシステムは、
前記複数のアンテナを備え、
前記無線設備は、前記アンテナに接続され、前記アンテナに隣接し、
前記無線設備は、各前記アンテナのために別々の前記送受信モジュールを備える。

更に本発明の別の態様で、アクティブアンテナシステムは、
前記無線設備制御ユニットが前記アンテナ相互配線を用いて前記無線設備に接続される。

更に本発明の別の態様で、アクティブアンテナシステムは、
対応する前記アンテナを介して前記アンテナ信号を送るために、ベースバンド信号を高周波ＲＦアンテナ信号に変換するアップコンバータと、
受け取った高周波ＲＦアンテナ信号を、ベースバンド信号に変換するダウンコンバータと、を備える。

更に本発明の別の態様で、アクティブアンテナシステムは、
前記無線設備の数本のアンテナモジュールは、各々スイッチマトリクスを備え、
前記スイッチマトリクスは、前記アンテナ相互配線を用いて前記無線設備制御ユニットに接続されることができるか、又は、中間線を用いて他のアンテナモジュールのスイッチマトリクスに接続されることができる。

更に本発明の別の態様で、アクティブアンテナシステムは、
前記送受信モジュールは、較正ユニットを備える。

更に本発明の別の態様で、アクティブアンテナシステムは、
前記較正ユニットは、デジタル信号プロセッサを有するフィードバックループの一部であり、
少なくとも１つのカプラが前記アンテナの１つの近くの信号経路に結合されている。

更に本発明の別の態様で、アクティブアンテナシステムは、
前記フィードバックループは、前記信号経路に接続される第２のカプラを備え、
前記カプラの１つは、前記アンテナ及びデュプレックスフィルタの間に位置し、
他の前記カプラは、前記デュプレックスフィルタに隣接するが、前記アンテナからは遠い。

更に本発明の別の態様で、アクティブアンテナシステムは、
前記較正ユニットは、少なくとも伝送路又は受信路のいずれか一方に位置する。

更に本発明の別の態様で、アクティブアンテナシステムは、
複数のアンテナと、前記アンテナに接続され、前記アンテナに隣接する無線設備と、を備え、前記無線設備は、光ビームフォーマ・チップ及びフォトニック・プレディストーション素子（ＡＰＤ又はＤＰＤ）を備える。

基地局の一部分である無線設備制御ユニットにハブが配置されるので、ベースバンド信号は、チャネル信号を抽出することなく無線設備制御ユニットに送られる。これにより、１つのアンテナ相互配線の、幾つかのデータ接続（特に数本のアンテナケーブル）上のベースバンド信号を容易に分配できるようにする。そして結果として情報損失を減少させ、無線設備制御ユニットと無線設備間の、アンテナ相互配線の単一データ接続の伝送容量のための必要条件を最低限に抑える。無線設備制御ユニットは、初めに送受信モジュールが受信した、すべての情報を受信する。

ハブは、１つのアンテナを経由して送られた複数チャネルのチャネル信号を分離する。したがって、１つのアンテナのチャネル信号は、送信時にはアンテナ相互配線を経由して混合される。チャネル信号を分離させるハブは、チャネルカードに組み込むこともできる。

無線設備制御ユニットのハブの更なる利点は、無線設備が必要とする電力が少ないということである。というのも、無線設備は通常アンテナ塔の最上位に設置されるので、有効に利用できる電力は制限されるからである。

更に本発明の別の態様で、アクティブアンテナシステムは、
複数の送受信モジュールを備える無線設備であって、各送受信モジュールは少なくとも１つのアンテナに接続される無線設備と、
無線設備制御ユニットと、を備える。
そして各送受信モジュールは、アンテナ相互配線を介して無線設備制御ユニットに接続されるスイッチマトリクスを備え、そして、中間線を用いて少なくとも２つのスイッチマトリックスが接続される。

この種のアクティブアンテナシステムでは、どちらか一方のスイッチマトリクスを介して柔軟にデータを導くことができる。また、スイッチマトリックスを用いて、幾つかのケーブルを介しデータストリームを柔軟に分配できるように、アンテナ相互配線は好ましくは複数のアンテケーブルを備える。

スイッチマトリクスは、データパッケージの内容（パッケージが送信されるターゲット）、特にヘッダを決定するデータスイッチである。

本発明の他の態様によるアクティブアンテナシステムは複数のアンテナと、アンテナに接続され、アンテナに隣接する無線設備とを備え、無線設備は、各アンテナ用の別々の送受信モジュールを備える。

このように、本発明は複数のアンテナのための分散送受信システムを提供し、その結果、各アンテナのアンテナ信号は個々に処理される。

各アンテナ用の別々の送受信機を提供することによって、各アンテナのための信号を個々に処理することができる。信号は各アンテナに個別に適応するので、柔軟性が高まる。分散送受信構造はアクティブアンテナシステムの無線設備の完全に新しい構造であり、そして、複数の異なる態様に対する新規な解決策を提供する。好ましくは、無線設備は各アンテナ用のアンテナモジュールを備え、送受信モジュールを備えた各アンテナモジュールはＡ／ＤコンバータおよびＤ／Ａコンバータを含む。これにより、無線設備の個々のアンテナ信号のデジタル前後処理ができる。さらにまた、無線設備制御ユニットへ／からのデジタルデータの送受信を可能にする。これらのデータは圧縮することができる。分散送受信アーキテクチャのため、隣接したアンテナの信号は通常非常に類似している。その結果、圧縮は非常に効率的である。特に、数本のアンテナの(of)、または数本のアンテナのための(for)デジタル信号を一緒に圧縮するのは好ましい。

数本のアンテナのためのビーム・フォーミング信号は、大部分は位相シフトにおいてだけ異なるので、一緒に圧縮される信号は好ましくはビーム・フォーミング信号であり、データコンテンツは通常実質的に同じである。例えば一度だけ内容を送信し、そして、別々に個々のアンテナのための位相シフトを送信することによって、非常に効率的にこの種のデータを圧縮することができる。

無線設備および無線設備制御ユニットは、好ましくはアンテナ接続によって接続される。アンテナ接続を、光ファイバとして含むことができる。光ファイバは単一モードファイバまたはマルチモードファイバであることができ、その結果データ信号はＤＷＤＭ規格に基づいて複数波長を多重化して送信することができる。

好ましい実施例では、無線設備制御ユニットにハブを設けるが、無線設備にはハブを設けない。送受信モジュールはいかなる種類のトポロジにも組み込むことができるので、この種の設計は非常に柔軟である。このアーキテクチャは、自由に拡張でき、高い冗長性を提供する。ハブを備えない無線設備は、通常の無線設備より単純で、より少ない部品および回路を備えるので、より安定する。

更なる実施例によれば、制御ＲＦベースバンドユニット（無線設備の一部）は、スイッチマトリクスを備え、スイッチマトリクスはアンテナ相互配線に接続される。加えて、スイッチマトリクスは少なくとも２台の端末に接続されており、端末は中間線によって、他の制御ＲＦベースバンドユニットのスイッチマトリクスの対応する端末に接続することができる。このように、無線設備の幾つかの送受信モジュールは、これらの中間線によって接続されることができ、少なくとも１つ以上のスイッチマトリクスは、無線設備制御ユニットを有するアンテナ相互配線によって接続される。こういった設計では、特に適したトポロジを提供することができる。例えば、無線設備制御ユニットと無線設備間で一度だけ冗長データを送信して、幾つかの送受信モジュールまたはアンテナモジュール間で冗長データを複製して分配するために、それぞれ、ごく少数のアンテナ相互配線を備える。そこでは、アンテナモジュールごとに個々の位相情報だけを設ける。

無線設備と無線設備制御ユニット間で送信するデジタルデータを圧縮するためのデータ圧縮は、無損失性データ圧縮または損失性データ整理プロセスを備えることができる。

この種のデータ圧縮は、無線設備の分散アーキテクチャを有するアクティブアンテナシステムとの併用が特に効率的である。そして、各アンテナに個々の送受信モジュールを割り当てることを意味する。したがって、異なるアンテナのデジタル信号が非常に類似しているので、結果、圧縮は非常に効率的である。

ビーム・フォーミングモードにおいて、アクティブアンテナシステムと通信する通信相手の可動のユーザ機器（ｕｓｅｒ ｅｑｕｉｐｍｅｎｔ）（ＵＥ）のための時間単位当たりの位相シフトを一旦算出することは可能である。その結果、対応する位相シフトを無線設備で連続的に算出することができ、そして、ビームはユーザ機器を自動的に追従する。

受信信号を用いて、ユーザ機器の位置を追跡することができ、そして、ユーザ機器が予測された軌道からそれる場合には、位相シフトの対応する修正を行うことができる。

更なる実施例によれば、送受信モジュールは、位相および／または振幅に対して、別々に各送受信モジュールを較正するための手段を備える。この種の較正手段は、伝送路のためにおよび／または受信路のために提供することができる。

較正のための手段は、基準信号のフィードバック信号（伝送路で抽出されるかまたは、アンテナに隣接するカップリング素子を用いて受信路に混合される）を提供するフィードバックループを備えている。第２の、別のカップリング素子は、デュプレックスフィルタの内側に設けることができる。

更なる実施例によると、アクティブアンテナシステムが設けられ、
アクティブアンテナシステムは複数のアンテナモジュールを備え、各アンテナモジュールはアンテナと、送受信モジュールと、制御ＲＦベースのユニットとを備え、そして、数本のアンテナモジュールを同期させるための手段を設ける。
アンテナモジュール間の実行時間がアンテナ信号の出力のために補償されるように、それぞれのアンテナモジュール間の時間遅延を測定し、特定の遅延を各アンテナモジュールに印加するために、これらの較正手段を含む。

トポロジックの最大遅延を測定するために、較正手段を含むことができる。あるいは隣接するアンテナモジュールに対する遅延だけを測定するために、較正手段を含むことができる。

本発明は、いくつかの本発明の例を示す同封図面によって更に詳細に、以下に説明される。図面は以下に示す。

アクティブアンテナシステムの概略図である。 アンテナモジュールの側面図である。 アンテナアレイの概略的な平面図である。 送受信モジュールを有する無線設備のブロック図である。 幾つかの放射器を備えるアンテナの側面図である。 無線設備制御ユニットに接続される幾つかの送受信モジュールを備えるアクティブアンテナシステム、および、送受信モジュールの更なる実施例の、ブロック図である。 送受信モジュールの更なる実施例の、ブロック図である。 ２つのメインローブおよび４つのサイドローブを有する電界の線図である。 Ｔｘ−送信チップの実施例の、ブロック図である。 Ｔｘ−送信チップの実施例の、ブロック図である。 Ｒｘ−受信チップの実施例の、ブロック図である。 Ｒｘ−受信チップの実施例の、ブロック図である。 デージーチェーンのための同期手段の概略的なブロック図である。 デージーチェーンのための同期手段の概略的なブロック図である。 ツリー型トポロジのための概略的な同期手段である。 ツリー型トポロジのための概略的な同期手段である。 ツリー型トポロジのための概略的な同期手段である。 クロック信号を同期させるための手段を有するアンテナモジュールである。 クロック信号を同期させるための手段を有するアンテナモジュールである。 デジタル入力信号をアナログ出力信号に、同時に増幅し変換するための増幅ユニットである。 デジタル入力信号をアナログ出力信号に、同時に増幅し変換するための増幅ユニットである。 ＩＱ−補償モジュールを備える送受信モジュールである。 光ドメインに基づく無線設備の異なる実施例である。 光ドメインに基づく無線設備の異なる実施例である。 光ドメインに基づく無線設備の異なる実施例である。 光ドメインに基づく無線設備の異なる実施例である。 光ドメインに基づく無線設備の異なる実施例である。 光ドメインに基づく無線設備の異なる実施例である。 光ドメインに基づく無線設備の異なる実施例である。 光ドメインに基づく無線設備の異なる実施例である。 光ドメインに基づく無線設備の異なる実施例である。

アクティブアンテナシステム（ＡＡＳ）１は、複数のアンテナ２を備えたシステムである。この複数のアンテナ２は無線設備３の一部をなす。無線設備３は、複数アンテナ２を介して送受信される信号を制御するための制御回路を備える。無線設備３の実施例については、以下詳細に説明する。

アンテナ素子２は、１つの送受信モジュール１２に接続され、１つ以上の放射器９９が設けられていても良い（図４、５）。送受信機と、対応する放射器９９との間に能動素子がないため、１つのアンテナ素子２における複数の放射器９９は実質的に同じ伝送アンテナ信号を受け取る。複数の放射器９９は、送受信機と放射器９９間の接続の長さが異なるため、わずかな位相シフトを含んだ伝送アンテナ信号を受け取ることが可能である。

アンテナ素子２の（１つ又は複数の）放射器９９は交差偏波であってもよい。この場合、１つのアンテナ素子２を介して２つの独立信号を送受信することができる。この種の交差偏波されるアンテナ素子２は、好ましくは２台の送受信モジュール１２に接続される。

無線設備３は、通常アンテナ塔４に設置される（図１）。

アクティブアンテナシステム１の第１実施例として、無線設備制御ユニット５は、無線設備３から遠く離れたところに設置され、無線設備３および無線設備制御ユニット５は、１つ以上のアンテナ相互配線６を用いて接続される。無線設備３と、無線設備制御ユニット５と、アンテナ相互配線６とは、通常は、基地局１０１（例えばＵＭＴＳ（ユニバーサル・モバイル・テレコミュニケーション・システム）のＮｏｄｅ Ｂ）の一部、またはＧＳＭ（登録商標）（グローバル・システム・フォー・モバイル・コミュニケーションズ）の基地送受信局内に設けられる。

一般的に、アンテナ相互配線６で送信されるデータはデジタルデータである。基本的に、アナログの変調データを送信することもできる。データは一般的に、ＣＰＲＩ規格（Ｃｏｍｍｏｎ Ｐｕｂｌｉｃ Ｒａｄｉｏ Ｉｎｔｅｒｆａｃｅ）で送信される。そして、ＣＰＲＩ規格とは、容器としてのフレームに挿入されるデータを備える伝送を構成するインタフェース規格である。例えばＯＢＳＡＩ（Ｏｐｅｎ Ｂａｓｅ Ｓｔａｔｉｏｎ Ａｒｃｈｉｔｅｃｔｕｒｅ Ｉｎｉｔｉａｔｉｖｅ）といった、他の適する規格を用いてデータの送信を行うことも可能である。

アンテナ相互配線６は、同時に複数のデータ信号を送るためのアンテナケーブル１０として、好ましくは複数の光ケーブル（特に単一モードまたは１つ以上のマルチモード・グラスファイバケーブル）を備える。あるいは、各々のアンテナケーブル１０を、電気ケーブルとして（好ましくは同軸ケーブルとして）設けることができる。好ましくは、各アンテナケーブル１０は、１台の単一の送受信モジュール１２によって、受信および／または送信される信号を送る。これにより、各送受信モジュール１２が無線設備制御ユニット５から受け取る信号を制御して、無線設備制御ユニット５の各送受信モジュール１２からのすべての受信信号を一緒に処理できるようにする。そして、更に詳細に後述する。

これに反して、欧州特許出願公開第２６３２０５８号、米国特許出願公開第２０１２／０１２８０４０号および英国特許出願公開第２４４０１９２号で開示のように、通常のアクティブアンテナシステムでは、受信アンテナ信号は前処理され、それから無線設備のＣ−ｈｕｂで多重化される。また、送信信号は、無線設備に送られる前に、無線設備制御ユニットで多重化される。これにより情報損失が起こり、無線設備制御ユニットと無線設備間におけるアンテナ相互配線の伝送容量に負荷をかける。情報損失のため、無線設備制御ユニットは、送受信モジュールが初めに受信したすべての情報を受信するというわけではない。アンテナ相互配線の伝送容量の制限により、通常のアクティブアンテナシステムにおける待ち時間が短い高速伝送ができなくなる。

アクティブアンテナシステムを用いた無線接続として、アンテナ相互配線６を用いることもできる。塔４の揺動を補償できるように、受信機および送信機は互いに追跡しあうことができる。

無線設備制御ユニット５は、データを送受信するための無線ネットワーク制御装置（ＵＭＴＳ）または基地局制御装置（ＧＳＭ（登録商標））６９に接続されるインタフェース７を備える（図１、６ａ）。データは、音声データ、電子メールデータ、ｓｍｓ／ｍｍｓデータ、ビデオデータ、音楽データ、制御データなどを含む。

無線ネットワーク制御装置／基地局制御装置６９は、１つ以上の広域ネットワーク１００（例えばインターネットまたはＵＭＴＳのコアネットワーク）に接続することができる。更に、ＵＭＴＳ規格に基づく無線ネットワーク制御装置６９は、他の無線ネットワーク制御装置６９に接続することができる。

無線設備制御ユニット５は、コアコントローラ８を備える。コアコントローラは、無線設備制御ユニット５のモジュールを制御するメインプロセッサである。さらにまた、コアコントローラ８は無線設備制御ユニット５のすべての処理を制御し、例えばアンテナ信号をそれぞれのアンテナ素子２に分配する。

無線設備制御ユニット５は、複数のチャネルカード９を備える。チャネルカード９は、インタフェース７に接続されており、そして、インタフェース７から着信データを受け取り、データをベースバンド周波数のチャネル信号に変換するために（逆もまた同じ）含まれる。チャネルカード９は、直接かまたはハブ１１を介してアンテナ相互配線６に、そして送受信モジュール１２に接続される。ベースバンド周波数のチャネル信号を送受信モジュール１２に送るために（逆もまた同じ）、チャネルカード９を含む。

論理的チャネル信号は１つ以上の論理チャネルのデータを備え、論理チャネルは１人以上の加入者または通信相手のデータを備える。チャネルカード９を、データ、チャネル信号および／または論理チャネルを処理するために更に含むことができる。すなわち、スクランブル化、デスクランブル、チャネル信号からの論理チャネル抽出および／またはチャネル信号への論理チャネル多重送信、符号化、および／または周波数変換、である。

各チャネルカードは、１〜１００本のアンテナ２の代わりになり得る。通常、無線設備制御ユニット５は、同時に最高１０００もの、または更に多くの通話に対処するために１〜１２個のチャネルカード９を備える。チャネルカード９は複数のＤＳＰ（デジタル信号プロセッサ）を備える。

上記のように、好ましくは各アンテナ素子２のために、個々の送受信モジュール１２を設ける。各送受信モジュール１２は、複合送受信機およびフィルタユニット１３、および制御ＲＦベースバンドユニット１４を備える（図４）。送受信フィルタユニット１３は、デュプレックスフィルタ１５を備える。また、２つのフィルタ素子を提供することもできる。（１つのデュプレックスフィルタ１５の代わりに、アンテナ信号を送るための一方と、受け取るためのもう一方）。

デュプレックスフィルタ１５は、Ｔｘ−送信チップ１６およびＲｘ−受信チップ１７に接続している。Ｔｘ−送信チップ１６およびＲｘ−受信チップ１７は、ＲＦ−ベースバンドチップ１８に接続している。

基本的にＲＦ−ベースバンドチップ１８は、無線設備制御ユニット５から来るデータ信号を、ベースバンド周波数に変換する。ＲＦ−ベースバンドチップ１８において、ベースバンド信号を処理し、そこで、波高率低減および／または、プレまたはポストディストーションおよび／または、周波数会話および／または、高周波信号に変換されるベースバンド信号を準備するための他の処理ステップが、実行される。

コンバータと、フィルタと、増幅器とを備えるヘテロダイン法またはホモダイン・アーキテクチャである、Ｔｘ−送信チップ１６を用いて、このベースバンド周波数信号を高周波信号に変換する。Ｒｘ−受信チップ１７は、デュプレックスフィルタ１５から受け取る高周波アンテナ信号をベースバンド周波数信号に変換する。このように、Ｒｘ−受信チップ１７およびＴｘ−送信チップ１６はアンテナ信号をベースバンド周波数信号へシフトする（逆もまた同じ）。

Ｔｘ−送信チップ１６、Ｒｘ−受信チップ１７およびデュプレックスフィルタ１５は、送受信フィルタユニット１３の素子である。送受信フィルタユニットは、通常ＣＭＯＳ、ＳｉＧｅまたはＧａＡｓ―チップを用いて行われる高周波技術に基づいており、通常、Ｔｘ−送信チップ１６は、ＧａＡｓまたはＧａＮでできており、Ｒｘ−受信チップ１７は、ＳｉＧｅまたはＣＭＯＳでできており、そして、制御ＲＦ―ベースバンドユニット１４は、ＣＭＯＳでできている。

制御ＲＦ−ベースバンドユニット１４は、ＲＦ−ベースバンドチップ１８の他に、幾つかのデジタルフィルタ構造１９、較正モジュール２０、コントローラ２１、およびトランスポート・インタフェース２２を備える。

デジタルフィルタ１９で、例えば、間引くか、フィルタに通すか、またはサンプルレートに変換するためにデータ信号を前処理することができる。以下に説明があるように、複数のアンテナ２を較正するために較正モジュール２０を設ける。トランスポート・インタフェース２２において、入ってきたり出て行くデータは、ＣＰＲＩ（登録商標）コンテナにパックされるかまたはＣＰＲＩ（登録商標）コンテナからアンパックされる。各ＣＰＲＩ（登録商標）コンテナは、１つ、幾つか、またはすべてのアンテナ２のためのデータ、またはその複数のアンテナ２からのデータ、そして、１つ以上の論理チャネルのためのデータを含むことができる。

例えばシリコン法に基づくシングルチップ上に、ＲＦ−ベースバンドチップ１８および更なる素子１９〜２２を含むことができる。

好ましくは第１実施例（図６ａ）において、各々の送受信モジュール１２は、アンテナケーブル１０を用いて無線設備制御ユニット５にあるハブ１１に接続される。ハブ１１は、更にチャネルカード９に接続されており、アンテナ相互配線６を介してチャネルカード９から送受信モジュール１２までチャネル信号を伝送するために含む。そして、ＣＰＲＩ規格を用いたその逆も同じである。更に、チャネル信号を多重化および抽出しておよび／またはチャネル信号をスクランブルおよびデスクランブルするために、ハブ１１を含むことができる。そして、ハブ１１が部分的に、上記にあるようなチャネルカード９の機能性を備えることを意味する。

各アンテナケーブル１０は、好ましくはグラスファイバケーブルであり、データ信号は、ＤＷＤＭ規格（高密度波長分割多重）に基づき、単波長または複数波長を多重化して送信される。これにより各アンテナのための高帯域が提供され、その結果、膨大な量の情報を、無線設備制御ユニット５と対応する複数のアンテナ２の送受信モジュール１２間に送信することができる。アンテナケーブル１０がグラスファイバケーブルである場合には、電気信号を光信号に変換するために（逆もまた同じ）、ハブ１１を含む。

アンテナケーブル１０をマルチモード・グラスファイバケーブルとして含むことができる場合、所定の色をそれぞれの送受信モジュール１２に向けるために、ビームスプリッタ（図示せず）を送受信モジュール１２の入力側に設ける。

無線設備３はハブを含まない。

送受信モジュール１２はどのような種類のトポロジにも組み込むことができるので、こういった設計は非常に柔軟性がある。この設計は、自由に拡張することができ、高い冗長性を提供する。ハブを備えない無線設備３は通常の無線設備より単純で、備える部品および回路が少ないので、より安定している。無線設備３は、通常すべての環境影響にさらされる屋外用アンテナである。より単純な設計は、素晴らしい信頼性を提供する。そして、各アンテナ素子２および各送受信モジュール１２の各アンテナ信号をそれぞれのアンテナケーブル１０を介して送るので、一層合理的な、無線設備制御ユニット５で全体として受信アンテナ信号を処理するだけでなく、無線設備制御ユニット５の送信方向のアンテナ信号を制御することを、設ける。

各アンテナ素子２と、送受信モジュール１２と、制御ＲＦ−ベースバンドユニット１４とで、アンテナモジュール２３を構成する（図２）。

複数のアンテナモジュール２３は、アンテナアレイ２４を構成する（図３）。アンテナアレイ２４において、隣接する複数のアンテナ２または放射器９９間の距離は、通常それぞれ約０．５λ〜２λである。アンテナアレイのエッジ領域において、それぞれ、隣接する複数のアンテナ２または放射器９９間の距離は、アンテナアレイの開口部を大きくするために、そして、サイドローブを抑制するために、２λより大きくても良い。

後述のように、出射ビームを幾つかの狭いローブを形成するために、複数のアンテナモジュール２３をビーム・フォーミングモードで制御することができる。

数本のアンテナ２または放射器９９のための、ビーム・フォーミング信号は、それぞれ大部分は位相シフトにおいてだけ異なり、データコンテンツは通常は実質的に同じである。この種のコンテンツデータは、無線設備制御ユニット５から無線設備３まで一旦送信されることができ、複数のアンテナ２のそれぞれに対して位相シフトおよび／または振幅シフトは、別に送信される。受信アンテナ信号のためにビーム・フォーミングを行うこともでき、無線設備制御ユニット５でビーム・フォーミングベクトルを算出し、そしてこのビーム・フォーミングベクトルを、ビーム・フォーミングを行うために無線設備３に送信することは適切である。ビーム・フォーミングベクトルを算出するために、利用可能な無線設備制御ユニット５にのみに通常ある、コード化および／または再スクランブルされた内容情報を有することは適切である。

図６ｂは、本発明の第２実施例の無線設備を示す。この無線設備３は、上記にあるようなアクティブアンテナシステム１の一部である。同じパーツは、同じ参照符号によって示され、再度詳しく説明はなされない。

この無線設備３は、数本のアンテナ２および送受信モジュール１２を備える。各送受信モジュール１２は、送受信フィルタユニット１３および制御ＲＦ−ベースバンドユニット１４を備える。送受信フィルタユニット１３は、上記の実施例の１つと同じである。制御ＲＦ−ベースバンドユニット１４は、上記の実施例の１つと類似しており、そして、また、ＲＦ−ベースバンドチップ１８と、デジタルフィルタ１９と、較正モジュール２０と、コントローラ２１と、トランスポート・インタフェース２２とを備える。加えて、制御ＲＦ−ベースバンドユニット１４は、スイッチマトリクス２５を備える。スイッチマトリクス２５は、アンテナ相互配線６のアンテナケーブル１０に接続されることができる。加えて、スイッチマトリクス２５は、２台以上の端末２６に接続される。２つの異なる送受信モジュール１２の端末２６は、中間線２７によって接続されることができ、中間線２７は、２つの制御ＲＦ−ベースバンドユニット１４間に延在する。このように、２つ以上の送受信モジュール１２は、これらの中間線２７によって接続され、（少なくとも）１つ（または以上）の送受信モジュール１２は、アンテナケーブル１０を用いて無線設備制御ユニット５に接続される。この１つ以上のこのアンテナケーブル１０は、好ましくは光グラスファイバケーブルであり、中間線２７は、好ましくは電線である。これらの中間線２７および少なくとも１つのアンテナ相互配線６は、すべての制御ＲＦ−ベースバンドユニット１４を通過するデータバスを形成する。

スイッチマトリクス２５は、更に、素子１８〜２２に接続される。

スイッチマトリクス２５は、異なる配置で使用することができる。例えば、すべてのアンテナモジュール２３は、個々のアンテナケーブル１０によって、無線設備制御ユニット５に接続することができ、そして加えてデータバスは、無線設備制御ユニット５およびすべてのアンテナモジュール２３を接続し、設けることができる。データバスによって、すべてのアンテナモジュール２３に対するブロードキャスト・メッセージを容易に送ることができる。これは、特に起動および構成プロセスに有利である。

さらにまた、特定のアンテナケーブル１０が強力なデータトラフィック、または、欠陥（例えば接続破損または電子デバイスの故障）によって妨げられる場合、その先の情報を、異なるアンテナケーブル１０を介して、別のアンテナモジュール２３に送信することができる。情報は、別のアンテナモジュール２３から、元のアンテナモジュール２３にデータバスを介して送信される。このように、アンテナ相互配線６のアンテナケーブル１０の高いデータ負荷やその他の遮断の場合にも、トラフィックを切り替えることができる。

さらにまた、このアンテナ・アーキテクチャの柔軟性は、異なる要件を満たすために、アンテナモジュール２３を切り替えることで一緒に成し遂げられる。例えば、通信相手６３に対する送信のためのアンテナモジュール２３のサブセットだけを用いて、無線設備３の消費電力を減少させることができる（図１）。他の実施例は、異なる通信相手６３と情報交換するために、アンテナモジュール２３の異なるサブセットを使用しており、それによって各々のサブセットは、通信相手６３の内の１人専用で提供される。また、これは、消費電力を減少させるが、安全な送信といった他の目的にかなうこともできる。消費電力が通信相手６３との受信および送信に充分である実施例が設けられている。

この種の通信相手６３は、通常はモバイル機器であり、例えば通信ユニットを備える、携帯電話、スマートフォン、コンピューター、タブレットなどである。この種の通信ユニットは、１本、２本もしくは更に多くのアンテナと、アンテナを介して無線信号を送受信するための送受信機と、アンテナ信号を処理するためのデジタルプロセッサユニットとを有する。

スイッチマトリックス２５を使用するこのケースでは、無線設備３と無線設備制御ユニット５間の全体のデータトラフィックは、取り付けアンテナモジュール２３として、より少ないアンテナケーブル１０で処理することができる。その結果、限られたアンテナモジュール２３だけが、個々のアンテナケーブル１０で無線設備制御ユニット５と接続し、そして、他のアンテナモジュール２３は、データバスを介してのみ、他のアンテナモジュール２３および無線設備制御ユニット５に接続される。この種のスイッチマトリクスでは、無線設備３を介してデータ信号を送受信する、実際に使用される方法に適応できる、アンテナモジュール２３の独自の構成を可能にする。

本実施例において、各アンテナ素子２および各送受信モジュール１２の各アンテナ信号は、隣接したスイッチマトリクス２５に接続されるそれぞれのアンテナケーブル１０または他のアンテナケーブル１０を介して、送られる。したがって、無線設備制御ユニット５に組み込まれるハブ１１を備える上記の実施例と同様に、一層合理的な、無線設備制御ユニット５で全体として受信アンテナ信号を処理することだけでなく、無線設備制御ユニット５の送信方向の各送受信モジュール１２のアンテナ信号を制御することを、設ける。

基本的に本実施例において、チャネルカード９に無線設備制御ユニット５のハブ１１を組み込むことができる。したがって、アンテナケーブル１０に接続される送受信モジュール１２は、チャネルカード９に直接接続している。アンテナケーブル１０を光ファイバとして含む場合には、電気信号からの光信号への変換およびその逆は、単純なコンバータ（図示せず）によって行うことができる。

上記の実施例では、アクティブアンテナシステムを併用して設けることもできる。
この併用で、本発明の上記利点は成し遂げられる。すなわち、
アンテナ相互配線６上の待ち時間が短い高速伝送（すべての受信アンテナ信号を無線設備制御ユニット５に提供する）と、
無線設備制御ユニット５による、送ったアンテナ信号の完全な制御と、
必要に応じて異なるアンテナモジュール２３を一緒に切替えることによる低消費電力なアンテナ・アーキテクチャの柔軟な構成と、
設けられる冗長なアンテナケーブル１０による障害許容力と、である。

アクティブアンテナシステムの他の実施例によれば、無線設備３および無線設備制御ユニット５は、単一ユニット（図示せず）を構成する。このユニットにおいて、無線設備３は、アンテナモジュール２３に直接接続される。無線設備は、トランスポート・インタフェースを必要としない。アンテナモジュール２３は、図６ａおよび６ｂに図示する実施例と同じであるか、類似する。無線設備３とアンテナモジュール２３間の直接接続は、これらの素子が電気導体路で接続されることを意味する。無線設備３とアンテナモジュール２３が近くに配置されているため、無線設備３とアンテナモジュール２３間に、実質的に導体路をいくつでも提供することができる。これらの導体路を、無線設備３およびアンテナモジュール２３の一般のＰＣボード上のプリント回路として含むことができる。これらのコネクタパスは、短い電気ケーブルであり得る。シングルチップ上に無線設備３および制御ＲＦベースバンドユニット１４を含むことも、できる。電気信号を光信号に変換し、少数の光ケーブルを介してそれらを送る必要はない。

通常のアクティブアンテナシステムにおいて、無線設備３と無線設備制御ユニット５間のデータレートは、約１０ＧＢ／ｓに限られている。無線設備３と無線設備制御ユニット５間の距離が近いほど、データレートを上昇させるのが容易となる。通常のアクティブアンテナシステムは、無線設備３と無線設備制御ユニット５間にデータ信号を送るためだけで、アンテナモジュールごとに、約１０Ｗの平均電力を必要とする。このように、無線設備３および無線設備制御ユニット５間のデータの伝送は、かなりの電力負荷を生じさせる。無線設備３と無線設備制御ユニット５間の距離が近いほど、必要な電力は少なくて済む。

上記のように、本発明で消費電力が減少し、そして、通常のアクティブアンテナシステムと比較して無線設備３と無線設備制御ユニット５間の伝送速度が加速するということは当業者にとって明らかである。

上記のアクティブアンテナシステムは、ＭＩＭＯモード（Ｍｕｌｔｉｐｌｅ−ｉｎ−Ｍｕｌｔｈｉｐｌｅ−Ｏｕｔ）、または、ビーム・フォーミングモードで基本的に使用することができる。ＭＩＭＯモードにおいて各アンテナ素子２（または群としてのアンテナ２）は、アンテナアレイ２４の他の複数のアンテナ２のアンテナ信号から物理的に独立したアンテナ信号を送る。「物理的に独立している」というのは、アンテナ信号は物理的に結合していないが、データコンテンツによって結合できるということを意味する。例えば、数本のアンテナ２が高強度を達成するために同時に同じアンテナ信号を送る場合、これらのアンテナ信号は物理的に結合しない。一定量の情報は、異なるセクションに分配することもでき、異なるセクションの情報は、異なるアンテナ信号を用いて送られる。アンテナ信号に含まれる情報は互いに結合するが、個々のアンテナ信号は物理的に互いに独立している。

ビーム・フォーミングモードにおいて、ビームが特定の形を有するように、数本のアンテナ２のアンテナ信号は物理的に互いに結合する。このビーム・フォーミングは、異なる複数のアンテナ２で実質的に同じアンテナ信号を発することによって達成される。そして、強め合い弱め合う干渉によって特定の光線が形成されるように、アンテナ信号は各々に対する特定の位相遅れおよび／または特定の振幅関係を有する。ビーム・フォーミングモードにおいて、これらのアンテナ信号は、位相差および／または振幅関係によって物理的に互いに結合する。

また、数個のグループのアンテナ２は特定のビームを発するために用られ、および／または、個々のアンテナ２は独立したアンテナ信号を発するために同時に用いられる、複合ＭＩＭＯモードおよびビーム・フォーミングモードで、アクティブアンテナシステムを使用することもできる。ＭＩＭＯをビーム・フォーミングと結合することもでき、特定のＭＩＭＯ信号は数本のアンテナ２を介して発され、そして数本のアンテナ２の信号がビーム・フォーミング信号を生成する。

ｎ本の放射アンテナ２の極めて簡略化した静的シミュレーションは、以下の、電界の二次元の正規化相対強度を提供する。

式中、
ｎは、アンテナ２の数であり、
ｄは、λのアンテナ２間の距離であり、
Φは、放射軸に対する角度であり、そして、
αは、等間隔のアンテナ２のリニアアレイを仮定している隣接したアンテナ２間の位相差である。
図７は、２つのメインローブ２８および４つのサイドローブ２９を有する、電界の図を示す。
２つの等方性アンテナ２の放射Φの方向における遠距離電磁界（＞１０λ）の電界の強度を算出するために、以下の式を用いることができる。

式中、
ψは、位相差であり、
ｄ_ｒは、ラジアンの、隣接する放射器９９の距離であり（ｄ_ｒ＝２πｄ／λ）、
ψは、放射の方向であり、そして、
δは、隣接する放射器９９の線形位相シフトである。
これらの式は、ビーム・フォーミングのための位相差および振幅を算出するための基礎をなす。しかしながら、ほとんどの実証的加重成分は、各アンテナのために考慮されなければならない。ビーム・フォーミングは数値近似によって算出され、ビームが目指す各通信相手のために、別々の算出が必要である。これらの算出は、無線設備制御ユニット５のチャネルカード９において行われる。

ビーム・フォーミングは、二次元のビーム・フォーミングでありえ、ビームは、水平面においてのみ焦束される。ビームが水平面および垂直面両方において焦束されるとき、三次元ビーム・フォーミングを行うこともできる。

好ましくは、位相差および振幅の算出は、ベースバンドで行われる。このようにして算出されたベースバンド信号は、無線周波信号に直接シフトされることができる。ミキシング方法がｅ^ｊωτとの乗算であるので、無線周波信号にも位相および振幅情報を設ける。好ましくは、すべてのチャネルのスペクトルは、ベースバンドで完全に算出される。

あるいは、無線周波信号の位相差を算出することもできる。しかしながら、これにはアナログ移相器を必要とする。アナログ移相器として遅延線を伴うＰＩＮダイオードを用いることができる。

ＭＩＭＯモードおよびビーム・フォーミングモードは、放射アンテナ信号に対してのみ関連する。各アンテナ素子２が異なる信号源の信号を受け取るように、多重ソースのアンテナ信号は重畳される。受け取ったアンテナ信号は、ＲＦ―ベースバンド・モジュール１８のＡ／Ｄコンバータ（ＡＤＣ）を用いてデジタル化され、ベースバンドに変換される。ベースバンドデータは、無線設備制御ユニット５に送信される。無線設備制御ユニット５で、ベースバンドデータが復号化される。復号化されたデジタルデータを区別することができる（例えばソースに対して）。異なる複数のアンテナ２が受け取る特定のソースの信号を、更に調査することができる。特に、ビーム選択は、どの方向から対応する信号を受取るかの決定に従い、行うことができる。特に信号の１つが位相シフトされる場合、この種のビーム選択は信号を加算または乗ずることにより行うことができる。例えば、特定の量に関して１つの信号を位相シフトし、それを異なる複数のアンテナ２が受け取るシフトされていない信号に加算することは、信号レベルがないか、非常に小さな信号レベルとの弱め合いの干渉となり得る。この位相差から、受信角度を推測することができる。特定の範囲を走査するために、隣接した２つのアンテナ２が受信する２つの信号は、インクリメンタル・ステップで各々に段階を追って位相シフトされ、ステップごとに２つの信号の和または差を算出する。和または差が最大または最低となる位相が確定される。この位相から、信号の方向（到来方向（ＤｏＡ：Ｄｉｒｅｃｔｉｏｎ ｏｆ Ａｒｒｉｖａｌ））を算出することができる。

ベースバンドデータは、アンテナ相互配線６を介して、制御ＲＦ−ベースバンドユニット１４から無線設備制御ユニット５まで、データコンテナで送られる。ベースバンドデータをコンテナに入れる前に、無損失性データ圧縮および／または損失性データ整理プロセスによりベースバンドデータ量は低下する。適切な無損失性データ圧縮は、受け取る個々のアンテナ信号は非常に類似するので、例えば、大幅にデータを縮小させるＬｅｍｐｅｌ／ＺｉＶ ＬＺ ７７アルゴリズムである。しかしながら非可逆圧縮においては、それぞれ、合理的でないか、関連しないか、冗長でないか、類似しない情報、または妨害情報を除去することができない。例えば、妨害情報は、ノイズまたは使用しないチャネルである。通常は無線設備制御ユニット５の関わりで、ユーザ、アクティビティおよび送受信状況の数は分かるので、複数のデータを除去または削除することができ、役立つデータまたは情報は維持される。

この種のデータ圧縮は無線設備３の分散アーキテクチャを有するＡＡＳとの併用で特に効率的である。そして、各アンテナ素子２に、個々の送受信モジュール１２を割り当てることを意味する。したがって、圧縮が非常に効率的となるように、アンテナモジュール２３と交換するデジタル信号の類似性は高い。

個々のアンテナ２のデータが重畳される場合、全体のシステムの感度は上昇することができる。この種のスーパーポジション（ｓｕｐｅｒ ｐｏｓｉｔｉｏｎ）は、異なる複数のアンテナ２が受信するデータを追加することにより実行することができる。異なる複数のアンテナ２のデータはノイズとでなく、互いに関連付けられるので、信号対雑音比は増加する。

無線設備制御ユニット５からアンテナモジュール２３まで送られるデータ信号は、通常は受取人または通信相手６３に発信される情報（以下のメッセージ・データと呼ばれる）および、振幅／位相情報から成る。メッセージ・データは、ビーム・フォーミングモードのすべてのアンテナモジュール２３で同じである。データ信号は、位相および／または振幅情報において異なる。したがって、メッセージ・データを一旦送信して、メッセージ・データとは別に数本のアンテナモジュール２３のための振幅または位相情報を送ることが適切である。メッセージ・データは、アンテナモジュール２３に接続しているデータ網によって例えば分配される。これは、結果としてアンテナ相互配線６を介して送信されなければならないデータ量の著しい削減となる。

更にデータ量を減少させうる可能性としては、通信相手６３の軌道を予測し、そして、ビーム・フォーミングによって無線信号を通信相手６３へ導くための対応する位相シフトおよび／または振幅シフトを算出することである。メッセージ・データは無線設備制御ユニット５から無線設備３まで一旦送信されなければならないので、位相シフトおよび／または振幅シフトの算出は無線設備３で行うことができる。一定の時間間隔で、予測の精度はチェックされ、必要に応じて修正される。

通信相手６３が、通常はある程度一定の速度かつ方向に移動する駆動車に搭載の携帯電話である場合、この方法は特に効率的である。通常、通りの座標によって方向が分かる。

無線設備３と無線設備制御ユニット５間で送信されるデータ量を減少すると、システム全体の質が非常に改善される。なぜなら、通常のアクティブアンテナシステムの無線設備３および無線設備制御ユニット５間で送信するのと同じデータ量で、ビーム・フォーミングまたはビーム選択の質を非常に高め、そして、アンテナ信号をずっと複雑にすることが可能である。異なるチャネルのデータの類似性により、データの質を落とすことなく、オリジナルデータ量を約３０〜４０％減少させる。

本発明の他の実施例によれば、送受信モジュール１２は、送られたアンテナ信号の位相および振幅に対して、各送受信モジュール１２を別々に較正するための手段を備える。Ｔｘ−送信チップ１６は、伝送路３０および基準経路３１を備える（図８ａ）。伝送路３０は、デジタル・プレディストーション・ユニット３２（ＤＰＤ）と、１つ以上の中間周波数アップコンバータ（ｆ_ＩＦ）３３と、Ｄ／Ａコンバータ３４（ＤＡＣ）と、チャネル周波数アップコンバータ３５と、電力増幅器３６（ＰＡ）とを備える。デジタル・プレディストーション・ユニット３２は、電力増幅器３６の非線形性を減少させる。中間周波数アップコンバータ（ｆ_ＩＦ）３３は、ベースバンド周波数上のデジタルベースバンド信号を、デジタルの中間周波数へ変換するためのサンプリングレート・コンバータまたはデジタル・アップコンバータ（ＤＵＣ）であり得る。そして、チャネル周波数アップコンバータ３５は、アナログの中間周波数信号を、搬送波周波数上の搬送波信号に変換する。

デュプレックスフィルタ１５から複数のアンテナ２まで送られるチャネル信号から、外部較正フィードバック信号を分離または分岐させるために、基準経路３１は、デュプレックスフィルタ１５および複数のアンテナ２間の結合（部）に連結する外部カップリング素子３７を備える。外部カップリング素子３７は、例えば、ラング（Ｌａｎｇｅ）カプラまたは方向性カプラである。更に、基準経路３１は、中間の周波数ダウンコンバータ３８、Ａ／Ｄコンバータ３９（ＡＤＣ）およびベースバンド（デジタル）ダウンコンバータ（ＤＤＣ）４０を備える。搬送波周波数または広帯域の周波数のサンプルを有するアナログ外部較正フィードバック信号を、中間周波数ダウンコンバータ３８によって中間周波数に変換する。それから、ベースバンド・ダウンコンバータ４０は、デジタル中間周波信号をベースバンド周波数へ変換する。外部較正信号の周波数は、好ましくはデータ伝送を妨がないように一定の間隔で使用される周波数間の隙間（ギャップ）にある。このように、基準経路３１は、複数のアンテナ２に供給するチャネル信号から分岐された、外部較正フィードバック信号を提供し、外部較正フィードバック信号はベースバンド周波数にダウンコンバートされる。

較正モジュール２０は、デジタル信号プロセッサ４１（ＤＳＰ）および較正ユニット４２を備える。デジタル信号プロセッサ４１は、ダウンコンバートされた外部較正フィードバック信号を受け取るために基準経路３１に接続されており、また、ベースバンド信号を受け取るためにＲＦ―ベースバンドチップ１８にも接続される。デジタル信号プロセッサ４１は、ベースバンド信号および外部較正フィードバック信号を比較し、そして、比較情報を較正ユニット４２に提供する。較正ユニット４２はまた、ベースバンド信号を受け取るためのＲＦ―ベースバンドチップ１８にも接続し、そして、Ｔｘ−送信チップ１６に修正されたベースバンド信号を供給するためのＴｘ−送信チップ１６と接続する。ベースバンド信号とダウンコンバート外部較正フィードバック信号の違いが最小となるように、較正ユニット４２は比較情報に従ってベースバンド信号を修正する。

本発明の好ましい実施態様において、内部較正フィードバック信号を分離または分岐させるために、チャネル周波数アップコンバータ３５とデュプレックスフィルタ１５間の伝送路３０に、内部カップリング素子４３を追加的に設ける（図８ｂ）。内部カップリング素子４３は、基準経路３１に設けるスイッチ４４に接続される。そしてスイッチ４４は、内部較正フィードバック信号を受け取るための内部カップリング素子４３、または、外部較正フィードバック信号を受け取るための外部カップリング素子３７に、基準経路３１を接続することができる。デュプレックスフィルタ１５は、異なるパラメータ（特に温度）に依存するチャネル信号に特定の影響を及ぼす。内部較正フィードバック信号および外部較正フィードバック信号を基にして較正を行うことにより、デュプレックスフィルタ１５のこの影響を排除することができる。デジタル・プレディストーション・ユニット３２を調整するために、特に内部較正フィードバック信号を用いる。これは、電力増幅器３６によって出力されるチャネル信号の高調波を分析することによって、達成することができる。デュプレックスフィルタ１５はチャネルバンドの信号を通過させるだけであり、結果、高調波は除去される。したがってこの情報は、外部較正フィードバック信号では利用できない。各アンテナモジュール２３がこの種のデュプレックスフィルタ１５を必要とするので、内部較正フィードバック信号および外部較正フィードバック信号を備えるこの種の較正手段により、アクティブアンテナシステムで好まれる低コスト・デュプレックスフィルタ１５の変動の補償を可能にする。

上記実施例では、アナログ中間周波数ダウンコンバータ３８を用いて、較正フィードバック信号をダウンコンバートする。この中間周波数ダウンコンバータ３８は、ミキサーとして設けることができる。この種のミキサーの代わりに、ダイオードのような他の非線形素子、または低解像度および低走査周波数のＡ／Ｄコンバータ（ナイキスト（Ｎｙｑｕｉｓｔ）コンバータ）も、中間周波数ダウンミキサー３８の代わりに用いることができる。

本発明の他の実施例によれば、送受信モジュール１２はまた、受信アンテナ信号の位相および振幅に関して各送受信モジュール１２を別々に較正するための手段を備える。送受信モジュール１２は、受信路４５および基準経路４６を備える（図９ａ）。受信路４５は、Ｒｘ−受信チップ１７および較正モジュール２０を介してデュプレックスフィルタ１５からＲＦ―ベースバンドチップ１８まで伸びる。Ｒｘ−受信チップ１７は、受信路４５と、低雑音増幅器４７と、バンドフィルタ４８と、中間の周波数ダウンコンバータ４９と、中間の周波数帯またはローパスフィルタ５０と、ベースバンド・ダウンコンバータ５１と、Ａ／Ｄコンバータ５２と、を備える。受け取ったアンテナ信号を増幅して、ベースバンド周波数にそれをダウンコンバートするためにこれらの素子を設ける。高周波信号を受け取り、ベースバンド信号にダウンコンバートするための他のいずれかの公知手段も、用いることもできる（例えばダイレクトコンバージョン）。Ｒｘ−受信チップ１７の出力は、較正モジュール２０の較正ユニット４２および、デジタル信号プロセッサ４１に接続される。基準経路４６は、Ｒｘ−受信チップ１７を介してデジタル信号プロセッサ４１から外部カップリング素子５３まで伸びる。外部カップリング素子５３は、搬送波周波数の基準インジェクション信号を、デュプレックスフィルタ１５とアンテナ素子２間の結合（部）に結合するために、デュプレックスフィルタ１５とアンテナ２間の結合（部）に設けられている。基準インジェクション信号は、較正モジュール２０のデジタル信号プロセッサ４１で生成される。Ｒｘ−受信チップ１７は、チャネル周波数アップコンバータ５４およびＤ／Ａコンバータ５５（ＤＡＣ）を有する基準経路４６を備える。

デジタル信号プロセッサ４１は、ベースバンド周波数のデジタル信号として、基準インジェクション信号を生成する。この基準インジェクション信号は、チャネル周波数アップコンバータ５４によって、それぞれ、チャネル周波数（バンド周波数を受信）または搬送波周波数にコンバートアップされ、そして、Ｄ／Ａコンバータ５５によってアナログ信号に変換される。搬送波周波数上のアナログ基準インジェクション信号は、デュプレックスフィルタ１５の入力側に、外部カップリング素子５３を用いて結合される。基準インジェクション信号は、それから、受信路４５に沿ってこれらの素子により、増幅され、フィルタリングされ、ベースバンド周波数にダウンコンバートされる。受け取った基準インジェクション信号（現在ベースバンド上）は、デジタル信号プロセッサ４１で生成される最初の基準インジェクション信号との比較が行われるデジタル信号プロセッサ４１に、送られる。修正された受信信号と生成された基準インジェクション信号の違いが最小となるように、デジタル信号プロセッサ４１は、ＲＦ―ベースバンドチップ１８から受け取るベースバンド信号を修正する較正ユニット４２に、比較情報を提供する。

本発明の好ましい実施例において、追加の内部カップリング素子５６が、デュプレックスフィルタ１５と低雑音増幅器４７間の受信路４５にある（図９ｂ）。この内部カップリング素子５６は、スイッチ５７により基準経路４６に接続される。スイッチ５７で、内部カップリング素子５６または外部カップリング素子５３のいずれかに基準インジェクション信号を印加することできる。このように、内部カップリング素子５６に印加される基準インジェクション信号または、外部のカップリング素子５３に印加される基準インジェクション信号で、送受信モジュール１２の受信路４５を較正することにより、デュプレックスフィルタ１５の影響を排除することができる。

上記の本発明の実施例によって、各アンテナモジュール２３が、それぞれのアンテナモジュール２３の外側に較正信号を伝送する必要なく、自身で較正できることは明らかである。外側への較正接続には遅延があり、かつ、外乱にさらされることもあるので、このことは、通常のアクティブアンテナシステムと比べ、より正確な較正を提供する。

アンテナモジュール２３は、送信されるデータを、アンテナ相互配線６または中間線２７を介して受信する。アンテナモジュール２３がいかなる種類のトポロジ（例えばデージーチェーン、リングおよびツリートポロジおよびそれらの組み合わせ）においても接続できるように、アンテナ相互配線６および、中間線２７を経た接続は好ましくはシリアル・デジタルバスである。少なくとも１つのアンテナモジュール２３は、無線設備制御ユニット５に接続される。１つ以上のアンテナモジュール２３と無線設備制御ユニット５間の距離および、被接続アンテナモジュール２３間の距離は異なることができる。その結果、数本のアンテナモジュール２３は異なる遅延と位相を有するデータを受信する。すべてのアンテナモジュール２３が同期するように、予め定められた遅延係数に従い、データの出力を遅延させるために、制御ＲＦ―ベースバンドユニット１４の較正モジュール２０を含む。遅延係数は、ＤＳＰ４１で算出される。

アンテナモジュール２３は、デージーチェーンで構成することができ（図１０ａ、１０ｂ）、そこで、無線設備制御ユニット５は、アンテナ相互配線６および中間線２７のアンテナケーブル１０を介して数本のアンテナモジュール２３にデータ信号を送っているデータソースを生成する。図１０ａは２つのアンテナモジュール２３だけを示すが、アンテナモジュール２３をいくつでもデージーチェーンで配列することができる。データ信号は、無線設備制御ユニット５によってアンテナケーブル１０を介して送られ、無線設備制御ユニット５に直接接続しているデージーチェーンの第１のアンテナモジュール２３（無線設備制御ユニット５に最も近いアンテナモジュール２３）が受け取る。それから、データ信号は、無線設備制御ユニット５から最も遠いアンテナモジュール２３へ、中間線２７を介して、デージーチェーン接続されたアンテナモジュール２３を通って進む。

所定の同期信号（アンテナケーブル１０および中間線２７を介して無線設備制御ユニット５からアンテナモジュール２３まで送られる）が、同じ中間線２７および同じアンテナケーブル１０を介して、最も遠いアンテナモジュール２３から無線設備制御ユニット５まで戻ってくるように、この最も遠いアンテナモジュール２３を含む。同期信号がデージーチェーンのアンテナケーブル１０およびすべての中間線２７を通って、無線設備制御ユニット５から、最も遠いアンテナモジュール２３（順方向）まで進み、それから再び同じ中間線２７およびアンテナケーブル１０（逆方向）で無線設備制御ユニット５への道を戻ってくるので、アンテナケーブル１０の集約された遅延時間（すべての中間線２７および、デージーチェーンのすべてのアンテナモジュール２３の）の２倍が、同期信号を送り、無線設備制御ユニット５でそれを受け取る間の時間間隔となる。同様に、この算出も、デージーチェーンの各特定のアンテナモジュール２３に適用されるが、順方向に連続するそのアンテナモジュール２３にそれぞれのアンテナモジュール２３を接続するすべての中間線２７の集約された遅延時間の２倍、および、連続するアンテナモジュール２３の集約された遅延時間の２倍が、順方向での同期信号の受信と、逆方向での同じ同期信号の受信間の時間間隔となる。

較正モジュール２０は、同期信号が無線設備制御ユニット５から最も遠いアンテナモジュール２３へ、そして、その無線設備制御ユニット５への復路でそれぞれのアンテナモジュール２３を通過する時に、時間を検出している。これらの２つの時間データの差は、算出され、二分される。結果として生じる時間値は、遅延時間Δｔを生じる。

図１０ｂは、デージーチェーンで構成される、４つのアンテナモジュール２３（Ｍ１、Ｍ２、Ｍ３、Ｍ４）を備える構成の実施例を示す。
無線設備制御ユニット５と第１のアンテナモジュールＭ１の間にデータ信号を送るための時間間隔は、ｔ１であり、
第１のアンテナモジュールｍ１と第２のアンテナモジュールＭ２の間では、ｔ２であり、
第２のアンテナモジュールＭ２と第３のアンテナモジュールＭ３の間では、ｔ３であり、そして、
第３のアンテナモジュールＭ３と第４のアンテナモジュールＭ４の間では、ｔ４である。
よって、無線設備制御ユニット５（データソース）から最も遠いアンテナモジュールＭ４までデータ信号を送るための完全な所要時間は、ｔ１＋ｔ２＋ｔ３＋ｔ４である。
図１０ｂは、信号のタイミング図を含む。タイミング図では、ソースから、最も遠いアンテナモジュールＭ４（順方向）までの間にアンテナモジュールから信号を受け取ると、その信号はＳＴで示され、復路（逆方向）でそれぞれのモジュールから受け取る信号はＳＲで示され、そして、遅延信号のための信号はＳＤで示される。

アンテナモジュールＭ１は、時間ｔ１で信号ＳＴを受け取る。このモジュールは、時間ｔ１＋ｔ２＋ｔ３＋ｔ４＋ｔ４＋ｔ３＋ｔ２で、戻り信号ＳＲを受け取る。送信信号ＳＴと戻り信号ＳＲ間の時間差は、２（ｔ２＋ｔ３＋ｔ４）である。この差は、第１のアンテナモジュールＭ１（ｔ２＋ｔ３＋ｔ４）のための遅延時間Δｔを算出するために二分にされる。遅延信号ＳＤは、「Δｔ」だけ遅延する原信号ＳＴである。よって、時間ｔ１＋ｔ２＋ｔ３＋ｔ４で、信号ＳＤを較正モジュール２０に、デジタル信号プロセッサ４１に設ける。

図１０ｂにあるように、各アンテナモジュール２３のために個々の遅延時間Δｔを算出して、この遅延時間Δｔだけ入力信号ＳＴを遅延させることによって、すべてのアンテナモジュール２３は、正確に同時に（ｔ１＋ｔ２＋ｔ３＋ｔ４）、遅延信号ＳＤを処理している。

同期信号は、いかなるデータ信号でもあり得る。特別な同期信号または、同期信号としてのデータを含まないクロック信号を使用することもできる。好ましくは、アクティブアンテナシステムの起動により同期が行われ、一定間隔で繰り返される。

データ信号を送る幾つかの更なるアンテナモジュールに特定のアンテナモジュール２３が接続されるように、アンテナモジュール２３をツリートポロジで配置することもできる。数本のアンテナモジュール２３に接続されるアンテナモジュール２３は、分岐アンテナモジュール２３と呼ばれている。なぜなら、データソースを先頭とする信号経路は、更なるアンテナモジュール２３に対してこれらのアンテナモジュール２３で分岐する。図１１ａは、データソースとしての無線設備制御ユニット５を備えるツリートポロジの一部である分岐アンテナモジュール２３、分岐アンテナモジュール２３／０および更なるアンテナモジュール２３／１―２３／ｎの機能ブロック図を概略的に示す。
各分岐で、１つ以上のアンテナモジュール２３を設けることができ、デージーチェーン構成またはツリー構成、または複合デージーチェーンまたはツリー構成のこれらの分岐にアンテナモジュール２３を構成することができる。各分岐において、同期信号がデータソースに戻るように最も遠いアンテナモジュール２３を構成する。分岐アンテナモジュール２３／０において、データソースからそれぞれの分岐のアンテナモジュール２３まで、同期信号がこの分岐アンテナモジュール２３を通過している時と、帰りの同期信号の対応する時間とを検出するために、較正モジュール２０を含む。各分岐のために遅延値ｔ１、ｔ２…ｔｎが算出されるように、２つタイミング値の差は算出され、二分にされる。

各分岐が幾つかの分岐を備えることができるので、同期信号は各サブ分岐のにつき１回、特定の分岐に数回戻され得る。よって、各分岐のための、戻りの同期信号のための幾つかのタイミング値を受け取ることができる。遅延時間ｔ１、ｔ２、…、ｔｎの算出は、各分岐において最も長い伝送路に対応する戻りの同期信号のための最新のタイミング値に基づく。

分岐アンテナモジュール２３において、個々の分岐で最も長い遅延時間ｔ１、ｔ２、…、ｔｎは、この分岐アンテナモジュール２３／０の遅延インターバルΔｔとして選択される。この遅延インターバルデータΔｔで、入って来るデータ信号は、デジタル信号プロセッサ４１が更に処理する前に、較正モジュール２０で遅延する。

さらにまた、分岐アンテナモジュール２３は、それぞれの分岐の、「遅延インターバルデータΔｔ」マイナス「個々の遅延時間ｔ１、ｔ２、…、ｔｎ」だけ、個々の分岐のためのデータ信号を遅延させる。このように、データ信号は、短い分岐より長い分岐にある方が遅延しない。

図１１ｂは、混合ツリーおよびデージーチェーン・トポロジの実施例を示す。このアクティブアンテナシステムは、データソースとしての無線設備制御ユニット５、２つの分岐アンテナモジュールＭ１、Ｍ４、および更なるアンテナモジュールＭ２、Ｍ３、Ｍ５、Ｍ６およびＭ７を備える。

最も長い信号経路は、無線設備制御ユニット５（またはハブ、スイッチ、その他のような他の基準点）から、アンテナモジュールＭ１、Ｍ４を介して、一番遠いアンテナモジュールＭ６まで伸びる。アンテナモジュールＭ３、Ｍ５、Ｍ６およびＭ７は、同期信号を返している。

分岐アンテナモジュールＭ１は、「４×戻り同期信号」を受け取り、そこで、遅延インターバルΔｔはアンテナモジュールＭ６の戻り信号を基に算出される。なぜなら、Ｍ６がこの構成において最も遠いアンテナモジュールであるからである。したがって、分岐アンテナモジュールＭ１の遅延インターバルΔｔは、ｔ４＋ｔ６である。

アンテナモジュールＭ２、Ｍ３を含む分岐に対する遅延は、Δｔ−（ｔ２＋ｔ３）である。したがって、ソース５と、アンテナモジュールＭ１と、アンテナモジュールＭ２との間の実行時間のため、ソース５の信号のスタートから、ｔ１とｔ２だけ遅延し、そして、遅延Δｔ−（ｔ２＋ｔ３）だけ遅延する時に、データ信号がアンテナモジュールＭ２に到達する。

アンテナモジュールＭ２において、Ｍ２およびＭ３のデージーチェーンに従う遅延であるΔｔ＝ｔ３だけデータ信号は遅延する。

分岐アンテナモジュールＭ１は、更なる分岐アンテナモジュールＭ４に対して、データ信号を遅延させない。なぜなら、この分岐は、分岐アンテナモジュールＭ１の最大遅延を提供する。したがって、Δｔ−ｔｎは、０（ｔｎ＝ｔ４＋ｔ６）である。分岐モジュールＭ４において、遅延インターバルΔｔ´は、ｔ６である。したがって、アンテナモジュールＭ５に対するデータ信号は、Δｔ´−ｔ５だけ遅延し、アンテナモジュールＭ７に対するデータ信号は、Δｔ´−ｔ７だけ遅延し、そして、アンテナモジュールＭ６に対するデータ信号は、０であるΔｔ´−ｔ６だけ遅延する。

したがって、すべてのデータモジュールＭ１〜Ｍ７において、遅延データ信号ＳＤの処理は、時間ｔ１＋ｔ４＋ｔ６で同時に始まる。

アンテナモジュール２３は、アンテナ接続６または中間線２７で接続される。すべてのアンテナモジュール２３は、自動的に同期し、そして、アンテナ相互配線６および中間線２７の長さを正確に定める必要はない。アンテナ相互配線６は、個々の分岐のための遅延時間が最小化される長さと実質的に同程度の長さを有しなければならない。この同期機構は、アンテナ相互配線６の、更に、中間線２７の設計を非常に容易にする。

同期メカニズムの上記の実施例において、無線設備制御ユニット５は、アクティブアンテナシステムのデータソースを生成する。データソースは、アンテナモジュール２３の１つであることもでき、他のアンテナモジュール２３は、データソースを生成するアンテナモジュール２３に対して同期する。この場合には、「データソース」の較正モジュール２０が同期信号を生成する。

すべてのアンテナモジュール２３の遅延を、データソースで算出することができるか、または、同期信号と戻り同期信号間の時間差を計算することにより、各アンテナモジュール２３がそれぞれの遅延を算出することも可能である。

他の実施例によると、隣接するアンテナモジュール２３に対する遅延を各アンテナモジュール２３が測定することも可能である。これらの測定された遅延を基にして、それぞれのアンテナモジュール２３のための遅延係数が決定される。この種の方法において、遅延の決定は、例えば親（マスター）として１つのアンテナモジュール２３を決定することにより、調停（ａｒｂｉｔｒａｔｉｏｎ）されなければならない。

更なる実施例によると、個々の遅延時間Δｔの決定は、図１１ｂを参照し、以下の方法によって行う。この方法を用いるために、同期信号はデータフィールドを有するヘッダを備え、無線設備制御ユニット５だけでなく、各アンテナモジュール２３も、読込み及び書込みを行うことができる。図１１ｂにおいて、最も長い遅延を構成する分岐は、アンテナモジュールＭ１を通過し、アンテナモジュールＭ４を通過し、そして、アンテナモジュールＭ６で終了する、無線設備制御ユニット５からの分岐である。したがって、最も長い遅延は、ｔ１＋ｔ４＋ｔ６である。先行するもの（例えば他の先行するアンテナモジュール２３または先行する無線設備制御ユニット５）に、最も長い時間間隔を備える戻り同期信号を渡すようにするために、各アンテナモジュール２３を含む。
この同期信号は、直近に受け取った戻り同期信号である。

第１ステップにおいて、無線設備制御ユニット５は、第１の同期信号をアンテナモジュール２３に送る。無線設備制御ユニット５におよび各アンテナモジュール２３で、各接続された分岐のために別々に、同期信号と戻り同期信号間の時間差を測定する。それから、測定された時間差は、無線設備制御ユニット５および各アンテナモジュール２３において、二分にする。例えば、アンテナモジュールＭ４は、３本の分岐のための３つの時間差ｔ５、ｔ６およびｔ７を算出し、そして、アンテナモジュールＭ６から受け取る戻り同期信号が最も遅いので、この同期信号だけが、アンテナモジュールＭ４からアンテナモジュールＭ１に渡される。他の実施例はアンテナモジュールＭ１である。アンテナモジュールＭ１は２本の分岐のための２つの時間差ｔ２＋ｔ３およびｔ４＋ｔ６を算出して、無線設備制御ユニット５にアンテナモジュールＭ４から受け取る戻り同期信号を渡すようにする。無線設備制御ユニット５は、すべての分岐上のすべての戻り同期信号のすべての時間差を測定し、それぞれの時間差を算出する。更に、無線設備制御ユニット５は最も長い時間差を決定する。それは、アクティブアンテナシステムの「最大遅延時間」として、すべての分岐からの最も遅い戻り同期信号の時間差である。図１１ｂは無線設備制御ユニット５に接続している１本の分岐を示すだけであるので、無線設備制御ユニット５は１つの時間差ｔ１＋ｔ４＋ｔ６だけを算出しそれは「最大遅延時間」でもある。

第２ステップにおいて、無線設備制御ユニット５は、第２の同期信号をアンテナモジュール２３に送る。無線設備制御ユニット５は、同期信号のデータフィールド（「最大遅延時間」）に「最大遅延時間」を書き込み、そして、同期信号の他のデータフィールド（「分岐遅延時間」）に各被接続分岐の算出時間差を書き込み、それからそれぞれの分岐に発信される。これは、あらゆる分岐の次のアンテナモジュール２３が「最大遅延時間」（すべての分岐で同じ）を備え、そして、「分岐遅延時間」（分岐ごとの一意的な値で、そして、自身の時間差または遅延を表す）を備える、第２の同期信号を受け取ることを意味する。

第３ステップにおいて、各アンテナモジュール２３は、第２の同期信号を受け取り、「最大遅延時間」および一意的な「分岐遅延時間」を抽出する。それから、各アンテナモジュール２３は、「分岐遅延時間」に接続された分岐ごとに、前に算出した値を書き込んで、修正した同期信号をそれぞれの分岐に渡す。これは、「最大遅延時間」がそのままにされ、そして、それぞれの分岐のための第１ステップにおいて算出した一意的な値を「分岐遅延時間」にセットすることを意味する。例えば、アンテナモジュールＭ１は、第２の同期信号の「分岐遅延時間」にｔ２＋ｔ３の値に書き込んで、修正した信号をアンテナモジュールＭ２に渡す。更に、アンテナモジュールＭ１は、第２の同期信号の「分岐遅延時間」にｔ４＋ｔ６の値に書き込んで、修正した信号をアンテナモジュールＭ４に渡す。それから、各アンテナモジュール２３は抽出された「分岐遅延時間」とその、続く分岐で最も大きい「分岐遅延時間」（第１ステップで算出）間の差を算出する。例えば、アンテナモジュールＭ１は、（ｔ１＋ｔ４＋ｔ６）―（ｔ４＋ｔ６）＝ｔ１を算出する、アンテナモジュールＭ４は、（ｔ４＋ｔ６）―（ｔ６）＝ｔ４を算出する。したがって各アンテナモジュール２３は、先行するアンテナモジュール２３（「先行する遅延」）への接続の時間差を算出する。

第４ステップにおいて、無線設備制御ユニット５は、値「０」である他のデータフィールド（「合計遅延」）を備える各接続された分岐に、第３の同期信号を送る。同期信号を渡す一方で、各アンテナモジュール２３は、同期信号のデータフィールド「合計遅延」から、値を獲得し、「先行する遅延」を有する抽出された値を合計し、そして、データフィールド「合計遅延」に結果を書き込む。例えば、アンテナモジュールＭ１は、データフィールド「合計遅延」から「０」を抽出し、０＋ｔ１を算出して、データフィールド「合計遅延」にｔ１に書き込む。一方で、アンテナモジュールＭ４がデータフィールド「合計遅延」からｔ１を抽出し、ｔ１＋ｔ４を算出し、データフィールド「合計遅延」にこの値に書き込む。したがって、各アンテナモジュール２３は、現時点での、その分岐における、自身に対する遅延の合計が分かっている。

第５ステップのおよび最終工程において、各アンテナモジュール２３は、「最大遅延時間」から「合計遅延」を減算して、この個々の遅延時間Δｔを、遅延線（送受信されるアンテナ信号を遅延させる）に印加する。例えば、アンテナモジュールＭ１は（ｔ１＋ｔ４＋ｔ６）―ｔ１＝ｔ４＋ｔ６を算出する。その一方で、アンテナモジュールＭ４は（ｔ１＋ｔ４＋ｔ６）―（ｔ１＋ｔ４）＝ｔ６を算出する。このように、すべてのアンテナモジュール２３は、同じ時間の地点で、アンテナ信号を送ったり受け取ったりする。

測定でエラーを引き起こし得る、タイミングの問題が、同期信号がアンテナモジュール２３を通過する間に、同期信号のデータフィールドからの読み込みおよび同期信号のデータフィールドへの書き込みによって起こる場合、無線設備制御ユニット５は、これらのタイミングに関連するステップを幾つかのサブステップに分配することができる。このため、書き込みのためのデータフィールドを提供することが唯一の目的である、更なる同期信号は送られる。

個々の遅延時間Δｔを決定するための方法の上記説明において、各アンテナモジュール２３が有する遅延は、理解を容易にするために内部に省略する。

更なる実施例によれば、較正係数の決定は無線設備制御ユニット５の、全てまたは所定のアンテナモジュール２３のために行い、そして、遅延は無線設備制御ユニット５においても実行する。このように、全てまたは予め定められたアンテナモジュール２３が、アンテナ信号を遅延させるというわけではない。この場合には、較正係数は、ビーム・フォーミングまたは他の修正に従って遅延および位相シフトと結合することができる。

上記の同期機構は、リングトポロジまたは、デージーチェーン―トポロジおよび／またはツリー型トポロジと混合のリングトポロジで構成されるアンテナモジュール２３を同期させるために用いることもできる。データソースの図の位置に、リングトポロジは、２本の分岐（時計回り方向に１つおよび逆時計回り方向の１つ）を生成する。これらのリングにおける２つの方向は、別々の分岐とみなされる。したがって、リングトポロジは、２本の分岐を有するツリー型トポロジに導かれることができる。

各アンテナモジュールのクロック信号は、非常に正確でなければならない。約１４ｐｓの偏差は、１ＧＨｚの周波数を有する信号のための５度の位相変移を意味する。クロック信号は、ビット周波数の約１／１０まで時間を測定しなければならない。例えば、バイト・クロック・スピードは、約９８３ＭＨｚ（予期される１０Ｇｂｐｓの信号のため）でなければならない。一実施例によると、例えばこの種のクロック信号は、各モジュールに対して同じ長さを有する別々の誘導経路によって、中央で生成され、送られる。そして、それらは高精度のオシレータおよびＰＬＬにより安定する。その結果、クロック信号はｐｓ―精度を提供する。この高精度のクロック信号を、Ｄ／ＡコンバータおよびＡ／Ｄコンバータを使用するために用いることができる。図１２ａおよび１２ｂは、アンテナモジュール２３のこの種のクロック信号の分配の実施例を示す。

他の実施例によれば、データ信号を同期するための上記メカニズムを、同期クロック信号のために用いることもできる。各アンテナモジュールは、クロック信号を安定させるための高精度発振器およびＰＬＬを好ましくは有する別々の時計を備える。アンテナモジュールの個々の時計は、データバスを介して互いに通信することができる。設定の間、これらの時計の１つは、親時計を生成する。この親時計は１つ以上の更なる時計（子時計）にクロック信号を送る。クロック信号は、タイムスタンプを備える。子時計は、タイムスタンプと一緒に親時計からクロック信号を受け取り、タイムスタンプと、子時計が親時計からクロック信号を受け取る時の時間差に従ってそのクロック信号を較正する。それから、子時計はそのクロック信号を親時計に戻し、その結果、親時計は子時計の較正が正しいかどうか照合することができる。偏差の場合には、較正を繰り返す。

一旦子時計が較正されると、子時計は、更なるアンテナモジュールの時計を較正するための親時計として作用することができる。

無線設備制御ユニット５の時計を、時計用の親時計（アンテナモジュール２３の特定のグループ）として用いることができる。これらの時計を較正した後に、これらの時計を、更なるアンテナモジュールの更なる時計用の親時計として用いることができる。

以下において、Ｄ／Ａコンバータにより高いピーク対平均比率出力を有する高周波信号を増幅するための高性能増幅器について説明する。

通常、Ｄ／Ａコンバータは、デジタル信号のビットごとに内部的に電流信号を生成し、そこで、各内部信号は電流０または電流２^ｎ・Ｉ_０を備え、Ｉ_０は、０ビットの電流である。これらのいくつかの電流は、完全なアナログの電流信号を出力するために、集約ノードに集約される。

本実施例（図１３ａ）において、Ｄ／Ａコンバータの単一ビットの出力、または限定された数のビットの複合出力を増幅するために、幾つかの増幅器５８を設ける。図１３ａによる実施例において、例えば、Ｄ／Ａコンバータ５５は、６ビットの出力を備え、そこで、ビット０、１、２、および３だけは、集約ノード５９に集約され、そして、更なるビット４および５は、別々の増幅器５８／２および５８／３によって個々に増幅される。増幅器５８／１、５８／２、５８／３の出力は、更なる集約ノード６０に結合される。増幅器５８／１、５８／２および５８／３に特有の増幅は、Ｄ／Ａコンバータ５５の異なる出力の個々の電流レベルに適している。特に、低い電流レベルと比較して異なる増幅特性を高電流レベルに提供することは好ましい。特に、下位ビット用の増幅器５８／１は、より高いビット用の増幅器５８／２および５８／３と比較してより小さい最大の出力電流を必要とする。

前もってビットまたはビットのグループの電流出力を増幅することによって、すべてのビットの電流は、最終的な集約ノードに組み込まれるＴｘ−送信チップ１６の直線性および応答特性を改良する。

更なる実施例によると、Ｄ／Ａコンバータの各ビットの電流出力は、別々の電力増幅器５８／１―５８／６で増幅される。ビットごとに、特定の電流源６１は、レベル２ｎ・Ｉ０の電流を印加して配置される（ｎはビットの数）。電流源６１は、スイッチ６２で、対応する電力増幅器５８／１―５８／６に接続される。スイッチ６２が閉じる場合、対応するビットはオンであり、そして、スイッチ６２が開く場合、対応するビットはオフである。それぞれのビットの電流は、対応する電流レベルに適する個々の増幅器５８／１―５８／６で増幅される。個々の増幅器５８／１―５８／６は、対応するトランジスタの領域が電流レベルに適しているか、または、幾つかのトランジスタが電流レベルに従って平行に接続される、対応する電流レベルに適している。各ビットのための遅延が同じであるように、この種の実施例はビットごとに同じ増幅経路を備える。これにより、Ｔｘ−送信チップ１６に非常に同質な統合化を提供する。個々の増幅された電流は、集約ノード６０で集約される。完全に集約された信号は、更に増幅することなく、アンテナ素子２に印加されるアンテナ信号を生成する。

この種の増幅ユニットで、Ｄ／Ａコンバータの出力の個々のビットまたはビットのグループは、別々に増幅され、それから集約ノードによって集約される。完全なアンテナ信号をアンテナ素子２に印加するために、更に増幅する必要がない。高い直線性および高効率を伴い、この種の増幅ユニットは、低コストにて実現可能である。さらにまた、この種の増幅ユニットを、半導体技術の集積回路として、完全に含むことができる（上記出力電力は、高すぎず、そうでなければ、より控えめな場合に）。

これらの高性能増幅器を、ディスクリート素子および／または集積素子を有するチップに含むことができる。これらの高性能増幅器は、高いピーク対平均比率信号を有するマルチキャリアシステムでも用いることができる。さらにまた増幅器は、集約ノードの出力と接続することができる。更なる信号処理素子を、電力増幅器と集約ノードとの間に設けることができる。

上記のアクティブアンテナシステム１は、通信相手６３との安全な無線通信のために用いることができる。

以下で、アクティブアンテナシステム１と通信相手６３のと間の通信接続を定めるためのステップについて説明する（図１）。

１．通信接続を定めるには、通信相手６３のための走査から始まる。走査信号が特定の時間間隔の間に新規な潜在の通信相手のためのセル６４を走査するように、アクティブアンテナシステム１は、永久的に方向を変化させるビーム形の走査信号を発することができる。通信相手６３がこの種の走査信号を受け取ると、その通信相手６３は、所定の走査応答信号（アクティブアンテナシステムが受け取る）を送る。走査応答信号は、ＩＭＥＩおよび／または電話番号のような識別コードを備えることができ、その結果、アクティブアンテナシステムが通信相手６３を確認することができる。

あるいは、接点信号を送ることにより、通信相手６３が通信相手のための走査を起動することができる。通信相手６３は、アクティブアンテナシステム１から信号も受け取ることなく、この接点信号を送り始める。アクティブアンテナシステム１は、この種の接点信号を受け取った後に、通信相手に接点応答信号を送る。接点信号と接点応答信号の交換によって、通信相手６３およびアクティブアンテナシステム１は、互いを確認することができる。

通信相手６３が移動している場合は、隣接するセルのアクティブアンテナシステム１が通信相手６３を前もって予想できるように、通信相手６３が移動する隣接したセルのアクティブアンテナシステムに、１つのセル６４からの接続情報を送信することができる。好ましくは、通信相手６３の推定位置を、１つのセル６４からもう一方のセル６４まで送信する。その結果、第２のセルのアクティブアンテナシステム１は、到着する通信相手６３のセルで、特定の領域を捜すことができる。

走査信号、走査応答信号、接点信号および接点応答信号を、任意の識別情報（ＩＭＥＩおよび／または電話番号）の他の情報を交換するためにではなく、通信相手６３とアクティブアンテナシステム１との間に接触するためだけに、提供する。

２．アクティブアンテナシステム１が通信相手６３を認識したあと、アクティブアンテナシステム１は到来方向（ＤＯＡ）を、受け取った走査応答信号または接点信号から推定する。最終的に、到来方向を推定するため、および／または、アクティブアンテナシステム１の各アンテナ素子２の無線チャネルの物理パラメータを測定するために、走査信号および走査応答信号の更なる交換を開始する。

数本のアンテナ２が受け取る走査応答信号または接点信号の位相差を測定することにより、到来方向を推定することができる。
位相測定の結果より、対応するＤＯＡ―パラメータФ_１、…、Ф_Ｎを導くことができる。付加情報（特に完全コードされ、かつデスクランブルされた信号）を使用する反射信号および妨害信号を識別することもできる、到来方向（ＤｏＡ）を推定するための他の公知な方法もある。到来方向（ＤｏＡ）を推定するこれらの更なる方法を用いることもできる。

個々のアンテナ２の無線チャネルの物理パラメータは、チャネルインパルス応答（ＣＩＲ）を用いて測定することができる。チャネルインパルス応答を測定する異なる方法は公知である。これは、離散系のＤｉｒａｃインパルスまたはクロネッカーΔを印加するか、ステップ応答を検出するか、または、広帯域ノイズをチャネルに印加することによって、行うことができる。いかなる線形、時間不変の（ＬＴＩ）システムも、そのインパルス応答によって完全に特徴づけられる。ラプラス変換により、インパルス応答を変換関数に変換することができる。この種の方法で、ＣＩＲ―係数ｈ_ｎ、…、ｈ_Ｎを決定することができる。このように、各無線チャネルのＣＩＲ―係数および各無線チャネルの方向がわかる。これらのＣＩＲ―係数は、時間と場所で変化する物理パラメータである。したがって、これらのパラメータは、オリジナルデータを複製することを除いて、他の誰かが再生することができない非常に独自な数である。

３．アクティブアンテナシステム１は、目標の通信相手６３に向けられる各アンテナ２の無線チャネルごとに、ビーム・フォーミングパラメータａ_Ф１、…、ａ_ФＮを算出している。

４．プレディストーション係数ｗ_１、…、ｗ_Ｎは、個々の無線チャネルの歪曲を補償するために算出される。プレディストーション係数は、無線チャネル（ｗ_１、…、ｗ_Ｎ⇔ｈ^―１ _１、…、ｈ^―１ _Ｎ）を逆再生するための加重係数である。これらの加重係数は、ビーム・フォーミングパラメータと共にビーム・フォーミングマトリックスを生成する。

５．送信される特定のデータを含む信号ｓ（ｔ）は、幾つかの部分信号ｄ（ｔ）に再分割され、部分信号ｄ（ｔ）は、Ｎ無線チャネル上に分配される。これは、以下の式により表すことができる。

６．信号ｓ（ｔ）は、幾つかの無線チャネルを介して、アクティブアンテナシステム１から通信相手６３まで送られる。通信相手６３は、すべての方向から信号ｓ（ｔ）または部分信号ｄ（ｔ）を受け取り、受け取った信号ｄ（ｔ）を重畳する。部分信号ｄ（ｔ）が幾つかの無線チャネルを介して、そして、誘導されたかビーム・フォーミングされた無線信号を用いて送られるので、重ね合わせは通信相手６３の位置に大きく依存する。言い換えると、上記のステップ２のアクティブアンテナシステム１により推定された方向に対応する正しい場所に通信相手６３がいる場合にだけ、信号ｓ（ｔ）の完全な重ね合わせが可能である。この方法で、そのセル６４の他の潜在的な通信相手は、部分信号ｄ（ｔ）をすべて受け取っても、完全な信号ｓ（ｔ）を受け取ることができないと保証される。なぜなら、セルの他の場所では、重ね合わせが対象の重ね合わせと実質的に異なるように、部分信号ｄ（ｔ）は互いに異なる位相差および／または実行時間および／または振幅を有する。上記により、他の潜在的な通信相手がアクティブアンテナシステム１と対象の通信相手６３間のやりとりを聞くのは困難となる。したがって、我々はこの方法を空間暗号と呼ぶ。空間暗号は、幾つかの無線チャネル（少なくとも２つ、好ましくは４つの以上無線チャネル）の供給および無線信号のビーム・フォーミングに基づく。

ステップ６のアクティブアンテナシステム１および通信相手６３間でのデータ通信成立後に、暗号化スキームを決定する。

この種の識別がステップ１でまだ行われていない場合、暗号化スキームを決定した後に、識別コード（例えばＩＭＥＩまたは電話番号）を送信することにより、通信相手６３は、アクティブアンテナシステム１により自身を識別することができる。

暗号化スキームは、成立したデータ通信を用いてアクティブアンテナシステム１と通信相手６３間でかけ合う通常の暗号化スキーム（例えばＲＳＡまたはＡＥＳ（高度な暗号規格））でもあり得る。

この空間暗号方式は、ビーム・フォーミング機能を有する各公知のアクティブアンテナシステムで用いることができる。

あるいは、または、さらに、暗号化スキームを決定するために、無線チャネルの固有のデータまたはパラメータの測定を用いることができる。具体的に、暗号化スキームを決定するために、チャネルインパルス応答の測定およびＣＩＲ―係数の算出（上記のように）を用いることができる。チャネルインパルス応答は、個々の無線チャネルの物理的性質を表す非常に特殊な関数である。

チャネルインパルス応答はアクティブアンテナシステム１で測定することができ、そして、データ接続を介して、対応するＣＩＲ―係数を通信相手６３に送信することができる。アクティブアンテナシステム１および通信相手６３の両方は、更なる信号を暗号化するために、ＣＩＲ―係数を使用することができる。ＣＩＲ―係数の使用法は、両方のシステム（アクティブアンテナシステム１および通信相手６３）においてあらかじめ定義される。この種の暗号を特に上記の空間暗号と併用して用いる。その結果、他の誰もＣＩＲ―係数の伝送を聞くことができない。暗号のために用いるＣＩＲ係数は、時変鍵を生成する。

無線チャネルが相互的である場合、アクティブアンテナシステム１および通信相手６３は互いに独立して同時にＣＩＲ―係数を測定することが可能で、そして、同じまたは実質的に同じＣＩＲ―係数を受信する。通信経路の両側のこの種の２つの測定で、通信経路を介して送信されない、非常に特異的な係数を生成する。これらのＣＩＲ―係数を基として、アクティブアンテナシステム１および通信相手６３は、更なる信号を暗号化することができる。

ＣＩＲ―係数の測定が十分に正確でない場合（結果、アクティブアンテナシステム１のＣＩＲ―係数が通信相手６３の１つと異なる）、十分に一致しているＣＩＲ―係数となるまで、ＣＩＲ―係数の測定を繰り返さねばならない。無線チャネルの同じ物理パラメータの独立測定に基づくこの種の暗号化スキームを、上記した空間暗号と独立して用いることもできる。なぜなら、その無線チャネルは他の誰もこれらのパラメータに到達できないほど特殊であるからである。無線チャネルがビーム・フォーミングされる場合、特にこれは当てはまる（上記方法のステップ１〜４）。異なる無線チャネル上に信号を分配する必要がない。ＴＤＤシステム（時分割多重化）で、この方法を、アクティブアンテナシステムおよび通信相手のための暗号化スキームを確実に決定するために、１つの単一の無線チャネルのみと一緒に用いることもできる。

追加的に、または、その代わりに用いることができる更なる暗号化スキームは、異なる無線チャネル上へ、アクティブアンテナシステムと通信相手の間で交換されるデータを含む信号にスクランブルをかけることである。これは、異なる無線チャネル上へのデータの論理的分配である。アクティブアンテナシステム１および通信相手は、データが異なる無線チャネルでどのようにスクランブルされることになるか、かけ合わせなければならない。好ましくは、この種の交渉は定期的に繰り返され、その結果、スクランブルスキームは定期的に変更される。スクランブルスキームを変更する間隔は、好ましくは０．１ｓ〜１０ｓの範囲である。異なる無線チャネルの聞き手（リスナー）は、信号またはデータの断片を読むことができず、結合することさえできないので、異なるデータ経路または無線チャネル上への、この種のデータの動的なスクランブリングは非常に信頼性が高い。好ましくは、この方法のために異なるセルのアンテナを用いる。なぜなら、これらのアンテナは全く相関関係がないからである。

好ましくは、以下を用いて、上記の暗号化スキームを組み合わせる。
空間暗号（アンテナ信号が異なる無線チャネル上へ部分信号ｄ（ｔ）として物理的に分配される）
暗号化スキームは、無線チャネルの物理パラメータに基づく、および／または、
送信されるデータは、静的または動的に、異なる無線チャネル上に論理的に分配される

以下に、ＣＩＲ―係数を用いて暗号化スキームを決定する更なる方法を説明する。そして、次の工程を備える。
ａ．アクティブアンテナシステム１は、基準信号を数回送る。そして、毎回、少なくとも２つの無線チャネル（すなわち少なくとも２つのアンテナ２）を介して基準信号は同時に送られ（ｎから）、毎回、無線チャネルの異なる組合せが使用される。したがって、通信相手６３は、常に少なくとも２つの無線チャネルの基準信号を同時に受け取る。
ｂ．通信相手６３は、基準信号のＣＩＲ―係数を測定する。
ｃ．通信相手は、測定したＣＩＲ―係数をアクティブアンテナシステムへ再び送る。
ｄ．アクティブアンテナシステムは、受信したＣＩＲ―係数を基にして、単一の無線チャネルごとにＣＩＲ―係数を算出する。各無線チャネルのＣＩＲ―係数はベクトルである。少なくとも２つの無線チャネルを介して送られる基準信号を測定することにより、個々の無線チャネルのベクトルの要素の追加から生じるベクトルに対応するＣＩＲ―係数を提供する。アクティブアンテナシステムだけが、どの無線チャネルが基準信号を送るために使用されたかを知っているので、アクティブアンテナシステムだけが、個々の無線チャネルのためのＣＩＲ―係数を算出することができる。
ｅ．個々の無線チャネルのための、受信したＣＩＲ―係数の手段によって、上記の空間暗号を実施する。

例えば、３つのアンテナＡ、Ｂ、Ｃを用いると仮定する。アクティブアンテナシステム１はまずアンテナＡ＋Ｂを介して、それからアンテナＢ＋Ｃを介して、次にアンテナＡ＋Ｃを介して、基準信号を送る。通信相手は、２つの基準信号の組合せごとに、ＣＩＲ―係数を測定する。通信相手からアクティブアンテナシステムまで、測定したＣＩＲ―係数を送信する。アクティブアンテナシステムで、個々の無線チャネルのためのＣＩＲ―係数が獲得できるように、ベクトルの減算によりＣＩＲ―係数を算出する。ステップ４のプレディストーション係数のための加重係数を算出するために、これらのＣＩＲ―係数を用いる。

通信相手からアクティブアンテナシステムまで送信されるＣＩＲ―係数を受信する聞き手（リスナー）は、それらを結合することができない。なぜなら聞き手（リスナー）は基準信号がどの無線チャネルによって送信されたかについて分からないからである。

実施例においては、ちょうど３本のアンテナを用いる。好ましくは、多くのアンテナ（少なくとも５本もしくは少なくとも１０本のアンテナ）を用い、基準信号は、好ましくは可変数のアンテナ（２、３、４または、５本のアンテナ）で、同時に送られる。その結果、可能な組合せは数多くある。

更なる実施例によれば、Ｒｘ−受信チップ１７をホモダイン受信機６５と置き換える。この種のホモダイン受信機は、ダイレクトコンバージョン受信機（ＤＣＲ）、シンクロダイン受信機またはＺｅｒｏ−ＩＦ−受信機とも呼ばれる。周波数が受信信号の搬送波周波数と同じ（または非常に近い）局部発振器で駆動される同期検出を用いて、ホモダイン受信機は入って来る無線信号を復調する。これは、中間周波数への最初の変換の後だけ完了するスタンダードスーパーヘテロダイン受信機とは対照的である。単一の周波数変換だけを行うという簡略化は、基本回路の複雑さを減少させるが、例えばダイナミックレンジに関して他の問題が起こる。低コスト集積回路のホモダイン受信機の開発により、この設計が広く認められるようになった。

ホモダイン受信機において、振幅変調信号は、１／４のサイクルで位相をずらした２つの振幅変調正弦波に分解される。これらの振幅変調正弦波は、同相（Ｉ）および直交（Ｑ）成分として公知である。

ベースバンド信号に折り畳まれるミラー周波数を生じさせるために、ホモダイン受信機には、同相および直交が相殺しうるという課題（ＩＱインバランス）がある。同相および直交成分の相殺が分かっている場合、相殺を補償することができる。したがって、相殺は温度の影響および他の動作パラメータの変更により、動作の間、連続的に変化しうる。その結果、ＩＱインバランスの静的補償は永久にこの課題を回避することができない。

この実施例の送受信モジュール１２は、ＲＦ−ベースバンドチップ１８およびＴｘ−送信チップ１６を備える上記の実施例の１つと実質的に同じである伝送路３０を備える（図１４）。ホモダイン受信機６５は、受信路４５に位置する。

戻り経路４５（スタンダード受信Ｒｘ経路）上に増幅出力アンテナ信号ｕ（ｔ）の一部を送るために、伝送路３０および受信路４５の間に減衰素子６６を設ける。減衰された信号ｕ_Ｒ（ｔ）は、受信路４５の基準信号として、受け取ったアンテナ信号ｕ_ｓ（ｔ）に加えられる。

最も単純な実施例において、伝送路３０および受信路４５の回路は互いに非常に近くにあるので、受信路４５に対する伝送路３０のクロストークは、出力アンテナ信号ｕ_Ｒ（ｔ）の減衰部分を受信路４５上に送る。例えばコンデンサまたは方向性カプラといった、他の減衰素子６６を設けることができる。

基準信号ｕＲ（ｔ）および入力アンテナ信号ｕｓ（ｔ）の重畳信号は、ホモダイン受信機６５の入力側に印加される。ホモダイン受信機６５の出力側は、ＩＱインバランスに補償するためのＩＱ―補償モジュール６７に接続される。ホモダイン受信機６５の出力側は、ＩＱ―係数決定モジュール６８に、更に接続される。ＩＱインバランス係数ｇ_０、ｇ_１、ｇ_２…を決定するために、ＩＱ―係数決定モジュール６８を設ける。ＩＱ―係数決定モジュール６８は、複素、時間依存振幅Ａ（ｔ）を受信するための伝送路３０の入力側に更に接続される。この複素、時間依存振幅Ａ（ｔ）は、広帯域伝送信号を生成する。好ましくは、送信機および受信機は、ＦＤＤ（周波数分割複信）モードで動く。デュプレックスフィルタ１５で信号をフィルタリングした後、受信（Ｒｘ―バンド）の伝送Ｔｘ―バンドは、通常重ならない。しかしながら、非直線歪であるので、Ｔｘ―バンドが受信Ｒｘ―バンドと重なる本来望ましくない成分を発すると仮定することができるか、または、信号をフィルタリングする前に、伝送バンドおよび受信バンドは重なりうる。周波数が重なる基準信号を用いることができる。搬送波周波数ｆ_Ｔ＝ω_Ｔ／２πを有する所望の伝送信号ｕ_ｇ（ｔ）は、以下により記載することができる。

受信機のＩＱインバランスを特徴づけるために、おおよそ受信機の中間の周波数（ｆ_Ｒ＝Ω_Ｒ／２π）の非直線歪を含む伝送信号の一部を用いる。デュプレックスディスタンス（ｄｕｐｌｅｘ ｄｉｓｔａｎｃｅ）ｆ_Ｄ＝ｆ_Ｔ―ｆ_Ｒ＝ω_Ｄ／２πは、通常は以下の中間の周波数と比較して小さい。

完全な伝送信号ｕ（ｔ）は、以下で表すことができる。

式中、複素係数ａ_３、ａ_５…は、非線形性を表す。非線形性の潜在的な周波数依存性は、この公式においては無視する。

上記のように、一部の伝送信号を、基準信号として伝送路から受信路４５まで送る。そして、受信信号を歪めないように、伝送信号ｕ_Ｒ（ｔ）のこの部分は強く減衰する。減衰率ｋは、以下に表すように、１より非常に小さい。

ホモダイン受信機６５の入力側の基準信号は、（１０）を用い、（８）または（９）のように表すことができる。

複素減衰係数ｋは、以下の複素係数に対して、複素係数ａ_３、ａ_５…と結合することができる。

その結果は以下となる。

ＩＱインバランスを伴うホモダイン受信機６５を表す最も単純な方法は、複素時間依存振幅Ｂ（ｔ）の代わりに振幅Ｃ（ｔ）を使用することであり、振幅Ｃ（ｔ）は、複素共役振幅Ｂ^＊（ｔ）の小さい部分および、ｄｃ―部ｇ_０を備える。

良好なホモダイン受信機では、複素係数ｇ_２の係数は、複素係数ｇ_１の係数より非常に小さい。

特徴付けの目的は、係数ｇ_０、ｇ_１およびｇ_２の決定である。しかしながら、係数ｂ_ｍは、ｍ＝２ｎ＋１、ｎ＝０、１、２…を用いても分からない。

係数は、公知の最小二乗法を用いて決定される。そこで、伝送信号Ａ（ｔ）から得られる、測定された受け取る信号Ｙ（ｔ）と受け取った信号Ｃ（ｔ）間の平均誤差は、以下のように算出される。

受け取る信号Ｃ（ｔ）は、以下の式で表すことができる。

この式を基にして、そして、以下の仮定によって、そして、ｇ_１＝１をセットすることによって、

係数ｂ_ｎは、第１の方法に従い決定される。

Ｆ_ｎ（ｔ）は、異常判定のための代用の関数である。最小自乗の線形問題を解析する公知の方法を、係数ｂ_ｍを決定するために用いることができる。

特定期間の信号の平均値を求めるのに適切であるように、信号は時間で変化する。平均算出は、例えば約１０ｍｓの、時間内の平均算出または信号の相関に対応する。受け取った信号Ｙ（ｔ）は、基準信号ｕ_Ｒ（ｔ）の他にも所望の信号ｕ_ｓ（ｔ）を備える。所望の信号および基準信号の相互相関、または所望の信号および関数Ｆｎ（ｔ）の相互相関は、小さくてごくわずかである。

第２ステップにおいて、Ｃ（ｔ）は、以下の式でＣ´（ｔ）より算出することができる。

係数ｇ_０およびｇ_２は、以下の式に従い、最小自乗の線形問題を解析する公知の方法により算出される。

あるいは、係数ｇ_０、ｇ_１、ｇ_２およびｂ_ｍは、最小自乗の非線形課題を解決することに従う公知の方法を備える第２のアプローチに従って決定され、そして、以下の方程式が直接最小化される。

最小化をリアルタイムに実施する必要がないので、最小自乗の非線形課題を解決するすべての公知の方法を用いることができる。

以下の式に従い、修正された受信信号Ｘ（ｔ）を受け取るための公知の係数ｇ_０、ｇ_１およびｇ_２で、受け取った信号Ｙ（ｔ）のＩＱ―バランス補償を行うことができる。

走査周波数ｆ_Ａが十分に大きい場合、時間領域の上記の表記は、ｚ−変換を用いて離散信号に変換することができる。ｆ_Ａ＞２ｆ_Ｄである場合はこのケースとなる。

振幅および位相伝送のポテンシャル周波数依存性は、通常、複素係数の乗算の代わりに、時間領域の複素インパルス応答を有する畳み込みを用いて表すことができる。ｚ−変換を用いた、時間離散の式のｂ_ｍの代わりに係数ｂ_ｍ、ｋを有する変換関数を用いる。算出受信信号Ｃは、上記の実施例と同じ方法の線形結合で表すことができる。その結果、同じ解決原則を用いることができる。
特に、第１の上記のアプローチは、線形問題として解決できる。

ホモダイン受信機６５およびＩＱ―補償モジュール６７を備える送受信モジュール１２のこの実施例では、送信信号の減衰部分が伝送路３０から受信路４５まで連結される動作の間、そして、ＩＱ−インバランシング係数ｇ_０、ｇ_１およびｇ_２を決定するために使用するホモダイン受信機６５による増幅の後に、ＩＱインバランスの補償を作成させる。受け取った増幅された信号Ｙ（ｔ）は、これらの係数を用いてＩＱインバランスに対して補償される。このように、送受信モジュール１２の動作の間、ＩＱインバランス補償を行うことができる。

上記の無線設備３は電子回路に完全に基づき、電子回路のパーツは、デジタル回路であるものも、アナログ回路であるものもある。

以下に、光電回路を備える無線設備３の実施例を説明する。この種の光電回路は、フォトニック回路またはマイクロ波フォトニック回路とも呼ばれている。

Ｃｈｒｉｓ Ｇ．Ｈ．Ｒｏｅｌｏｆｆｚｅｎらによる、「Ｏｐｔｉｃａｌ Ｂｅａｍ Ｆｏｒｍｉｎｇ Ｎｅｔｗｏｒｋ ｃｒｅａｔｅｄ ｂｙ Ｓｉｌｉｃｏｎ Ｎｉｔｒｉｄｅ ｍｉｃｒｏｗａｖｅ ｐｈｏｔｏｎｉｃ ｃｉｒｃｕｉｔｓ」（Ｏｐｔｉｃｓ Ｅｘｐｒｅｓｓ２、Ｖｏｌ．２１、Ｎｏ．１９、２０１３年９月２３日）には、高い屈折率対比窒化シリコン導波管技術を用いたマッハ―チェンダーおよびリング共振器フィルタの組合せに基づく、幾つかのマイクロ波フォトニック処理機能についての記載がある。すべての機能は、同じ基本構造ブロック（すなわち、真っすぐな導波管、位相同調素子および方向性カプラ）を使用して構築される。この文献もまた、引用したものとする。

Ｄａｖｉｄ Ｍａｒｐａｕｎｇらによる、Ｌａｓｅｒ＆Ｐｈｏｔｏｎｉｃｓ Ｒｅｖｉｅｗｓ（以下：ＬＰＲ）中の、「Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ ｍｉｃｒｏｗａｖｅ ｐｈｏｔｏｎｉｃｓ」（２０１２年１１月２０日）には、マイクロ波フォトニクス（ＭＷＰ）について概要があり、マイクロ波フォトニクスのファンダメンタルズおよび特定の応用についての検討がある。

Ｃｈａｒｌｅｓ Ｍｉｄｄｌｅｔｏｎらによる、「Ｈｉｇｈ Ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ Ｐｈｏｔｏｎｉｃ Ｌｉｎｋｓ ｕｓｉｎｇ Ｄｏｕｂｌｅ Ｓｉｄｅｂａｎｄ Ｓｕｐｐｒｅｓｓｅｄ Ｃａｒｒｉｅｒ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ａｎｄ Ｂａｌａｎｃｅｄ Ｃｏｈｅｒｅｎｔ Ｈｅｔｅｒｏｄｙｎｅ Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ」（ボストンのＭＩＬＣＯＭ ２００９で発表（以下：ＭＩＬＣＯＭ））では、高利得かつダイナミックレンジ、低い雑音指数およびマルチ・オクターブ帯域幅動作を可能にするマイクロ波フォトニックリンク・アーキテクチャが提示されている。

Ｊｏｈｏｎ Ｍｉｃｈａｅｌ Ｗｙｒｗａｓによる、「Ｌｉｎｅａｒ，Ｌｏｗ Ｎｏｉｓｅ Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ Ｐｈｏｔｏｎｉｃ Ｓｙｓｔｅｍｓ ｕｓｉｎｇ Ｐｈａｓｅ ａｎｄ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ」（論文（カリフォルニア大学バークレー校）、２０１２年５月１１日、Ｔｅｃｈｎｉｃａｌ Ｒｅｐｏｒｔ Ｎｏ．ＵＣＢ／ＥＥＣＳ―２０１２―８９（以下：ＥＥＣ）（ｗｗｗ．ｅｅｃｓ．ｂｅｒｋｅｌｅｙ．ｅｄｕ／Ｐｕｂｓ／ＴｅｃｈＲｐｔｓ／２０１２／ＥＥＣ２０１２―８９．ｈｔｍｌ））では、マイクロ波フォトニクス・アプリケーションおよび共に用いる素子について述べられている。

これらすべての文献も引用したものとする。

アクティブアンテナシステムの上記の実施例を、光ドメイン（すなわち（マイクロ波）フォトニック部品を有する）において設計することもできる。光ドメインに基づいて実施例について述べる前に、フォトニック・アクティブアンテナシステムにおいて使用できる、電気光学または光学（フォトニック）部品について説明する。

（アップ／ダウンコンバージョン）
アップ／ダウンコンバージョンを行うために、マッハツェンダー・モジュレータを用いることができる。あるいは、第１のレーザーを送信するための光学非線形素子を使用することもできる。第１のレーザー光は、第２のレーザーによって変調される。ＥＥＣ（５ページ、図１．４および１．５）において、アップまたはダウンコンバージョン素子として使用できる光を変調するためにこの種の素子を示す。更に適切なモジュレータは、ＬＰＲの図１０およびＭＩＬＣＯＭの図１に示す。

（特にアナログ・プレディストーションに適したフィルタ素子）
アナログ・プレディストーションに適したデジタルＦＩＲフィルタは、アナログ部品（例えば方向性結合器および遅延）で達成することができ、マッハツェンダー・モジュレータおよびマッハ‐ツェンダー干渉計を使用する。この種のＦＩＲ―格子型フィルタ・アーキテクチャは、例えばＥＥＣＳの図４．１、図４．２および図４．３に示す。更に適したフィルタ構造は、ＬＰＲの図６、図９、図１４および図１５に示す。アナログ・バンドパス・フィルタは、ＬＰＲの図１７および図１９に示す。これらのフィルタ素子は可変である。

（フォトニック・ビームフォーマ）
フォトニック・ビームフォーマは、米国特許出願公開第２０１３／０１９４１３４号により公知である。この文献も引用したものとする。

これらすべての公知の素子は、アップコンバータ、ダウンコンバータ、電気／光学変調ユニット、光学／電気変調ユニット、可変フィルタ素子および光ビームフォーマ・チップとして用いることができる。

以下に、この種のフォトニック素子を備える無線設備３の実施例を説明する。

図１５は、電気光学無線設備３の第１実施例を示す。
無線設備制御ユニット（図示せず）にアンテナ相互配線６を用いて、無線設備３を接続される。そして、それは上記の実施例の１つと同じである。上記実施例と同様で、伝送路３０および受信路４５は、アンテナ相互配線６とデュプレックスフィルタ１５の間で伸びる。本実施例において、この受信路４５は、電子回路に基づいているだけで、そして、上記の実施例のいずれか１つに従い含まれる。

伝送路３０は、光処理のための着信データを準備するためにコンバータ７０を備える。特定の実施例において、アンテナ接続６を介して送信されるデータは、８／１０Ｂ符号化される。コンバータ７０は、８／１０Ｂ符号を８ビットの信号に変換する。信号をレーザー信号に変調できるように、このコンバータは基本的にデジタルベースバンド信号を変換する。このように、他のタイプの変換は、適切でありえる。これらの信号は、Ｄ／Ａコンバータ７１（ＤＡＣ）で、アナログ信号に更に変換される。

Ｄ／Ａコンバータ７１は、光ビームフォーマ・チップ７２（ＯＢＦ）に接続される。光ビームフォーマ・チップ７２は、電気アナログ信号を光信号に変換するための電気／光学変調モジュレータを備える。例えば光ビームフォーマ・チップ７２をフォトニック・ビームフォーマ・チップとして含み、米国特許出願公開第２０１３／０１９４１３４号に開示される。光ビームフォーマ・チップ７２は、特定の実施例において高出力レーザーであるレーザー７３に接続される。

光ビームフォーマ・チップ７２は遅延および、変更された振幅（任意）を、アンテナ信号に印加する。その結果、所定または適応する位相シフトを有する各アンテナ素子２にアンテナ信号を供給することができる。位相シフトを生成するために可変リング共振器を用いることができる。この種のリング共振器は通常、リング共振器の温度を調整し、このことによりリング共振器の電気的長さを調整するためのヒーターに連結する。リング共振器の長さに応じて、リングの共振周波数は変更される。このように、光の異なる周波数は、リング共振器に連結する。リングに結合する電力量（光信号の「量」）を変更するために、可変電力結合器をリング共振器に提供する。このように、単一のリング共振器は可変遅延を提供するが、それは帯域幅限定である。達成可能な最大遅延と遅延帯域との間にはトレードオフがある。これは、複数のリング共振器を用いて対処され、複数のリング共振器は、カスケードで配列することができる。

光ビームフォーマ・チップ７２は、ミキサーまたは他のフォトニック・アップコンバージョン素子である光学的アップコンバータ７４に接続される。

小信号アナログフィルタであるＡＦＩＬＴ７５が、アップコンバータ７４の後に続く。

フォトニック・アナログ・プレディストーション素子であるＡＰＤ７６が、ＡＦＩＬＴ７５の後に続く。ＡＰＤ７６を用いて、伝送路３０を線形化する。静的歪みの場合には、ＡＰＤをイコライザとして含むことができる。フィードフォワード構造として、または、ベースバンドの出力または、伝送路３０の出力が備えるフィードバックループを用いて、ＡＰＤ７６も適応することができる。そこでは、以下の実施例で示されるように、フィードバックは光電子セクションの出力から取り込むことができる。

ＡＰＤ７６（アナログ・プレディストーション素子）は、数の動作（例えば乗算、加算、など）の組合せによって、ＨＦ―アンテナ信号を処理する。
Ｃｈｒｉｓ Ｇ．Ｈ．Ｒｏｅｌｏｆｆｚｅｎらによる、「Ｏｐｔｉｃａｌ Ｂｅａｍ Ｆｏｒｍｉｎｇ Ｎｅｔｗｏｒｋ ｃｒｅａｔｅｄ ｂｙ Ｓｉｌｉｃｏｎ Ｎｉｔｒｉｄｅ ｍｉｃｒｏｗａｖｅ ｐｈｏｔｏｎｉｃ ｃｉｒｃｕｉｔｓ」テーブル１から、基本構造ブロックおよびそれらの変換関数は公知である。そしてそれによって、当業者はＡＰＤ７６のアナログ・プレディストーションを行うための数値演算を組み立てることができる。電気プレディストーション回路から公知であるように、数値演算は基本的には同じである。しかしながら、それらは、伝送路３０の光学またはフォトニックセクションの特定の歪みに適さなければなければならない。ＨＦ―アンテナ信号と搬送波信号間の大きい周波数ずれのため、高いＱ値でこの種の数値演算を行うことができる。

ＡＰＤ７６は、特定の実施例において高性能フィルタである、フィルタ７７に接続される。これは、バンドパス・フィルタリングのための統合フィルタである。搬送波信号は軽いので、それぞれ、規模の大きい周波数ずれが搬送波信号と変調されたユーザ信号またはアンテナ信号間で、ある。規模の大きい周波数ずれのため、ＡＦＩＬＴ７５およびフィルタ７７両方のフィルタリングを、高いＱ値で行う。

フィルタ素子７５および７７は、光フィルタ素子である。この種のフィルタ素子を、干渉フィルタ（特にダイクロイト・フィルタまたは薄膜フィルタ）として含むことができる。この種のフィルタ素子はまた、適応性がある。例えば、この種の適応性があるフィルタ素子は、ファブリー−ペロ干渉計である。この種の干渉フィルタのＱ係数は、電気フィルタのＱ係数よりはるかに高い。さらにまた、アンテナ信号と搬送波信号（光）間の周波数ずれは、配電回路に基づく上記の実施例と比較して非常に大きい。したがって、光学フィルタの選択度は、電気フィルタの選択度より非常に良好である。

ＨＰ−復調ユニット７８によって、フィルタ７７から出力される光信号を電気信号に復調する。復調ユニット７８は、特定の実施例において光信号を電気ＲＦ信号に変換するための高性能モジュールである。

好ましくは、レーザー７３は、伝送路３０において更なる電力増幅を必要としない充分な電力を備えた光を提供する。このように、デュプレックスフィルタ１５を介してアンテナ素子２にアンテナ信号を直接印加することができる。

任意には、サーキュレータ７９は、デュプレックスフィルタ１５とアンテナ素子２の間に設けられ、反射信号が伝送路３０へ返送されるのを防止する。

このように、アンテナ信号の光処理は、純粋な電気処理で達成されるアンテナ信号に対して、質を著しく改善する。ビーム・フォーミングされた信号の電気増幅が必要でない場合、これは特に当てはまる。レーザー光線が充分な強度を有する場合、電気増幅を省略することができる。したがって、レーザーは、強力レーザー光源７３である。

図１６は、光伝送パス３０を有する無線設備３の付加的な実施例を示す。図１６による実施例は、実質的に図１５の１つに対応する。しかしながら、個々のアンテナ又は一群のアンテナからなるアンテナアレイに対する信号は、光ビーム・フォーミングチップ７２のビーム・フォーミングの後、別々に処理される。このように、伝送路３０は幾つかの平行した光学プロセス分岐８０を備える。そして、各々がアップコンバータ７４、ＡＦＩＬＴ７５、ＡＰＤ７６、フィルタ７７および復調装置７８を備える。光学プロセス分岐８０は、それぞれ、電力増幅器３６に接続される。電力増幅器３６は、アンテナ素子２にアンテナ信号を導通するデュプレックスフィルタ１５に接続される。

電力増幅器３６による増幅のため、図１５の実施例による電力より少ない電力を有するレーザー光源７３を用いることができる。

各光学プロセス分岐８０の歪みが実質的に同じであると仮定する場合、ＡＰＤ７６を同じく含むことができる。適応性があるＡＰＤ７６を用いる場合、各光学プロセス分岐８０のためにフィードバックループを提供する。フィードバックループは、好ましくは、対応する電力増幅器３６も含む。

更なる実施例（図１７）によれば、信号走行方向に対して、アップコンバータ７４とＡＰＤ７６の後に光ビーム・フォーミングチップ７２を配置する。
光ビーム・フォーミングチップ７２は幾つかの光学プロセス分岐８１に接続すし、各々はフィルタ素子７７および復調ユニット７８を備える。
各光学プロセス分岐８１は、電力増幅器３６に接続される。

また、光処理モジュールと共に、無線設備３の受信路４０を含むことができる（図１８）。受信路４０は、幾つかの光入力分岐８２を備えており、各々のアンテナ素子２または一群のアンテナ２のデュプレックスフィルタ１５に、接続される。

各光入力分岐８２は、電気／光変調ユニット８３、ＡＰＤ７６およびフィルタ素子７７を備える。各光入力分岐８２は、光ビーム・フォーミングチップ７２と接続される。光ビーム・フォーミングチップ７２に光信号を入力するために、レーザー７３を設ける。

光ビーム・フォーミングチップ７２の出力は、ダウンコンバータ８４、フィルタ素子７７および復調ユニット７８に接続される。電気／光変調ユニットの後、かつ、光ビーム・フォーミングチップの前にダウンコンバータを配置することもできる。

ビーム・フォーミングチップ７２は、無線設備制御ユニット５の受信（Ｒｘ）ビーム・フォーミング情報を入力するための入力ラインに更に接続される。この情報によって、数本のアンテナのアンテナ信号を結合することができ、２値化および／またはスクランブルされた信号は、復号化および構成されることができる。

更なる実施例（図１９に示す）は、実質的に図１８の実施例に対応しており、ＡＰＤは、光入力分岐８２にではなく、ダウンコンバータ８４とフィルタ素子７７の間に位置する。

図２０は、光ドメイン受信路４０を備え、そして、受信アンテナ信号を較正するための手段を更に備える無線設備３の更なる実施例を示す。この実施例は、図９ａおよび９ｂに示すように実質的に電気ドメインの実施例を備える。受信路４０の光ドメイン部は、図１９による実施例の１つと実質的に同じである。加えて、外部カップリング素子５３および内部カップリング素子５６を設ける。内部カップリング素子５６は、デュプレックスフィルタ１５と電気／光変調ユニット８３の間の受信路４５にあり、外部カップリング素子５３は、デュプレックスフィルタ１５とアンテナ素子２の間にある。内部カップリング素子５６および外部カップリング素子５３は、スイッチ５７で基準経路４６に接続される。基準経路４６は、デジタル基準信号を、カップリング素子５３、５６の１つに印加することができるアナログ基準信号に変換するためのＤ／Ａコンバータ５５を備える。デジタル信号プロセッサで、基準信号を生成することができる。そして、その比較情報は、図９ａ、９ｂの実施例で行うのと類似した方法で、最初の基準信号を受信信号と比較することにより決定することができる。対応する手段は、マイクロコントローラ８５のためのブロック図により、図２０に概略的に表す。決定された比較情報は、受信信号を較正するためのＡＰＤ７６に供給することができる。

ＡＰＤ７６に供給する比較情報から差し引かれる制御パラメータは、電気／光変調ユニット（図示せず）によって電気ドメインから光ドメインに変換される。

あるいは、無線設備制御ユニット５のベースバンドの受信信号を較正することができる。

あるいは、一部の送信アンテナ信号を受信路４５に結合し、そして、基準信号として使用することが可能である。しかしながら、ＦＤＤシステム（周波数分割複信）における正確な帯域制限によって、光ドメイン伝送路３０を設ける場合、高調波においてさえ、送信アンテナ信号の周波数と受信アンテナ信号の周波数とは少しも重ならない。その結果、基準信号として、一部の送信信号を直接使用することがいつも不可能という訳ではない。この場合には、付加的な拡散スペクトラム信号を基準信号（自身は情報を含まない）として送信アンテナ信号において使用することができる。周波数間のスペクトルの、または、規則的な送信周波数の外側のチャネルのずれを使用することもできる。

無線設備３がＴＤＤシステム（時分割多重化）であり、同じ周波数を送受信のために使用する場合、受信路４５の基準信号として、直接一部の送信アンテナ信号を使用することができる。

図２３は、主分岐８６および修正分岐８７（主分岐８６と平行）を備えるフィードバックＡＰＤ７６の実施例を示す。主分岐８６は、遅延素子８８を備える。各修正分岐８７は、多項式補正素子８９を備える。更なる遅延素子９０は、多項式補正素子８９の前か後の修正分岐８７にある。すべての修正分岐８７は、個々の修正分岐８７の信号を共通の訂正信号に加えるための加算器９１と、結合する。

遅延素子９０と多項式補正素子８９は、修正パラメータを受信するためのマイクロコントローラ８５に接続している。このように、多項式補正素子８９は、決定された比較情報に従って個々に調節可能である。修正分岐８７は、カップリング素子９２、９３を用いて、遅延素子８８の前後で主分岐８６に結合する。修正される一部の信号は、修正分岐８７において分岐し、信号のこの部分は幾つかの多項式補正素子によって処理される。それから、主分岐８６で修正される信号にプレディストーションを与えるために、集約された訂正信号は、主分岐８６上に結合する。遅延素子８８、９０は、主分岐８６の、そして、すべての修正分岐８７のすべての信号が同期することを、確実にする。

図２２は、主分岐９４および修正分岐９５を備えるフィードフォワードＡＰＤ７６の実施例を示す。修正分岐は、カップリング素子９６、９７を用いて主分岐に結合する。主分岐９４は、遅延素子９８を備え、そして、修正分岐９５は、少なくとも１つの修正素子（補正素子）９９、１００、１０１を備える。特定の実施例において、修正素子９９〜１０１は、可変位相シフト素子９９、可変減衰器１００およびパラメータ化非線形性素子１０１である。これらの修正素子９９〜１０１は調節可能であり、使用の間、調節可能かつ固定のパラメータである。ルックアップテーブルの幾つかのパラメータセットを提供することもでき、そこで、使用の実際の状態とは独立して、ＡＰＤ７６が所定の動作状況に適するように、修正素子９９〜１０１は対応するパラメータのセットを読み込む。この種の動作状況は、信号レベル、温度、などで定義することができる。

図２１は、光ドメイン伝送路３０を備え、伝送アンテナ信号を較正するための手段を更に備える、無線設備３の更なる実施例を示す。この実施例は、図８ａおよび８ｂに示すように実質的に電気ドメインの実施例を備える。伝送路３０の光ドメイン部は、図１７による実施例の１つと実質的に同じである。カプラ５３、５６から伸びているフィードバックループは、ベースバンドの出力からの基準信号を備える。マイクロコントローラ８５によって基準信号が生成される。

無線設備３の上記の実施例において用いるフォトニックＡＰＤ７６は、アナログ・プレディストーション素子７６である。通常デジタル素子であるＦＩＲフィルタまたはＩＩＲフィルタとして、プレディストーション素子を含むこともできる。したがって、フォトニック・プレディストーション素子は、デジタル・プレディストーション素子（ＤＰＤ）であることもできる。

ＦＤＤ（周波数分割複信）のために、光通信ドメインと同様に電気ドメインによる上記の実施例を含む。そして、送受信信号は異なる周波数帯で送られる。ＴＤＤ（時分割多重化）のために、これらの実施例を含むこともできる。そして、アンテナ信号を送信および受信するために同じ周波数を用いる。この場合には、デュプレックスフィルタが、対応するアンテナを備える送信路および受信路に選択的に接続されるためのスイッチと置き換えられる。

上記実施例は、ＣＰＲＩ規格に従って送信データのために含むアンテナ相互配線６を備える。他の規格または他のプロトコル（例えばＯＲＩ、ＯＢＳＡＩ、など）に従ってデータを送信するためにアンテナ相互配線を含むこともできる。アナログ信号を送るためにアンテナ相互配線を含むこともできる。

１ アクティブアンテナシステム
２ アンテナ
３ 無線設備
４ アンテナ塔
５ 無線設備制御ユニット
６ アンテナ相互配線
７ インタフェース
８ コアコントローラ
９ チャネルカード
１０ アンテナケーブル
１１ ハブ
１２ 送受信モジュール
１３ 送受信フィルタユニット
１４ 制御ＲＦ−ベースバンドユニット
１５ デュプレックスフィルタ増幅器
１６ Ｔｘ−送信チップ
１７ Ｒｘ−受信チップ
１８ ＲＦ−ベースバンドチップ
１９ デジタルフィルタ
２０ 較正モジュール
２１ コントローラ
２２ トランスポート・インタフェース
２３ アンテナモジュール
２４ アンテナアレイ
２５ スイッチマトリクス
２６ 端末
２７ 中間線
２８ メインローブ
２９ サイドローブ
３０ 伝送路
３１ 基準経路
３２ デジタル・プレディストーション・ユニット
３３ 中間周波数アップミキサー（アップコンバータ）
３４ Ｄ／Ａコンバータ
３５ チャネル周波数アップミキサー（アップコンバータ）
３６ 電力増幅器
３７ カップリング素子
３８ 中間周波数ダウンミキサー（ダウンコンバータ）
３９ Ａ／Ｄコンバータ
４０ ベースバンド・ダウンミキサー（ダウンコンバータ）
４１ デジタル信号プロセッサ
４２ 較正ユニット
４３ 内部カップリング素子
４４ スイッチ
４５ 受信路
４６ 基準経路
４７ 低ノイズ増幅回路
４８ チャネルバンドフィルタ
４９ 中間周波数ダウンミキサー（ダウンコンバータ）
５０ 中間周波数バンドフィルタ
５１ ベースバンド・ダウンミキサー（ダウンコンバータ）
５２ Ａ／Ｄコンバータ
５３ カップリング素子
５４ チャネル周波数アップミキサー（アップコンバータ）
５５ Ｄ／Ａコンバータ
５６ 内部カップリング素子
５７ スイッチ
５８ 増幅器
５９ 集約ノード
６０ 集約ノード
６１ 電流源
６２ スイッチ
６３ 通信相手
６４ セル
６５ ホモダイン受信機
６６ Ｉ減衰素子
６７ ＩＱ−補償モジュール
６８ ＩＱＩ−係数決定モジュール
６９ ＲＮＣ
７０ コンバータ
７１ Ｄ／Ａコンバータ
７２ 光ビームフォーマ・チップ
７３ レーザー
７４ アップコンバータ
７５ ＡＦＩＬＴ
７６ ＡＰＤ
７７ フィルタ素子
７８ 復調ユニット
７９ サーキュレータ
８０ 光プロセス分岐
８１ 光プロセス分岐
８２ 光入力分岐
８３ 電気／光変調ユニット
８４ ダウンコンバータ
８５ マイクロコントローラ
８６ 主分岐
８７ 修正分岐
８８ 遅延素子
８９ 多項式補正素子
９０ 遅延素子
９１ 加算器
９２ カップリング素子
９３ カップリング素子
９４ 主分岐
９５ 修正分岐
９６ カップリング素子
９７ カップリング素子
９８ 遅延素子
９９ 放射器

Claims (23)

1. アクティブアンテナシステムであって、
   複数のアンテナと、
   前記アンテナに接続され、前記アンテナに隣接する無線設備と、を備え、
   前記無線設備は各アンテナのために別々の送受信モジュールを備え、
   アンテナモジュールは各々前記アンテナの１つ及び前記送受信モジュールの１つを備えており、
   データソースからそれぞれの前記アンテナモジュールへのアンテナ信号の実行時間により生じる遅延を決定し、それぞれの実行時間によって生じる遅延を補償するための遅延係数を算出する手段を更に有することを特徴とするアクティブアンテナシステム。
2. 前記データソースは、無線設備制御ユニットであることを特徴とする、請求項１記載のアクティブアンテナシステム。
3. 前記データソースは、全て又は所定数の前記アンテナモジュールのための較正係数の決定及び、前記無線設備制御ユニットの遅延処理を行うことを特徴とする、請求項１又は２記載のアクティブアンテナシステム。
4. 前記アンテナモジュールの１つは、前記データソースであり、同期信号を生成することを特徴とする、請求項１記載のアクティブアンテナシステム。
5. 前記アンテナモジュールは各々較正モジュールを備え、
   前記較正モジュールは、
   前記データソースから最も遠いアンテナモジュールまで、及び、前記データソースへのその復路上の、前記同期信号がそれぞれの前記アンテナモジュールを通過する時間を検出し、
   これらの２つの時間データの差が算出され、及び二分され、得られた時間差の結果は前記それぞれの較正モジュールの遅延時間Δｔを生じさせることを特徴とする、請求項１乃至請求項４のいずれか１項記載のアクティブアンテナシステム。
6. 前記アンテナモジュールは、それぞれ、 隣接する前記アンテナモジュールとの遅延を決定し、
   これらの測定された遅延を基に、それぞれの前記アンテナモジュールの前記遅延係数が決定されることを特徴とする、請求項１記載のアクティブアンテナシステム。
7. 前記各アンテナモジュールのそれぞれは、別々の時計を備え、
   前記アンテナモジュールの個々の前記時計は互いに通信することができ、前記時計の１つは親時計として構成され、他の時計は子時計として構成され、
   前記親時計は、クロック信号を前記子時計に送り、前記クロック信号は、タイムスタンプを有し、前記子時計が前記タイムスタンプとともに前記親時計から前記クロック信号を受け取り、前記タイムスタンプと、前記子時計が前記親時計から前記クロック信号を受け取った時間との時間差に従い前記時計を較正し、
   前記クロック信号を前記子時計から前記親時計まで反復的に返すことでも、前記時間差を測定することができることを特徴とする、請求項１乃至請求項６のいずれか１項記載のアクティブアンテナシステム。
8. アンテナモジュールのそれぞれは、別々の時計を備え、
   前記アンテナモジュールの個々の前記時計は互いに通信することができ、前記時計の１つは親時計として構成され、他の時計は子時計として構成され、
   前記親時計は、クロック信号を前記子時計に送り、前記クロック信号は、タイムスタンプを有し、前記子時計が前記タイムスタンプとともに前記親時計から前記クロック信号を受け取り、前記タイムスタンプと、前記子時計が前記親時計から前記クロック信号を受け取った時間との時間差に従い前記時計を較正し、
   前記クロック信号を前記子時計から前記親時計まで反復的に返すことでも、前記時間差を測定することができることを特徴とするアクティブアンテナシステム。
9. 前記時計は高精度発振器であり、前記クロック信号を安定させるためにＰＬＬを備えることを特徴とする、請求項８記載のアクティブアンテナシステム。
10. 複数の送受信モジュールを有する無線設備を備え、前記各送受信モジュールは少なくとも１つのアンテナに接続されており、
    アンテナ相互配線を介して前記送受信モジュールに接続されるハブを有する無線設備制御ユニットを備え、
    前記ハブは、前記送受信モジュールから前記アンテナ相互配線を介してベースバンド信号を受け取り、受け取った前記ベースバンド信号からチャネル信号を抽出することを特徴とする、請求項８又は９記載のアクティブアンテナシステム。
11. 複数の送受信モジュールを有する無線設備を備え、各前記送受信モジュールは少なくとも１つのアンテナに接続されており、
    無線設備制御ユニットを備え、
    前記無線設備制御ユニットは、
    アンテナ相互配線を介して前記送受信モジュールに接続されるハブを有し、前記ハブは、前記送受信モジュールから前記アンテナ相互配線を介してベースバンド信号を受け取り、受け取った前記ベースバンド信号からチャネル信号を抽出するよう構成され、
    及び／又は前記各送受信モジュールは、前記アンテナ相互配線を介して、前記無線設備制御ユニットに接続されるスイッチマトリクスを備えることを特徴とする、請求項１乃至１０のいずれか１項記載のアクティブアンテナシステム。
12. 前記アンテナ相互配線が、送受信モジュールと無線設備制御ユニットを接続するためのアンテナケーブルを備えるか、又は、
    前記アンテナ相互配線が無線接続であることを特徴とする、請求項１１記載のアクティブアンテナシステム。
13. 前記無線設備が、
    対応する前記アンテナを介してアンテナ信号を送るために、ベースバンド信号を高周波ＲＦアンテナ信号に変換するアップコンバータと、
    受け取った前記高周波ＲＦアンテナ信号を前記ベースバンド信号に変換するダウンコンバータと、を備えることを特徴とする、請求項１１又は１２記載のアクティブアンテナシステム。
14. 前記無線設備が、
    前記無線設備制御ユニットから受け取ったデジタル信号をアナログ信号に変換するＤ／Ａコンバータと、
    前記アンテナを用いて受け取ったアナログ信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄコンバータと、を備え、
    好ましくは、前記デジタル信号は、前記アンテナ相互配線を介して送られることを特徴とする、請求項１１乃至請求項１３のいずれか１項記載のアクティブアンテナシステム。
15. 前記複数のアンテナを備え、
    前記無線設備は、前記アンテナに接続され、前記アンテナに隣接し、
    前記無線設備は、各前記アンテナのために別々の前記送受信モジュールを備えることを特徴とする、請求項１１乃至請求項１４のいずれか１項記載のアクティブアンテナシステム。
16. 前記無線設備制御ユニットが前記アンテナ相互配線を用いて前記無線設備に接続されることを特徴とする、請求項１１乃至請求項１５のいずれか１項記載のアクティブアンテナシステム。
17. 対応する前記アンテナを介して前記アンテナ信号を送るために、ベースバンド信号を高周波ＲＦアンテナ信号に変換するアップコンバータと、
    受け取った高周波ＲＦアンテナ信号を、ベースバンド信号に変換するダウンコンバータと、を備えることを特徴とする、請求項１１乃至請求項１６のいずれか１項記載のアクティブアンテナシステム。
18. 前記無線設備の数本のアンテナモジュールは、各々スイッチマトリクスを備え、
    前記スイッチマトリクスは、前記アンテナ相互配線を用いて前記無線設備制御ユニットに接続されることができるか、又は、中間線を用いて他のアンテナモジュールのスイッチマトリクスに接続されることができることを特徴とする、請求項１１乃至請求項１７のいずれか１項記載のアクティブアンテナシステム。
19. 前記送受信モジュールは、較正ユニットを備えることを特徴とする、請求項１乃至請求項１８のいずれか１項記載のアクティブアンテナシステム。
20. 前記較正ユニットは、デジタル信号プロセッサを有するフィードバックループの一部であり、
    少なくとも１つのカプラが前記アンテナの１つの近くの信号経路に結合されていることを特徴とする、請求項１９に記載のアクティブアンテナシステム。
21. 前記フィードバックループは、前記信号経路に接続される第２のカプラを備え、
    前記カプラの１つは、前記アンテナ及びデュプレックスフィルタの間に位置し、
    他の前記カプラは、前記デュプレックスフィルタに隣接するが、前記アンテナからは遠いことを特徴とする、請求項２０に記載のアクティブアンテナシステム。
22. 前記較正ユニットは、少なくとも伝送路又は受信路のいずれか一方に位置することを特徴とする、請求項１９乃至請求項２１のいずれか１項記載のアクティブアンテナシステム。
23. 複数のアンテナと、
    前記アンテナに接続され、前記アンテナに隣接する無線設備と、を備え、
    前記無線設備は、光ビームフォーマ・チップ及びフォトニック・プレディストーション素子（ＡＰＤ又はＤＰＤ）を備えることを特徴とする、請求項１１乃至請求項２２のいずれか１項記載のアクティブアンテナシステム。

Images