JP2019514319A - 電気負荷を駆動するための回路および方法 - Google Patents

Abstract

１つまたは複数の電気負荷を駆動するための回路および対応する方法が提供される。本回路は、電流波形生成器（１１０）と、入力において生成器（１１０）に、かつ出力において各駆動対象の電気負荷（１０５）に接続された受動フィルタ（１５０）とを備え、受動フィルタ（１５０）は、入力において電流波形の１つまたは複数の高調波の調節から生じる電流波形を生成するように調整される。【選択図】図１

Description

本発明は、概して、経時的に可変である電流波形を用いて１つまたは複数の抵抗性、容量性、誘導性、または混合型の電気負荷を駆動するための回路および方法に関する。

経時的に可変である電流波形を用いた電気負荷の駆動は、典型的には、低電力周波数を、負荷に正しく電力供給するのに十分に強力な信号へと変換するように構成される、電圧および／または電流の増幅器回路を使用して実行される。

電力供給される負荷のタイプに従って、これらの回路は、優れた性能であるが低エネルギー効率を特徴とする線形型配線ダイアグラム（例えば音声信号を増幅するために使用されるものなど）、非線形ダイアグラム（例えば、ＳＭＯＳステージに基づくもの、またはデジタル信号を増幅することができるＢＪＴ対を使用するもの）、クラスＤ増幅器に基づくダイアグラム、または典型的には変圧器、ＬＣ共振器、もしくは他の共振回路（例えばクラスＥまたはクラスＦ増幅器）に基づく共振ダイアグラムを実装することができる。

駆動が特に重要なセクタは、アクティブ・スイッチのゲート、例えば、ＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴ、ＨＥＭＴトランジスタ、またはかなりのゲート・キャパシタンスを有する別のデバイスで負荷が構成されるときであり、このアクティブ・スイッチには、典型的にはゲート寄生抵抗およびゲート寄生インダクタンスが追加される。

具体的には、アクティブ・スイッチが、スイッチ自体が典型的には飽和領域または遮断領域において使用される高周波スイッチング回路のフィールドにおいて使用されるときに、駆動が特に問題となる。

実際には、低周波数では、アクティブ・スイッチは典型的には取るに足りない寄生キャパシタンス（例えば、数ｎＦまたは数百ｐＦ未満）しか有しないため、流れる電流は実質的に無視できるほど小さいが、高周波数では、電流は通常、数十アンペアにまで達し、結果として駆動を難しくする。

上記のアクティブ・スイッチの駆動は、高電流の必要性と同様に、多くの場合、実質的に不可避である膨大なエネルギー散逸をもたらす。

実際には、スイッチのオン／オフ切り替えサイクルごとに、スイッチのゲート・キャパシタンスは、

のエネルギー損失を伴って、適切にロード／アンロードされる。式中、Ｅｄは、散逸エネルギーを示し、Ｃは、典型的には非線形であり駆動電流の関数として減少するスイッチの寄生キャパシタンスを示し、Ｖは、デバイスの最大駆動電流を示す。

これらの損失は、ゲート抵抗に、およびゲートをロード／アンロードするのに必要な電流の実効ＲＭＳ値の平方に比例し、したがってゲート・キャパシタンスの平方に比例して、ゲート抵抗損に追加される。キャパシタンスの総ゲート負荷を検討する際にも同様のことが考慮される。

典型的には、駆動周波数が１Ｍｈｚを超えると、電源デバイスの駆動回路（ドライバとしても知られる）の損失は、より大きい周波数の場合や、寄生現象によって特に影響を受けるスイッチ、例えばＭＯＳＦＥＴが使用される場合、最大で数十ワットまたは数百ワットに達するまでのワット数ほどに顕著になり、作動周波数のさらなる増加を実質的に不可能にし、デバイスの破壊のリスクを負う。

この問題は、シリコンまたは異質の半導体（例えばＳｉＣ）に基づくＲＦフィールド、またはゲート・キャパシタンスを減少させることが可能なＩＩＩ−Ｖ半導体（例えばＧａＮ）に基づくＨＥＭＤに対してアクティブ・スイッチを使用することによって部分的に解決することができる。

しかしながら、これらの半導体は、典型的には高費用という欠点、およびそれらの駆動を難しくするという他の欠点を有する。例えば、高電圧ＳｉＣベースのアクティブ・スイッチは、駆動されるためには高ゲート電圧を必要とし、結果としてゲート・キャパシタンスの減少から得られる利益の部分的放棄を伴う。その一方で、ＩＩＩ−Ｖ型ヘテロ接合（例えばＧａＮ）に基づくＨＥＭＴデバイスは、駆動されるために負電圧を必要とする問題を有するため、このことが、特に配線ダイアグラムを切り替えることにおいては、カスコードまたは多段タイプのアーキテクチャの手段に訴えるとはいかないまでも、現在の電力ハードウェア・アーキテクチャとの互換性を低くする。

高ゲート・キャパシタンスを有するアクティブ・スイッチの駆動問題を解決するために無線周波数（ＲＦ）のフィールドにおいて採用される可能性のある解決策は、ゲート駆動が変圧器または共振回路（例えばクラスＥもしくはＦ、または単純なＬＣ共振器を用いて実質的に実行される誘導性または共振配線ダイアグラムの使用に存する。このタイプの回路は、適切に寸法決定されれば、寄生現象に起因する損失を除いて、ゲート寄生キャパシタンス内に蓄積されたエネルギーを散逸させずに、各サイクル内でそのエネルギーを再利用することができるという利点を有する。

一方で、このタイプの共振ダイアグラムは、略正弦波を用いて負荷を駆動し、これは、いくつかのハードウェアにおいて、例えば効率が必須ではない回路については、有用であるが、典型的には、オン／オフおよびオフ／オン遷移ステップ中にスイッチにおける動的損失を制限するためにはフロントの立ち上がり時間および立ち下がり時間ができる限り的確でなければならないスイッチング回路のフィールド内でアクティブ・スイッチを駆動するには有害である。

アクティブ・スイッチのオンおよびオフを切り替えるために正弦波を使用することは、このようにしてゲート損失の減少をもたらすことができるが、オン／オフおよびオフ／オン遷移の傾斜が典型的には、電力送配ステージにおける電圧および電流交差を防ぐおよび／または最小限にするには十分に急勾配でないため、電力回路における動的損失を大いに増大させる。

これらの問題には、電流波を用いた任意の容量性タイプの負荷の駆動において、および特に、デバイスのオンおよびオフを切り替えるために２つの電流レベルが使用されるシステム（スイッチングシステム）において、特に高い作用周波数の場合に、直面する。

同様の問題は、論理回路（ＡＮＤ、ＯＲ、ＮＯＴ、ＮＡＮＤ、ＮＯＲ、ＸＯＲタイプなどの論理ゲート、メモリ、バッファ、多少複雑な集積回路、マイクロコントローラ、マイクロプロセッサ、ＣＭＯＳセンサなど）においても存在する。これは、各ゲートの寄生キャパシタンスはかなり小さいが、現在の非常に高い集積度により、いずれにしても、最大作用周波数を実質的に制限し（今日では数ＧＨｚに実質的に制限される）、マイクロプロセッサ、メモリ、マイクロコントローラ、センサ、有線ロジック、ＦＰＧＡ、および任意の他のデジタル・デバイスの消費を大いに増大させる総ゲート容量を有することになるためである。同期クロック、駆動可能なゲートの最大数を考慮するためにクロックを再生成するためのバッファ、ＰＬＬ、および論理ゲートのすべての駆動システムは、典型的にはそれだけで、現代のデジタル・システムにおける損失の約５０％を構成する。

アナログ・タイプの問題は、誘導性または抵抗性負荷の高周波電力供給において直面する。

したがって、本発明の目的は、容量性および／または抵抗性および／または誘導性挙動を有する電気負荷を、負荷の正しい作用に適切な電流波形を用いて駆動し、これにより損失を実質的に減少させ、同時に既知の回路に対して可能である最大駆動周波数を増大させるのに有用である回路を実現することにある。

本発明の実施形態は、１つまたは複数の電気負荷を駆動するための回路に関する。本回路は、少なくとも、
− 電流波形（例えば、主要高調波の周波数が、１Ｍｈｚ以上、約１０または約１００Ｍｈｚ以上、時には１Ｇｈｚ超、または数十もしくは数百Ｇｈｚ超の電流波形）生成器と、
− 入力において生成器に、かつ出力において各駆動対象の電気負荷に接続された受動フィルタと、を備え、受動フィルタが、入力において電流波形の１つまたは複数の高調波の調節から生じる電流波形を生成するように調整される。

電流波形の高調波を調節することとは、電流波形の特定の高調波成分（高調波）を選択的に増大（増幅）または減少（減衰）させる可能性を意味する。

このようにすることで、損失を最小限にするためならびに／または駆動対象の負荷の特定のニーズに基づいて効率および駆動有効性を増大させるために最も好適な形状を（時間領域内の）電流波形に与えることができるように、電気負荷を駆動する電流波形を効果的に「形作る」ことができる。

本発明において、電気負荷は、実質的に任意のタイプのもの、例えば、抵抗性、容量性、誘導性負荷、または抵抗性、容量性、および誘導性負荷の組み合わせとしてもよい。

しかしながら、本発明は、寄生抵抗およびインダクタンスと関連のある他の効果を追加することができ、一般的な容量性コンポーネントを特徴とする負荷を駆動するのに特に有用である。

効果的に駆動可能な負荷の中でも、本発明においては、アクティブ・スイッチのドライバ端子（例えばゲート）、例えば以下のタイプ：ＢＪＴ、ＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴ、ＨＢＴ、ＨＥＭＴ、ＭＥＭＳのトランジスタ、圧電型センサおよびアクチュエータ、これに限らないが例えばＣＭＯＳ、バッファ、およびクロックタイプなどの論理ゲートおよび装置などが存在する。

本発明を用いて効果的に駆動可能な他の負荷は、電気モータ、ソレノイド、アンテナ、変圧器、および一般的に誘導性挙動を有する他の負荷である。

本発明の一態様において、電流波形生成器は、
− 直流生成器と、
− 直流を電流波形に変換することができるスイッチング回路と、を備えることとしてもよい。

この解決策を用いて、大きい高調波成分を有する電流波形を効果的に生成することができるので、大きい高調波成分は、駆動対象の負荷の様々な要件に好適な幅広い範囲の電流波形を得るようにフィルタリングすることができる。

本発明のさらなる様態において、スイッチング回路は、少なくとも、
− アクティブ・スイッチと、
− アクティブ・スイッチのオンおよびオフを切り替えることができる電気ドライバ信号を生成するためのドライバと、を備える。

アクティブ・スイッチは、トランジスタ、例えば、ＢＪＴ、ＭＯＴ、もしくはＩＧＢＴトランジスタ、ソリッド・ステート・リレー、ＭＥＭＳスイッチ、およびＨＥＭＴスイッチ、ＨＢＴスイッチ、または別のスイッチであることとしてもよい。

いくつかの実施形態において、スイッチング回路は、例えば、半ブリッジ構成にある２つのアクティブ・スイッチ、またはフルＨブリッジ構成にある４つのアクティブ・スイッチを備える場合がある。

本発明の一態様において、スイッチング回路は、直流生成器とアクティブ・スイッチとの間に直列に接続されたインダクタンスを備え、受動フィルタが、インダクタンスとアクティブ・スイッチとの間に介在される電気ノードと接続された入力端子を有する。

このようにすることで、インダクタンスは、アクティブ・スイッチがオンである期間にはロードするが、アクティブ・スイッチがオフである期間にはアンロードして下流の負荷に電力供給する、実質的にほぼ直流の生成器として挙動する。

本発明のさらなる態様において、スイッチング回路はまた、インダクタンスと直列におよびアクティブ・スイッチと並列に接続されたキャパシタンスを備えることとしてもよい。

キャパシタンスは、スイッチング回路のエネルギー効率を最大限にすることを可能にし、アクティブ・スイッチのオンおよび／またはオフの切り替えの最中にインダクタンスおよびアクティブ・スイッチを接続するノード上に高い張力および電流が存在しないことを保証する。

本発明の異なる態様において、受動フィルタは、インダクタおよびコンデンサを備える共振反応フィルタであり、これらのインダクタおよびコンデンサは両方とも、個別素子の形態で、および、例えば伝送線など、分散素子の形態で実現されることとしてもよい。

この態様は、適切に構成されかつ調整される場合には、入力において受信された電流波形の１つまたは複数の高調波を選択的に増幅および／または減衰することができる受動フィルタを実現するための比較的簡便な解決策を提供する。

これに関連して、本発明の一態様において、受動フィルタは、方形／矩形形状、または方形／矩形形状に十分に似た形状を有する電流波形を出力において提供するように調整されることとしてもよい。

例えば、受動フィルタは、入力における電流波形の少なくとも第２の高調波、より好ましくはできる限り多くの偶数次高調波を完全にまたはほぼ完全に減衰するため、ならびに第３の高調波を第１の高調波の倍増係数の３分の１に等しい増幅係数で増幅するため、より好ましくは一番目よりも高次のできる限り多くの奇数次高調波を、一次高調波の増幅係数との関係が対応する高調波の次数の逆数に等しいそれぞれの増幅係数で増幅するように調整される。例として示されるこの解決策は、実際には、略方形である電流波形を用いて負荷に電力供給することを可能にし、損失を無効またはいずれにせよ最小限にする。

この解決策は、オン／オフおよびオフ／オンを切り替えるステップの最中にスイッチにおける動的損失を効果的に制限することを目的として、スイッチング回路内のアクティブ・スイッチを駆動するのに特に有利である。

より詳細に述べると、受動フィルタは、複数の電気モジュール（すなわち、少なくとも２つ、または３つ以上）を備え、その各々が少なくとも、
− 電流波形生成器と直列に接続された第１の電気分岐であって、他の電気モジュールの第１の電気分岐とも直列に接続された第１の電気分岐と、
− 第１の電気分岐を基準電位と接続することができる第２の電気分岐（例えばアース）と、
− 第２の電気分岐に沿って配置されたキャパシタンスと、
− 第２の電気分岐に沿って、または代替的に第２の電気分岐の上流の第１の電気分岐上で、キャパシタンスと直列に置かれるインダクタンスと、を備える。

これは、経済的であり、かつ例えば略方形波形を有する電流波形を出力において実現するように調整が容易である、非常に簡便な受動フィルタを実現することを可能にする。

この基本スキームから始めて、次いで各モジュールには、設計段階においてより複雑な回路調整を有する一方で、要求された形態により忠実に応答する電流波形を出力において提供することを可能にするフィルタリングにおけるより大きな自由度を導入することを目的として、さらなるリアクタンス・コンポーネントが配備される。

この意味で、各電気モジュールは、第２の電気分岐の上流の第１の電気分岐上に配置されたさらなるキャパシタンスを備える。各モジュールは、第２の電気分岐の上流の第１の電気分岐上に配置された第１のインダクタンスと、第２の電気分岐に沿ってキャパシタンスと直列に配置された第２のインダクタンスとを備える。さらに、各モジュールは、各インダクタンスに並列に接続されたキャパシタンスを備えることとしてもよい。

本発明の一態様において、駆動対象の電気負荷は、受動フィルタの第１のモジュールと第２のモジュールとの間に配置された電気ノードに接続される。

このようにすることで、負荷に到達する電流波形において、一番目に続く偶数次高調波の位相は、第１の高調波の位相と自動的に同調し、これは、特に方形／矩形波形を用いて負荷を駆動するのに特に有用である。

本発明のさらなる態様において、駆動回路は、受動フィルタの出力部に直列に接続された制御可能なリアクタンス負荷をさらに備えることとしてもよい。

本発明のこの態様は、電流波形の形状を変化させる必要がある場合には受動フィルタの挙動を適合することを可能にし、負荷が一定でない場合には、上流のスイッチング回路が十分な安定性および一定インピーダンスを有する負荷全体（駆動対象の負荷に加えて追加のリアクタンス負荷）に電力供給するように、駆動対象の負荷のいかなる最終的変動にも対処することをさらに可能にするという二重の利点を付与する。

一般に、この態様は、すべての作用条件において最大効率を保証するように、負荷に応じて駆動回路を制御することを可能にする。

より詳細には、制御可能なリアクタンス負荷は、互いに並列に接続された複数の電気分岐（すなわち、少なくとも２つの電気分岐または３つ以上）を備え、それら電気分岐の各々が、受動フィルタの出力部を基準電位（例えばアース）と接続し、それら電気分岐の各々が、少なくともリアクタンス、および少なくとも、リアクタンスと直列に接続されたスイッチをさらに備える。

このようにすることで、スイッチを選択的に開閉することにより、リアクタンス負荷のエンティティがニーズに基づいて制御される。

本発明のさらなる態様において、駆動回路は、
− 受動フィルタの出力部と駆動対象の負荷との間に直列に接続された絶縁コンデンサと、
− 絶縁コンデンサと駆動対象の負荷との間に含まれるノードに接続された第２の直流生成器と、をさらに備えることとしてもよい。

このようにすることで、受動フィルタからの出力における電流波形に対して適切な直流を加算または減算することが効果的に可能であり、この直流は、駆動対象の負荷に印加される電力を増大させるために、またはさらには、適切な負電流をフィルタからの出力における波に合計すれば十分であることから、負電流を必要とする負荷、例えば、ＩＩＩ−Ｖ型（例えばＧａＮ）のヘテロ接合に基づくＨＥＭＴデバイスを非常に簡便に駆動するために使用される。

一般には、この解決策は、受動フィルタへの入力において生成される電流波形の電圧および電流レベル間において電気負荷を駆動するために効果的に使用される電流波形の電圧および電流レベルからの効果的な分離を可能にする。

本発明の一態様において、インダクタンスは、第２の直流生成器と駆動対象の負荷との間に直列に接続されることとしてもよい。

このようにすることで、受動フィルタからの出力において駆動回路によって生成される波（通常は高周波数）は、直流生成器と負の相互作用することが効果的に防がれる。

本発明のさらなる態様において、回路は、（受動フィルタへの入力における）電流波形生成器の基準電位と負荷の基準電位との間に直列に接続された第２の絶縁コンデンサをさらに備えることとしてもよい。

このようにすることで、受動フィルタと駆動された負荷との間にガルバニック分離が存在し、結果として、受動フィルタおよび駆動された負荷に対して質量基準および別個の電力供給を有する可能性がある。

本発明のさらなる実施形態は、１つまたは複数の電気負荷を駆動するための方法に関し、本方法は、少なくとも、
− 電流波形を生成するステップと、
− 電流波形の高調波のうちの１つまたは複数を調節するように電流波形をフィルタリングするステップと、
− フィルタリングされた電流波形を電気負荷に適用するステップと、を含む。

本方法のこの実施形態は、上記の回路と実質的に同じ利点、特に、損失を最小限にするためならびに／または駆動対象の負荷の特定のニーズに基づいて効率および駆動有効性を増大させるために最も好適な形状を（時間領域内の）電流波形に与えることができるように、電気負荷を駆動する電流波形を効果的に「形作る」ことができるという利点を達成する。

例えば、本方法において、フィルタリング・ステップは、方形／矩形形状または方形／矩形形状に少なくとも十分に近い形状を有する電流波形を出力において提供することができる。

駆動回路に関連して先に説明される本発明の上の態様すべては、本方法に対しても有効であることが理解される。

特に、本方法は、例えば、直流生成器に接続されたアクティブ・スイッチのオンおよびオフを切り替えることによって電流波形内の直流を変換するステップを含む、電流波形の生成を含むこととしてもよい。

本方法は、負荷の変動の場合を含むすべての作用条件において最大効率を保証するように、制御可能なリアクタンス負荷を、受動フィルタと直列に、および駆動対象の負荷と並列に接続するステップをさらに含むこととしてもよい。

本方法は、受動フィルタへの入力において生成される電流波形の電圧および電流レベルを、電気負荷を駆動するために効果的に使用される電流波形の電圧および電流レベルから分離することができるように、フィルタリングされた電流波形に、これを駆動対象の負荷に適用する前に、一定の電流を追加するステップをさらに含むこととしてもよい。

本方法は、受動フィルタおよび駆動された負荷の質量基準および電力供給を別々にすることができるように、受動フィルタを駆動対象の負荷からガルバニック分離するステップをさらに含むこととしてもよい。

本発明のさらなる特徴および利点は、添付の図面の表に例示される図の助けを借りて非限定的な例として提供される以下の説明を読むことにより明らかになる。

本発明の２つの実施形態に従う駆動回路の概略図である。 本発明の２つの実施形態に従う駆動回路の概略図である。 駆動対象の潜在的な電気負荷が例示される、図１の略図である。 制御可能なリアクタンス負荷の潜在的な実施形態が例示される、図１の略図である。 制御可能なリアクタンス負荷の潜在的な実施形態が例示される、図１の略図である。 制御可能なリアクタンス負荷の潜在的な実施形態が例証される、図１の略図である。 受動フィルタの６つの潜在的な実施形態が例示される、図１の略図である。 受動フィルタの６つの潜在的な実施形態が例示される、図１の略図である。 受動フィルタの６つの潜在的な実施形態が例示される、図１の略図である。 受動フィルタの６つの潜在的な実施形態が例示される、図１の略図である。 受動フィルタの６つの潜在的な実施形態が例示される、図１の略図である。 受動フィルタの６つの潜在的な実施形態が例示される、図１の略図である。

図は、経時的に可変である電流波形を用いて１つまたは複数の電気負荷１０５を駆動するように構成された電気回路１００を例示する。

一般的には、電気負荷１０５は、以下により詳細に説明されるように、実質的に任意のタイプのもの、例えば、抵抗性、容量性、誘導性負荷、または抵抗性、容量性、および誘導性負荷の組み合わせである。

ドライバ回路１００は、電流波形生成器を主として備え、電流波形生成器は、その全体が１１０によって示される。

例示において、しかしながら、生成器１１０は、適切な基準電位１２０、例えばアースに接続された第１の端子と、参照番号１２５によりその全体が示されるスイッチング回路に接続された第２の端子とを有する直流生成器１１５を備え、このスイッチング回路は、生成器１１５によって生成された直流を電流波形へ、すなわち相次ぐ電流パルスへ変換することができ、この各電流パルスは、入力における直流のエンティティ、およびスイッチング回路１２５のタイプ、ならびに回路１２５が駆動されるやり方に応じて、例えば必ずしもニル値（ｎｉｌ ｖａｌｕｅ）ではない最小値から、最大値へと変化する。

直流電流生成器１１５は、例えばバッテリであるが、整流器、例えば、単一ダイオード、二重組み合わせダイオードを有するダイオード・ブリッジ整流器、同期整流器などであってもよく、この整流器は、交流電源、例えば一般的な２３０Ｖおよび５０Ｈｚ配電ネットワークに、電源によって生成される交流電流を整流するようなやり方で、接続される。安定化フィルタは、整流器のすぐ下流に存在する。この２番目のケースでは、生成器１１５は、ＡＣ／ＤＣ変換器としてより適切に構成される。

スイッチング回路１２５は、一般にチョークまたはフィード・インダクタンスと呼ばれる、第２の生成器端子１１５に接続されるインダクタンス１３０を備える。インダクタンス１３０と直列に、スイッチング回路１２５は、アクティブ・スイッチ１３５、例えば、ＢＪＴ、ＭＯＳ、ＩＧＢＴトランジスタ、リレー、ソリッド・ステート・リレー、ＭＥＭＳ、ＨＥＭＴ、ＨＢＴスイッチ、または別のスイッチを備え、このスイッチは、インダクタンス１３０の出力端子に接続された第１の端子（例えば、Ｎ ＭＯＳＦＥＴ型ではドレイン）と、生成器１１５の基準電位１２０に接続された第２の端子（例えば、Ｎ ＭＯＳＦＥＴ型の場合にはソース）と、単一の生成器またはドライバ１４０に接続された第３の駆動端子（例えば、ＦＥＴ型トランジスタの場合にはゲート、またはＢＪＴ型トランジスタの場合にはベース）とを有する。ドライバ１４０は、生成器１１５と同じ基準電位１２０に参照されるか、または絶縁されて基準電流１２０から独立し、それ故に変圧器、オプトカプラ、容量性絶縁、適切な増幅ステージなどによって接続され、かつ、アクティブ・スイッチ１３５の駆動端子に、適切な電気ドライバ信号、例えば、アクティブ・スイッチ１３５をオンに切り替えること（すなわち、飽和状態にする）、およびオフに切り替えること（すなわち、遮断状態にする）ができる既定のデューティ・サイクルを有する方形／矩形波形を適用することができる、電気／電子デバイス１４０である。

リアクタンス、例えば、キャパシタンス１４５は、インダクタンス１３０とアクティブ・スイッチ１３５との間の中間ノードに接続され、キャパシタンス１４５の第２の端子は、生成器１１５と同じ基準電位１２０に接続される。このようにすることで、キャパシタンス１４５は、インダクタンス１３０とは直列に、しかしアクティブ・スイッチ１３５とは並列に接続される。

代替的に、生成器１１０は、例えば第２のスイッチがインダクタンス１３０に置き換わるハーフブリッジまたは完全なＨブリッジに基づく、例えば古典的な線形またはスイッチング増幅ダイアグラムに基づいた従来の交流生成器であってもよい。

例えば、図２は、スイッチング回路１２５が、互いに直列にかつ直流生成器１１５と直列に配置された２つのアクティブ・スイッチ１３５Ａおよび１３５Ｂを備えるハーフブリッジでできており、このアクティブ・スイッチが、オンおよびオフを交互に切り替えるようなやり方で、すなわち、スイッチ１３５Ａがオンのとき、スイッチ１３５Ｂはオフであり、その逆も然りなやり方で、ドライバ１４０によって駆動される解決策を例示する。

この場合においても、先に説明されるように、生成器１１０の出力ノードと、アクティブ・スイッチ１３５Ａと１３５Ｂとの間の中間ノードには、キャパシタンス１４５も接続することもできる。

駆動回路１００は、インダクタンス１３０およびアクティブ・スイッチ１３５（または２つのアクティブ・スイッチ１３５Ａおよび１３５Ｂ）が接続される中間ノードに接続された入力端子を備える、１５０によってその全体が示される受動フィルタと、駆動対象の負荷１０５に直列に接続された出力端子とをさらに備える。受動フィルタ１５０はまた、生成器１１５の同じ基準電位１２０に接続された第３の端子を有する。

受動フィルタ１５０は、一般的には、反応性、容量性、および誘導性コンポーネントを備え、おそらくは抵抗性素子も備える。

可変のキャパシタンスまたは管理下で制御可能である別の適切なリアクタンス負荷１５５は、受動フィルタ１５０に接続され、この受動フィルタ１５０は、生成器１１５と同じ基準電位１２０に接続された第２の端子を有する。

駆動回路１００は、受動フィルタ１５０の出力部と駆動対象の負荷１０５との間に直列に接続された絶縁コンデンサ１６０をさらに備える。このようにすることで、絶縁コンデンサ１６０は、駆動回路１００を、適切な電流波形を作成することができる一次回路（コンデンサ１６０の上流）と、第１のコンデンサからガルバニック絶縁され、かつ電流波形を負荷１０５に転送することができる二次回路（コンデンサ１６０の下流）とに細分する。

これに関連して、一次回路を二次回路から完全に分離するために有用な第２の絶縁コンデンサ１６５が存在し、例えば、駆動対象の負荷１０５が、生成器１１５の基準電位１２０とは異なる基準電位１２０’を参照されることを可能にする。これは、例えば、電力回路上に高い電流または電圧値が存在し、典型的には特に過剰張力に敏感である論理部分を保護することが所望されるときに、特に有用である。

したがって、第２の絶縁コンデンサ１６５は、これが存在する場合、生成器１１５の基準電位１２０に接続された第１の端子と、負荷１０５の基準電位１２０’に接続された第２の端子とを有することになる。一方で、第２の絶縁コンデンサ１６５が存在しない場合、負荷１０５の基準電位が生成器１１５の電位と一致しなければならないことは明白である。

いずれの場合においても、絶縁コンデンサ１６０／１６５は、負荷１０５を駆動するために用いられる波形を著しく変更しないように十分に大きくてもよいが、しかしながら受動フィルタ１５０からの出力において生成される電流波形を二次回路上に存在する独立した電流に合計することを可能にする。

代替的に、絶縁コンデンサ１６０／１６５は、残りのリアクタンス回路と著しく相互作用するような寸法のものであってもよい。このタイプの寸法は、例えば、所与の性能のために回路の容積を最小限にするのに特に有用である。

駆動回路１００の二次回路は、駆動対象の負荷１０５の基準電位１２０’に接続された第１の端子、および絶縁コンデンサ１６０と負荷１０５との間に含まれる電気ノードに接続された第２の端子を有する第２の直流生成器１７０を備える。

このようにすることで、生成器１７０は、受動フィルタ１５０の下流の一次回路によって生成される電流に対して適切な直流を合計または減算するのに有用である。

典型的には高周波レジームで動作する駆動回路１００の一次回路が生成器１７０と相互作用することを防ぐために、生成器１７０と負荷１０５との間に、およびより正確には、生成器１７０と、絶縁コンデンサ１６０と負荷１０５との間に含まれるノードとの間に直列に接続されたインダクタ１７５を含むことが有用である。

このインダクタ１７５は、受動フィルタ１５０から入ってくるすべての高周波をブロックするために十分に大きくてよい。

機能
インダクタンス１３０とドライバ１４０によって駆動されるアクティブ・スイッチ１３５とによって構成される本システムは、スイッチング・モードで動作し、受動フィルタ１５０を越える電流波形を時間領域内に作成する。

実際、アライバル・スイッチ１３５がオンに切り替えられている期間には、インダクタンス１３０はロードし、アクティブ・スイッチ１３５がオフに切り替えられている期間には、インダクタンス１３０は、受動フィルタ１５０上へアンロードする。したがって、インダクタンス１３０は、インダクタンス１３０の寸法の関数であるリップルを伴って、第１の近似においては電流生成器として挙動する。例えば、システムの容積を最小限にする目的で、またはインダクタンス１３０を構成する伝導体の部分を増大させる、したがって寄生損失を減少させ、システムのエネルギー効率を増大させる目的で、インダクタンス１３０の寸法を最小限にして、インダクタンス１３０を共振システム全体の一体部分にすることがどれほど有用であるかが強調される。

アクティブ・スイッチ１３５と並列に位置するキャパシタンス１４５は、スイッチング回路１２５のエネルギー効率を最大限にすることを可能にし、アクティブ・スイッチ１３５のオンおよび／またはオフの切り替えの最中にインダクタンス１３０およびアクティブ・スイッチ１３５を接続するノード上に同時に高い張力および電流が存在しないことを保証する。高周波数では、キャパシタンス１４５は物理的に存在しないが、スイッチ１３５の寄生キャパシタンスが同じ目的で使用されることが可能であるが、これは、スイッチ１３５の寄生キャパシタンスが多くの場合、回路の正しい調整に必要なキャパシタンスと同じ大きさを有するためである。

スイッチング回路１２５によって生成された電流波形は、次いで、負荷１０５が時間領域内の既定の波形を有する電流波形を用いて電力供給されるように、受動フィルタ１５０によって適切に修正／調節される。

具体的には、受動フィルタ１５０は、適切に接続されたインダクタおよびコンデンサを備える共振反応性フィルタであり、このフィルタは、入力において受信される電流波形の適切な高調波を増幅し、それ以外を減衰することを、負荷１０５に供給するために用いられる波形に応じてすべて行うことができる。

言い換えると、スイッチング回路１２５によって生成された波形に従って、受動フィルタ１５０は、既定の形態を有し、かつ負荷１０５を駆動する予定のものに対応するフィルタリングされた電流波形を出力において提供するように調整される。

例えば、方形／矩形波を用いて負荷１０５を駆動することが所望される場合、受動フィルタ１５０は、信号の基本周波数、およびすべてまたは多くの偶数次高調波を、基本の増幅の３分の１に等しい第３の高調波の増幅係数、基本の５分の１に等しい第５の高調波の増幅係数などで増幅するように、ならびにそのようなやり方で、同時に、すべてまたは多くの等しい高調波を完全にまたはほぼ完全に吸収するように調整されることになる。

フィルタ１５０によって適切に調節される高調波の数が多いほど、所望の波、例えば方形波との出力波の類似性は高くなる。

明白には、出力部における所望の信号を修正することによって、結果として受動フィルタ１５０の調整を、特に入力信号を増幅または減衰するようにフィルタ１５０を調整することによって、出力において所望される電流波形のスペクトル成分をできる限り忠実に再現するように修正する必要がある。

いずれの場合においても、受動フィルタ１５０のリアクタンス・コンポーネントの調整は、本発明の目的にとってはゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）モードで動作することがより容易でより便利であるとしても、ゼロ電流スイッチング（ＺＣＳ）モードまたはゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）モードで実現され、そのため、スイッチのオン／オフを切り替えるステップの最中にはニル電圧（ｎｉｌ ｖｏｌｔａｇｅ）を伴う。

この文脈において、制御可能なリアクタンス負荷１５５は、２つの潜在的な機能を果たすことができる。第１の機能は、負荷１０５の駆動波形を変化させることが必要な場合（例えば、所望のデューティ・サイクルが修正される、またはより一般に所望の波形の場合）に受動フィルタ１５０を適合する可能性に関する。制御可能なリアクタンス負荷１５５の第２の機能は、受動フィルタ１５０が十分な安定性および一定のインピーダンスを有する負荷に電力供給するために呼ばれるように、負荷１０５が一定でない場合に、負荷１０５の最終的変動を補償する可能性に存する。

概して、駆動回路１００は、選択的に目的の高調波に対する、所望の波形を得るために適切に較正される各高調波のための利得を有する、共振ソフト・スイッチング増幅器として、および負荷１０５に対する望ましくない高調波のためのソフト・スイッチング・ダンパーとして見ることができる。受動フィルタ１５０がリアクタンス短絡として挙動し、したがってエネルギーを散逸させることなく故に高効率を維持して望ましくない高調波を完全に吸収することができるため、望ましくない高調波に対しても、駆動回路１００は高効率を有することに留意されたい。

駆動回路１００は、受動フィルタ１５０が基本に対するより多くの高調波を負荷１０５に供給するため、クラスＤ、Ｅ、Ｆ、Ｅ／Ｆ、Ｅ^−１、Ｆ^−１または他の同様の回路内の共振増幅器など、他の増幅器によって区別されるが、この高調波は、正確には実装が容易かつ迅速であることでよく知られる現在の回路の特定のケースを構成する単純な正弦曲線とは異なる波形を負荷において得るように、各々が適切に増幅または減衰される。

具体的には、受動フィルタ１５０は、駆動対象の負荷１０５に、所望の駆動シングルを構築するのに有用な適切に増幅または減衰された高調波を供給し、理論上の１００％に達することができ、かつ９０％超の真の効率に変換されるエネルギー効率を同時に保証する。

以下のセクションにおいて、駆動回路１００の様々なコンポーネントに関してさらなる説明が提供される。

駆動対象の負荷
図３を参照すると、駆動対象の負荷１０５は、アクティブ・スイッチ、例えば、ＢＪＴ、ＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴ、ＨＥＭＴ、ＨＢＴトランジスタの駆動端子、圧電性負荷（例えば、圧電型センサまたはアクチュエータ）、または主要および／または重要な容量性コンポーネントを特徴とする別の負荷である。

具体的には、電気負荷は、高周波信号を用いて、例えば、ＭＨｚ、数十もしくは数百ＭＨｚ、あるいはＲＦタイプのシステムの場合ＧＨｚの基本周波数を有する信号を用いて駆動対象のＭＯＳトランジスタの駆動端子であるか、または数十ＭＨｚもしくはＧＨｚに達する周波数を用いて駆動対象のＨＥＭＴ型（例えばＧａＮ）のＦＥＴの駆動端子であるか、またはＧＨｚ周波数よりも高い周波数で駆動対象の論理ゲートのゲートである。

この文脈において、上に説明される駆動回路１００は、大きな問題を被ることなく、損失を著しく減少させることおよびスイッチング周波数を増大させることを可能にする。したがって、駆動回路１００は、高周波電力スイッチの駆動端子を駆動するために、また低損失で、効果的に使用される。

例えば、駆動回路１００は、高閾値電流（１５Ｖさえ上回る）を特徴とし、したがって現在までシリコン系半導体に対してかなり不利な、ＳｉＣなどの２値半導体に基づいたＭＯＳＦＥＴを効果的に駆動するのに特に有用である。

実際、駆動回路１００は、大振幅、フロントのより短い立ち上がりおよび立ち下り時間、ならびにＲＭＳ値に対してより低いピーク電流を有する方形波を用いてＭＯＳを駆動することを可能にし、非常に低い消費および非常に高いスイッチング周波数を同時に保証する。

他の実施形態において、駆動対象の負荷１０５は、メモリ、グラフィック・カード、ならびにＣＭＯＳ技術において今日実現される任意のデバイスを含む、現代のマイクロスイッチもしくはマイクロプロセッサ計算システムを構成するすべての論理ゲートのクロックを同期する場合においてなど、同数のトランジスタの多数の駆動端子を備え、ここではファンアウトを改善するための適切なバッファが配備されたクロックは、各論理コンポーネントの論理ゲートをロードおよびアンロードしなければならない。

これらすべての場合において、負荷は、実質的に容量性であり、各駆動サイクル（例えば、各クロック・サイクル）において、適切な駆動により各単一トランジスタのキャパシタンスをロードおよびアンロードする必要がある。上記の駆動回路１００を用いてこの駆動を実行することにより、有利には、通常ロードおよびアンロード・サイクルと関係したエネルギーの散逸を無効またはいずれにせよ大幅に減少させることが可能である。

実際、アクティブ・スイッチ１３５、および受動フィルタ１５０のアセンブリ、およびさらなるリアクタンス１３０、１４５、１５５、ならびに負荷リアクタンス１０５によって構成されるシステムは、目的のすべての周波数においてＺＣＳおよび／またはＺＶＳモードで機能し、したがって負荷１０５の連続的なロードおよびアンロード・サイクルに結びついた損失を除去することができるように調整された２つ以上の周波数を有する共振システムを構成する。共振回路全体がロードされると、実際には、抵抗性寄生素子におけるエネルギー損失を除くさらなるエネルギーを回路に供給する必要なく、所望の高調波に関しては駆動回路から負荷への、負荷における望ましくない高調波に関しては駆動回路のリアクタンス・コンポーネント間の、各高調波のエネルギーの連続的な急増が存在する。明らかに、フィルタ１５０は、各高調波の振幅が所望の振幅であることを保証するだけでなく、負荷１０５に到着しなければならない高調波に関しては、負荷１０５に対してすべての所望の波形を保証するために、高調波の位相が基本の位相に対して適切に遅延または予期されることを保証するように設計されなければならない。

このタイプの非散逸作用は、アクティブ・スイッチ１３５のソフト・スイッチング駆動と一緒に、非常に高いエネルギー節約および非常に高い作用周波数を可能にする。

同様に、駆動回路１００は、多数の論理ゲート（高ファンアウト）を同期し、損失を実質的にゼロにし、結果として、特定の数の接続された論理ゲートを超えてクロック信号を再生成するのに有用なバッファリング・システムの必要性を低減することができるクロックを生成して、電力損失を大幅に減少させるために使用される。したがって、今日では容量性負荷が１秒に数１００万回ロードおよびアンロードされ、容量性負荷がシステムの論理ゲートを構成するゲートの総計によって構成されている、現代のコンピュータ、スマートフォン、タブレット、またはクロックを有する任意の他の電子デバイスは、このタイプの損失をゼロにする目的で、駆動回路１００をクロックとして使用することによって改善される。

この場合、制御可能なリアクタンス負荷１５５は、所与の瞬間においてアクティブである論理ゲートの数の通常の変動性の平衡を保つために効果的に使用され、そのため、クロック生成システム全体が、実質的に一定であり、かつ所与の瞬間にアクティブな論理ゲートから独立している容量性負荷を見込む。

駆動回路１００を負荷１０５から絶縁するおよび／または負荷１０５を分極するための直流を修正する必要がある場合、駆動高調波がキャパシタンス１６０および１６５を通過することを保証するためならびにインダクタンス１７５を介して生成器１７０に向かう高調波の通過をブロックするために十分に大きい値で寸法決めされる、絶縁コンデンサ１６０および１６５ならびにインダクタンス１７５を、受動フィルタ１５０の出力部に直列に追加することが可能である。

このダイアグラムは、例えば、上流の受動フィルタ１５０によって生成された波に対して適切な直流オフセットを追加または除去することを可能にし、またこのダイアグラムは、駆動回路を負荷からガルバニック分離するのに有用である。

このダイアグラムは、例えば、特定のスイッチに結びついたオン／オフ閾値を補償すること、および電力段の単純な「イネーブル」システムを保証すること、ならびに負荷に存在する高電流が駆動回路上の敏感なコンポーネントを損傷することを防ぐことに特に有利である。

例えば、負のオフセットが、通常はＯＮのチャネル、および遮断するために負電流が送られる必要性を典型的には特徴とする、ＨＥＭＴに基づいたスイッチ、例えばＧａＮ型、または他のヘテロ接合のスイッチを、スイッチング・モードで使用することができるように、この駆動回路において使用される。

したがって、提案されたシステムは、シリコン半導体に基づいた論理スイッチまたはゲートだけでなく、例えば、ＳｉＣ、ＧａＮ、ＧａＡｓ、ＡｌＧａＮ、ＡｌＧａＡｓ、ＩｎＧａＮ、ＩｎＧａＰなどの二元または三元半導体においても、効率的なドライバまたはクロック・システムを実現することを可能にする。

しかしながら、駆動回路１００が、例えば、電気モータ、ソレノイド、アンテナ、変圧器など、いかなるタイプの負荷にも、例えば誘導性または抵抗性などの非容量性のものにさえ供給するために効果的に使用されることも注目に値する。

すべての場合において（容量性、誘導性、または抵抗性負荷）、駆動回路１００は、調整の際に、負荷１０５のインピーダンス値を含むか、またはキャパシタンス１４５、受動フィルタ１５０、および制御可能なリアクタンス負荷１５５によって構成される架空負荷に対して負荷１０５を重要でないものとして、調整される。

制御可能なリアクタンス負荷
図４を参照すると、制御可能なリアクタンス負荷１５５は、互いに並列に接続された複数の電気分岐１８０を備え、複数の電気分岐１８０の各々が、絶縁コンデンサ１６０（存在する場合）の上流の受動フィルタ１５０の出力部に接続された第１の端子と、生成器１１５の基準電位１２０に接続された第２の端子とを有する。それぞれのリアクタンスは、電気分岐１８０の各々に沿って挿入される、例えばキャパシタンスであり、それぞれのスイッチ１９０が、リアクタンス１８５と基準電位との間に直列に配置される。

スイッチ１９０は、アクティブ・スイッチ、例えば、ＭＯＳＦＥＴ、ＢＪＴ、リレー、ソリッド・ステート・リレー、おそらくはＣＭＯＳにおいて、ＭＥＭＳ、技術、または任意の他のタイプのスイッチであってもよい。

このようにすることで、スイッチ１９０のうちの１つまたは複数をオンに切り替えることによって、それぞれのリアクタンス１８５は、負荷１０５と並列にある。逆に、スイッチ１９０がオフに切り替えられる場合、それぞれのリアクタンス１８５は、浮遊しており、したがってオンにされたスイッチ１９０に向けられるリアクタンス１８５、負荷１０５のリアクタンス、および受動フィルタ１５０のリアクタンスの合計によって構成される総インピーダンスを修正しない。したがって、オンにされたおよびオフにされたスイッチ１９０の数を適切に変化させることによって、総インピーダンスの全体の統制が得られる。

スイッチ１９０は、スイッチ１３５を駆動する信号、典型的には高周波に対して完全に独立して駆動されることが強調される。

制御可能なリアクタンス負荷１５５は、関連のあるリアクタンス１８５および関連のあるスイッチ１９０を有する、電気分岐１８０のうちの１つのみを備えるか、または、任意の他の制御可能なリアクタンス、例えば１つもしくは複数の可変のキャパシタンスを備えることを強調することがさらに所望される。

例えば、代替法は、図５に例示されるものであり、ここでは制御可能なリアクタンス負荷１５５の各スイッチ１９０、例えば、制御可能な負荷のリアクタンスを含める／除外するのに有用な上記のＭＯＳＦＥＴまたはＢＪＴは、リアクタンス１８５、例えばキャパシタンスに直列のダイオード３００によって、およびリアクタンス１８５とダイオード３００との間に含まれる分岐１８０のノードに接続された電気分岐３０５によって置き換えられる。

電気分岐３０５の場合、この中間ノード内に適切なデジタル信号を適用することが可能である。

このようにすることで、デジタル信号に著しく低い電流がもたらされる場合、ダイオード３００が遮断され、リアクタンス１８５、例えばキャパシタンスは、リアクタンス回路から除外される。逆に、デジタル信号に著しく高い電流がもたらされる場合、ダイオード３００は、伝導状態になり、したがって補償リアクタンスがシステムの共振全体に介在する。

抵抗３１０およびインダクタンス３１５は、電気分岐３０５上に直列に配置され、抵抗３１０がダイオード３００の分極電流を制限する一方で、インダクタンス３１５は、高周波信号がダイオード３００のデジタル分極信号と相互作用することを防ぐ。

したがって、多様なこれらの回路を並列で使用することによって、主要回路の負荷または波形変動を補償することができる、デジタル駆動信号に応じた可変のリアクタンスを実現することが可能である。

さらなる代替法は図６に例示され、ここでは制御可能なリアクタンス負荷１５５は、バリキャップ・ダイオードに印加される電流の関数である高寄生容量を有する、バリキャップ・タイプのダイオードを用いて実現される。

例えば、制御可能なリアクタンス負荷１５５は、直列に接続された、および特にそれぞれのカソードを一緒に接続することによって接続された、２つのバリキャップ・ダイオード３２０と、制御可能な調整電流をバリキャップ・ダイオード３２０のカソードに印加することができる直流生成器３２５とを備える。

この場合においても、生成器３２５が高周波信号と相互作用することを防ぐために、インダクタンス３３０が、生成器３２５とバリキャップ３２０の２つのカソードの接続点との間に直列で挿入される。

このようにすることで、リアクタンス回路は、バリキャップ・ダイオード３２０のカソードに印加されるＤＣ電流の関数である可変のキャパシタンスを実質的に有する。

受動フィルタ
先に説明されるように、受動フィルタ１５０は、スイッチング回路１２５によって生成された電流波形の決定された高調波を適切に増幅し、その他のものを減衰する目的を有する。これを行うために、受動フィルタ１５０は、好ましくは、直列および並列に置かれ、かつ、負荷１０５を駆動するために出力において所望の信号を生成するのに有用な、基本周波数に対する各高調波の正しいレベルの増幅／減衰を得るように寸法決定された、容量性および誘導性タイプの適切なリアクタンスを有する、複合共振システムである。

これに関連して、受動フィルタ１５０は、例えば図７に例示されるように互いに接続された一連のモジュール１９５（すなわち、少なくとも２つのモジュール）を構成することによって実現される。

各モジュール１９５は、第１の電気分岐２００を備え、この第１の電気分岐２００は、他のモジュール１９５の第１の電気分岐２００と、および電流波形生成器１１０と、例では、インダクタンス１３０とアクティブ・スイッチ１３５との間に含まれる電気ノードと直列に接続される。

各モジュール１９５は、それぞれの第１の電気分岐２００の出力端子に接続され、かつ第１の電気分岐２００を生成器１１５の基準電位１２０、例えばアースと接続することができる第２の電気分岐２０５をさらに備える。

図７に例示される実施形態によると、入力キャパシタンス２１０は、各モジュール１９５の第１の電気分岐２００上に存在し、その後にはキャパシタンス２２０と並列に置かれたインダクタンス２１５を備える並列ＬＣ共振回路が続く。同時に、ＬＣ共振回路は、キャパシタンス２２５に続いてインダクタンス２３０を備えて、各モジュール１９５の第２の電気分岐２０５上に存在する。各モジュール１９５はまた、おそらくは、直列ＬＣ共振回路と並列に置かれたさらなるキャパシタンス２３５を備える。

次のモジュール１９５および／または駆動対象の負荷１０５に接続される各モジュール１９５の出力ノードは、第１の電気分岐２００と第２の電気分岐２０５との間で共通のノード、図４の例では並列共振器と直列共振器との間で共通のノードで構成される。

基本周波数に対していくつかの高調波の増幅およびその他の高調波の減衰という所望の目的を達成するためにすべて適切に寸法決定可能である受動フィルタ１５０を実現するための様々な潜在的回路実装形態およびトポロジが存在することが強調される。

例えば、先に例示されたモジュール１９５は、様々な高調波間の増幅関係に対する制約を満たすのに有用な、および負荷１０５に電力供給するための所望の波形を構築するのに有用な、システムに対する自由度を依然として保証しながら、適切に簡略化される。

図８に例示される実施形態によると、並列ＬＣ共振回路のみが、キャパシタンス２２０と並列に置かれたインダクタンス２１５を備えて、各モジュール１９５の第１の電気分岐２００上に挿入される一方、キャパシタンス２２５のみが、各モジュール１９５の第２の電気分岐２０５上に挿入される。

図９に例示される実施形態によると、インダクタンス２１５のみが、各モジュール１９５の第１の電気分岐２００上に挿入される一方、キャパシタンス２３５は、各モジュール１９５の第２の電気分岐２０５上に、キャパシタンスに続いてインダクタンス２３０を備える直列ＬＣ共振回路２２５と並列に挿入される。

図１０に例示される実施形態によると、インダクタンス２１５のみが、各モジュール１９５の第１の電気分岐２００上に挿入される一方、直列ＬＣ共振回路のみが、キャパシタンス２２５に続いてインダクタンス２３０を備えて、各モジュール１９５の第２の電気分岐２０５上に挿入される。

図１１に例示される実施形態によると、各モジュール１９５の第１の電気分岐２００上にリアクタンス・コンポーネントは挿入されないが、直列ＬＣ共振回路のみが、キャパシタンス２２５に続いてインダクタンス２３０を備えて、各モジュール１９５の第２の電気分岐２０５上に挿入される。

上記の場合すべてにおいて、駆動対象の負荷１０５は、モジュール１９５のいずれか１つの出力ノードに接続される。具体的には、駆動対象の負荷１０５は、所望の駆動信号を構築するために各高調波が他の高調波に対して正しい位相で負荷１０５に到着することを可能にするように選択された、モジュール１９５の出力ノードに接続される。

例えば、電気負荷１０５が、方形波形（入力における波形の基本周波数およびその偶数次高調波を増幅し、等しい高調波を減衰することによって得られる）を用いて駆動されることになる場合、負荷１０５は、有利には、偶数次高調波が自動的に基本周波数とすべて同調するように、第１のモジュール１９５の、すなわち第１のモジュールと第２のモジュールとの間の出力ノードに接続される。

事前に選択されたダイアグラムが何であるにせよ、受動フィルタ１５０は、全体として、駆動回路１００のエネルギー効率を高く維持するために低寄生値を有することがさらに好ましい。この目的のため、例えば、低ＥＳＲ（等価直列抵抗）および低自己放電を伴うセラミック・コンデンサ、ならびに磁性材料（例えば、動作中の高周波または実際に空気中で包絡される高周波に好適なフェライトまたは非強磁性の材料において低損失を有するインダクタを使用することが可能である。これは、動作中の高周波によって特に可能であり、これにより、例えば、ｐＦ、数十ｐＦ、数百ｐＦ、または最大で数ｐＦ程度のキャパシタンス、および数ｎＨから最大で数ｕＨ程度の値を有するインダクタを有する、コンポーネントの小型化が可能になる。

提案された変異形すべては、正しく寸法決定され、かつ調整される場合、駆動回路１００からの負荷１０５のガルバニック分離および負荷に印加されるＤＣ値のシフトレベルを同時に実行する可能性を伴って、高い効率度（理想的には損失なし）および負荷の非常に高い駆動周波数で所望の波形を駆動対象の負荷１０５上に転送することを可能にする。

図１２に例示される代替の実施形態において、受動フィルタ１５０は、例えば伝送線２４０を用いて、分散されたリアクタンス・コンポーネントを使用して実現される。

伝送線２４０は、各高調波を制御して増幅および減衰する目的を達成するために適切に寸法決定された受動フィルタ１５０を得るため、例えば、同軸ケーブル；マイクロストリップ；ツイストペア、四重星、ツインリード、レッヘル線、もしくは単一のケーブル線などの平衡線；または、ループ状のものなど、他のタイプの伝送線、の長さに基づいてもよい。

伝送線２４０は、分散されたキャパシタンスに並列に分散されたインダクタンスを少なくとも備える、実際にはそれ自身がモデル化可能な素子であり、したがって、伝送線の幾何学的および構造的特徴に依存する基本周波数の倍数である無限周波数値に対して共振させることができる。

１つまたは複数の伝送線２４０および潜在的な集中した適応リアクタンス負荷を適切に接続することにより、したがって駆動回路１００を実現するのに有用な所望のフィルタを得ることが可能である。

当然ながら、本分野の当業者は、以下に記載されるような本発明の範囲を逸脱することなく、上記の駆動回路１００および関連する動作方法に対して技術的な応用の性質の変更を行うことが可能である。

高ゲート・キャパシタンスを有するアクティブ・スイッチの駆動問題を解決するために無線周波数（ＲＦ）のフィールドにおいて採用される可能性のある解決策は、ゲート駆動が変圧器または共振回路（例えばクラスＥもしくはＦ、または単純なＬＣ共振回路を用いて実質的に実行される誘導性または共振配線ダイアグラムの使用に存する。このタイプの回路は、適切に寸法決定されれば、寄生現象に起因する損失を除いて、ゲート寄生キャパシタンス内に蓄積されたエネルギーを散逸させずに、各サイクル内でそのエネルギーを再利用することができるという利点を有する。

実際、アクティブ・スイッチ１３５がオンに切り替えられている期間には、インダクタンス１３０はロードし、アクティブ・スイッチ１３５がオフに切り替えられている期間には、インダクタンス１３０は、受動フィルタ１５０上へアンロードする。したがって、インダクタンス１３０は、インダクタンス１３０の寸法の関数であるリップルを伴って、第１の近似においては電流生成器として挙動する。例えば、システムの容積を最小限にする目的で、またはインダクタンス１３０を構成する伝導体の部分を増大させる、したがって寄生損失を減少させ、システムのエネルギー効率を増大させる目的で、インダクタンス１３０の寸法を最小限にして、インダクタンス１３０を共振システム全体の一体部分にすることがどれほど有用であるかが強調される。

具体的には、受動フィルタ１５０は、駆動対象の負荷１０５に、所望の駆動シグナルを構築するのに有用な適切に増幅または減衰された高調波を供給し、理論上の１００％に達することができ、かつ９０％超の真の効率に変換されるエネルギー効率を同時に保証する。

Claims (15)

1. 少なくとも、
   − 電流波形生成器（１１０）と、
   − 入力において該生成器（１１０）に、かつ出力において駆動対象の各電気負荷（１０５）に接続された受動フィルタ（１５０）と、を備え、
   該受動フィルタ（１５０）が、入力において前記電流波形の１つまたは複数の高調波の調節から生じる電流波形を生成するように調整される、１つまたは複数の電気負荷（１０５）を駆動するための回路（１００）。
2. 前記電流波形生成器（１１０）が、
   − 直流生成器（１１５）と、
   − 直流を電流波形に変換することができるスイッチング回路（１２５）と、を備える、請求項１に記載の回路（１００）。
3. 前記スイッチング回路（１２５）が、少なくとも、
   − アクティブ・スイッチ（１３５）と、
   − 該アクティブ・スイッチ（１３５）のオンおよびオフを切り替えることができる電気ドライバ信号を生成するためのドライバ（１４０）と、を備える、請求項２に記載の回路（１００）。
4. 前記スイッチング回路（１２５）が、前記直流生成器（１１５）と前記アクティブ・スイッチ（１３５）との間に直列に接続されたインダクタンス（１３０）を備え、前記受動フィルタ（１５０）が、前記インダクタンス（１３０）と前記アクティブ・スイッチ（１３５）との間に介在される電気ノードと接続された入力端子を有する、請求項３に記載の回路（１００）。
5. 前記スイッチング回路（１２５）が、前記インダクタンス（１３０）と直列に接続され、前記アクティブ・スイッチ（１３５）と並列に接続されたキャパシタンス（１４５）を備える、請求項４に記載の回路（１００）。
6. 前記受動フィルタ（１５０）が、インダクタおよびコンデンサを備える共振反応フィルタである、請求項１から５のいずれか一項に記載の回路（１００）。
7. 前記受動フィルタ（１５０）が、出力において方形／矩形電流波形を提供するように調整される、請求項１から６のいずれか一項に記載の回路（１００）。
8. 前記受動フィルタ（１５０）が複数の電気モジュール（１９５）を備え、電気モジュール（１９５）の各々が、少なくとも、
   − 前記電流波形生成器（１１０）と直列に接続され、他の電気モジュール（１９５）の第１の電気分岐（２００）とも直列に接続された第１の電気分岐（２００）と、
   − 該第１の電気分岐（２００）を基準電位と接続することができる第２の電気分岐（２０５）と、
   − 該第２の電気分岐（２０５）に沿って配置されたキャパシタンス（２２５）と、
   − 前記第１の電気分岐（２００）および前記第２の電気分岐（２０５）に沿って配置されたインダクタンス（２１５、２３０）と、を備える、請求項１から７のいずれか一項に記載の回路（１００）。
9. 前記駆動対象の電気負荷（１０５）が、前記受動フィルタ（１５０）の第１のモジュール（１９５）と第２のモジュール（１９５）との間に配置された電気ノードに接続される、請求項８に記載の回路（１００）。
10. 前記受動フィルタ（１５０）の出力部に直列に接続された制御可能なリアクタンス負荷（１５５）を備える、請求項１から９のいずれか一項に記載の回路（１００）。
11. − 前記受動フィルタ（１５０）の出力部と駆動対象の負荷（１０５）との間に直列に接続された絶縁コンデンサ（１６０）と、
    − 該絶縁コンデンサ（１６０）と前記駆動対象の負荷（１０５）との間に含まれるノードに接続された第２の直流生成器（１７０）と、を備える、請求項１から１０のいずれか一項に記載の回路（１００）。
12. 前記第２の直流生成器（１７０）と前記駆動対象の負荷（１０５）との間に直列に接続されたインダクタンス（１７５）を備える、請求項１１に記載の回路（１００）。
13. 前記電流波形生成器（１１０）の基準電位（１２０）と前記負荷（１０５）の基準電位との間に直列に接続された第２の絶縁コンデンサ（１６５）を備える、請求項１１または１２に記載の回路（１００）。
14. 電力供給対象の前記負荷（１０５）が、アクティブ・スイッチの駆動端子を備える、請求項１から１３のいずれか一項に記載の回路（１００）。
15. − 電流波形を生成するステップと、
    − 該電流波形の高調波のうちの１つまたは複数を調節するように該電流波形をフィルタリングするステップと、
    − フィルタリングされた該電流波形を前記電気負荷（１０５）に適用するステップと、を含む、電気負荷（１０５）を駆動するための方法。
    

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