JP2020080602A - 移動体走行時の非接触給電システム - Google Patents

Abstract

【課題】移動体の走行中に、受電対象物の蓄電状態に応じて高い伝送効率及び送電素子側の回路保護を維持しつつ、リアルタイムで迅速な整合量の算定と高精度のインピーダンス整合を図ることが可能な移動体走行時の非接触給電システムを提供することを目的とする。【解決手段】負荷側の負荷インピーダンスを変更可能な素子と受電側装置の受電素子との接続の開閉によって得られる第１反射係数と第２反射係数から振幅成分のみを特定し、２つの振幅成分の算出式から生成される二次方程式により負荷インピーダンスを算出し、算出された前記負荷インピーダンスから出力インピーダンスとの整合をとるための目標インピーダンスを整合させるために必要な可変リアクタンス素子のリアクタンス量を算定し、可変リアクタンス素子のインピーダンスを調整し、受電対象物の蓄電状態に応じてＰＷＭ制御回路により、デューティ比を制御して給電量の増減を調節する。【選択図】図１

Description

本発明は、移動体の走行時にバッテリなどに給電可能とした移動体走行時の非接触給電システムに関するものである。

近年、充電等のための電力伝送の利便性向上を目的として、非接触で電力を出力するための送電素子を持つ送電側装置と、該送電側装置から供給される電力を非接触で受け付けるための受電素子を有する受電側装置とを含む非接触給電システムが注目されている。

非接触給電において、電力の損失がなく最大の伝達効率で前記電力伝送を行うためには、前記送電側装置の出力インピーダンスと受電側装置の負荷インピーダンスとの整合をとる必要がある。特に、高周波回路の場合、前記出力インピーダンスと前記負荷インピーダンス、すなわち、両インピーダンスの不整合により、反射が発生し、前記伝達効率を低下させるため、前記両インピーダンスを整合させることが必要となる。

例えば、インピーダンス整合回路は、集中定数ＬとＣとで構成される回路または分布定数マイクロストリップから構成されており、集中定数ＬとＣで構成される回路はアンテナと増幅回路との間に接続されている。これにより、送電側に戻ってくる反射電力ロスを抑制するとともに、システム全体の送電効率の改善に役立っている（例えば、特許文献１参照。）。

また、π整合回路としてインピーダンス整合回路が記載されており、高周波の信号源を有する駆動源と負荷との間に接続され、電源からの電源電圧の印加により、インピーダンスを自動的に整合させる手法がある（例えば、特許文献２参照。）。

この整合回路では、方向性結合器により検出された進行波成分の信号と反射波成分の信号とに基づいて、位相検出回路が進行波成分の信号を基準として反射波成分の信号の位相差を検出する。この位相差は、修正方向判定回路により、所定角度の進み又は遅れ成分を有するか否かを判定する。可変容量制御回路は、判定結果に基づいてコンデンサの可変容量を増減調整して、駆動源の出力インピーダンスと出力端子側の負荷のインピーダンスとを整合させる。

また、他の非接触電力伝送システムでは、整合回路が設けられており、送電共振器に入力された交流信号を検出部が検出する。検出部が検出した交流信号の変動に基づいて、インピーダンス制御部により、送電共振器のインピーダンスと電源の出力インピーダンスとを整合させている（例えば、特許文献３参照。）。

さらに、別の無線電力伝送システムによれば、可変リアクタンス素子を有する整合回路と、進行波電圧及び反射波電圧を取り出す進行波・反射波抽出部と、前記進行波・反射波抽出部により取り出された前記進行波電圧と前記反射波電圧とから反射係数を算出するとともに、前記反射係数と整合目標のインピーダンスと入力インピーダンスとの関係から前記入力インピーダンスを算出する反射係数算出部と、前記入力インピーダンスから前記整合回路の前記可変リアクタンス素子に振り分けられる容量値を算出して前記リアクタンス素子のリアクタンス値を設定する位置決定部及び制御値出力部と、を具備し、反射係数絶対値が所定の閾値よりも大きい場合には、整合補正量テーブルで使用する行を変更して整合回路の構成を変更するようにし、前記インピーダンスを自動的に整合させるための構成を介する前記送電アンテナと前記受電アンテナとによる電磁界結合時に、前記電源からの電力により前記負荷が給電される電気自動走行時の無線電力伝送システムが開示されている（例えば、特許文献４参照。）。

なお、外部電力を所定の電圧値の直流電力に変換する外部電力変換部と、前記直流電力を予め定められた周波数の交流電力に変換するＤＣ／ＡＣ変換部とを有する交流電源と、前記交流電力が入力される１次側コイルと、前記交流電源の出力電力値の可変制御を含む前記交流電源の制御を行う制御部と、を備え、前記１次側コイルから、２次側コイル及び負荷を有する受電機器の前記２次側コイルに対して非接触で前記交流電力を送電可能な送電機器において、前記ＤＣ／ＡＣ変換部は、互いに直列に接続された２つのスイッチング素子を有するハーフブリッジ回路を２つ含むフルブリッジ回路を備え、前記ＤＣ／ＡＣ変換部の動作モードは、前記２つのハーフブリッジ回路の双方が動作するフルブリッジモードと、前記２つのハーフブリッジ回路のうちいずれか一方が動作するハーフブリッジモードと、を含み、前記制御部は、前記２つのハーフブリッジ回路のうち動作対象のハーフブリッジ回路の両スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦのデューティ比を可変制御することにより、前記交流電源の出力電力値を可変制御する非接触電力伝送装置が開示されている（例えば、特許文献５参照。）。

特開２０１５−５６７６０号公報 特開２０１０−８７８４５号公報 特開２０１２−１３５１１７号公報 特開２０１５−１２２９５５号公報 特開２０１６−９２９５９号公報

しかしながら、前記特許文献１乃至３については、いくつかの整合回路をあらかじめ用意し、最適回路をスイッチング回路で切り替える必要がある。電圧のフィードバックから最適アルゴリズムを用いて最適整合回路を組み合わせる手間がかかることがある。整合させる負荷インピーダンスを未知の状態で行うことになり、回路の肥大化が生じるとともに、最適アルゴリズムを確保できない場合が生じる。送信側インピーダンスと受信側インピーダンスとを正確に測定していないため、整合精度や調整範囲に限界があり、インピーダンス整合が取れない場合がある。

また、特許文献４については、整合回路の構成を変更する場合に、予め定められた整合補正量テーブルから変更量に対応するデータを読み出さなければならず、処理のスループットに時間を要するという問題があった。特に、移動体の移動中に電力伝送を行う場合等、短時間での処理が必要な環境では、かかる処理の所要時間が重要な課題となる。特に、整合に必要な補正量は、受電側装置の負荷によって相違するが、予め定めた整合補正量テーブルの値は、離散的な値をリスト化したものであるから、該当する補正量が存在しない場合に、いわゆる無限ループに陥るおそれもあった。

ところで、インピーダンスは、交流信号に対するパラメータであるため、信号電圧及び電流の商で、振幅と位相の２つの成分を持つ。すなわち、複素数である。そして、インピーダンス整合に必要な負荷インピーダンスの推定について、前記いずれの先行技術も、複素数の反射係数の測定に基づいて行うため、反射係数の位相成分について、位相の同期やケーブルの長さなどの影響で推定誤差が生じやすく、インピーダンス整合の精度に対する信頼性が低くなるという問題があった。

なお、特許文献５では、バッテリの充電状態に応じて、ＤＣ／ＡＣ変換のデューティ比を可変制御し、給電量を調節するによって、電源負荷のインピーダンスの変化に対応して出力電力値を目標電力値の交流電力を出力させることができる。しかしながら、移動体の走行時に移動体に対して給電するときは特に、移動体個々に前記負荷が異なるため、前記インピーダンス整合の必要性が高いにもかかわらず、特許文献５で開示されているデューティ比を可変制御して給電量を調節する構成では、前記インピーダンス整合とどのように連携して給電量を調節するのか明確ではなかった。

ところで、移動体の走行中に非接触給電をする場合、移動体の静止状態での給電に比べて、短時間で給電処理が必要になるため、電圧を急峻に立ち上げると、送電側装置の送電素子を構成する回路を損傷する恐れがある。

本発明は、上記課題を解消させるためのものであり、移動体の走行中に、受電対象物の蓄電状態に応じて高い伝送効率及び送電素子側の回路保護を維持しつつ、リアルタイムで迅速な整合量の算定と高精度のインピーダンス整合を図ることが可能な移動体走行時の非接触給電システムを提供することを目的とする。

上記目的を達成させるために、第１の発明にかかる移動体走行時の非接触給電システムは、負荷側の負荷インピーダンスを変更可能な変更素子と受電側装置の二次コイルとの接続の開閉によって得られる第１反射係数と第２反射係数から振幅成分のみを特定し、２つの振幅成分の算出式から生成される方程式により負荷インピーダンスを正確に算出し、算出された前記負荷インピーダンスから目標インピーダンスを整合させるために必要な可変リアクタンス素子のリアクタンス量を算定し、可変リアクタンス素子のインピーダンスを調整するとともに、受電対象物の蓄電状態に応じてＰＷＭ制御回路により、デューティ比を制御して給電量の増減を調節することを最も主要な特徴とする。

すなわち、移動体の走行する軌道内に設けられ、少なくとも送電電源と送電素子とを含む送電側装置と、前記移動体に取り付けられ、少なくとも負荷を構成する受電対象物と前記送電素子に非接触で対向して配される受電素子とを含む受電側装置とを有し、前記移動体の走行時に、前記送電素子に対する前記送電電源から通電され、前記送電素子と前記受電素子とが遭遇したときに、前記送電素子から前記受電素子への電力伝送を行って前記受電対象物に給電する移動体走行時の非接触給電システムにおいて、
前記負荷側の負荷インピーダンスを、所定の変更量を有する変更素子によって変更するインピーダンス変更部と、
前記インピーダンス変更部と前記受電素子との接続の開閉を行う開閉部と、
前記開閉部の開閉を制御する開閉制御部と、
前記開閉の両時における前記送電電源からの進行波の電圧と前記負荷からの反射波の電圧とを検出する検出部と、
前記インピーダンス変更部は、前記開閉部によって前記受電素子との接続を開状態とされときに、前記検出された進行波と反射波から第１反射係数を計算して振幅成分のみを特定し、前記開閉部によって前記受電素子との接続を閉状態とされたときに、前記検出された進行波と反射波から第２反射係数を計算して振幅成分のみを特定し、前記２つの振幅成分の計算式から生成される二次方程式により、前記負荷インピーダンスを計算する計算部と、
前記計算された負荷インピーダンスに対して出力インピーダンスとの整合をとるための目標インピーダンスを整合させるために、可変リアクタンス素子を有する整合部と、
前記計算された負荷インピーダンスから、前記整合に必要な前記可変リアクタンス素子のリアクタンス量を算定し、算定されたリアクタンス量に基づいて前記可変リアクタンス素子のインピーダンスを調整するインピーダンス調整部と、
前記送電電源による通電時は常に充電されている送電側バッファ部と、
前記送電側装置に設けられ、前記受電対象物の蓄電状態を検知する第１検知部と、前記送電素子に接続され、前記第1検知部によって検知された蓄電状態に応じてＰＷＭ制御回路により、デューティ比を制御して給電量の増減を調節する第１調節部と、
を有し、
前記移動体の走行時における前記送電素子と前記受電素子との遭遇時に、
前記送電電源からの電力及び前記送電側バッファ部からの電力を前記整合部で整合された出力インピーダンスで、前記デューティ比を持った電力波形により電力伝送し、前記受電側装置の受電対象物に給電することを特徴とする。

この構成によれば、前記負荷側の負荷インピーダンスを変更する素子を設け、前記受電素子との接続を開閉制御することにより、二つの異なる反射係数を得ることが可能になり、さらに、当該二つの反射係数の位相成分を排除した振幅のみ、すなわち、スカラ量のみの二次方程式によって負荷インピーダンスを推定し、目標インピーダンスを整合させるために必要なリアクタンス量を計算し、かかる計算結果に基づく出力インピーダンスで、前記デューティ比を持った電力波形により電力伝送することが可能になる。

また、上記目的を達成させるために、第２の発明にかかる移動体走行時の非接触給電システムは、伝送線路上の異なる２点の電圧を検出し、当該２点の電圧の大きさから生成される連立方程式により負荷インピーダンスを計算し、計算された前記負荷インピーダンスから目標インピーダンスを整合させるために必要な可変リアクタンス素子のリアクタンス量を算定し、可変リアクタンス素子のインピーダンスを調整するとともに、受電対象物の蓄電状態に応じてＰＷＭ制御回路により、デューティ比を制御して給電量の増減を調節することを最も主要な特徴とする。

すなわち、移動体の走行する軌道内に設けられ、少なくとも送電電源と送電素子とを含む送電側装置と、前記移動体に取り付けられ、少なくとも負荷を構成する受電対象物と前記送電素子に非接触で対向して配される受電素子とを含む受電側装置とを有し、前記移動体の走行時に、前記送電素子に対する前記送電電源から通電され、前記送電素子と前記受電素子とが遭遇したときに、前記送電素子から前記受電素子への電力伝送を行って前記受電対象物に給電する移動体走行時の非接触給電システムにおいて、
所定の長さを有する伝送線路上の異なる２点の電圧を第１検出電圧と第２検出電圧として検出する検出部と、
前記第１検出電圧及び第２検出電圧から生成される連立方程式により、前記負荷インピーダンスの推定値を計算する計算部と、
前記計算された負荷インピーダンスに対して出力インピーダンスとの整合をとるための目標インピーダンスを整合させるために、可変リアクタンス素子を有する整合部と、
前記計算された負荷インピーダンスから、前記整合に必要な前記可変リアクタンス素子のリアクタンス量を算定し、算定されたリアクタンス量に基づいて前記可変リアクタンス素子のインピーダンスを調整するインピーダンス調整部と、
前記送電電源による通電時は常に充電されている送電側バッファ部と、
前記送電側装置に設けられ、前記受電対象物の蓄電状態を検知する第１検知部と、
前記送電素子に接続され、前記第１検知部によって検知された蓄電状態に応じてＰＷＭ制御回路により、デューティ比を制御して給電量の増減を調節する第１調節部と、
を有し、
前記移動体の走行時における前記送電素子と前記受電素子との遭遇時に、
前記送電電源からの電力及び前記送電側バッファ部からの電力を前記整合部で整合された出力インピーダンスで、前記デューティ比を持った電力波形により電力伝送し、前記受電側装置の受電対象物に給電することを特徴とする。

この構成によれば、伝送線路上の異なる２点から第１検出電圧及び第２検出電圧を得て、連立方程式によって負荷インピーダンスを計算し、目標インピーダンスを整合させるために必要なリアクタンス量を算定し、かかる算定結果に基づく出力インピーダンスで、前記デューティ比を持った電力波形により電力伝送することが可能になる。

なお、第１の発明及び第２の発明は、前記軌道には、前記送電素子が複数敷設され、前記複数の受電素子は、各々、前記移動体の近接を検知する第２検知部と、相互に隣接する送電素子と、スイッチング素子を介して連結する連結部と、前記移動体が、前記送電素子と前記受電素子との前記対向して配される位置から、進行方向に隣接する送電素子側に移動し、前記隣接する送電素子の第２検知部で移動体の近接を検知すると、前記スイッチング素子の作動により、前記通電する送電素子を前記隣接する送電素子に切り替える切替部と、前記切替部によって前記隣接する送電素子への切り替えに伴って、ＰＷＭ制御回路により、デューティ比が低比率から漸増するように調節する第２調節部と、を有するように構成してもよい。

この構成によれば、前記給電時に、電圧の急峻な立ち上がりを緩和することができる。

本発明にかかる移動体走行時の非接触給電システムは、インピーダンス整合に必要な負荷インピーダンスの計算と計算された負荷インピーダンスによる整合量の特定を予めデータテーブルで定めて読み出す必要がなく、簡単な方程式で直ちに算定できるため、インピーダンス整合の処理速度が飛躍的に向上し、迅速な電力伝送及び給電を実現できるという効果を奏する。

なお、前記方程式は、位相成分を排除し、振幅成分のみで生成するものであるため、負荷インピーダンスの算定精度が飛躍的に向上し、効率的で実効性の高い電力伝送及び給電を実現できるという効果を奏する。

また、ＰＷＭ制御回路により、デューティ比を制御して給電量の増減を調節することができるため、受電対象物の蓄電状態に応じて給電量を調整可能となり、効率的な給電状態を維持することできるという効果を奏する。

さらに、前記送電素子を軌道に複数敷設した場合、移動体の移動に伴って、通電する送電素子を隣接する送電素子に切り替える際に、ＰＷＭ制御回路により、デューティ比が低比率から漸増するように調節することができるため、電圧の急峻な立ち上がりを緩和し、送電素子を構成する回路を保護することができるという効果を奏する。

図１は、本発明にかかる移動体走行時の非接触給電システムのブロック構成図を示した図である。 図２は、受電側装置を備えた移動体と軌道内に設けた送電側装置とを示した図であり、（ａ）は、前記移動体と前記送電側装置の対応関係を示す側面図、（ｂ）は、軌道内に配置した送電側装置の平面図である。 図３は、第１実施形態にかかるインピーダンス整合回路のブロック構成図を示した図である。 図４は、第２実施形態にかかるインピーダンス整合回路のブロック構成図を示した図である。 図５は、第２実施形態にかかるインピーダンス整合回路における伝送線路上の電圧測定位置の概念を示した図である。 図６は、方形波の性質を示すグラフであり、（ａ）は、正弦波と方形波の受電電力を比較したグラフ、（ｂ）は、デューティ比を変化させた場合の受電電力の変化を示したグラフである。 図７は、第１調節部のブロック構成図であり、（ａ）は、移動体走行時の非接触給電システムの発振回路と第１調節部の接続形態を示すブロック図、（ｂ）は、第１調節部のＰＷＭ制御の構成を示すブロック図である。 図８は、第２調節部のブロック構成図であり、（ａ）は、移動体走行時の非接触給電システムの発振回路と第２調節部の接続形態を示すブロック図、（ｂ）は、第２調節部のＰＷＭ制御の構成を示すブロック図である。

以下、本実施の形態では、送電素子として一次コイル及び受電素子として二次コイルから構成されるシステムを例に説明するが、本発明にかかるシステムは、磁界結合、電界結合、さらには放射型の給電方式のいずれであっても適用可能であり、送電素子、受電素子の形状もコイルに限定されるものではない。

図１を参照して、１は、本発明にかかる移動体走行時の非接触給電システムを説明する。本実施の形態は、移動体走行時の非接触給電システムの一実施形態を例示的に示したものであり、この形態に限定する趣旨ではない。

非接触給電システム１は、充電回路部２、送電部３、送電ヘッド部４、受電ヘッド部５及び受電部６を備えている。充電回路部２、送電部３及び送電ヘッド部４は送電側装置Ａを構成し、受電ヘッド部５および受電部６は受電側装置Ｂを構成する。送電側装置Ａと受電側装置Ｂとは互いに分離された状態で別個に設けられている。

送電側装置Ａの充電回路部２は、例えば５０Ｈｚあるいは６０Ｈｚの周波数でＡＣ１００／２００Ｖの規格電圧を有する電源７（送電電源）により、送電側整流回路８を介して充電される送電側キャパシタ９を送電側バッファ部として設けている。送電側キャパシタ９は、電源７から給電を受けるように接続され、電源７による通電時は、常に充電を受けている。送電側キャパシタ９は、送電部３を構成する電源回路１２に接続されている。この「給電」という文言は、以下の説明において、「充電」と同義で用いる。

送電部３は、電源７に接続された電源回路１２を備えている。電源回路１２は、充電制御回路としての充電制御部１０およびインバータ回路を構成する発振回路１３および駆動回路１４が設けられている。電源回路１２には、パイロットランプ１５を接続した送電側制御回路部１６が設けられている。送電側制御回路部１６は、後述する通信回路１７からの給電信号Ｓ１を受けたとき、パイロットランプ１５を点灯する。

送電ヘッド部４は、通信回路１７と一次コイル１８とを備え、通信回路１７は、後述する通信制御部２０からの通信媒体（電波、光、音波、紫外線、赤外線あるいは感熱波）として制御信号Ｓ１を受けるようになっている。一次コイル１８は駆動回路１４からの電流を受けて磁界を生じるように接続されている。

受電側装置Ｂの受電ヘッド部５は受電側整流回路１９と通信制御部２０とを備える。受電側整流回路１９は、電磁界結合部における電磁界結合により一次コイル１８からの電力伝送を、インピーダンス整合回路１００を介して受ける二次コイル１９ａを有する。通信制御部２０は制御信号Ｓ１を通信回路１７に送る発信部（図示せず）を有している。インピーダンス整合回路１００は、電源と一次コイル１８の回路側とのインピーダンスを後述する機構により自動整合させるために設けられている。インピーダンス整合回路１００のコイル、一次コイル１８および二次コイル１９ａは、いずれもリッツ線により形成してＱ値（Ｑｕａｌｉｔｙ Ｆａｃｔｏｒ）を高めている。

受電部６は、制御検出回路２２および受電側制御回路部２３を備え、受電側整流回路１９からの電流を制御検出回路２２に送るようになっている。受電側制御回路部２３は制御検出回路２２からの検出信号Ｓ３を通信制御部２０に送るように接続されている。制御検出回路２２は、受電対象物としての受電側キャパシタ２４に接続されている。受電側キャパシタ２４は、蓄電部１１を構成し、合成電力により充電される。

そして、インピーダンス整合回路１００は、送電電源７と一次コイル１８との間に設けられている。なお、インピーダンス整合回路１００は、二次コイル１９ａと負荷側との間に設けてもよい。

図２は、受電側装置Ｂを備えた移動体（車両）と軌道内に設けた送電側装置Ａとを示した図である。送電側装置Ａは、移動体２５が走行する地上の軌道１００Ａ内（例えば、舗装道路内）に埋設され、受電側装置Ｂは、移動体２５に取り付けられている。車両などの移動体２５の走行中に、一次コイルに対する電源７（図２では省略）からの通電時に、前記した通り、一次コイル１８の回路側から二次コイル１９ａとの遭遇時に電磁界結合により、一次コイル１８の回路側から二次コイル１９ａの回路側への電力伝送を行って受電対象物に給電する。

本実施の形態では、軌道１００Ａ内に埋設された送電側装置の一次コイル１８は、並列に配置された二本の線状部分と線状部分の両端部を連結する円弧状部分から横長の楕円状を成し、多数の一次コイル１８が所定の間隔で軌道１００Ａの走行方向Ｒｍに沿って配置されている。ただし、一次コイル１８は、前記楕円状に限定する趣旨ではない。したがって、真円状、矩形状、凹凸の噛み合い形状、多角形状、ミアンダ形状等、前記機能を奏する限り、どのような形状であってもよい。

なお、軌道１００Ａにおける送電側装置の一次コイル１８の下方には、一次コイル１８と二次コイル１９ａとの間の磁気拡散を防いで結合係数を向上させる目的で、フェライトなどの硬磁性体から成る集磁板（図示せず）を一次コイル１８と近接平衡状態に配置している。

一次コイル１８が横長楕円状であるため、多数の一次コイル１８を軌道１００Ａの走行方向Ｒｍに沿って所定間隔で横長に敷設することで、単一の一次コイル１８当たりの敷設距離を確保することができ、少ない本数の一次コイル１８で長距離にわたって配置することができる。この場合、コイルを有するインピーダンス整合回路１００が一次コイル１８の範囲内に位置するので、一次コイル１８に対するインピーダンス整合回路１００の磁束を外部に漏らすことなく効率的に送ることができる。

隣り合う一次コイル１８同士は、スイッチング素子１００Ｂ（切替部に該当）を介して、配線（連結部に該当）により接続されている。隣り合う一次コイル１８同士の離間寸法、すなわち、一方の一次コイル１８の先端と他方の一次コイル１８の後端との離間距離は、例えば、移動体２５の走行方向に沿う一次コイル１８の長円寸法の１／２から２倍に設定する。しかしながら、前記離間距離については、一次コイル１８の配置状況、軌道１００Ａの敷設状況ならびに使用環境などに応じで所望に設定可能である。

移動体２５の走行中に、一次コイル１８と二次コイル１９ａとの遭遇時に、両者の遭遇を第２検知センサ１００Ｃ（第２検知部に相当）が検知することにより、スイッチング素子１００Ｂが作動し、軌道１００Ａ内で進行方向Ｒｍに隣接する一次コイル１８のうち、一方から他方に切り替わるように設定されている。

このように、走行時の移動体２５が進行方向Ｒｍに移動するに伴って、隣接する多数の一次コイル１８に二次コイル１９ａが順次遭遇するたびに、二次コイル１９ａを持続的に共振させることができて、移動体２５の走行時の連続給電が可能となる。

具体的には、インピーダンス整合回路１００、二次コイル１９ａを含む受電側装置Ｂは、移動体２５の車体２５ａの裏面側に取付板を介して取り付けられる。

受電対象物である受電側キャパシタ２４は、例えば、自動車のボンネット内に配された充電用のバッテリセル２４Ａに接続され、自動車のスタータ用や空調コンプレッサ用の駆動モータあるいは種々の電装品（図示せず）などの作動に用いられるようになっている。

なお、図２では、軌道１００Ａ上を１台の移動体２５が走行した状態を示しているが、送電側装置Ａは、軌道１００Ａ上を走行する複数の移動体２５に対して、前記遭遇した各一次コイル１８を介して、後述するＰＷＭ制御により、同時に給電することも可能である。

＜インピーダンス整合回路の第１実施形態＞
図３は、図１で説明したインピーダンス整合回路１００のブロック図である。インピーダンス整合回路１００は、後述するように、給電側（送電電源）の出力インピーダンスと、受電側（負荷）の負荷インピーダンスとの間で電力伝送におけるインピーダンス整合を行うために、設けられる回路である。給電側の出力インピーダンスと受電側の負荷インピーダンスとの間で整合がとれていないと、受電側で消費できない電力によって発生する反射波と給電側の入射波とが干渉し、定在波が発生する。そして、かかる定在波によって発生する電力の損失が生じる。

インピーダンス整合回路１００は、後述するように、負荷となる受電対象物の負荷インピーダンスＺ_Lに対して、整合部１０７によって整合インピーダンス（すなわち、目標とするインピーダンス）が決定される。

前記負荷と整合部１０７との間には、インピーダンス変更部１０１が接続されている。本実施の形態では、前記負荷に対して並列に接続されているが、直列であってもよい。インピーダンス変更部１０１は、インピーダンス整合回路１００に接続されることにより、負荷インピーダンスを変更する素子を接続すればよく、例えば、コンデンサ、コイルであればよい。なお、インピーダンス変更部１０１に接続される素子自体のインピーダンスは既知のものである。

インピーダンス変更部１０１は、開閉部１０２の開閉によって負荷インピーダンスを変更する。例えば、開閉部１０２は、スイッチによって二次コイル１９ａ（インピーダンス整合回路１００）との接続を開閉すればよい。開閉部１０２の開閉は、所定の条件によって前記スイッチの開閉をマイコン制御する開閉制御部１０３によって制御される。なお、前記所定の条件とは、例えば、開閉部１０２を初期状態でインピーダンス変更部１０１に対して開状態（オフ状態）とし、後述する信号処理部１０５で前記初期状態のデータを取得すると、インピーダンス変更部１０１に対して閉状態（オン状態）とすればよい。

検出部１０４は、給電側からの前記入射波の電圧と負荷側からの前記反射波の電圧とをリアルタイムで検出する。すなわち、入射波電圧ｖｉは、第１検波部１０４ａで検出され、反射波電圧ｖｒは、第２検波部１０４ｂによって検出される。反射係数は反射波電圧ｖｒと入射波電圧ｖｉの比から求められる。従って、検出部１０４では、開閉部１０２の開閉によってインピーダンス変更部１０１が介在しない場合と介在する場合の２つの反射係数の検出をする。

検出部１０４で検出された前記入射波電圧ｖｉ、反射波電圧ｖｒは、信号処理部１０５のＡＤ変換部１０５ａにより、アナログ−ディジタル変換処理後、計算部１０５ｂで負荷インピーダンスの推定のための計算を実行する。ここで、インピーダンス変更部１０１がオフの場合の反射係数をΓ_１、負荷インピーダンスをＺ_Ｌ、目標インピーダンスＺ_０とすると、以下の式が成り立つ。

一方、インピーダンス変更部１０１がオンの場合の反射係数をΓ２、負荷インピーダンスをＺ_Ｌ２、目標インピーダンスＺ_０、インピーダンス変更部１０１がオフのときからオンになったときのインピーダンスの変化量をｊΔＸ、負荷インピーダンスＺ_Ｌの実部をＲ、虚部をｊＸとすると、以下の式が成り立つ。

但し、

ところで、反射係数Γ_１、Γ_２は、いずれも、振幅値と位相角を含む値であるが、位相角を含むことにより、反射係数Γ_１、Γ_２が複素数となる。そして、位相推定の難しさから、負荷インピーダンスＺ_Ｌの推定の精度が低くなるおそれがある。そこで、反射係数の大きさのみを抽出するために、計算部１０５ｂでは、絶対値｜Γ_１｜、｜Γ_２｜を算出する。また、インピーダンス変更部１０１を構成する前記素子のインピーダンスは、既知の値である。したがって、計算部１０５ｂは、インピーダンス変更部１０１を備えたインピーダンス整合回路１００の構成により、数式１と数式２から、以下、数式３の通り、実部Ｒの二次方程式を導出することができる。なお、下記数式３の定数ａ、ｂ、ｃ及びｐ、ｑは、前記算出された絶対値｜Γ_１｜、｜Γ_２｜及び前記インピーダンスの変化量をｊΔＸから求めることができる。

負荷インピーダンスと反射係数とは、一対一に対応する関係にあるため、インピーダンス変更部１０１を設けてオン、オフ制御することにより、負荷インピーダンスＺ_Ｌを反射係数から前記３式を導き出せるため、このような簡易な算定が可能となる。

次いで、計算部１０５ｂで負荷インピーダンスＺ_Ｌの推定値が算出されると、目標インピーダンスＺ_０に整合する整合回路の要素を定めることができる。

算定された前記整合量は、インピーダンス調整部１０６で、まず、ＤＡ変換部１０６ａにより、アナログ信号に変換される。そこから、Ｔ型、Ｌ型又はπ型回路の各可変コンデンサＣｘ、Ｃｙ、Ｃｚの各容量値を計算する。

インピーダンス調整部１０６は、前記整合量に応じた制御電圧値を設定し、前記各容量値に対応した該制御電圧値に基づき第１駆動部１０６ｂ、第２駆動部１０６ｃ、第３駆動部１０６ｄを介して整合部１０７の前記各可変コンデンサＣｘ、Ｃｙ、Ｃｚに接続されている第１モータ１０６ｅ、第２モータ１０６ｆ、第３モータ１０６ｇを通電し、インピーダンス整合処理を行う。

以上のような構成により、簡易な計算処理によってインピーダンス整合を行うことができるため、例えば、予め反射係数と前記のような制御値との関係を示すデータテーブルを設定し、インピーダンス整合処理の都度、前記データテーブルを読み出す等の処理は不要になる。また、インピーダンス変更部１０１を設けて、意図的に２つの異なる負荷インピーダンスを算出することにより、計算の精度を下げる位相角を排除することが可能になり、かつ、前記データテーブルを読み出す煩雑な処理を排除することができるため、インピーダンス整合を実行する計算処理精度が向上するとともに、スループットも向上する。

＜インピーダンス整合回路の第２実施形態＞
図４は、第２実施形態にかかるインピーダンス整合回路２００のブロック図である。インピーダンス整合回路２００も、第１実施形態にかかるインピーダンス整合回路１００同様、送電電源７と一次コイル１８の回路側との間に設けても、受電負荷側と二次コイル１９ａの回路側との間に設けてもよい。インピーダンス整合回路２００も、第１実施形態にかかるインピーダンス整合回路１００同様、簡易な算出処理によってインピーダンス整合を行うものである。負荷インピーダンスは、所定の長さを有する伝送線路を有し、伝送線路上の異なる２点の電圧から算出される。すなわち、高周波の場合、長さのある同軸ケーブル、平行導線などの伝送線路上では、反射波がなければ、いずれの位置であっても、電圧は一定であるが、送電側と受電側で不整合があるために、反射波が発生すると、定在波の存在により、分布定数回路として、伝送線路上の異なる２点で電圧の振幅値に不一致が生じる。本実施形態は、この性質を利用したものである。

インピーダンス整合回路２００は、後述するように、負荷となる受電対象物の負荷インピーダンスＺ_Lに対して、整合部２０４によって整合インピーダンス（すなわち、目標とするインピーダンス）が決定される。

検出部２０１は、図３で示す通り、伝送線路Ｗ上の任意の異なる２点、すなわち、負荷からＸ_１の距離にある点と負荷からＸ_２の距離にある点の２点の電圧を検出する。第１電圧検出部２０１ａが、Ｘ_１の距離にある点の電圧を検出し、第２電圧検出部２０１ｂが、Ｘ２の距離にある点の電圧を各々リアルタイムで検出する。

検出部２０１で検出された前記２点の電圧は、信号処理部２０２のＡＤ変換部２０２ａにより、アナログ−ディジタル変換処理後、計算部２０２ｂで負荷インピーダンスの推定のための計算を実行する。ここで、Ｘ_１で検出された電圧をＶ_１、Ｘ_２で検出された電圧をＶ_２、入射波電圧をＶ_ｉ、伝送線路の反射係数をΓ_Ｌ、位相定数をβ、負荷ＬからＸ_１離れた点の反射係数をΓ_Ｌ ^{−２βＸ１}、負荷ＬからＸ_２離れた点の反射係数をΓ_Ｌ ^−２βＸ2とすると、以下の２式が成り立つ。

そして、前記入射波電圧Ｖ_ｉは既知であり、位相定数βの一般式より、数式４の２式は、前記伝送線路の反射係数Γ_Ｌを推定する連立方程式として成立する。ところで、負荷インピーダンスＺ_Ｌ、目標インピーダンスＺ_０とすると、以下の式が成り立つ。すなわち、２点の電圧の検出と数式４の２式による連立方程式に基づいて、負荷インピーダンスＺ_Ｌを推定することができる。

次いで、計算部２０２ｂで負荷インピーダンスＺ_Ｌの推定値が算出されると、目標インピーダンスＺ_０に整合する回路素子が算定される。

算定された前記整合量は、インピーダンス調整部２０３で、まず、ＤＡ変換部２０３ａにより、アナログ信号に変換される。変換された整合量は、整合部２０４を構成するＴ型回路（またはＬ型、π型）の各可変コンデンサＣｘ、Ｃｙ、Ｃｚの各容量値に振り分けられる。前記各容量値は、各可変コンデンサＣｘ、Ｃｙ、Ｃｚの総和量が前記整合量であり、電圧値、電流値がわかれば、容易に算定できる。

インピーダンス調整部２０３は、前記整合量に応じた制御電圧値を設定し、前記各容量値に対応した該制御電圧値に基づき第１駆動部２０３ｂ、第２駆動部２０３ｃ、第３駆動部２０３ｄを介して整合部２０４の前記各可変コンデンサＣｘ、Ｃｙ、Ｃｚに接続されている第１モータ２０３ｅ、第２モータ２０３ｆ、第３モータ２０３ｇを通電し、インピーダンス整合処理を行う。

以上のような構成により、簡易な計算処理によってインピーダンス整合を行うことができるため、例えば、予め任意の点の電圧と前記のような制御値との関係を示すデータテーブルを設定し、インピーダンス整合処理の都度、前記データテーブルを読み出す等の処理は不要になる。すなわち、前記データテーブルを読み出す煩雑な処理を排除することができるため、少ない手順で、解析的な手法により、インピーダンス整合を実行することができ、計算処理精度が向上するとともに、スループットも向上する。なお、本実施の形態では、前記負荷インピーダンスＺ_Ｌの推定で任意の２点（Ｘ_１、Ｘ_２）の電圧を検出する構成としたが、検出する点は、３点以上であってもよい。

以下、図５乃至図７により、非接触給電システム１のＰＷＭ制御について説明する。

ここで、ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御とは、電力制御方式の一つであり、インバータ回路において、パルス列のオンとオフの時間幅のうち、オン・オフのスイッチングにより、オンの時間幅を変化させ、オンのパルス幅に比例した所望の正弦波交流電圧を生成するための制御をいい、デューティ比とは、方形波の１周期に対する前記オンの時間幅の比率をいう。

図５（ａ）で示す通り、非接触給電システムにおいて、一次コイルと二次コイルとのギャップを０ｍｍ〜１５ｍｍに変化させたときの受電電力の変化は、正弦波と方形波（デューティ比５０％）とで大差はなく、方形波であっても、正弦波同様の良好な非接触給電ができることがわかる。次いで、図５（ｂ）で示す通り、方形波について、デューティ比５０％を最大受電電力として、デューティ比の大小に関わらず、５０％から離れていくほど、受電電力は小さくなることがわかる。ただし、デューティ比を変えても、伝送効率は、９５％程度に維持されている。すなわち、方形波を使って非接触給電を行う場合、デューティ比を変化させることにより、伝送効率を一定に保持したまま受電電力の増減を制御することができる。これは、正弦波ではみられない方形波独自の性質である。

従って、デューティ比０％超１００％未満（デューティ比０％、１００％は、直流になり、送電ができない。）の範囲で、負荷側の電力の需要に応じてデューティ比を増減させて受電電力を調節することが可能になる。

以下、図６により、第１調節部３０を説明する。一次コイル１８（図６で図示せず）には、発振回路１３（インバータ回路）を介して電流が流され、発振回路１３は、第１調節部３０に接続されている。第１調節部３０は、ＰＷＭ制御回路１３Ａにより、受電対象物の蓄電状態に応じて給電量を調節するために、デューティ比を制御するデューティ比制御回路１３Ｂから構成されている。

ＰＷＭ制御回路１３Ａは、周知のように、一定の周期で入力信号（ＤＣレベル）の大きさに応じてパルス幅のデューティ比を変える。このデューティ比の制御は、図６（ｂ）に示すように、マイクロチップ２４ｍからのＰＷＭ出力を生じ、方形波を発生する。マイクロチップ２４ｍには、ハードウェアＰＷＭが１チャンネル内蔵されており、バッテリセル２４Ａには、充電率（ＳＯＣ）、放電性能（ＳＯＦ）あるいは残容量（ＳＯＨ）など蓄電状態を検出する第１検知センサ１２ｎ（第１検知部）が接続されている。

ＣＰＵクロック１２ｗからのクロックパルスＫＣがプレスケーラ１２ｔを介してタイマ１２ｓに送られる。この際、第１検知センサ１２ｎからの出力がＰＲレジスタ１２ｒに送られて、ＤＣレジスタ１２ｑ及びタイマ１２ｓを介してＰＷＭ周期とデューティ比が設定される。設定されたＰＷＭ周期に関するデューティ比とＰＷＭ周期Ｔからバッテリセル２４Ａの蓄電状態に応じたデューティ比（Ｈｉ／Ｔ）が算出される。このデューティ比を持った電力波形により一次コイル１８が共振励起される。

以下、図７により、第２調節部４０を説明する。第２調節部４０は、図６で説明した第１調節部３０の制御モードを変更するものである。すなわち、図２で説明した第２検知センサ１００Ｃの検知によって移動体２５が近接してきたことを検知すると、スイッチング素子１００Ｂの作動により、複数の一次コイル１８の一つから隣接する他の一次コイル１８に切り替わるとき、当該他の一次コイル１８は、発振回路１３（インバータ回路）を介して電流が流される。この際、前記スイッチング素子１００Ｂによる切り替わりに伴って、発振回路１３を介してＰＷＭ制御回路１３Ａによりデューティ比が低比率から漸増する電圧の急峻な立ち上がりを緩和する制御モードになる（図７（ｂ）参照）。

デューティ比制御回路１３Ｂの電圧の急峻な立ち上がりを緩和する制御モードを採用したことにより、デューティ比（パルス幅Ｐｘ）が低比率から漸増する。このため、隣接する一次コイル１８のうち、スイッチング素子１００Ｂの作動により、一次コイル１８の前記切替部による切替の際、隣接する他方の一次コイル１８への誘導起電力の発生を軽減し、一次コイル１８を構成する回路保護に寄与する。

なお、前記した通り、いずれの実施形態においても、送電側装置Ａは、軌道１００Ａ上を走行する複数の移動体２５に対して、前記遭遇した各一次コイル１８を介して、同時に給電することも可能である。このとき、前記デューティ比の調節において、送電周波数を所定の基本周波数（例えば、１００ｋＨｚ、６．７８ｋＨｚ）で固定する。すなわち、複数の移動体２５に対して、各々の異なる蓄電状態に応じて、周波数を変えて給電を行うと、送電側装置Ａと受電側装置Ｂとの間の共振から外れる可能性があり、受電対象物に対して給電（充電）できないという不都合が生じる。そこで、第１調節部３０又は第２調節部４０において、前記基本周波数を固定することにより、送電側装置Ａと受電側装置Ｂとの共振状態を維持しつつ、各移動体２５の蓄電状態に応じた同時給電が可能になる。

また、前記の通り、基本周波数を固定とすることにより、負荷側の負荷インピーダンスが異なる受電対象物（移動体２５）が複数であっても、前記第１実施形態又は第２実施形態のインピーダンス整合回路によって、各伝送系で最大限の電力を同時に給電することが可能になる。すなわち、送電側装置Ａと受電側装置Ｂとが１対１で対応する非接触給電であれば、周波数を可変に調整することは可能であるが、前述の通り、複数の移動体２５に同時給電する場合は、周波数を変えてしまうと共振から外れるため、給電ができなくなる可能性がある。本発明では、前記ＰＭＷ電力制御を利用してデューティ比を調節するため、同時に、複数の移動体２５に対して、前記インピーダンス整合回路による最大限の電力給電を行うことができるという顕著な効果を奏する。

１ 移動体走行時の非接触給電システム
１２ｎ 第１検知センサ
１３ 発振回路
１３Ａ ＰＷＭ制御回路
１３Ｂ デューティ比制御回路
２５ 移動体
１００、２００ インピーダンス整合回路
１００Ａ 軌道
１００Ｂ スイッチング素子
１００Ｃ 第２検知センサ
１０１ インピーダンス変更部
１０２ 開閉部
１０３ 開閉制御部
１０４、２０１ 検出部
１０５、２０２ 算出部
１０６、２０３ インピーダンス調整部
１０７、２０４ 整合部

Claims (7)

1. 移動体の走行する軌道内に設けられ、少なくとも送電電源と送電素子とを含む送電側装置と、前記移動体に取り付けられ、少なくとも負荷を構成する受電対象物と前記送電素子に非接触で対向して配される受電素子とを含む受電側装置とを有し、前記移動体の走行時に、前記送電素子に対する前記送電電源から通電され、前記送電素子と前記受電素子とが遭遇したときに、前記送電素子から前記受電素子への電力伝送を行って前記受電対象物に給電する移動体走行時の非接触給電システムにおいて、
   前記負荷側の負荷インピーダンスを、所定の変更量を有する変更素子によって変更するインピーダンス変更部と、
   前記インピーダンス変更部と前記受電素子との接続の開閉を行う開閉部と、
   前記開閉部の開閉を制御する開閉制御部と、
   前記開閉の両時における前記送電電源からの進行波の電圧と前記負荷からの反射波の電圧とを検出する検出部と、
   前記インピーダンス変更部は、前記開閉部によって前記受電素子との接続を開状態とされときに、前記検出された進行波と反射波から第１反射係数を計算して振幅成分のみを特定し、前記開閉部によって前記受電素子との接続を閉状態とされたときに、前記検出された進行波と反射波から第２反射係数を計算して振幅成分のみを特定し、前記２つの振幅成分の計算式から生成される二次方程式により、前記負荷インピーダンスの推定値を計算する計算部と、
   前記計算された負荷インピーダンスに対して出力インピーダンスとの整合をとるための目標インピーダンスを整合させるために、可変リアクタンス素子を有する整合部と、
   前記計算された負荷インピーダンスから、前記整合に必要な前記可変リアクタンス素子のリアクタンス量を算定し、算定されたリアクタンス量に基づいて前記可変リアクタンス素子のインピーダンスを調整するインピーダンス調整部と、
   前記送電電源による通電時は常に充電されている送電側バッファ部と、
   前記送電側装置に設けられ、前記受電対象物の蓄電状態を検知する第１検知部と、前記送電素子に接続され、前記第１検知部によって検知された蓄電状態に応じてＰＷＭ制御回路により、デューティ比を制御して給電量の増減を調節する第１調節部と、
   を有し、
   前記移動体の走行時における前記送電素子と前記受電素子との遭遇時に、
   前記送電電源からの電力及び前記送電側バッファ部からの電力を前記整合部で整合された出力インピーダンスで、前記デューティ比を持った電力波形により電力伝送し、前記受電側装置の受電対象物に給電することを特徴とする移動体走行時の非接触給電システム。
2. 移動体の走行する軌道内に設けられ、少なくとも送電電源と送電素子とを含む送電側装置と、前記移動体に取り付けられ、少なくとも負荷を構成する受電対象物と前記送電素子に非接触で対向して配される受電素子とを含む受電側装置とを有し、前記移動体の走行時に、前記送電素子に対する前記送電電源から通電され、前記送電素子と前記受電素子とが遭遇したときに、前記送電素子から前記受電素子への電力伝送を行って前記受電対象物に給電する移動体走行時の非接触給電システムにおいて、
   所定の長さを有する伝送線路上の異なる２点の電圧を第１検出電圧と第２検出電圧として検出する検出部と、
   前記第１検出電圧及び第２検出電圧と、前記伝送線路上の入射波電圧と、位相定数と、前記２点の反射係数とから生成される連立方程式により、前記負荷側の負荷インピーダンスの推定値を計算する計算部と、
   前記計算された負荷インピーダンスに対して出力インピーダンスとの整合をとるための目標インピーダンスを整合させるために、可変リアクタンス素子を有する整合部と、
   前記計算された負荷インピーダンスから、前記整合に必要な前記可変リアクタンス素子のリアクタンス量を算定し、算定されたリアクタンス量に基づいて前記可変リアクタンス素子のインピーダンスを調整するインピーダンス調整部と、
   前記送電電源による通電時は常に充電されている送電側バッファ部と、
   前記送電側装置に設けられ、前記受電対象物の蓄電状態を検知する第１検知部と、前記送電素子に接続され、前記第１検知部によって検知された蓄電状態に応じてＰＷＭ制御回路により、デューティ比を制御して給電量の増減を調節する第１調節部と、
   を有し、
   前記移動体の走行時における前記送電素子と前記受電素子との遭遇時に、
   前記送電電源からの電力及び前記送電側バッファ部からの電力を前記整合部で整合された出力インピーダンスで、前記デューティ比を持った電力波形により電力伝送し、前記受電側装置の受電対象物に給電することを特徴とする移動体走行時の非接触給電システム。
3. 前記送電側バッファ部は、少なくとも送電側キャパシタ又は送電側バッテリのいずれか一つであり、前記受電対象物は、少なくとも受電側キャパシタ又は受電側バッテリのいずれか一つとして設けられていることを特徴とする請求項１又は請求項２のいずれかに記載の移動体走行時の非接触給電システム。
4. 前記送電側装置の送電素子は、複数本が所定の間隔で前記軌道に配置されていることを特徴とする請求項１から請求項３までのいずれか１項に記載の移動体走行時の非接触給電システム。
5. 前記軌道には、前記送電素子が複数敷設され、前記複数の送電素子は、各々、前記移動体の近接を検知する第２検知部と、相互に隣接する送電素子を連結する連結部と、前記移動体が、前記送電素子と前記受電素子との前記対向して配される位置から、進行方向に隣接する送電素子側に移動し、前記隣接する送電素子の第２検知部で前記移動体の近接を検知すると、前記連結部に介在するスイッチング素子の作動により、前記通電する送電素子を前記隣接する送電素子に切り替える切替部と、前記切替部によって前記隣接する送電素子への切り替えに伴って、ＰＷＭ制御回路により、前記デューティ比が低比率から漸増するように調節する第２調節部と、を有することを特徴とする請求項１から請求項４までのいずれか１項に記載の移動体走行時の非接触給電システム。
6. 前記送電側装置は、前記軌道を走行する複数の前記移動体に対して、前記遭遇した各前記送電素子を介して、同時に給電することを特徴とする請求項１から請求項５までのいずれか１項に記載の移動体走行時の非接触給電システム。
7. 前記ＰＷＭ制御回路による前記デューティ比の調節において、送電周波数を所定の基本周波数で固定することを特徴とする請求項１から請求項５までのいずれか１項に記載の移動体走行時の非接触給電システム。

Images