JP2012050247A - 電源装置及びそれを用いた器具 - Google Patents

Abstract

【課題】電力損失及び雑音を低減させた小型の電源装置及びそれを用いた器具を提供する。
【解決手段】無電極放電灯点灯装置は、無電極放電灯４と、無電極放電灯４に誘導磁界を誘起させる誘導コイル３と、誘導コイル３に高周波電力を供給する高周波電源回路２とを備える。高周波電源回路２は、直流電源回路１の出力電圧が印加されるスイッチング素子Ｑ２及びスイッチング素子Ｑ３の直列回路と、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３を高周波で交互にオン・オフする駆動回路２０とを備えており、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３にはワイドバンドギャップ半導体素子を用いている。
【選択図】図１

Description

本発明は、電源装置及びそれを用いた器具に関するものである。

従来より、無電極放電灯に点灯電力を供給する無電極放電灯点灯装置が提供されている（例えば特許文献１参照）。この無電極放電灯点灯装置は、交流電源から電力供給を受けて直流電圧を出力する直流電源回路と、直流電源回路を電源として動作し上記の直流電圧を高周波出力に変換する高周波電源回路とを主な構成要素として備える。そして、この無電極放電灯点灯装置によれば、暗所や低温時等の始動困難な場合には定常時よりも高い始動電圧を間欠発振することで無電極放電灯の始動性を向上させている。

また従来より、電磁結合により非接触で負荷に電力供給を行う非接触給電装置も提供されている（例えば特許文献２参照）。この非接触給電装置は、交流電源を整流する整流器と、整流器により整流された直流電圧を高周波出力に変換するインバータと、インバータで生成された交流電圧を負荷側と絶縁するとともに、負荷に応じて必要な電流が流せるように任意に定めた変圧比で電圧変換する変圧器とを主な構成要素として備える。そして、この非接触給電装置によれば、インバータで生成された高周波の交流電圧を変圧器により電圧変換することで負荷に応じた所望の電力が供給できるのである。

特開２００５−１５８４５９号公報（段落［００２３］−段落［００４２］、及び、第１図−第４図） 特開２００１−３５２６９９号公報（段落［００１０］−段落［００２９］、及び、第１図−第３図）

上述の無電極放電灯点灯装置や非接触給電装置のように誘導性負荷に電力を供給する場合、駆動周波数が低いとカプラのインピーダンスが小さくなり、電力供給が困難となってしまう。そのため、非接触給電装置では駆動周波数を数十ｋＨｚ以上の高周波に設定し、また無電極放電灯点灯装置では駆動周波数を百ｋＨｚ〜数十ＭＨｚ、数十ＧＨｚの高周波に設定している。その結果、ダイオードのリカバリ損失やスイッチング素子のスイッチング損失など、半導体部品における電力損失が大きくなり、効率低下の原因となっている。

また、上述のように電力損失が大きいと部品の発熱量も増加し、これが装置の大型化や放熱構造の複雑化、組立性の悪化、デザインの制約、そして熱に対する信頼性低下の原因となっている。特に近年では、用途拡大のために１００Ｗを超える大容量の非接触給電装置の検討や、無電極放電灯点灯装置のラインナップの拡充がなされており、これにより負荷電流がますます増大することから、低損失化、小型化がより大きな課題となっている。例えば、駆動周波数が百数十ｋＨｚ程度の無電極放電灯点灯装置の場合、１００Ｗ以上のクラスではダイオードやＦＥＴなどの半導体素子の発熱量がかなり大きくなるため、半導体素子を放熱シートを介してケース側面にクリップ固定し、半導体素子で発生した熱をケース外殻に逃がすといった複雑な放熱構造をとっており、無電極放電灯点灯装置の大型化につながっている。

さらに、従来のＳｉ系半導体素子では、数十ｎｓ程度の逆回復時間が存在し、この逆回復時間が数十ＭＨｚ程度の周波数帯の雑音スペクトルの発生要因（雑音端子電圧、雑音電力、輻射雑音など）となっている。そして、この雑音は周囲機器に悪影響を及ぼす原因となる場合がある。また、従来のＳｉ系半導体素子では、上記の逆回復時間が温度特性を持っているため、発生する雑音スペクトルの周波数帯が温度により変化する。したがって、より広い温度領域で雑音を抑えるためにはより広い周波数帯に対応させた雑音対策が必要であり、装置の大型化や構造複雑化、デザイン制約などの原因となってしまう。

また、照明器具の場合には、その形状が１０ＭＨｚ〜３０ＭＨｚの雑音帯域に影響を与えて、雑音レベルが変化することも知られている。例えば、電子安定器の出力側（ランプ線側）からランプ線を経由して器具に誘導される電流を介して電源線に重畳されるものが確認されており、またこの帯域の雑音はアースの取り方、アース安定度によっても変わることが確認されている。そして、上記のＳｉ系半導体素子を用いた場合には、上記の理由により１０ＭＨｚ〜３０ＭＨｚの帯域の雑音が増大することになる。したがって、特に照明器具では、雑音の増大やこの雑音を対策するために器具設計が限定されるなどの原因となっている。上記の現象は数十ｋＨｚ以上の高周波で動作する電源装置でみられる現象であるが、電源装置に無関係な筐体がたまたま電源装置に近接している場合でも影響を受けることがある。

上記の半導体素子に起因する雑音の問題は誘導性負荷を用いた場合に特に顕著であり、この場合、カプラから磁束が発生するため雑音が外部に放射されやすい。また、カプラに近接して配置された筐体が当該カプラと結合しやすいことも雑音増加の原因であり、さらに高周波駆動させていることから、逆回復の回数が多いことも雑音を増大させる原因となっている。例えば、駆動周波数が１００ｋＨｚ以上の無電極放電灯点灯装置では、金属反射板の形状やアースの取り方により１０ＭＨｚ以上の帯域における雑音への影響が顕著に確認されている。

本発明は上記問題点に鑑みて為されたものであり、その目的とするところは、電力損失及び雑音を低減させた小型の電源装置及びそれを用いた器具を提供することにある。

本発明の電源装置は、誘導性負荷と、誘導性負荷に高周波電力を供給する高周波電源回路を含む回路部とを備え、回路部を構成する半導体素子のうち少なくとも１つがワイドバンドギャップ半導体からなることを特徴とする。

この電源装置において、回路部は、高周波電源回路に直流電圧を供給するチョッパ回路を有し、チョッパ回路を構成するダイオード又はスイッチング素子がワイドバンドギャップ半導体からなるのが好ましい。

また、この電源装置において、高周波電源回路は、ワイドバンドギャップ半導体からなるスイッチング素子を有し、スイッチング素子を所定周波数以上の周波数でオン・オフすることで誘導性負荷に所望の高周波電力を供給するのも好ましい。

さらに、この電源装置において、回路部は、高周波電源回路に直流電圧を供給するチョッパ回路を有し、チョッパ回路を始動させてから高周波電源回路が誘導性負荷に始動電圧を供給するまでの間は高周波電源回路を微弱発振させており、高周波電源回路を微弱発振させている間は定常時よりも高周波電源回路を構成するスイッチング素子のゲート電圧を低減させるか又はゲート抵抗を増大させているのも好ましい。

また、この電源装置において、誘導性負荷が発光部を有しているのも好ましい。

さらに、この電源装置において、誘導性負荷が、無電極放電灯と、無電極放電灯に近接配置され、高周波電源回路から供給される高周波電力により無電極放電灯に誘導磁界を誘起させる誘導コイルとで構成されているのも好ましい。

また、この電源装置において、誘導性負荷が、一次側巻線を具備する給電側と、二次側巻線を具備し給電側から非接触で給電される受電側とが分離可能な絶縁トランスを有しているのも好ましい。

さらに、この電源装置において、絶縁トランスの二次側巻線には、ワイドバンドギャップ半導体からなるダイオード又はスイッチング素子が接続されているのも好ましい。

本発明の器具は、上記の電源装置を備えていることを特徴とする。

電力損失及び雑音を低減させた小型の電源装置及び器具を提供することができるという効果がある。

本発明の実施形態１を示す回路図である。 同上の使用形態の一例を示し、（ａ）は斜視図、（ｂ）はそれに用いられる無電極放電灯の構造図である。 同上を用いた照明器具の一例を示し、（ａ）は斜視図、（ｂ）は概略断面図である。 同上を用いた照明器具の他の例を示し、（ａ）は正面図、（ｂ）は下面図、（ｃ）は左側面図である。 本発明の実施形態２を示す回路図である。 同上の高周波出力の周波数特性を示す動作説明図である。 （ａ）は従来例の動作を示すタイムチャート、（ｂ）は本発明の実施形態２の動作を示すタイムチャートである。 （ａ）、（ｂ）は本発明の実施形態３の要部の回路図である。 （ａ）〜（ｅ）は同上の動作を示すタイムチャートである。 本発明の実施形態４を示す回路図である。 本発明の実施形態５を示す回路図である。

以下に、本発明に係る電源装置及び器具の実施形態を図面に基づいて説明する。

（実施形態１）
図１は本実施形態の無電極放電灯点灯装置（電源装置）の一例を示す回路図であり、本点灯装置は、商用交流電源１３の交流出力から所望の直流出力を生成する直流電源回路１と、直流電源回路１の直流出力を高周波出力に変換して無電極放電灯４の近傍に配置された誘導コイル３に供給する高周波電源回路２と、無電極放電灯４の始動時に高周波電源回路２の出力電圧を徐々に上昇させて無電極放電灯４を始動する始動回路８と、高周波電源回路２の出力電圧（つまり誘導コイル３への印加電圧）Ｖ２を検出する電圧検出回路９と、インダクタＬ２、コンデンサＣ３，Ｃ４からなる共振回路に流れる共振電流を検出する電流検出回路と、電流検出回路の検出電流を参照して高周波電源回路２の出力電圧Ｖ２が所望のレベルとなるように駆動回路２０を制御して駆動信号Ｖ７，Ｖ８の周波数（動作周波数）ｆ１を変化させる制御回路７とを備える。ここに、本実施形態では、上記の高周波電源回路２を含むすべての回路により回路部が構成されている。また、本実施形態では、無電極放電灯４と誘導コイル３とで誘導性負荷が構成され、さらに無電極放電灯４により発光部が構成されている。

直流電源回路１は、商用交流電源１３の交流出力を整流する整流回路１０と、インダクタＬ１、ダイオードＤ１、スイッチング素子Ｑ１、及び平滑コンデンサＣ１と、スイッチング素子Ｑ１を駆動する駆動回路１１とを具備した従来周知の昇圧チョッパ回路からなる。

高周波電源回路２は、直流電源回路１の出力端間に直列接続された一対のスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３を具備し、ローサイドのスイッチング素子Ｑ３に上記の共振回路が接続された所謂ハーフブリッジ型のインバータ回路で構成されている。そして、駆動回路２０から出力される矩形波パルスの駆動信号Ｖ７，Ｖ８により一対のスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３を交互にスイッチングすることで、共振回路を介して誘導コイル３に高周波出力を供給する。なお、上記のスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３は、例えば電界効果トランジスタからなり、またスイッチング素子Ｑ２を駆動する駆動信号Ｖ７と、スイッチング素子Ｑ３を駆動する駆動信号Ｖ８は略１８０度の位相角を有している。

電圧検出回路９は、整流用のダイオード、分圧用の抵抗、平滑用のコンデンサ等からなり、出力電圧Ｖ２に応じた直流電圧である検出電圧Ｖ１０を始動回路８に出力する。

一方、始動回路８は、直流電源回路１の出力電圧Ｖ１を降圧・安定化して得られる動作電圧Ｖ３により感温抵抗Ｒ１を介して充電されるコンデンサＣ２と、オペアンプＯＰ１に入力抵抗及び帰還抵抗を接続してなり、コンデンサＣ２の両端電圧Ｖ４と電圧検出回路９の検出電圧Ｖ１０の差分を増幅する誤差増幅器と、コンデンサＣ２と並列に接続された分圧抵抗Ｒ２と、コンデンサＣ２と並列に接続された放電用のスイッチ８０とを具備し、抵抗Ｒ１とコンデンサＣ２からなる充電回路の時定数（抵抗Ｒ１の抵抗値とコンデンサＣ２の容量値の積）に応じて出力電圧が徐々に上昇するものである。そして、この出力電圧が入力される駆動回路２０では、この出力電圧の上昇に応じて駆動信号Ｖ７，Ｖ８の周波数を徐々に減少させている。

電流検出回路は、高周波電源回路２を構成するローサイドのスイッチング素子Ｑ３と回路のグランドとの間に接続された検出抵抗Ｒ３からなり、スイッチング素子Ｑ３に流れる高周波電流（共振回路に流れる共振電流）に応じた検出電圧Ｖ６を制御回路７に出力している。

制御回路７は、オペアンプＯＰ２に入力抵抗等を接続してなり、基準電圧Ｖ９と電流検出回路の検出電圧Ｖ６の差分を増幅する誤差増幅器（作動増幅器）と、抵抗を介してオペアンプＯＰ２の出力端子にカソードが接続されたダイオードＤ２とを具備する。オペアンプＯＰ２は、基準電圧Ｖ９が非反転入力端子に入力されるとともに、反転入力端子と出力端子の間に抵抗Ｒ１０とコンデンサＣ１１の並列回路からなる遅延回路が接続されている。また、始動回路８の誤差増幅器を構成するオペアンプＯＰ１の出力端子にも抵抗を介してダイオードＤ３のカソードが接続されており、これら２つのダイオードＤ２，Ｄ３のアノードが駆動回路２０の入力端子に並列接続されている。ここで、駆動回路２０の入力端子には定電圧（入力端子電圧）が印加されており、始動回路８の誤差増幅器の出力電圧（オペアンプＯＰ１の出力端子電圧）が駆動回路２０の入力端子電圧よりも小さいときにダイオードＤ３が導通してその電位差に応じた第１の制御電流Ｉ２が流れるとともに、制御回路７の誤差増幅器の出力電圧（オペアンプＯＰ２の出力端子電圧）が駆動回路２０の入力端子電圧よりも小さいときにダイオードＤ２が導通してその電位差に応じた第２の制御電流Ｉ３が流れる。故に、駆動回路２０の入力端子から流れ出る制御電流Ｉ１の大きさは、第１の制御電流Ｉ２と第２の制御電流Ｉ３の和となる。

一方、駆動回路２０は発振器を具備しており、入力端子から始動回路８並びに制御回路７の出力端子へ流れる制御電流Ｉ１に応じて発振器の発振周波数を変化させ、制御電流Ｉ１に比例して駆動信号Ｖ７，Ｖ８の周波数（動作周波数）ｆ１を増減している。したがって、始動回路８並びに制御回路７の誤差増幅器の出力電圧が大きくなるほど駆動回路２０の動作周波数ｆ１は減少することになる。

誘導コイル３０は、図２（ａ）に示すように円筒形状のカプラ３０に巻回される。図２（ａ）に示す例では、誘導性負荷（本例では誘導コイル３と無電極放電灯４）を除く無電極放電灯点灯装置が金属製のケース１００に収納され、給電線１００ａを介して誘導コイル３に電気的に接続されている。

無電極放電灯４は、図２（ｂ）に示すように、例えばガラスのような透明な材料からなり、外面に凹部４１を有する中空のバルブ４０と、合成樹脂からなる筒形状であって、バルブ４０に対し凹部４１の開口を囲む形で取り付けられた口金４２とを有し、凹部４１にカプラ３０が挿入されることによって誘導コイル３の近傍に配置される。バルブ４０には、例えば不活性ガスと金属蒸気とを含む放電ガスが封入されている。また、バルブ４０の凹部４１の底面には、カプラ３０に挿入される排気管４１ａが突設されている。さらに、バルブ４０の内面には、保護膜４０ａと蛍光体膜４０ｂとが設けられている。そして、誘導コイル３が発生させる高周波電磁界によってバルブ４０内にアーク放電が発生すると、発生した紫外線が蛍光体膜４０ｂにおいて可視光に変換されることにより、無電極放電灯４が発光する。

ここで、上述の直流電源回路１や高周波電源回路２は、その駆動周波数が高周波であることから、各回路１，２を構成する半導体部品の電力損失が大きくなって効率低下の原因となってしまう。また、半導体部品の電力損失が大きくなるにつれて発熱量も増加することから、装置の大型化や放熱構造の複雑化、組立性の悪化、デザインの制約、そして熱に対する信頼性低下の原因となってしまう。

そこで、本実施形態では、上記の問題を解決すべく、直流電源回路１を構成する整流回路１０のダイオードや、ダイオードＤ１、スイッチング素子Ｑ１、並びに、高周波電源回路２を構成するスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３にワイドバンドギャップ半導体素子（例えばＧａＮ系半導体素子やＳｉＣ系半導体素子）を用いている。ここにおいて、ワイドバンドギャップ半導体とは、周期律表第２周期の軽元素（Ｂ、Ｃ、Ｎ、Ｏ）を構成要素とする半導体であり、バンドギャップ（禁止帯）がＳｉ系半導体の２倍以上（２．０ｅＶ以上）のものをいう。このワイドバンドギャップ半導体は、従来のＳｉ系半導体に比べて通電損失やオン抵抗が十分小さくなっており（１桁から２桁小さい）、また高温時における動作も可能となっている。

その結果、従来のＳｉ系半導体素子を用いた場合に比べて、直流電源回路１や高周波電源回路２で発生する電力損失を低減することができる。また、電力損失を低減することで発熱量を抑えることができ、しかもワイドバンドギャップ半導体素子は高温時の動作も可能であることから、従来例のように複雑な放熱構造を設けなくてもよく、小型の無電極放電灯点灯装置を提供することができる。さらに、放熱構造の簡素化、組立性向上、デザインの自由度向上、及び熱に対する信頼性向上なども期待できる。

次に、図３は本発明に係る照明器具（器具）Ａの一例であり、本照明器具Ａは、透光性材料により略球状に形成されたバルブ４０を具備する無電極放電灯４と、下面が開口する円筒状の本体部８１と、本体部８１の下面側に配置される椀型の外郭部８２と、外郭部８２の内面に沿って配置される反射板８３とを備える。

本体部８１は、鋼板からなる取付部８４が上面側に設けられており、また下面の開口近傍にはソケット９０が配置されている。このソケット９０には無電極放電灯４の口金４２が装着され、ソケット９０と口金４２にそれぞれ設けられた電線（図示せず）同士が電気的に接続される。また、本体部８１の内部には、無電極放電灯４を点灯させる点灯回路９１が収納されている。ここに本例では、点灯回路９１により、誘導性負荷（誘導コイル３と無電極放電灯４）を除く無電極放電灯点灯装置が構成されている。

外郭部８２は、本体部８１の下面に設けられた開口の周縁から下方に向かって拡径されており、外郭部８２の内面側には所定の間隔を空けて反射板８３が配置されている。反射板８３は、アルミ板によってパラボラ型に形成されており、中心に形成された挿通孔８３ａにはバルブ４０が挿通され、挿通孔８３ａの上側には遮光部材８６が配置されている。そして、反射板８３の下側には、透明強化ガラスにより円盤状に形成されたガラスパネル８５が配置されている。

また、図４は本発明に係る照明器具（器具）Ａの他の例であり、本照明器具Ａは、例えばステンレスからなる前面が開口した直方体形状のボディ７１ａと、例えば強化ガラスのような透光性を有する材料からなり、ボディ７１ａを開閉自在に閉塞するカバー７１ｂとで構成された器具本体７１を備える。ボディ７１ａの内底面には、例えばアルミニウムからなり、無電極放電灯４の光を前方へ配光する断面Ｕ字形状の反射板７１ｃが固定されており、器具本体７１に収納された無電極放電灯４の光はカバー７１ｂを通して前方へ出射される。さらに、ボディ７１ａの内底面には、無電極放電灯４が取り付けられるカプラ（図示せず）と、誘導性負荷を除く無電極放電灯点灯装置を収納したケース１００と、ケース１００内の直流電源回路１に電気的に接続された端子台１４とが、それぞれ固定されている。端子台１４には、一端が商用交流電源１３に接続された電線（図示せず）の他端が接続されるのであり、直流電源回路１は上記の電線と端子台１４とを介して商用交流電源１３に電気的に接続される。

ここで、従来のＳｉ系半導体素子は、上述したように数十ｎｓ程度の逆回復時間が存在し、さらにこの逆回復時間が温度特性を持っているため、数十ＭＨｚ程度の周波数帯の雑音を発生させる。また、上述したように照明器具の形状が１０ＭＨｚ〜３０ＭＨｚの雑音帯域に影響し、雑音レベルが変化する場合もある。例えば、図３又は図４に示す照明器具Ａにおいて、直流電源回路１や高周波電源回路２を構成する半導体素子にＳｉ系半導体素子を用いた場合には、上記の半導体素子で発生した雑音がランプ線を経由して反射板８３や遮光部材８６、反射板７１ｃなどに誘導され、さらにこれらと電気的に接触する筐体を流れることで上記の雑音が電源線に重畳される可能性がある。

これに対して本実施形態では、上記の半導体素子にワイドバンドギャップ半導体素子を用いており、このワイドバンドギャップ半導体素子は、Ｓｉ系半導体素子に比べて逆回復時間や逆回復時間の温度特性がほとんどないことから、広い温度領域での雑音低減が可能である。そして、雑音源である半導体素子の雑音を低減することで、ランプ線を介して誘導される１０ＭＨｚ〜３０ＭＨｚ帯域の雑音を抑えることもできる。

ここで、本実施形態の直流電源回路１は、１００Ｖ〜２４２Ｖの入力電圧に対応させたユニバーサル電源であり、１００Ｖ系使用時の入力電流は２００Ｖ系使用時の入力電流の約２倍程度にもなるため、大きな損失差が生じる。例えば、従来のＳｉ系半導体素子を直流電源回路１に用いた場合には、１００Ｖ系使用時の温度は２００Ｖ系使用時の温度よりも数十℃程度高くなることがある。これは、Ｓｉ系半導体素子の逆回復時間の温度特性に換算すると、雑音スペクトルが数ＭＨｚ程度ずれるのに相当し、より広い周波数範囲に対して雑音対策をしなければならないことを意味する。

これに対して本実施形態では、ワイドバンドギャップ半導体素子を直流電源回路１に用いているため、発熱量を低減することができて温度差を小さくすることができ、また逆回復時間や逆回復時間の温度特性がほとんどないため、雑音についても低減することができる。

而して、本実施形態によれば、無電極放電灯点灯装置を構成する半導体素子にワイドバンドギャップ半導体素子を用いることで、照明器具Ａとの結合で影響の出る数十ＭＨｚ帯域の雑音を低減することができる。また、無電極放電灯点灯装置の場合、百ｋＨｚ〜数十ＭＨｚ、数十ＧＨｚの高周波で動作するため電力損失が大きく、また主な雑音源にもなりうるが、高周波特性が良好なワイドバンドギャップ半導体素子を用いることで電力損失及び雑音を効果的に低減することができる。さらに、無電極放電灯点灯装置のカプラ３０では、構造的にカプラ３０からの輻射雑音や、カプラ３０と周囲筐体（例えば反射板など）との結合による雑音増大が問題となりやすいが、雑音源である半導体素子（ダイオードＤ１やスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ３など）からの雑音を低減することでこれらの雑音についても低減することができる。

ここに本実施形態では、直流電源回路１を構成する整流回路１０のダイオード、ダイオードＤ１、及びスイッチング素子Ｑ１、並びに、高周波電源回路２のスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３のすべてをワイドバンドギャップ半導体素子とした場合について説明したが、少なくとも何れか１つがワイドバンドギャップ半導体素子であればよい。また、直流電源回路１は、米国２７７Ｖ仕様まで含めた１００Ｖ〜２７７Ｖ対応のユニバーサル電源であってもよい。さらに、本実施形態では照明器具Ａを例に説明したが、ワイドバンドギャップ半導体素子を用いた電源装置を利用するものであれば、他の器具であってもよい。

（実施形態２）
図５は本実施形態の無電極放電灯点灯装置（電源装置）の一例を示す回路図であり、本点灯装置は、商用交流電源１３から電力供給を受けて直流電圧を出力する直流電源回路１と、直流電源回路１を電源として動作し、直流電圧を高周波出力に変換する高周波電源回路２と、誘導コイル３及び無電極放電灯４とともに負荷回路を構成する共振回路６と、高周波電源回路２から無電極放電灯４への電力供給に異常があるときに、高周波電源回路２から誘導コイル３に与える高周波出力Ｖ２を無電極放電灯４が点灯しない大きさにする保護期間Ｔ１（図７参照）と無電極放電灯４が始動する大きさにする動作期間Ｔ４（図７参照）とを交互に繰り返すように高周波電源回路２を制御する保護回路１５と、保護期間Ｔ１から動作期間Ｔ４に移行する際に誘導コイル３に与える高周波出力Ｖ２の立ち上がりを緩やかにするオーバーシュート防止回路５とを備える。なお、上記の直流電源回路１、高周波電源回路２及び共振回路６については実施形態１と同様であり、ここでは詳細な説明を省略する。

保護回路１５は、誘導コイル３の両端間に接続される抵抗Ｒ１とコンデンサＣ４の直列回路と、コンデンサＣ４の両端間に接続される抵抗Ｒ２と、第２電源１２の出力端子間に接続される抵抗Ｒ３とコンデンサＣ５の直列回路と、コンデンサＣ５の両端間に接続される抵抗Ｒ４とを備える。さらに、第２電源１２から電力供給されるコンデンサＣ５の両端間の電圧を基準電圧として、コンデンサＣ４の両端間の電圧が基準電圧を超えると出力がＨレベルになるコンパレータＣＰ１を備える。コンパレータＣＰ１の出力端子と第２電源１２の負極の出力端子との間には抵抗Ｒ５とコンデンサＣ６の直列回路が接続され、コンパレータＣＰ１の出力がＨレベルの期間にコンデンサＣ６を充電するようになっている。また、コンパレータＣＰ１の出力がＬレベルの期間にコンデンサＣ６に充電された電荷を放電するように、コンデンサＣ６と抵抗Ｒ５の接続点は抵抗Ｒ６とダイオードＤ２とを介してコンパレータＣＰ１の出力端子に接続される。

また、保護回路１５は、高周波電源回路２のスイッチング素子Ｑ３をオフにすることによって高周波電源回路２の動作を停止できるように、スイッチング素子Ｑ３のゲートにダイオードＤ３を介して接続された高周波停止回路１５０を備える。高周波停止回路１５０のトリガ端子１５０ａはコンデンサＣ６と抵抗Ｒ５の接続点に接続されており、コンデンサＣ６の両端間の電圧が高周波停止回路１５０の閾値電圧に達すると高周波電源回路２の動作を停止させるのである。

オーバーシュート防止回路５は、第２電源１２の出力端子間に接続される抵抗Ｒ７とコンデンサＣ７の直列回路と、コンデンサＣ７の両端間に接続される抵抗Ｒ８と、抵抗Ｒ７とコンデンサＣ７の接続点が非反転入力端子に接続されたオペアンプＯＰ１とを備える。オペアンプＯＰ１は、反転入力端子と出力端子との間に抵抗Ｒ９及びコンデンサＣ８が並列に接続されるとともに、反転入力端子と第２電源１２の負極の出力端子との間に抵抗Ｒ１０が接続されており、非反転入力端子の電位が高くなると出力端子の電位を高くするのである。

また、オーバーシュート防止回路５は、高周波電源回路２の出力する高周波出力の周波数を決定する周波数設定回路５０を備える。周波数設定回路５０の制御端子５０ａは、ダイオードＤ４と抵抗Ｒ１１の直列回路を介してオペアンプＯＰ１の出力端子に接続されるとともに、抵抗Ｒ１２を介して第２電源１２の負極の出力端子に接続される。周波数設定回路５０は、制御端子５０ａからダイオードＤ４及び抵抗Ｒ１１を介してオペアンプＯＰ１の出力端子に流れる電流Ｉ１が小さくなると高周波出力の周波数を低くするのである。

さらに、オーバーシュート防止回路５は、コンデンサＣ７に充電された電荷を放電するための電荷放電回路５１を備える。電荷放電回路５１は、コンデンサＣ７の両端間に抵抗Ｒ１３を介して接続されるＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ４と、周波数設定回路５０の制御出力端子５０ｂと第２電源１２の負極の出力端子との間に接続されたダイオードＤ５と抵抗Ｒ１４と抵抗Ｒ１５の直列回路とを備え、抵抗Ｒ１４と抵抗Ｒ１５の接続点にスイッチング素子Ｑ４のゲートが接続される構成を有し、周波数設定回路５０の制御出力端子５０ｂがＨレベルの期間にスイッチング素子Ｑ４をオンすることでコンデンサＣ７に充電された電荷を放電するのである。

ここで、図６は高周波電源回路２の高周波出力の周波数特性を示しており、無電極放電灯４を点灯させるには、高周波電源回路２が周波数ｆ１（＞ｆ０）の高周波出力を出力することによって、最低始動出力Ｖ２４より大きい始動出力Ｖ２５を誘導コイル３に与えて無電極放電灯４を始動させる。その後、高周波電源回路２が周波数ｆ２（＞ｆ１）の高周波出力を出力することによって、最低維持出力Ｖ２２より大きい維持出力Ｖ２３を誘導コイル３に与えて無電極放電灯４を点灯維持する。高周波出力の周波数を周波数ｆ３（＞ｆ２）にすると、誘導コイル３に与える高周波出力Ｖ２が最低維持出力Ｖ２２よりも小さい予備出力Ｖ２１になり、無電極放電灯４を始動することも点灯維持することもできなくなるので、誘導コイル３に予備出力Ｖ２１を与えた状態であれば、高周波電源回路２の動作を停止させなくても構成部品にかかるストレスを低減することができる。

ところで、無電極放電灯４を点灯させる際には、誘導コイル３への印加電圧が高いほど短時間で点灯させることができ、また電圧印加時間が長いほど比較的低い印加電圧で点灯させることができる。通常、誘導コイル３への印加電圧は部品耐圧等を超えない範囲で設定され、低温時や暗所などの始動が困難な場合には電圧印加時間を長くすることで無電極放電灯４を点灯させる。しかしながら、無電極放電灯４の始動時には高周波電源回路２での消費電力が２倍以上となることから、素子破壊を防止するためには電圧印加時間を短くする必要があり、その結果、十分な始動性が確保できない場合があった。

このような課題に対して、始動困難時に高周波電源回路２を間欠的に動作させる方法がある。図７（ａ）はその一例を示したものであり、高周波電源回路２から誘導コイル３に与える高周波出力Ｖ２を無電極放電灯４が点灯しない大きさにする保護期間Ｔ１と、無電極放電灯４が始動する大きさにする動作期間Ｔ４とを交互に繰り返すことで始動性を高めている。しかしながら、この方法でも動作期間Ｔ４は限られた期間となっており、また間に保護期間Ｔ１を必要としているため、その分始動性は低下することになる。

そこで、本実施形態では、誘導コイル３への電圧印加時間を長くするために、高周波電源回路２を構成するスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３にワイドバンドギャップ半導体素子を用いている。つまり、上述のようにワイドバンドギャップ半導体素子は電力損失や発熱が小さく、さらに高温動作が可能であることから、図７（ｂ）に示すように動作期間Ｔ４を従来例よりも長くすることができ、その結果、低温時や暗所などの始動が困難な場合でも始動性を向上することができる。

また、無電極放電灯４の始動時には定常時の２倍以上の大電力が必要であることから、従来のＳｉ系半導体素子を用いた場合には必要な電力を供給できない場合がある。そこで、本実施形態では、直流電源回路１を構成する整流回路１０のダイオードやダイオードＤ１、スイッチング素子Ｑ１にワイドバンドギャップ半導体素子を用いている。その結果、直流電源回路１における電力損失を低減することができて、始動時に必要な電力を供給することができる。つまり、始動性を向上させることができるのである。

なお、上述のワイドバンドギャップ半導体素子は、ＧａＮ系半導体素子又はＳｉＣ系半導体素子の何れでもよいが、ＧａＮ系半導体素子の場合には高周波特性がさらに良くなることから高効率化を図ることができ、またＳｉＣ系半導体素子の場合にはオン抵抗が低く高耐圧な素子を実現できるため、より高い始動電圧を印加することができ、始動性がさらに向上するという利点がある。

（実施形態３）
図８（ａ）（ｂ）は本実施形態の無電極放電灯点灯装置（電源装置）を構成する高周波電源回路２の概略回路図であり、図８（ａ）に示す例では、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３のゲートと駆動回路２０の出力端の間に可変抵抗ＶＲ１，ＶＲ２がそれぞれ接続されており、制御回路７からの信号によりスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３のゲート抵抗を調整できるようになっている。また、図８（ｂ）に示す例では、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３のゲートと駆動回路２０の出力端の間に抵抗Ｒ２０，Ｒ２１がそれぞれ接続されており、さらに抵抗Ｒ２０と並列にスイッチ２２と抵抗Ｒ２２の直列回路が接続されるとともに、抵抗Ｒ２１と並列にスイッチ２３と抵抗Ｒ２３の直列回路が接続されており、制御回路７からの信号によりスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３のゲート抵抗を調整できるようになっている。なお、それ以外の構成については実施形態１と同様であるから、必要がある場合には図１を参照しながら説明する。

ここで、無電極放電灯４を光源とする場合には予熱モードがないため、直流電源回路１を始動させてから無電極放電灯４に始動電圧を印加するまでの間は軽負荷となり、直流電源回路１の出力電圧がオーバーシュートする場合がある。そのため、無電極放電灯４に始動電圧を印加するまでの間は高周波電源回路２を微弱発振させて電力消費を行うことになる。しかしながら、本実施形態においても、高周波電源回路２を構成するスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３にワイドバンドギャップ半導体素子を用いているため、高周波電源回路２を微弱発振させても電力消費が不十分となり、上記のオーバーシュートが防げない場合がある。

そこで、本実施形態では、上述のようにスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３のゲート抵抗を調整できるようになっており、具体的には、直流電源回路１を始動させてから無電極放電灯４に始動電圧を印加するまでの間は、点灯時（定常時）に比べてゲート抵抗を増大させることで電力消費量を一時的に増加させている。その結果、直流電源回路１の出力電圧Ｖ１がオーバーシュートするのを抑えることができる。なお、図９はその一例を示すタイムチャートであり、始動電圧を印加するまでの微弱発振期間Ｔ２では、可変抵抗ＶＲ１，ＶＲ２の抵抗値を増加させることでスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３のゲート抵抗を増大させている。

ここに本実施形態では、微弱発振期間Ｔ２において定常時よりもスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３のゲート抵抗を増大させることで直流電源回路１がオーバーシュートするのを抑えているが、例えば図９（ｅ）に示すように微弱発振期間Ｔ２において定常時よりもスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３のゲート電圧Ｖ３を低減させてもよく、同様に直流電源回路１のオーバーシュートを抑えることができる。

（実施形態４）
図１０は本実施形態の無電極放電灯点灯装置（電源装置）の一例を示す回路図であり、本点灯装置は、商用交流電源１３から出力される交流電圧を直流電圧に変換する直流電源回路１と、直流電源回路１の出力端に接続された高周波電源回路２と、高周波電源回路２の出力端に一次巻線ＬＭ１が接続されたトランス１６と、トランス１６の二次巻線ＬＭ２に接続された共振回路１７と、共振回路１７の出力端に接続され、無電極放電灯４に近接配置される誘導コイル３とを備える。

直流電源回路１は、商用交流電源１３から出力される交流電圧を全波整流することで直流電圧を得る整流回路１０と、整流された電圧を平滑する平滑コンデンサＣ０とを備える。

高周波電源回路２は、４つのスイッチング素子が直並列に接続された所謂フルブリッジ型のインバータ回路であり、直流電源回路１の出力端に互いに直列接続されてなるスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と、同じく直流電源回路１の出力端に互いに直列接続されてなるスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４と、各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４をオン・オフ制御する制御回路２０とを備える。制御回路２０は、所定のデューティ比の矩形波信号を出力する発振回路２０１と、発振回路２０１から出力される矩形波信号に基づいて各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４をオン・オフさせる駆動回路２０２とを備える。ここに、上記のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４は、例えばＦＥＴ等のトランジスタからなる。

トランス１６は、一次巻線ＬＭ１の一端がスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点に接続されるとともに、一次巻線ＬＭ１の他端がスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の接続点に接続され、また二次巻線ＬＭ２の一端が高周波電源回路２のグランド電位側の端子と同一のラインに接続されるとともに、二次巻線ＬＭ２の他端が共振回路１７に接続されている。

共振回路１７は、インバータ回路２の出力を共振動作によって数ｋＶ〜数十ｋＶの高周波高電圧に変換し、始動時にその高電圧を誘導コイル３に供給するもので、トランス１６の二次巻線ＬＭ２の他端と誘導コイル３の他端との間に直列接続されたコイルＬ１及びコンデンサＣ１と、コイルＬ１とコンデンサＣ１の接続点に一端が接続されるとともに他端がグランド電位に接続されたコンデンサＣ２とを備える。

ここで、上記の高周波電源回路２では、４つのスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を用いているため、実施形態１〜３で説明した高周波電圧回路２よりも電力損失増大、大型化、及び雑音増大の問題がより顕著となる。したがって、高周波電源回路２を構成するスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４にワイドバンドギャップ半導体素子を用いた場合には、実施形態１〜３に比べて、より効果的に高周波電源回路２の低損失化、低雑音化、装置の小型化を図ることができる。また、直流電源回路１を構成する整流回路１０のダイオードや、図示しない操作スイッチの操作に応じてオン・オフされるスイッチ１８についてもワイドバンドギャップ半導体素子を用いているため、直流電源回路１の低損失化及び低雑音化を図ることもできる。

ここに本実施形態では、図１０に示すように一次巻線ＬＭ１と二次巻線ＬＭ２とが高周波電源回路２のグランド電位側で電気的に接続されたトランス１６を備えた無電極放電灯点灯装置を例に説明したが、例えば一次巻線と二次巻線とが電気的に絶縁されたトランスを備えた非接触給電装置（電源装置）であってもよい。この場合も、高周波特性が良好なワイドバンドギャップ半導体素子を用いることで電力損失及び雑音を効果的に低減することができる。また、非接触給電装置のカプラ（図示せず）では、構造的にカプラからの輻射雑音や、カプラと周囲筐体との結合による雑音増大が問題となりやすいが、雑音源である半導体素子からの雑音を低減することでこれらの雑音についても低減することができる。

（実施形態５）
図１１は本実施形態の非接触給電装置（電源装置）の一例を示す回路図であり、本給電装置は、商用交流電源１３から電力供給を受けて直流電圧を出力する直流電源回路１と、直流電源回路１の出力端に接続された高周波電源回路２と、高周波電源回路２の出力端に一次巻線ＬＭ１が接続されたトランス１６と、トランス１６の二次巻線ＬＭ２に接続された整流回路１９の出力端に接続された複数（図１１では３つ）の発光ダイオードＬＤ１〜ＬＤ３とを備える。つまり、本実施形態では、電源装置が非接触給電装置である点と、光源が発光ダイオードＬＤ１〜ＬＤ３である点で上記の実施形態１〜４と相違している。なお、高周波電源回路２については実施形態４と同様であり、ここでは詳細な説明を省略する。また、図１１では、高周波電源回路２の制御回路（駆動回路）については図示を省略している。

直流電源回路１は、商用交流電源１３の交流出力を整流する整流回路１０と、スイッチング素子Ｑ５、インダクタＬ１、ダイオードＤ１、及び平滑コンデンサＣ１と、スイッチング素子Ｑ５を駆動する駆動回路（図示せず）とを具備した降圧チョッパ回路からなる。

この非接触給電装置では、実施形態４と同様に、高周波電源回路２に４つのスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を用いているため、実施形態１〜３で説明した高周波電圧回路２よりも電力損失増大、大型化、及び雑音増大の問題がより顕著となる。したがって、高周波電源回路２を構成するスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４にワイドバンドギャップ半導体素子を用いた場合には、実施形態１〜３に比べて、より効果的に高周波電源回路２の低損失化、低雑音化、装置の小型化を図ることができる。また、直流電源回路１を構成する整流回路１０のダイオードやダイオードＤ１、スイッチング素子Ｑ５についてもワイドバンドギャップ半導体素子を用いているため、直流電源回路１の低損失化及び低雑音化を図ることもできる。さらに、発光ダイオードＬＤ１〜ＬＤ３に直流電圧を供給する整流回路１９を構成するダイオードについてもワイドバンドギャップ半導体素子を用いているため、整流回路１９の低損失化及び低雑音化を図ることもできる。

ここで、本実施形態のような非接触給電装置では、給電側と受電側とが分離しているため、設置の自由度が高く様々な場所に置くことができる。したがって、この非接触給電装置が照明器具を構成する筐体に近接して配置される場合もあり、この場合筐体と結合することで雑音が大きくなる可能性がある。これに対して本実施形態では、上述のようにスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ５やダイオードＤ１などの半導体素子にワイドバンドギャップ半導体素子を用いているため、雑音源である半導体素子の雑音レベルを低減することができ、その結果、筐体と結合することで増大する雑音についても抑えることができる。

また、非接触給電装置では、給電側と分離できる受電側は、その特徴を活かせるようにデザイン自由度を高くできる部品構成が望まれている。本実施形態では、受電側である整流回路１９のダイオードにワイドバンドギャップ半導体素子を用いることで、抵抗などの発熱部品に近接する形でダイオードを配置できることから小型化することが可能であり、また上述のように照明器具を構成する筐体に近接して配置しても雑音を抑えられることから、デザイン自由度を高めることもできる。

さらに、実施形態１〜５に示した無電極放電灯点灯装置又は非接触給電装置を用いた場合には、電力損失及び雑音を低減させた小型の照明器具を提供することができる。

ここに本実施形態では、高周波電源回路２を４つのスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４で構成しているが、実施形態１〜３のように２つのスイッチング素子で構成してもいいし、また１つのスイッチング素子で構成してもよく、上記のスイッチング素子がワイドバンドギャップ半導体素子であればよい。また、実施形態１〜５では、器具が照明器具の場合について説明したが、器具は照明器具に限定されるものではなく、ワイドバンドギャップ半導体素子を用いた電源装置を用いるものであれば他のものでもよい。

１ 直流電源回路（チョッパ回路）
２ 高周波電源回路
３０ 誘導コイル（誘導性負荷）
３１ 無電極放電灯（誘導性負荷）
Ｑ１，Ｑ２ スイッチング素子

Claims (9)

1. 誘導性負荷と、前記誘導性負荷に高周波電力を供給する高周波電源回路を含む回路部とを備え、前記回路部を構成する半導体素子のうち少なくとも１つがワイドバンドギャップ半導体からなることを特徴とする電源装置。
2. 前記回路部は、前記高周波電源回路に直流電圧を供給するチョッパ回路を有し、前記チョッパ回路を構成するダイオード又はスイッチング素子がワイドバンドギャップ半導体からなることを特徴とする請求項１記載の電源装置。
3. 前記高周波電源回路は、ワイドバンドギャップ半導体からなるスイッチング素子を有し、前記スイッチング素子を所定周波数以上の周波数でオン・オフすることで前記誘導性負荷に所望の高周波電力を供給することを特徴とする請求項１又は２記載の電源装置。
4. 前記回路部は、前記高周波電源回路に直流電圧を供給するチョッパ回路を有し、前記チョッパ回路を始動させてから前記高周波電源回路が前記誘導性負荷に始動電圧を供給するまでの間は前記高周波電源回路を微弱発振させており、前記高周波電源回路を微弱発振させている間は定常時よりも前記高周波電源回路を構成する前記スイッチング素子のゲート電圧を低減させるか又はゲート抵抗を増大させていることを特徴とする請求項３記載の電源装置。
5. 前記誘導性負荷が発光部を有していることを特徴とする請求項１〜４の何れか１項に記載の電源装置。
6. 前記誘導性負荷が、無電極放電灯と、前記無電極放電灯に近接配置され、前記高周波電源回路から供給される高周波電力により前記無電極放電灯に誘導磁界を誘起させる誘導コイルとで構成されていることを特徴とする請求項１〜５の何れか１項に記載の電源装置。
7. 前記誘導性負荷が、一次側巻線を具備する給電側と、二次側巻線を具備し前記給電側から非接触で給電される受電側とが分離可能な絶縁トランスを有していることを特徴とする請求項１〜６の何れか１項に記載の電源装置。
8. 前記絶縁トランスの二次側巻線には、ワイドバンドギャップ半導体からなるダイオード又はスイッチング素子が接続されていることを特徴とする請求項７記載の電源装置。
9. 請求項１〜８の何れか１項に記載の電源装置を備えていることを特徴とする器具。

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