JP2020057451A

JP2020057451A - 電源装置

Info

Publication number: JP2020057451A
Application number: JP2018185006A
Authority: JP
Inventors: 智章清水; Tomoaki Shimizu; 徹石北; Toru Ishikita; 藤原　章裕; Akihiro Fujiwara; 章裕藤原
Original assignee: Toshiba Lighting and Technology Corp
Current assignee: Toshiba Lighting and Technology Corp
Priority date: 2018-09-28
Filing date: 2018-09-28
Publication date: 2020-04-09

Abstract

【課題】良好なエネルギ変換効率を有し、小型化が可能な電源装置を提供する。【解決手段】第２変換回路23のスイッチング素子Q1は、シリコン半導体よりもスイッチング過渡期間における損失が少ない半導体により形成される。スイッチング素子Q1は、インダクタＬに電流が連続的に流れる電流連続モードとなるように動作周波数１００ｋＨｚ以上でスイッチング駆動される。第２変換回路23は、スイッチング素子Q1のスイッチングにより、第１変換回路22により変換された第１直流定電圧を４２Ｖより高い第２直流定電圧に変換する。第２変換回路23の帰還ダイオードＤは、シリコン半導体よりも逆回復時間の温度変化が小さい半導体により形成される。スイッチ回路26は、スイッチング素子Q2のスイッチングにより、第２変換回路23の出力間を短絡及び開放することで光源13を制御するＰＷＭ信号を生成する。【選択図】図１

Description

本発明の実施形態は、交流入力電圧を変換して負荷を制御する電源装置に関する。

従来、ダウンライト等の照明装置に用いられる電源装置としては、例えば１００Ｖの交流入力電圧を１６０Ｖより高い第１直流定電圧に変換する力率改善回路（ＰＦＣ）等のＡＣ／ＤＣ変換回路と、第１直流低電圧を４２Ｖより高い第２直流定電圧に変換する第１ＤＣ／ＤＣ変換回路と、第２直流定電圧を４２Ｖ以下の低電圧直流信号に変換する第２ＤＣ／ＤＣ変換回路とを有し、第２ＤＣ／ＤＣ変換回路の出力間に接続したスイッチング素子により、低電圧直流信号を負荷制御用のＰＷＭ信号に変換して出力するものがある。そして、第２ＤＣ／ＤＣ変換回路は、インダクタ、スイッチング素子、帰還ダイオード等を有し、スイッチング素子は動作周波数１００ｋＨｚ以上の電流連続モードで駆動される。

低電圧直流信号をスイッチング素子で短絡・開放してＰＷＭ信号へ変換する場合、低電圧直流信号ラインに容量成分があると容量成分の充電エネルギによるスイッチング素子の破損やＰＷＭ信号の鈍りが発生する。これを防ぐため、第２ＤＣ／ＤＣ変換回路のスイッチング素子を高い周波数のインダクタ電流連続モードで駆動することで低電圧直流信号を生成している。

しかしながら、スイッチング素子がシリコン半導体からなる場合、スイッチング過渡期間の短縮に限界があり、４２Ｖを超える高い電圧を高い動作周波数でスイッチングさせると損失により素子が破損するおそれがある。そのため、ＡＣ／ＤＣ変換回路の他に、降圧のための２つのＤＣ／ＤＣ変換回路がさらに必要となるとともに、第２ＤＣ／ＤＣ変換回路が４２Ｖ以下の低電圧に変換するので、照明装置全体のエネルギ変換効率が低く、装置自体のサイズも大きくなる。

また、電流連続モードの場合、第２ＤＣ／ＤＣ変換回路のスイッチング素子のターンオン時に帰還ダイオードの逆回復時間分、スイッチング素子に貫通電流が流れて損失が生じる。帰還ダイオードがシリコン半導体からなる場合、逆回復時間が温度上昇とともに増加することで、貫通電流による損失が増加する。よって、高温時や降圧率が高い条件下では、スイッチング素子の損失が大きくなり、スイッチング素子が破損するおそれがある。

特許第４９０１１０４号公報

本発明が解決しようとする課題は、良好なエネルギ変換効率を有し、小型化が可能な電源装置を提供することである。

実施形態の電源装置は、第１変換回路と、第２変換回路と、スイッチ回路と、を備える。第１変換回路は、交流入力電圧を１６０Ｖより高い第１直流定電圧に変換する。第２変換回路は、インダクタと、スイッチング素子と、を備える。スイッチング素子は、シリコン半導体よりもスイッチング過渡期間における損失が少ない半導体により形成される。スイッチング素子は、インダクタに電流が連続的に流れる電流連続モードとなるように動作周波数１００ｋＨｚ以上でスイッチング駆動される。第２変換回路は、スイッチング素子のスイッチングにより、第１変換回路により変換された第１直流定電圧を４２Ｖより高い第２直流定電圧に変換する。スイッチ回路は、スイッチング素子を備える。スイッチ回路は、スイッチング素子のスイッチングにより、第２変換回路の出力間を短絡及び開放することで負荷を制御するＰＷＭ信号を生成する。

また、第２変換回路は、インダクタと、スイッチング素子と、帰還ダイオードと、を備える。スイッチング素子は、インダクタに電流が連続的に流れる電流連続モードとなるように動作周波数１００ｋＨｚ以上でスイッチング駆動される。帰還ダイオードは、シリコン半導体よりも逆回復時間の温度変化が小さい半導体により形成される。

本発明によれば、良好なエネルギ変換効率を有し、小型化を可能とすることが期待できる。

一実施形態を示す電源装置を備える照明装置の回路図である。同上電源装置の第２変換回路の出力電流を示すグラフである。

以下、一実施形態を、図面を参照して説明する。

図１において、10は照明装置である。照明装置10は、例えばダウンライト等が用いられる。照明装置10は、電源装置である点灯装置12と、照明負荷である例えばＬＥＤ等の光源13を備える光源モジュール14と、光源13の調光度を設定する調光器15と、を備えている。

点灯装置12は、例えば１００Ｖ等の交流入力電力を供給する外部電源である商用交流電源ｅに対し、図示しないフィルタ回路を介して整流回路21の一対の入力端が接続されている。整流回路21は、商用交流電源ｅを直流電源に整流して出力する。整流回路21の一対の出力端に、第１変換回路22が接続されている。第１変換回路22は、力率改善のための既知の力率改善回路であり、本実施形態では昇圧チョッパ回路である。第１変換回路22は、入力された電圧を所定の第１電圧、例えば１６０Ｖより高い第１直流定電圧に変換して出力するようになっている。

第１変換回路22の出力側には、第２変換回路23が接続されている。第２変換回路23は、本実施形態において、第１変換回路22から入力された第１直流定電圧を第１の電圧より低い所定の第２電圧、例えば４２Ｖより高い第２直流定電圧に変換して出力する降圧チョッパ回路である。第１変換回路22と第２変換回路23とにより、入力電力を変換して光源13に供給する変換回路24が構成されている。第２変換回路23は、第１変換回路22の出力端間に接続されたスイッチング素子Q1及び帰還ダイオードＤの直列回路と、スイッチング素子Q1と帰還ダイオードＤのカソードとの接続点に一端側が接続されたインダクタＬとを備えている。スイッチング素子Q1は、例えば窒化ガリウム（ＧａＮ）、シリコンカーバイド（ＳｉＣ）、ガリウムオキサイド（Ｇａ₂Ｏ₃）等の、シリコン半導体以外の半導体からなる。そのため、スイッチング素子Q1は、シリコン半導体からなるスイッチング素子と比較して、スイッチング過渡期間における損失が少ない。また、スイッチング素子Q1の制御端子には、ドライバ回路DRVを介して制御部であるマイコン25が接続され、マイコン25から出力されるＰＷＭ信号S1によりスイッチング素子Q1がスイッチング駆動される。スイッチング素子Q1は、ＰＷＭ信号S1により所定の駆動周波数、例えば１００ｋＨｚ以上の動作周波数でスイッチングされ、インダクタＬに流れる電流ILの谷がゼロよりも大きくインダクタＬに電流ILが連続的に流れる電流連続モードとなるように駆動される（図２）。このように、第２変換回路23は、スイッチング素子Q1を動作周波数１００ｋＨｚ以上でスイッチング駆動することで、出力電流である電流ILのリプルを低減することが可能となっている。

また、帰還ダイオードＤは、例えばシリコンカーバイド（ＳｉＣ）等の、シリコン半導体以外の半導体からなる。そのため、帰還ダイオードＤは、シリコン半導体よりも逆回復時間の温度変化が小さい。また、第２変換回路23の出力端には、この出力端と並列に接続されたスイッチング素子Q2を備えるスイッチ回路26が接続されているとともに、光源モジュール14の入力端が接続されている。スイッチング素子Q2の制御端子には、マイコン25が接続され、調光器15により設定された調光度に応じてマイコン25から出力されるＰＷＭ信号S2によりスイッチング素子Q2がスイッチング駆動される。スイッチング素子Q2は、スイッチング素子Q1よりも小さい動作周波数でスイッチングされる。また、スイッチ回路26は、スイッチング素子Q2のスイッチングにより第２変換回路23の出力端間を短絡及び開放することで、光源13を制御するＰＷＭ信号を生成する。すなわち、光源モジュール14の光源13に流れる平均電流である負荷電流Ｉは、変換回路24（第２変換回路23）の出力電流である電流ILがスイッチング素子Q2のスイッチングにより定電流制御される。さらに、第２変換回路23には、帰還ダイオードＤのアノードと一方の出力端であるスイッチング素子Q2との間に電流ILの検出用の抵抗Ｒが接続されている。また、第２変換回路23の出力端には、第２変換回路23の出力電圧、つまり変換回路24の出力電圧を検出する検出回路27が接続されている。

さらに、第２変換回路23の抵抗Ｒと光源13との間に、比較器28の反転入力端子が接続され、この比較器28の非反転入力端子に、基準電圧源29から所定の基準電圧が入力されている。このため、比較器28は、電流ILと所定の閾値電流Ithとの大小を、それぞれに対応する電圧に基づき比較するようになっている。比較器28の出力端子はマイコン25に接続され、比較器28での比較結果がマイコン25に入力されるようになっている。

そして、マイコン25は、例えば比較器28により電流ILのピーク値を監視し、その監視結果に応じて、すなわち比較器28から入力する信号（電圧信号）に基づいてＰＷＭ信号S1のデューティ比を設定するフィードバック制御を行う。また、マイコン25は、検出回路27により変換回路24（第２変換回路23）の出力電圧を監視し、その出力電圧に応じて、変換回路24（第２変換回路23）の出力を低下または停止させる保護動作を行う。

次に、一実施形態の動作を説明する。

点灯装置12に商用交流電源ｅから電源が供給されると、変換回路24では、第１変換回路22が動作して交流入力電圧を第１直流定電圧に昇圧するとともに、第２変換回路23が動作して第１直流定電圧を第２直流定電圧に降圧する。このとき、第２変換回路23では、マイコン25からＰＷＭ信号S1がスイッチング素子Q1の制御端子に出力され、スイッチング素子Q1がＰＷＭ信号S1に応じてスイッチングされる。そして、スイッチ回路26では、マイコン25からＰＷＭ信号S2がスイッチング素子Q2の制御端子に出力され、スイッチング素子Q2がＰＷＭ信号S2に応じてスイッチングされて、第２変換回路23の出力端間が短絡及び開放されることで、調光器15により設定された調光度に応じて光源13に負荷電流Ｉが流れ、光源13が設定された調光度で点灯する。

第２変換回路23において、スイッチング素子Q1のオン状態では、スイッチング素子Q1からインダクタＬを介して第２変換回路23から電流IL1が出力されるとともに、インダクタＬにエネルギが蓄えられる。また、スイッチング素子Q1のオフ状態では、インダクタＬに電流IL1により蓄えられたエネルギが放出され、帰還ダイオードＤからインダクタＬを介して第２変換回路23から電流IL2が出力される。スイッチング素子Q1は、本実施形態において、１００ｋＨｚ以上の動作周波数でスイッチング駆動され、インダクタＬに対して、図２に示すように電流IL（IL＝IL1＋IL2）が連続的に流れる。マイコン25では、比較器28を介して電流ILのピーク値を監視しつつ、電流ILが定電流となるようにＰＷＭ信号S1のデューティ比が設定される。

スイッチング素子Q1は、シリコン半導体により形成される場合、スイッチング過渡期間の短縮に限界があることで、第２変換回路23において、４２Ｖを超える高い電圧を高い動作周波数でスイッチング駆動させるとスイッチング素子Q1を破損するおそれがある。本実施形態では、スイッチング素子Q1が、シリコン半導体よりもスイッチング過渡期間における損失が少ない半導体により形成されているため、第２変換回路23において、４２Ｖを超える高い電圧を高い動作周波数でスイッチング駆動させた際の損失に起因するスイッチング素子Q1の破損が抑制される。そのため、第１変換回路22から出力される第１直流定電圧を、第２変換回路23で大きく降圧する必要がないとともに複数段の変換回路を用いて降圧する必要がなく、良好なエネルギ変換効率を得ることができるとともに回路を簡素化して点灯装置12の小型化が可能となる。

また、電流連続モードにおいては、スイッチング素子Q1のターンオン時、帰還ダイオードＤがターンオフされることとなるが、帰還ダイオードＤのターンオフまでの時間、すなわち逆回復時間に応じてスイッチング素子Q1に貫通電流IPが僅かに流れて損失が発生することとなる。特に、帰還ダイオードＤがシリコン半導体により形成される場合、逆回復時間が温度上昇とともに増加することで、高温時や降圧率が高い条件の場合、貫通電流IPによる損失が増加する。本実施形態では、帰還ダイオードＤが、シリコン半導体よりも逆回復時間の温度変化が小さい半導体により形成されているため、この貫通電流IPが抑制され、損失が抑制されるとともに、貫通電流IPの増加に起因するスイッチング素子Q1の破損が抑制される。また、本実施形態では、第２変換回路23からの出力電圧を、４２Ｖを超える高い電圧とすることで、降圧率を低減し、回路を簡素化することができる。

なお、上記一実施形態においては、スイッチング素子Q1をシリコン半導体よりもスイッチング過渡期間における損失が少ない半導体により形成するとともに、帰還ダイオードＤをシリコン半導体よりも逆回復時間の温度変化が小さい半導体により形成したが、これらの一方のみを適用した構成としてもよい。

本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。

12 電源装置である点灯装置
13 負荷である光源
22 第１変換回路
23 第２変換回路
26 スイッチ回路
Ｄ帰還ダイオード
Ｌインダクタ
Q1，Q2 スイッチング素子

Claims

交流入力電圧を１６０Ｖより高い第１直流定電圧に変換する第１変換回路と；
インダクタと、シリコン半導体よりもスイッチング過渡期間における損失が少ない半導体により形成され前記インダクタに電流が連続的に流れる電流連続モードとなるように動作周波数１００ｋＨｚ以上でスイッチング駆動されるスイッチング素子と、を備え、該スイッチング素子のスイッチングにより、前記第１変換回路により変換された前記第１直流定電圧を４２Ｖより高い第２直流定電圧に変換する第２変換回路と；
スイッチング素子を備え、該スイッチング素子のスイッチングにより、前記第２変換回路の出力間を短絡及び開放することで負荷を制御するＰＷＭ信号を生成するスイッチ回路と；
を具備することを特徴とする電源装置。
交流入力電圧を１６０Ｖより高い第１直流定電圧に変換する第１変換回路と；
インダクタと、該インダクタに電流が連続的に流れる電流連続モードとなるように動作周波数１００ｋＨｚ以上でスイッチング駆動されるスイッチング素子と、シリコン半導体よりも逆回復時間の温度変化が小さい半導体により形成された帰還ダイオードと、を備え、前記スイッチング素子のスイッチングにより、前記第１変換回路により変換された前記第１直流定電圧を４２Ｖより高い第２直流定電圧に変換する第２変換回路と；
スイッチング素子を備え、該スイッチング素子のスイッチングにより、前記第２変換回路の出力間を短絡及び開放することで負荷を制御するＰＷＭ信号を生成するスイッチ回路と；
を具備することを特徴とする電源装置。