JP2019519130A - 超広帯域幅整合技術 - Google Patents

Abstract

マルチ部品ネットワーク（４０５）は、下流回路素子の第１のインピーダンスを上流回路素子のインピーダンスに対してより整合する第２のインピーダンスに変換するように、高周波回路において伝送線（Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３，Ｔ４）に追加される。マルチ部品ネットワークは、下流回路素子から４分の１波長よりも長い距離に追加されてよく、広範囲の周波数にわたって低Ｑ値と低ＶＳＷＲ値とを維持するようにインピーダンス変換回路の周波数応答を引き締めることが可能である。

Description

本技術は、高周波数および超広帯域幅デバイスに対するインピーダンス整合ネットワークに関する。

回路部品間の電力移送を向上させ、回路性能を向上させ、および不要な電力反射を減少するように、高速回路についてインピーダンス整合が行われる。大抵、インピーダンス整合は、回路内の第１の位置におけるインピーダンスを回路内の第２の位置におけるインピーダンスに整合する異なる値に変換する処理を伴う。例えば、負荷（例えばアンテナ）は、電源（例えば信号ジェネレータ）の出力インピーダンスとは異なる第１のインピーダンスを有し得る。負荷のインピーダンスを「変換」するように、回路設計者が、素子（例えば、キャパシタ、インダクタ、伝送線、または他の部品）を負荷と電源との間に追加する場合がある。この追加された素子によって、適切に選択された場合には電源の出力インピーダンスに整合する異なるインピーダンスが、電源に対して与えられる。

負荷のインピーダンスを変換するように用いられ得る伝送線の複数の部分を示す図。 周波数の関数として図１の回路について算出されるリターンロスを示す図。 図１の伝送線の部分に沿ったインピーダンス値と、ジェネレータにより見られる周波数の関数としてのインピーダンスとがプロットされているスミスチャート。 いくつかの実施形態に従う、負荷のインピーダンスを変換するための回路を示す図。 いくつかの実施形態に従う、図４の回路に沿ったインピーダンス値と、ジェネレータにより見られる周波数の関数としてのインピーダンスとがプロットされているスミスチャート。 いくつかの実施形態に従う、周波数の関数として図４の回路について算出されるリターンロスを示す図。 いくつかの実施形態に従う、負荷のインピーダンスを変換するように用いられ得る代替のパイネットワークを示す図。 いくつかの実施形態に従う、負荷のインピーダンスを変換するように用いられ得るＴネットワークを示す図。 いくつかの実施形態に従う、負荷のインピーダンスを変換するように用いられ得るＬＣＣネットワークを示す図。 いくつかの実施形態に従う、インピーダンス変換回路を備えるデバイスを動作させる方法を示す図。

高周波回路においてインピーダンスを変換するための回路および方法が記載される。本技術は、超広帯域幅（例えば、約８００ＭＨｚより大きい帯域幅）にわたってインピーダンスを整合するように用いられてよい。集中素子は、超広帯域幅にわたってインピーダンス整合を得るようにインピーダンスが変換されている素子から約４分の１波長よりも長い距離にて回路に追加されてよい。集中素子は、ネットワークに配置されるインダクタおよびキャパシタなどの受動部品を備えてよい。本インピーダンス整合技術は、整合された帯域幅を、従来技術と比較して４０％を超えて向上させる。

いくつかの実施形態に従って、インピーダンス変換回路は、５００ＭＨｚと６ＧＨｚとの間の周波数にて動作するように構成されてよい。インピーダンス変換回路は、基板上に集積されているマルチ部品ネットワークと、マルチ部品ネットワークが回路素子から４分の１波長以上であるようにマルチ部品ネットワークと回路素子との間に接続するべく構成されている１つ以上の伝送線とを備えてよい。マルチ部品ネットワークおよび１つ以上の伝送線は、少なくとも部分的には上記の周波数内に位置する帯域幅にわたって減少した電圧定在波比（ＶＳＷＲ）（インピーダンス変換回路を備えない回路と比較して）が提供されるべく、回路素子の入力インピーダンスを変換するように構成されてよい。

いくつかの実装では、基板は、プリント回路基板またはパレットを含んでよい。他の実装では、基板は、１つまたは複数の半導体チップ（例えば、マルチチップモジュールのチップ）を備えてよい。いくつかの態様では、減少したＶＳＷＲは、約２以下である。いくつかの場合では、減少したＶＳＷＲは約２以下であり、帯域幅は１ＧＨｚと２ＧＨｚとの間である。

いくつかの実装では、減少したＶＳＷＲは約２以下であり、帯域幅は約７５０ＭＨｚに中心が置かれ、約３２５ＭＨｚと約７５０ＭＨｚとの間の幅を有する。いくつかの実装では、減少したＶＳＷＲは約２以下であり、帯域幅は約２．２ＭＨｚに中心が置かれ、約１．１ＧＨｚと約２．２ＧＨｚとの間の幅を有する。いくつかの態様に従って、減少したＶＳＷＲは約２以下であり、帯域幅は約２．７ＧＨｚに中心が置かれ、約１．３ＧＨｚと約２．７ＧＨｚとの間の幅を有する。さらに、他の実装では、減少したＶＳＷＲは約２以下であり、帯域幅は約３．８ＧＨｚに中心が置かれ、約１．９ＧＨｚと約３．８ＧＨｚとの間の幅を有する。

インピーダンス変換回路のいくつかの実装では、マルチ部品ネットワークは、２つ以上の受動回路素子を備える。いくつかの態様では、マルチ部品ネットワークは、３素子πネットワークを含む。いくつかの実装に従って、マルチ部品ネットワークは、Ｔネットワークを含む。いくつかの実装では、マルチ部品ネットワークは、ＬＣＣネットワークを含む。さらに他の態様では、インピーダンス変換回路の１つ以上の伝送線は、異なるインピーダンスを有する２つの伝送線部分を備える。

いくつかの実装は、インピーダンス変換回路に接続されている出力にて出力インピーダンスを有する電源をさらに備えてよく、減少したＶＳＷＲは約２以下であり、帯域幅は８００ＭＨｚより大きい。いくつかの実装は、マルチ部品ネットワークに接続されている電源をさらに備えてよく、電源は窒化ガリウム増幅器を備える。いくつかの実装は、マルチ部品ネットワークに接続されている電源をさらに備えてよく、電源は無線通信デバイス内に備えられている。

いくつかの実施形態は、インピーダンス変換回路を有するデバイスを動作させる方法に関する。インピーダンス変換回路は、上述の態様および実装のいずれを含んでもよい。いくつかの実施形態では、高周波回路において回路素子のインピーダンスを変換する方法は、マルチ部品ネットワークにて５００ＭＨｚと６ＧＨｚとの間の周波数成分を有する信号を受信することと、マルチ部品ネットワークから１つ以上の伝送線に信号を提供することと、１つ以上の伝送線から回路素子に信号を提供し、マルチ部品ネットワークは回路素子から４分の１波長以上であることと、マルチ部品ネットワークおよび１つ以上の伝送線によってある帯域幅にわたって減少したＶＳＷＲを提供するように回路素子の入力インピーダンスを変換することと、の作用を備えてよい。

いくつかの態様では、インピーダンスを変換する方法は、８００ＭＨｚより大きい帯域幅にわたって入射電圧の２分の１以下であるマルチ部品ネットワークからの電圧量を反射することを備えてよい。いくつかの実装では、方法は、約１ＧＨｚと約２ＧＨｚとの間である帯域幅にわたって入射電圧の２分の１以下であるマルチ部品ネットワークからの電圧量を反射することを備えてよい。いくつかの方法の実装は、マルチ部品ネットワークにて受信される信号を窒化ガリウム増幅器により生成することをさらに備える。いくつかの実装は、信号を無線で伝送するためのインピーダンス変換回路を用いることを備えてよい。

上述の装置および方法の実施形態は、上記のまたは以下でさらに詳細に記述される態様、特徴、および作用の任意の適切な組み合わせに含まれ得る。これらと、本教示の態様、実施形態、および特徴とは、添付の図面と共に以下の記載から、より十分に理解され得る。

当業者は、本明細書に記載されている図面が単に例示するためのものであるということを理解する。いくつかの例において、実施形態の様々な態様が、実施形態の理解を容易にするように誇張または拡大されて示され得ることが理解される。図面は一定の縮尺であることが必須でなく、代わりに本教示の本質を説明することに重点が置かれる。図面において、同様の参照符号は、様々な図を通じて、同様の特徴、機能的に類似および／または構造的に類似する要素を一般に参照する。ここで図面は微細加工回路に関し、ただ１つのデバイスおよび／または回路のみが、図面を単純にするように示され得る。実際には、多数のデバイスまたは回路が、基板の広範囲または基板全体にかけて一緒に組み立てられてよい。加えて、示されるデバイスまたは回路は、大規模回路内に集積されてよい。

以下の詳細な説明において図面を参照するとき、空間について「頂」、「底」、「上」、「下」、「垂直」、「水平」、「上方」、「下方」などの指示語が用いられ得る。そうした指示語は、教示する目的のために用いられ、実施されるデバイスに対する絶対的な指示を意図するものではない。実施されるデバイスは、図面に示されている向きとは異なり得る任意の適切な手法で空間的に向けられていてよい。図面は、本教示の範囲を如何様にも限定することを意図するものではない。

示される実施形態の特徴および利点は、図面と共に解されるときに、以下で説明される詳細な説明から、より明確となる。
インピーダンス整合は、信号通信（例えば無線周波数（ＲＦ）通信）、レーダ、およびマイクロ波用途に関連する高周波電子機器の領域において重要であり得る。そうした用途では、インピーダンス整合は、信号ノイズを減少させ、バッテリ動作デバイス（例えば、モバイル通信デバイス）の電力効率を増加させ、増幅器の利得および／または線形性を向上させ、および高電力回路における電力反射（信号ジェネレータに損傷を与えるか信号ジェネレータと干渉し得る）を減少させることを可能とする。これらの用途のいくつかは、増幅器回路に配置されている窒化ガリウムベースのトランジスタまたはマルチギガヘルツ周波数にて動作する他の高周波トランジスタを利用してよい。インピーダンス整合は、これらの増幅器回路において、その利得帯域幅積を増加させるように、また増幅器回路に配置されている高周波トランジスタについての他の性能指数に加え、ドレイン効率を向上させるように用いられてよい。

従来的には、回路内のノードにおけるインピーダンスを、ノードに接続されている素子または電源に対してより良い整合であり得る異なるインピーダンスに変換するための多種多様な手法がある。いくつかのインピーダンス整合技術は、ノードに対して極近く（例えば、ノードからの信号波または搬送波の約４分の１波長未満）において、集中素子と、マイクロストリップ伝送線と、フェライト変圧器と、ノードに追加されている他のデバイスとを用いる。これらの素子は、得られる回路の共振特性すなわちＱによって制限される周波数帯域幅にわたって、ノードのインピーダンスを変換することが可能である。インピーダンス変換目的のためにノードに追加されている任意の素子は、ノードの４分の１波長以内に追加されるということが一般通念である。この距離を越えると、インピーダンス変換は非効率となると考えられていた。

発明者は、集中回路素子が４分の１波長を越える距離にてネットワーク内に追加されると、従来技術により達成されるよりも広い帯域幅にわたってインピーダンス整合を驚異的に向上させることができることを、認識し理解するに至った。いくつかの実際の用途では、ノードに到達し、ノードのインピーダンスを変換するようにノードの４分の１波長以内に集中素子を追加することが、容易ではない場合がある。本明細書に記載されるいくつかの実施形態に従って、受動回路素子を備える３部品ネットワークが、ノードのインピーダンスを変換するように、ノードに結合されている伝送線の端部に追加されてよく、伝送線はノードから４分の１波長を越えて延びてよい。いくつかの実施形態は、より少数または多数の受動回路素子を備えてよい。８００ＭＨｚより大きく、約３ＧＨｚ程度に広い、またはさらに広い帯域幅にわたって２：１未満の電圧定在波比（ＶＳＷＲ）を有するインピーダンス変換が、本明細書に記載される技術を用いて達成され得る。

「インピーダンス整合」、「インピーダンスを整合する」、または「インピーダンスを適度に整合する」といった言い回しは、２つの素子間の接続におけるＶＳＷＲが約２：１以下である程度に、２つの接続されている回路素子のインピーダンスが整合される例を参照して用いられ得る。整合されているインピーダンスを有する回路素子は、いくつかの場合において、おおよそ等しいまたは同一のインピーダンス値を有するが、しかし、他の場合においては、同一のインピーダンス値を有する必要はない。

本明細書に記載されるインピーダンス整合回路および技術は、低周波増幅器だけでなくＲＦ通信、レーダ、マイクロ波用途において用いられるものなどの高周波デバイスおよび回路にとって有用であり得る。これらの用途では、窒化ガリウムトランジスタを備える増幅器が、約３０ＭＨｚから約６ＧＨｚまでの周波数にて信号増幅を提供するように用いられてよいが、しかしインピーダンス変換ネットワークは、これらの用途、窒化ガリウムトランジスタ、および周波数のみに限定されない。いくつかの実装では、増幅器は回路（例えば、プリント回路基板（ＰＣＢ）またはパレット）の中に集積されてよく、またインピーダンス変換ネットワークはＰＣＢまたはパレット上に集積されてよい。例えば、インピーダンス変換ネットワークは、高周波増幅器の入力および／または出力に接続されている伝送線に接続されてよい。いくつかの実装において、本実施形態のインピーダンス整合回路は、無線通信デバイスの信号伝送機における増幅器とアンテナとの間で接続されてよく、信号を無線で伝送するように用いられてよい。いくつかの場合では、インピーダンス変換ネットワークは、それが接続されている増幅器のドレイン効率および帯域幅性能を向上させてよい。インピーダンス変換ネットワークはまた、１つまたは複数のチップ上のデバイスのインピーダンスに整合するように、マルチチップモジュールにおいて用いられてもよい。

本実施形態のインピーダンス変換回路は、様々な種類の電子回路および回路アセンブリに備えられてよい。例えば、インピーダンス変換回路は、いくつかの実施形態に従って、低温同時焼成セラミックス（ＬＴＣＣ）アセンブリなどの同時焼成セラミックスアセンブリに備えられてよい。そうしたアセンブリは、インピーダンス変換回路の一部としてＬＴＣＣ受動素子（例えば、キャパシタ、インダクタ）を備えてよい。インピーダンス変換回路の他の実施形態は、シリコン基板および／または受動部品、ガリウムヒ素基板および／または受動部品、ならびに窒化ガリウム基板および／または受動部品を備えてよいが、これらに限定されない。本実施形態のインピーダンス変換回路は、アクティブダイ（例えば、マイクロ波モノリシック集積回路−ＭＭＩＣ）に備えられてよく、またはマルチダイもしくはマルチチップモジュールにおけるアクティブダイに結合されているセパレートダイの上に備えられてよい。

インピーダンス変換回路１００の一例が図１に示され、図１は負荷１５０と電源１０２との間に接続されている伝送線の部分１１０，１２０，１３０，１４０を示す。電源の出力インピーダンスに整合するように負荷１５０のインピーダンスを変換する１つの手法は、カスタマイズされた伝送線をその２つの回路部品間に接続することである。いくつかの実施形態では、負荷はアンテナであって低インピーダンスを有してよく、一方で電源は、ＲＦ増幅器を備え、約５０オームの出力インピーダンスを有してよい。これらの値とは異なるインピーダンスを有する他の種類の負荷および電源が、他の実施形態において用いられてよい。

伝送線部分は、様々なインピーダンス特性を有するマイクロストリップ伝送線として形成されてよい（例えば、プリント回路基板上の導電ストリップとして形成される）。この例では、４つの伝送線部分１１０，１２０，１３０，１４０は、４つの異なるインピーダンス特性を有し、複数の接続点１１５，１２５，１３５にて接続されてよい。いくつかの実施形態に従って、伝送線の部分は、約０．６３５ミリメートル（２５ミル）の厚さであって約１０．２の比誘電率Ｅ_ｒを有するＰＣＢ上に形成されてよい。

図１に示されるものなどの複数の伝送線部分に沿ってインピーダンス変換を評価するように、数値シミュレーションが行われた。このシミュレーションでは、第１の伝送線部分１１０は、約６．５ｍｍの長さＬ_１と約０．５ｍｍの幅とを有する銅のマイクロストリップ線を備えた。第２の伝送線部分１２０は、約１５．１ｍｍの長さＬ_２と約１．５ｍｍの幅とを有する銅のマイクロストリップ線を備えた。第３の伝送線部分１３０は、約１２．７ｍｍの長さＬ_３と約５．３ｍｍの幅とを有する銅のマイクロストリップ線を備えた。第４の伝送線部分１４０は、約９．１ｍｍの長さＬ_４と約１４．５ｍｍの幅とを有する銅のマイクロストリップ線を備えた。回路を分析するように用いられ得るシミュレーションツールの例は、カリフォルニア州サンタローザのキーサイトＥＥｓｏｆ ＥＤＡから入手可能なアドバンスドデザインシステム（ＡＤＳ）、およびカリフォルニア州エルセグンドのナショナルインスツルメンツから入手可能なマイクロウェーブオフィス（ＭＷＯ）を含むが、これらに限定されない。いくつかのシミュレーションは、以前にイリノイ州サンバーグのモトローラから入手可能であったバージョンのＳＭＩＴＨ３２を用いて行われてよい。

リターンロスの値は、図１に示され上記のＰＣＢ特性および伝送線の寸法を有するインピーダンス変換構造について、周波数の関数として計算された。その構造についてのリターンロスのグラフは、図２にプロットされ、約１．８ＧＨｚにてピークを有する共振挙動を示す。リターンロスは、伝送線から構成されるインピーダンス変換回路から戻って反射される電力の量で割った、信号ジェネレータ１０２から負荷１５０に提供される電力の量を表す。高いリターンロスの値は、電源１０２がインピーダンス変換回路に、より良く整合されていることを示す。リターンロスのグラフから、電圧定在波比の値が計算される。ＶＳＷＲが約２：１未満である帯域幅は、約１．２８ＧＨｚから約２．０８ＧＨｚに及び、約１．７ＧＨｚに中心を有する約８００ＭＨｚの帯域幅であることが見出される。

インピーダンス変換回路１００についてのインピーダンス値もまた算出された。そのインピーダンス値は、図３のスミスチャート上にプロットされている。点線の曲線３１０として示される第１のセットの算出では、負荷１５０と電源１０２との間の複数の伝送線部分に沿ってインピーダンス値を計算した。黒点はノード１０５，１１５，１２５，１３５，１４５の位置を示す。これらの値は、約１．８ＧＨｚの固定された周波数について計算された。これらの算出から、インピーダンス値が、スミスチャートの左側における低い値（負荷のインピーダンスに対応）から始まり、信号ジェネレータ１０２に対してより良いインピーダンス整合を提供するスミスチャートの中央における約５０オームの値まで増加することが分かる。このインピーダンス値の点線の曲線３１０は、スミスチャートの誘導性領域を通って延びている。

図３におけるスミスチャートにさらに示されるものは、インピーダンス変換回路１００について周波数の関数として算出されたインピーダンス値である。これらの値は、図面において実線３２０として示される。この曲線は、インピーダンスが一般にスミスチャートの左側における１００ＭＨｚの低周波数から２２００ＭＨｚの高周波数への螺旋経路を描くことを示す。共振周波数付近では、インピーダンス変換回路のインピーダンスは、電源１０２のインピーダンスにほぼ整合する。

図１に示されるインピーダンス変換回路１００は、ある周波数の範囲にわたってインピーダンス変換および適度なインピーダンス整合を提供することが可能であるが、発明者は、たとえインピーダンスが変換されることになる回路素子から集中素子が４分の１波長よりも長い場合であっても、伝送線の端部における集中素子ネットワークの追加によって、インピーダンスが整合される帯域幅を向上することが可能であることを認識し理解するに至った。改良されたインピーダンス変換回路の一例が、図４に示される。

いくつかの実施形態に従って、インピーダンス変換回路４００は、伝送線の２つ以上の部分Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３，Ｔ４と、マルチ部品インピーダンス整合ネットワーク４０５とを備えてよい。伝送線の複数の部分は、いくつかの実施形態において互いに異なってよく、または他の実施形態において同一の部分であってよい。伝送線の複数の部分は、ノード４１２，４１３，４１４にて電気的に接続されてよい。伝送線の部分は、所望の周波数にてインピーダンスを整合するようにインピーダンスが変換されるノード４１１を越えて、４分の１波長よりも長く延びてよい。

マルチ部品ネットワーク４０５は、インダクタ、キャパシタ、抵抗器、ダイオード、およびフェライト変圧器などの受動部品を備えてよい。いくつかの実装に従って、マルチ部品ネットワーク４０５は、第２のシャントキャパシタＣ２と並列に接続されている第１シャントキャパシタＣ１と、第１および第２キャパシタＣ１，Ｃ２間に接続されているインダクタＬ１とを備えるパイネットワーク（πネットワーク）を備えてよい。インダクタは伝送線部分と直列に接続されてよい。いくつかの実施形態に従って、マルチ部品ネットワーク４０５は、負荷１５０または他の素子からの距離であって、インピーダンス整合が所望される周波数の４分の１波長よりも長い距離に設けられてよい。いくつかの実施形態では、マルチ部品ネットワーク４０５は、インピーダンス整合が所望される負荷または他の素子から約４分の１波長と約４分の３波長との間に設けられてよい。

図４のインピーダンス変換回路４００について、数値シミュレーションが行われた。このシミュレーションでは、伝送線の部分Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３，Ｔ４はマイクロストリップ伝送線を備えた。第１の部分Ｔ１は約１２．３ミリメートルの長さと約１４．６ミリメートルの幅とを有した。第２の部分Ｔ２は、約１９．１ミリメートルの長さと約７．７ミリメートルの幅とを有した。第３の部分Ｔ３は、約１８．８ミリメートルの長さと約３．２ミリメートルの幅とを有した。第４の部分Ｔ４は約５．４ミリメートルの長さと約０．５ミリメートルの幅とを有した。ＰＣＢは約０．６３ｍｍの厚さと約１０．２の比誘電率Ｅ_ｒを有した。第１キャパシタＣ１のキャパシタンスは約２．７ｐＦであり、第２のキャパシタＣ２のキャパシタンスは約１．４ｐＦであった。インダクタＬ１の値は約２．６ｎＨであった。いくつかの実施形態では、第１キャパシタＣ１のキャパシタンスは、約０．５ｐＦと約１０ｐＦとの間であってよい。いくつかの実施形態では、第２のキャパシタＣ２のキャパシタンスは、約０．５ｐＦと約５ｐＦとの間であってよい。インダクタＬ１の値は、約０．５ｎＨと約１０ｎＨとの間であってよい。

インピーダンス値を図４のインピーダンス変換回路について計算した。そのインピーダンス値は、図５のスミスチャートにプロットされている。第１のセットの算出では、負荷にて始まりジェネレータに向かうインピーダンス変換回路４００に沿って、約１．８ＧＨｚの固定された周波数にてインピーダンス値を算出した。これらのインピーダンス値は、スミスチャートにおいて点線５１０として示される。ノード４１１，４１２，４１３，４１４，４１５，４１６，４１７，４１８の位置は、曲線上の黒点として示される。負荷端におけるインピーダンス値（低インピーダンス）は、スミスチャートの左側において始まり、インピーダンスは約５０オーム未満までしか増加しない。インピーダンス変換回路４００に沿ったインピーダンス値はスミスチャートの同様の領域を横切るものの、しかしながら、図３にプロットされる４つの伝送線部分についての場合とは異なり、今度は回路に沿って誘導性インピーダンスと容量性インピーダンスとの間を振動する。

実線５２０としてスミスチャートにさらにプロットされているのは、周波数の関数としてインピーダンス変換回路４００のジェネレータにおいて見られるインピーダンス値である。この算出では、周波数は、約１００ＭＨｚから２．２ＧＨｚまで約１９ＭＨｚ刻みでステップ状に変化した。周波数の関数としてのインピーダンス軌跡は、スミスチャートの左側に向かって低インピーダンス値にて始まり、ジェネレータのインピーダンスに適度に整合する値へと螺旋状に動く。また、図５にプロットされているものは、反射係数の大きさが一定である円５６０である。いくつかの実施形態に従って、円５６０は、インピーダンス変換回路４００についてＶＳＷＲが２以下である領域を表す。

図３のスミスチャートと比較すると、マルチ部品ネットワーク４０５の追加は、ある高周波数の範囲にわたってインピーダンス変換回路４００の周波数応答（螺旋軌跡）を引き締めるということが見られる。インピーダンス軌跡は、スミスチャート上において図３の区域と同様のインピーダンス区域を横切るが、高周波数におけるインピーダンス値は、より大きな範囲の周波数にわたって反射係数円５６０の内部に留まる。したがって、ＶＳＷＲは、図１の伝送線インピーダンス変換回路１００により達成され得るものよりも広い帯域幅にわたって２未満のままである。

また、図５にプロットされるものは、Ｑ＝１の線５５０である。インピーダンス変換回路４００のインピーダンス軌跡は、より大きな範囲の周波数にわたってＱ＝１の線の内部に留まる。これは、マルチ部品ネットワーク４０５が、インピーダンス変換回路について低Ｑ値を維持するのに役立つことを示す。より大きな範囲の周波数にわたって低Ｑ値を拡張することによって、より広い帯域幅にわたってより良いインピーダンス整合を提供することが可能となる。いくつかの実装では、ディスクリートトランジスタは、トランジスタの入力および／または出力にてトランジスタに追加される従来のインピーダンス整合ネットワークの帯域幅を制限することが可能な高Ｑ値および高反応性インピーダンスを有してよい。いくつかの実施形態に従って、マルチ部品ネットワーク４０５は、トランジスタに接続されている伝送線に追加されてよく、トランジスタから４分の１波長よりも長く、インピーダンスが許容可能な水準以内（例えば、約２未満のＶＳＷＲ）に適度に整合されている帯域幅を向上させる。

いくつかの実施形態では、マルチ部品ネットワーク４０５および１つ以上の伝送線は、下流回路素子（例えば負荷）の第１のインピーダンスを上流回路素子（例えば信号源）の第２の所定のインピーダンスに整合すべく変換するように用いられてよい。マルチ部品ネットワークおよび１つ以上の伝送線は、いくつかの実施形態に従って、１ＧＨｚ以上の１つまたは複数の周波数にて動作するように構成されてよい。いくつかの実施形態では、上流回路素子の所定のインピーダンスは、約２５オームと１００オームとの間であってよい。いくつかの場合では、上流回路素子の所定のインピーダンスは、約５０オームまたは約７５オームであってよい。いくつかの実装では、変換されたインピーダンスが電源とインピーダンス変換回路との間において約２未満のＶＳＷＲを提供するように、ある周波数の範囲にわたって整合がさらに及んでよい。

リターンロス値もまた、図４のインピーダンス変換回路４００について計算された。その結果が図６に示される。このプロットは、図１のインピーダンス変換回路１００の場合に見られたよりも振幅が小さく幅が広いいくつかの共振ピークを示す。結果として、インピーダンスが電源に適度に整合される帯域幅は、約７５０ＭＨｚから２．２ＧＨｚ超まで、約１．５ＧＨｚの帯域幅にわたって及ぶ。インピーダンスが適度に整合される帯域幅は、約１．５ＧＨｚに中心周波数を有する。インピーダンスが適度に整合される帯域幅は、中心周波数の約±５０％である。マルチ部品ネットワーク４０５の追加は、図１におけるような伝送線インピーダンス変換回路１００と比較して、インピーダンス整合される帯域幅を、８０％を超えて増加させる（図２を比較）。

インピーダンス整合技術は、他のまたは特定の周波数範囲および他のインピーダンス値に対して用いられてよい。例えば、伝送線部分の長さおよびインピーダンス、ならびにマルチ部品ネットワーク内の容量性および導電性部品の値は、３０ＭＨｚ程度に低い、および６ＧＨｚ程度に高い周波数における広帯域幅にわたってインピーダンスを適度に整合するように選択されてよい。適度に整合されるインピーダンスは、約２以下のＶＳＷＲを提供してよい。いくつかの実装では、伝送線部分ならびに容量性および誘導性部品の値は、約７５０ＭＨｚに中心が置かれる帯域幅にわたってインピーダンスを適度に整合するように選択されてよい。いくつかの実装では、伝送線部分ならびに容量性および誘導性部品の値は、約２．２ＧＨｚに中心が置かれる帯域幅にわたってインピーダンスを適度に整合するように選択されてよい。いくつかの実装では、伝送線部分ならびに容量性および誘導性部品の値は、約２．７ＧＨｚに中心が置かれる帯域幅にわたってインピーダンスを適度に整合するように選択されてよい。いくつかの実施形態では、伝送線部分ならびに容量性および誘導性部品の値は、約３．８ＧＨｚに中心が置かれる帯域幅にわたってインピーダンスを適度に整合するように選択されてよい。これらの中心周波数の各々について、約２以下のＶＳＷＲをインピーダンスが提供する帯域幅は、中心周波数の約±２５％と約５０％との間であってよい。

図４は、インピーダンス変換回路４００において用いられることが可能なマルチ部品ネットワーク４０５の一実施形態を示すが、他のネットワークが想定される。いくつかのマルチ部品ネットワークは、図４に示されるよりも少数または多数の素子を備えてよい。例えば、いくつかのマルチ部品ネットワークは、１つのインダクタおよび１つのキャパシタのみを備えてよい。いくつかの実施形態では、マルチ部品ネットワーク４０５は、部品の総数が３と１０との間であり得るように、追加のインダクタおよびキャパシタならびに他の素子を備えてよい。

図７Ａは、インピーダンス変換回路において用いられ得るマルチ部品ネットワーク７１０の代替の実施形態を示す。図７Ａに示される実施形態は、ハイパスπネットワークとも呼ばれる。このネットワークは、並列なシャント配置において接続されている第１インダクタＬ１および第２インダクタＬ２を備えてよい。ネットワークは、第１および第２インダクタの端部間に伝送線（図示せず）と直列に接続されているキャパシタＣ１をさらに備えてよい。いくつかの実施形態では、第１キャパシタＣ１のキャパシタンスは、約０．５ｐＦと約１０ｐＦとの間であってよい。第１インダクタＬ１の値は、約０．５ｎＨと約１０ｎＨとの間であってよい。第２インダクタＬ２の値は、約０．５ｎＨと約１０ｎＨとの間であってよい。

図７Ｂは、インピーダンス変換回路において用いられ得るマルチ部品ネットワーク７２０の代替の実施形態を示す。図７Ｂに示される実施形態は、Ｔネットワークとも呼ばれる。いくつかの実施形態に従って、Ｔネットワークは、第２インダクタＬ２と直列に接続されている第１インダクタＬ１を備えてよい。２つのインダクタは伝送線（図示せず）と直列に接続されてよい。ネットワークは、第１インダクタと第２インダクタとの間のノードに接続されているシャントキャパシタＣ１であって、グラウンドプレーンまたはグラウンド導体にさらに接続されているシャントキャパシタＣ１をさらに備えてよい。いくつかの実施形態では、シャントキャパシタＣ１のキャパシタンスは、約０．５ｐＦと約１０ｐＦとの間であってよい。第１インダクタＬ１の値は、約０．５ｎＨと約１０ｎＨとの間であってよい。第２インダクタＬ２の値は、約０．５ｎＨと約１０ｎＨとの間であってよい。

図７Ｃは、インピーダンス変換回路において用いられ得るマルチ部品ネットワーク７３０の別の実施形態を示す。図７Ｃに示される実施形態は、ＬＣＣネットワークとも呼ばれる。ＬＣＣネットワーク７３０は、第１キャパシタＣ１と直列に接続されている第１インダクタＬ１を備えてよい。第１インダクタおよび第１キャパシタは、伝送線（図示せず）と直列に接続されてよい。ネットワークは、第１インダクタと第１キャパシタとの間のノードにシャント配置において接続されている第２のキャパシタＣ２であって、グラウンド導体またはグラウンドプレーンにさらに接続されている第２のキャパシタＣ２をさらに備えてよい。いくつかの実施形態では、第１キャパシタＣ１のキャパシタンスは、約０．５ｐＦと約１０ｐＦとの間であってよく、また第２キャパシタＣ２の値は約０．５ｐＦと約１０ｐＦとの間であってよい。第１インダクタＬ１の値は、約０．５ｎＨと約１０ｎＨとの間であってよい。

デバイスに集積されているインピーダンス変換回路を有するデバイスを動作させる方法もまた、発明者によって想定される。いくつかの実施形態に従って、図８に示される方法８００は、５００ＭＨｚと６ＧＨｚとの間の周波数にて動作するように構成されている高周波回路内において素子のインピーダンスを変換することを備えてよい。方法は、インピーダンス変換回路のマルチ部品ネットワークにて５００ＭＨｚと６ＧＨｚとの間の周波数成分を有する信号を受信する作用（作用８１０）を備えてよい。方法は、マルチ部品ネットワークから１つ以上の伝送線に信号を提供すること（作用８２０）と、１つ以上の伝送線から回路素子に信号を提供すること（作用８３０）とをさらに備えてよい。受信信号は、マルチ部品ネットワークに接続されている任意の適切な信号源（例えば信号ジェネレータ）からであってよい。ある範囲の周波数にわたって電源に対するインピーダンス整合が所望される回路素子に対して、マルチ部品ネットワークおよび１つ以上の伝送線が接続されてよい。方法８００の様々な実施形態において、マルチ部品ネットワークは、回路素子から４分の１波長以上であってよい。

「約（ａｐｐｒｏｘｉｍａｔｅｌｙ）」および「約（ａｂｏｕｔ）」という用語は、いくつかの実施形態では対象値の±２０％以内、いくつかの実施形態では対象値の±１０％以内、いくつかの実施形態では対象値の±５％以内、またさらに、いくつかの実施形態では対象値の±２％以内を意味するように用いられ得る。「約（ａｐｐｒｏｘｉｍａｔｅｌｙ）」および「約（ａｂｏｕｔ）」という用語は、対象値を含み得る。

本明細書に記載される技術は、方法の少なくともいくつかの作用が記載されている、その方法として実施され得る。方法の一部として行われる作用は、任意の適切な手法で順序付けられてよい。したがって、記載されるものとは異なる順序で作用が行われる実施形態が構築されてよく、それには、いくつかの作用が例としての実施形態において連続した作用として記載されている場合であっても、それらの作用を同時に行うことが含まれ得る。さらに、いくつかの実施形態において、方法は、記載されているものよりも多数の作用を備えてよく、他の実施形態において記載されているものよりも少数の作用を備えてよい。

本発明の１つ以上の例としての実施形態をこのように記載していることによって、様々な変更、修正、および改良が、当業者に容易に想到されることとなる。そうした変更、修正、および改良は、本発明の本質および範囲内となることが意図される。したがって、上述の記載は、例の目的に過ぎず、限定するものとして意図されない。本発明は、以下の請求項において定義されるものおよびそれらに対する均等物としてのみ限定される。

Claims (30)

1. ５００ＭＨｚと６ＧＨｚとの間の周波数にて動作するように構成されているインピーダンス変換回路であって、
   基板上に集積されている受動回路素子を備えるマルチ部品ネットワークと、
   前記マルチ部品ネットワークが回路素子から４分の１波長以上であるように前記マルチ部品ネットワークと該回路素子との間に接続されるべく構成されている１つ以上の伝送線と、を備え、前記マルチ部品ネットワークおよび前記１つ以上の伝送線は、少なくとも部分的には前記周波数内に位置する帯域幅にわたって減少した電圧定在波比（ＶＳＷＲ）を提供するように、前記回路素子の入力インピーダンスを変換する、インピーダンス変換回路。
2. 前記基板は、プリント回路基板またはパレットを含む、請求項１に記載のインピーダンス変換回路。
3. 前記基板は、１つまたは複数の半導体チップを備える、請求項１に記載のインピーダンス変換回路。
4. 前記減少したＶＳＷＲは、約２以下である、請求項１に記載のインピーダンス変換回路。
5. 前記マルチ部品ネットワークは、２つ以上の受動回路素子を備える、請求項１に記載のインピーダンス変換回路。
6. 前記インピーダンス変換回路に接続されている出力にて第２のインピーダンスを有する電源をさらに備え、前記減少したＶＳＷＲは約２以下であり、前記帯域幅は８００ＭＨｚより大きい、請求項１に記載のインピーダンス変換回路。
7. 前記減少したＶＳＷＲは約２以下であり、前記帯域幅は１ＧＨｚと２ＧＨｚとの間である、請求項１に記載のインピーダンス変換回路。
8. 前記マルチ部品ネットワークは、３素子πネットワークを含む、請求項１に記載のインピーダンス変換回路。
9. 前記マルチ部品ネットワークは、Ｔネットワークを含む、請求項１に記載のインピーダンス変換回路。
10. 前記マルチ部品ネットワークは、ＬＣＣネットワークを含む、請求項１に記載のインピーダンス変換回路。
11. 前記１つ以上の伝送線は、異なるインピーダンスを有する２つの伝送線部分を備える、請求項１に記載のインピーダンス変換回路。
12. 前記マルチ部品ネットワークに接続されている電源をさらに備え、前記電源は窒化ガリウム増幅器を備える、請求項１に記載のインピーダンス変換回路。
13. 前記マルチ部品ネットワークに接続されている電源をさらに備え、前記電源は無線通信デバイス内に備えられている、請求項１に記載のインピーダンス変換回路。
14. 前記減少したＶＳＷＲは約２以下であり、前記帯域幅は約７５０ＭＨｚに中心が置かれ、約３２５ＭＨｚと約７５０ＭＨｚとの間の幅を有する、請求項１に記載のインピーダンス変換回路。
15. 前記減少したＶＳＷＲは約２以下であり、前記帯域幅は約２．２ＧＨｚに中心が置かれ、約１．１ＧＨｚと約２．２ＧＨｚとの間の幅を有する、請求項１に記載のインピーダンス変換回路。
16. 前記減少したＶＳＷＲは約２以下であり、前記帯域幅は約２．７ＧＨｚに中心が置かれ、約１．３ＧＨｚと約２．７ＧＨｚとの間の幅を有する、請求項１に記載のインピーダンス変換回路。
17. 前記減少したＶＳＷＲは約２以下であり、前記帯域幅は約３．８ＧＨｚに中心が置かれ、約１．９ＧＨｚと約３．８ＧＨｚとの間の幅を有する、請求項１に記載のインピーダンス変換回路。
18. 高周波回路において回路素子のインピーダンスを変換する方法であって、
    受動回路素子を備えるマルチ部品ネットワークにて５００ＭＨｚと６ＧＨｚとの間の周波数成分を有する信号を受信する工程と、
    前記マルチ部品ネットワークから１つ以上の伝送線に前記信号を提供する工程と、
    前記１つ以上の伝送線から前記回路素子に前記信号を提供し、前記マルチ部品ネットワークは前記回路素子から４分の１波長以上である、工程と、
    前記マルチ部品ネットワークおよび前記１つ以上の伝送線によって、ある帯域幅にわたって減少したＶＳＷＲを提供するように前記回路素子の入力インピーダンスを変換する工程と、を備える方法。
19. 前記減少したＶＳＷＲは、約２以下である、請求項１８に記載の方法。
20. 前記マルチ部品ネットワークは、２つ以上の受動回路素子を備える、請求項１８に記載の方法。
21. 前記マルチ部品ネットワークは、πネットワークを含む、請求項１８に記載の方法。
22. ８００ＭＨｚより大きい帯域幅にわたって入射電圧の２分の１以下である前記マルチ部品ネットワークからの電圧量を反射する工程をさらに備える、請求項１８に記載の方法。
23. 前記減少したＶＳＷＲは約２以下であり、前記帯域幅は約７５０ＭＨｚに中心が置かれ、約３２５ＭＨｚと約７５０ＭＨｚとの間の幅を有する、請求項１８に記載の方法。
24. 前記減少したＶＳＷＲは約２以下であり、前記帯域幅は約２．２ＧＨｚに中心が置かれ、約１．１ＧＨｚと約２．２ＧＨｚとの間の幅を有する、請求項１８に記載の方法。
25. 前記減少したＶＳＷＲは約２以下であり、前記帯域幅は約２．７ＧＨｚに中心が置かれ、約１．３ＧＨｚと約２．７ＧＨｚとの間の幅を有する、請求項１８に記載の方法。
26. 前記減少したＶＳＷＲは約２以下であり、前記帯域幅は約３．８ＧＨｚに中心が置かれ、約１．９ＧＨｚと約３．８ＧＨｚとの間の幅を有する、請求項１８に記載の方法。
27. 前記マルチ部品ネットワークは、Ｔネットワークを含む、請求項１８に記載の方法。
28. 前記マルチ部品ネットワークは、ＬＣＣネットワークを含む、請求項１８に記載の方法。
29. 前記マルチ部品ネットワークにて受信される前記信号を窒化ガリウム増幅器により生成する工程をさらに備える、請求項１８に記載の方法。
30. 前記信号を無線で伝送する工程をさらに備える、請求項２９に記載の方法。