JP2019507984A - エネルギー・ハーベスティング回路ボード - Google Patents

Abstract

無線エネルギー・ハーベスティング用途において使用される回路ボードを開示する。この回路ボードは、第１平面、及び第１平面に平行な接地平面を具えている。接地平面は略長方形の形状を有し、１．３８λg未満の長さ及び０．９２λg未満の幅を有する。第１平面はアンテナ、給電線、及び整流器を具えている。アンテナはλ0の波長を有するＲＦ信号を受信するように構成されている。給電線は受信したＲＦ信号をフィルタ処理するように構成されている。整流器は受信したＲＦ信号からＤＣ電圧を発生するように構成されている。アンテナ、給電線、及び整流器は第１平面に沿って共線的に配置され、【数１】であり、ここにεeffは、第１平面と接地底面との間の材料の比誘電率である。

Description

本発明は、一般にエネルギー・ハーベスティングの分野に関するものであり、より具体的には、無線エネルギー・ハーベスティング用途において使用されるサイズの小さい回路ボードに関するものである。

電力の無線伝送は、大きな関心を引き付けてきており、２つの大まかなカテゴリ、即ち：無線エネルギー伝達と無線エネルギー・ハーベスティングとに分類することができる。前者は、高いＲＦ（radio frequency：無線周波数）向けに（通常は、電力を専用のＲＦ源から短距離越しに伝達するために）使用されるのに対し、後者は、一般に都市環境内で直面する（例えば、ＷｉＦｉ及び携帯電話ネットワークからの）ずっと低いＲＦ電力密度のハーベスティングに関係する。無線エネルギー・ハーベスティングシステムは、一般に、高効率のＲＦ−ＤＣ（直流）変換を用いて低電力デバイスに給電することによって、こうした自由に得られるＲＦ伝送から利益を得るように設計されている。

エネルギー・ハーベスティング用に得られる電力は一般に非常に低い密度である（１μW/cm²以下であることが多い）ので、小さいサイズを有しつつこうした低電力のハーベスト（収穫）することができる回路を提供することは特に困難である。

特に、アンテナは良好なリターンロス（反射減衰量）を有さなければならず、ＲＦエネルギー・ハーベスティング回路内のエネルギー損失を最小にしなければならず、そして寄生抵抗、寄生容量、及び寄生インダクタンスを最小にしなければならない、というのは、あらゆる寄生抵抗、寄生容量、または寄生インダクタンスが、ハーベストした小さなエネルギーを容易に奪い去り得るからである。

英国特許出願第１５１６２８０．３号明細書

本発明は、無線エネルギー・ハーベスティング用途において使用される回路ボードを提供することを目的とし、この回路ボードは、完全に小さいサイズを実現しつつ、１μW/cm²の低い電力密度レベルを有する環境内でエネルギーをハーベストすることを可能にする高いゲイン及び高い効率を示す。

本発明は、無線エネルギー・ハーベスティング用途において使用される回路ボードを提供する。この回路ボードは、第１平面、及び第１平面に平行な接地平面を具えている。接地平面は略長方形の形状を有し、１．３８λ_gの長さ及び０．９２λ_g未満の幅を有する。第１平面は、アンテナ、給電線、及び整流器を具えている。アンテナは、λ₀の波長を有するＲＦ信号を受信するように構成されている。給電線は、受信したＲＦ信号をフィルタ処理するように構成されている。整流器は、フィルタ処理したＲＦ信号からＤＣ電圧を発生するように構成されている。アンテナ、給電線、及び整流器は、第１平面に沿ってほぼ共線的に（同一直線上に）配置され
であり、ここにε_effは、第１平面と接地底面との間の材料の比誘電率である。

以下、本発明の実施形態を、ほんの一例として、添付した図面を参照しながら説明し、これらの図面では、同様な参照番号は同一または対応する部分を指定する：

本発明の第１実施形態による回路ボードの側面図である。 本発明の第１実施形態による回路ボードの第１平面の平面図である。 本発明の第２実施形態による回路ボードの第１平面の平面図である。 本発明の第２実施形態による回路ボードの第１平面の平面図であり、寸法入りで示す。 本発明の第２実施形態による回路ボードの３Ｄゲインのシミュレーション結果を示す図である。 回路ボードのゲイン及び遠距離場の軸比の逆数のシミュレーションを実行する際に使用する座標軸を示す図である。 図５ａのプロットの代わりの図であり、プロットの陰影付け及びカラースケールを調整して明瞭さに役立てている。 第２実施形態による回路ボードのゲインを示す図であり、ゲインは、ｘ軸から０度でｚ軸から測った角度と共に変化する。 第２実施形態による回路ボードのゲインを示す図であり、ゲインは、ｘ軸から９０度でｚ軸から測った角度と共に変化する。 第２実施形態による回路ボードの遠距離場の軸比の逆数を示す図であり、遠距離場の軸比の逆数は、ｘ軸から０度でｚ軸から測った角度と共に変化する。 第２実施形態による回路ボードの遠距離場の軸比の逆数を示す図であり、遠距離場の軸比の逆数は、ｘ軸から９０度でｚ軸から測った角度と共に変化する。 第２実施形態による回路ボードのゲインを示す図であり、ゲインは、ｘ軸から０度でｚ軸から測った角度と共に変化する。アンテナから第１平面のエッジまでの距離は０．０５８λ_gである。 第２実施形態による回路ボードのゲインを示す図であり、ゲインは、ｘ軸から９０度でｚ軸から測った角度と共に変化する。アンテナから第１平面のエッジまでの距離は０．０５８λ_gである。 第２実施形態による回路ボードの遠距離場の軸比の逆数を示す図であり、遠距離場の軸比の逆数は、ｘ軸から０度でｚ軸から測った角度と共に変化する。アンテナから第１平面のエッジまでの距離は０．０５８λ_gである。 第２実施形態による回路ボードの遠距離場の軸比の逆数を示す図であり、遠距離場の軸比の逆数は、ｘ軸から９０度でｚ軸から測った角度と共に変化する。アンテナから第１平面のエッジまでの距離は０．０５８λ_gである。 第２実施形態による回路ボードのゲインを示す図であり、ゲインは、ｘ軸から０度でｚ軸から測った角度と共に変化する。アンテナから第１平面のエッジまでの距離は０．０２λ_gである。 第２実施形態による回路ボードのゲインを示す図であり、ゲインは、ｘ軸から９０度でｚ軸から測った角度と共に変化する。アンテナから第１平面のエッジまでの距離は０．０２λ_gである。 第２実施形態による回路ボードの遠距離場の軸比の逆数を示す図であり、遠距離場の軸比の逆数は、ｘ軸から０度でｚ軸から測った角度と共に変化する。アンテナから第１平面のエッジまでの距離は０．０２λ_gである。 第２実施形態による回路ボードの遠距離場の軸比の逆数を示す図であり、遠距離場の軸比の逆数は、ｘ軸から９０度でｚ軸から測った角度と共に変化する。アンテナから第１平面のエッジまでの距離は０．０２λ_gである。 第１実施形態による回路ボードのゲインを示す図であり、ゲインは、ｘ軸から０度でｚ軸から測った角度と共に変化する。アンテナから第１平面のエッジまでの距離は０．０９７λ_gである。 第１実施形態による回路ボードの遠距離場の軸比の逆数を示す図であり、遠距離場の軸比の逆数は、ｘ軸から０度でｚ軸から測った角度と共に変化する。アンテナから第１平面のエッジまでの距離は０．０９７λ_gである。

（実施形態の詳細な説明）
（第１実施形態）
本発明の第１実施形態を、図１及び２を参照しながら説明し、これらの図は回路ボード１の構成要素を概略的に示す。

回路ボード１は、第１平面２、及び第１平面２に略平行な接地平面を具えている。

後にさらに説明するように、第１平面２及び接地平面３は、基板４の各面上の層として形成することが好都合であり、基板４は誘電体材料製である

回路ボード１は、波長λ₀を有するＲＦ信号を受信するように構成されている。

マイクロストリップ伝送線内で導波される電磁波の波長λ_gは、同じ信号の空気中の波長λ₀とは異なり、次式による：
ここに、ε_effはマイクロ波伝送線の実効誘電定数であり、簡単のため、本開示における基板４の材料の比誘電率であるものと見なす。しかし、その代わりに、導波される波長は、マイクロストリップの幾何学的形状の関数である次式の実効誘電定数の単位で表現することができる；
ここに、εは基板４の比誘電率、ｈは基板の厚さ、Ｗは基板上に形成された導体トレース（導電線）の幅である。以下では、回路基板１の種々の寸法をmm及びλ_gの両方の単位で表現する。これらの寸法のλ_g単位での表現は、本明細書中の教示を、記載したもの以外の周波数で動作することができる回路ボードの設計に応用することを可能にする。基板４の材料の比誘電率が既知であるものとすれば、本明細書中に記載する構造を有する回路ボード１の種々の構成要素のλ_g単位の寸法は、当業者にとって周知である技術を用いて、高調波がどのように回路ボード１内を伝搬するかの測定値またはシミュレーションから導き出すことができる。

第１平面２及び接地平面３は共に形状が略長方形であり、１．３８λ_g未満の長さｄ１及び０．９２λ_g未満の幅ｄ２を有し、これらの長さ及び幅は、３．５５の比誘電率を有する回路ボード１については、２．４５GHzの受信周波数における９０mm未満の長さｄ１及び６０mm未満の幅ｄ２と等価である。しかし、第１平面２のサイズは一例として挙げるに過ぎず、長さ及び幅がより小さい、回路ボード１の他の寸法を用いることができることは明らかである。

第１平面２は、アンテナ２１、給電線２２、及び整流器２３を具えている。アンテナ２１、給電線２２、及び整流器２３、並びに接地平面３はすべて銅のような導体材料で形成されている。

給電線２２及び整流器２３は、当業者に知られている多数の異なる形態のうちの１つをとることができる。例えば、給電線２２及び整流器２３の各々は、ストリップ線、マイクロストリップ、スロット線、共平面導波路、及び共平面ストリップ線の伝送線、あるいはこれらの種類の伝送線のうちの１つ以上の組合せとすることができる。しかし、本実施形態では、給電線２２及び整流器２３の各々は、第１平面２上に形成されたそれぞれの導体トレースを具えたマイクロストリップ伝送線の形態をとり、すべての伝送線に共通する接地平面３を提供する導電層は基板４の反対側の面上に形成される。

前に説明したように、第１平面２及び接地平面３は基板４の各面上の層として形成することが好都合である。基板４は誘電体材料製であり、第１平面２及び接地平面３を、互いに略平行な間隔をおいた構成の形に保持するための適切な機械的支持を提供する。「平行な」が、第１平面２と接地平面３との間の角度が厳密に０度であることを意味せず、±２．５度までの角度の変動が含まれることは、当業者の理解する所である、というのは、こうした変動は回路基板１の性能を大幅には劣化させないからである。さらに、基板４は不可欠な構成要素ではなく、第１平面２及び接地平面３をそれぞれの平面内に保持するためのあらゆる適切な構造を設けることができることも明らかである。

回路ボード１用に用いることができる材料の一例はロジャース４００３Ｃ（Rogers4003C：登録商標）である。ロジャース４００３Ｃ（登録商標）回路ボード材料を用いることによって、ほぼ０．０２３４λ_gの、第１平面２、基板４、及び接地平面３の合計厚さがもたらされ、３．５５の比誘電率を有する基板４では２．４５GHzにおける１．５２４mmと等価である。この寸法は臨界的ではなく、±１０%の変動を包含することができることは当業者の理解する所である、というのは、こうした変動は回路ボード１の性能を大幅には劣化させないからである。

回路ボード１は、第１平面２上に配置されたあらゆる回路に影響を与え得る比誘電率を呈する。本発明の発明者は、適切な回路ボードは３．５〜３．６の比誘電率を有し、３．５５が好ましいことを見出しており、こうした比誘電率はロジャース４００３Ｃを用いて実現される。もちろん、こうした回路ボード材料の選定は一例として挙げるに過ぎず、他の基板材料（例えばIsola社が製造するIS680-345（登録商標）、これは３．４５の比誘電率を有する、あるいは、RO3000（登録商標）シリーズの高周波ラミネート）を代わりに用いることができることは明らかである。基板材料の比誘電率は２．１７〜１０．２であることが好ましく、本実施形態におけるように３．５５であることがより好ましい。

図２を再び参照すれば、図示する接地平面３は、基板４及び第１平面２と同じサイズを有する。従って、回路ボード１の全体形状は略長方形であり、１．３８λ_g未満の長さｄ１及び０．９２λ_g未満の幅ｄ２を有し、これらの長さ及び幅は、３．５５の比誘電率を有する基板４については、２．４５GHzの受信周波数における９０mm未満の長さｄ１及び６０mm未満の幅ｄ２と等価である。しかし、接地平面３のサイズは一例として挙げるに過ぎず、回路ボード１の長さまたは幅の寸法がより小さい他のサイズを代わりに用いることができることは明らかである。

第１実施形態によれば、アンテナ２１、給電線２２、及び整流器２３は第１平面２に沿ってほぼほぼ同一直線上に配置されている、というのは、このことはエネルギー損失を低減し、寄生抵抗、寄生容量、及び寄生インダクタンスを低減することを、発明者は見出しているからである。このことより、アンテナ２１、給電線２２、及び整流器２３が第１平面２上で一直線をなして形成されることは、当業者の理解する所である。

第１実施形態は、単一帯域（シングルバンド）、共平面のＲＦエネルギー・ハーベスティング装置である。

アンテナ２１は、ＲＦ信号を受信するように構成されている。非限定的な例として、こうしたアンテナ２１は（およそ２．４GHzで動作する）ＷｉＦｉの波長帯内の信号（またはエネルギー）を受信するために使用することができる。特に、図２中のアンテナは、２．４GHz〜２．５GHzの周波数範囲内のＲＦ信号を受信するように構成されている。等価的に、アンテナ２１は、空気中で１２０mm〜１２５mmの波長を有するＲＦ信号を受信するように構成される。最大エネルギーの受信のためには、アンテナ２１は、２．４５GHzの周波数を有するＲＦ信号を受信するように構成されることが好ましく、この周波数は、空気中で１２２．５mmの波長λ₀に相当する。このことは、３．５５の比誘電率を有する基板４内で６５mmの値の等価なλ_gをもたらす。

第１実施形態におけるアンテナ２１はパッチアンテナであり、第１平面上に設けられるが、そのように構成する必要はない。図２に示すように、アンテナ２１は略正方形である。しかし、アンテナ２１の各辺は正確に同じ長さである必要はなく、（３．５５の比誘電率を有する基板４では２．４５GHzにおける±１mmと等価である）１０．０１５４λ_gまでの各辺の変動が包含されることは、当業者の理解する所である、というのは、こうした変動は回路ボード１の性能を大幅に劣化させないからである。

アンテナ２１の各辺が０．４８λ_g〜０．５０λ_g、好適には０．４８８λ_gの長さを有するようにアンテナ２１が構成されている場合に、アンテナ２１が良好な性能を提供することを発明者は見出し、こうした長さは、３．５５の比誘電率を有する基板４では２．４５GHzにおける３１．２mm〜３２．２mm、好適には３１．７mmの長さと等価である。これらの寸法は、２．４５GHzの周波数を有するＲＦ信号の最大エネルギーの受信を呈することが判明している。

ここで給電線２２を見れば、給電線２２はＲＦ信号をフィルタ処理するように構成されている。

給電線２２は、アンテナ２１の入力インピーダンスとほぼ整合する入力インピーダンスを有して、アンテナ２１と給電線２２との接続面における最小のエネルギー損失を保証する。さらに、給電線２２は、整流器２３の出力インピーダンスと整合する出力インピーダンスを有して、これも給電線２２と整流器２３との接続面における最小のエネルギー損失を保証する。従って、受信信号の周波数では、アンテナ２１と整流器２３との良好な整合が実現されて、整流器２３の入力側におけるあらゆる反射を最小にする。従って、給電線２２は、アンテナ２１と整流器２３との間でインピーダンスを整合させるように構成することができる。

本発明の発明者は、エネルギー損失を最小にするために効果的であり得るアンテナ２１及び給電線２２のインピーダンスはほぼ１００Ωであることを見出している。より具体的には、本発明の発明者は、１００Ωのインピーダンスにより驚くべき効果を実現することができることを見出している、というのは、このインピーダンスは、回路ボード１に悪影響を与えることなしに回路ボード１の小型化（ダウンサイジング）を可能にするからである。特に、ほぼ１００Ωのインピーダンスの選択は、アンテナ２１及び整流器２２のサイズの低減を可能にする。例えば、本発明の発明者は、上記インピーダンスがほぼ１００Ωであり、接地平面３の寸法がほぼ１．３２λ_g×０．８３１λ_gであった際に、回路ボード１が必要な機能のすべてを実行することができることを見出しており、上記寸法は、３．５５の比誘電率を有する基板４では２．４５GHzにおける８５．７mm×５４mmと等価であり、およそ代表的な回路ボードのサイズである。さらに、挿入損失の低減が見出されており、挿入損失は、伝送線（例えば給電線２２）上への装置の挿入に起因する電力損失である。

１つの構成では、給電線２２が、整流器２３が発生するＲＦ高調波を反射させて整流器２３に向けて戻すことによる、受信したＲＦ信号のフィルタ処理を実現することができる。このことは有用であり得る、というのは、ハーベストしたエネルギーは非常に低でベルであり、従って、できる限り大量のエネルギーを回路ボード１内に保つことが有益であるからである。従って、給電線２２は、高調波を反射させて整流器に向けて戻し、これによりエネルギーを回路ボード１内に保つように構成され、このエネルギーは、さもなければアンテナ２１によって放射される。高調波は反射されて整流器２３に向かって戻り、これにより、高調波の電力の一部を整流器２３によってＤＣに変換して、整流の効率を改善することができる。

例として、給電線２２は、整流器２３が発生する高調波を反射させるための複数の異なる構造を具えることができる。給電線２２は第１部分２２１及び第２部分２２２を具えることができる。図２に示すように、給電線の第１部分２２１と第２部分２２２とは、異なる幅及び長さを有することができる。高調波の反射は、第１スタブ（枝部）２２１１、第２スタブ２２１２、及び第１インダクタ２２１３を具えた第１部分２２１によって支援することもできる。各スタブは異なる長さを有し、これにより、整流器２３が発生する異なる高調波を反射させることができる。さらに、第２部分２２２はコンデンサファン２２２１を具えて、一次高調波ｆ０がアンテナ２１から整流器２３内へ良好に整合することを保証することに役立つことができる。

給電線２２は、整流器２３が発生する第２及び第３高調波を反射させるように構成することができる。より具体的には、第１スタブ２２１１は第２高調波を反射させるように構成することができ、第２スタブ２２１２は第３高調波を反射させるように構成することができる。もちろん、他の高調波を代わりに、あるいは同時に、任意で反射させることができる。

給電線２２は、英国特許出願第１５１６２８０号明細書（特許文献１）、発明の名称"RF-to-DC conversion"、２０１５年９月１４日出願に記載されているように構成することができ、その全内容を相互参照によって本明細書に含める。

整流器２３は、受信した信号からＤＣ電圧を発生するように構成されている。整流器２３は多数の異なる方法で実現することができる。本発明の発明者は、ダイオード２３１、第２給電線２３２、及びコンデンサ２３３を用いて整流器２３を形成することが特に効果的であることを見出した。

特に、整流器２３は、受信したＲＦ信号を整流し、これによりＤＣ信号を発生する。受信したＲＦ信号の整流に当たり、整流器２３は、高調波のＲＦ信号を整流器２３の入力側及び出力側の両方に発生する。従って、回路ボード１内の総エネルギーは、受信したＲＦ信号自体に加えて、受信したＲＦ信号のＤＣ信号、基本周波数信号、第２高調波信号、第３高調波信号、及びより高次の高調波信号を含む。

しかし、アンテナ２１と整流器２３との良好な整合により、整流器２３が発生する、受信したＲＦ信号の基本周波数の反射波は減衰する。こうした良好な整合は、前述したように給電線２２によって実現される。

本発明の発明者は、第１平面２内に形成して追加的な利点を実現することができる追加的な構成要素も考えた。

特に、第１平面２は、ローパス（低域通過）フィルタ２４をさらに具えることができる。ローパスフィルタ２４は、整流器２３が発生するＤＣ電圧を出力するように構成されている。ローパスフィルタ２４は、第３給電線２４１及び第２インダクタ２４２を具えることができる。

ローパスフィルタ２４の代わりに、あるいはローパスフィルタ２４に加えて、第１平面２は電力管理（パワー・マネジメント）モジュール２５を具えることもできる。電力管理モジュール２５は、整流器２３が発生するＤＣ電圧を保存するように構成され、このＤＣ電圧はローパスフィルタ２４によって出力しておくことができる。エネルギー・ハーベスティングのような状況では、任意の瞬時に収集したエネルギーは極めて低い、というのはエネルギー密度が低いからである。従って、収集したエネルギーを利用するためには、このエネルギーを利用できるようになる前に保存して蓄積しなければならない。こうした機能を提供するための多数の選択肢が存在し、本発明の発明者は、電力管理モジュール２５が、発生したエネルギーを保存して蓄積する１つの有効な方法であることを見出した。

しかし、電力管理モジュール２５の入力インピーダンスは高く、従って、整流器２３が発生する高調波のＲＦエネルギーは失われ得る。このことを防ぐために、ローパスフィルタ２４は、ＲＦ高調波を反射させて整流器２３に向けて戻し、これにより高調波のＲＦエネルギーを回路ボード１内に保つように構成することができる。従って、ローパスフィルタ２４は、整流器２３が発生するＤＣ電圧のみを実質的に出力するように構成されている。

このことを実現するために、ローパスフィルタ２４は第３給電線２４１及び第２インダクタ２４２を具えることができる。第２インダクタ２４２は、ＤＣエネルギーが流れることは可能にするがＲＦエネルギーの流れは阻止して、ＲＦエネルギーを反射させて整流器２３に向け戻す点で「ローパス」機能を実行するように構成されている。高調波は整流器２３に向かって戻るように反射され、これにより、高調波の電力の一部を整流器２３によってＤＣに変換して、整流の効率を改善することができる。

本発明の発明者は、電力管理モジュール２５の位置決めが重要であることを見出した。特に、発明者は、電力管理モジュール２５が、アンテナ２１、給電線２２、または整流器２３のあらゆる部分から、上記誘電体の厚さの４倍以上遠くに離れるような電力管理モジュール２５の位置決めが、寄生効果を１％未満まで最小化することを見出した。上記誘電体の厚さは、第１平面２と接地平面３との間の距離である。従って、第１実施形態では、図２に示して前述したように、寄生効果を最小にするためには、電力管理モジュール２５は、アンテナ２１、給電線２２、または整流器２３のあらゆる部分から０．０９４λ_gよりも大きい距離の所に位置決めするべきであることを、本発明の発明者は見出した。この値は、３．５５の比誘電率を有する基板４では２．４５GHzにおける６．１mmと等価である。

本発明の発明者は、電力管理モジュール２５に加えて、第１平面２が負荷２６を具えることができることも見出した。負荷２６は電力管理モジュールによって駆動するように構成することができる。負荷２６は異なる方法で実現することができ、例えば、抵抗器は代表的な負荷２６であり、ハーベストしたＲＦエネルギーを利用して負荷２６を通る電流を流す。

（第２実施形態）
図３は、本発明の第２実施形態を示す。第２実施形態は、第１実施形態のアンテナとは異なる種類のアンテナ２１'を有するが、他のすべての構成要素及びそれらの機能は同じである。

特に、アンテナ２１'は、回路ボード１上のその形成が異なる。第２実施形態のアンテナ２１'は略正方形であり、（図２に示すように）対角線上に対向する２つの角が切り取られ、正方形の隣接する辺５３どうしは直線で接続されている。接続する直線５４どうしはほぼ同じ角度に設けられ、これにより直線５４どうしは略平行になる。

発明者は、接続する直線５４毎の最適な長さは０．０６３λ_g〜０．０７８λ_gであり、０．０７λ_gが好ましいことを見出した。この値は、３．５５の比誘電率を有する基板４では２．４５GHzにおける４．１mm〜５．１mm、好適には４．６mmと等価である。

この説明より、平面形状では、アンテナ２１'は６つの辺を有し、４辺はほぼ同じ長さを有し、他の２辺は異なる長さを有することは、当業者の理解する所である。換言すれば、アンテナ２１'は、第１実施形態の略正方形のアンテナ２１のように見えるが、アンテナ２１の対角線上に対向する２つの角５２を切り取った三角形の角部分を有する。即ち、第１実施形態の０．４８８λ_g×０．４８８λ_gの正方形のアンテナ２１を修正して、対角線上に対向する２つの角５２から二等辺三角形を切り取っている。このことは、３．５５の比誘電率を有する基板４では２．４５GHzにおける３１．７mm×３１．７mm四方のアンテナ２１と等価である。各三角形は０．０５λ_gの基線長を有し、これにより、接続する直線５４の各々は０．０７λ_gの長さを有する。このことは、３．５５の比誘電率を有する基板４では、２．４５GHzにおいて、３．２５mmの基線長を有する三角形と等価であり、従って、接続する直線５４の各々は４．６mmの長さを有する。

第２実施形態のアンテナ２１'は、円偏波のＲＦ信号を捕捉する有利な効果を有し、このことは、回路ボード１の配向にかかわらず最大量のＲＦエネルギーがハーベストされることを保証する。

本発明の発明者は、アンテナ２１'のゲインは（無指向性（等方性）アンテナに比べて）５dBiよりも大きく、遠距離場の軸比の逆数は２dB未満である（０dBが円偏波の電界にとって理想的である）。

本発明の発明者は、図３に示す回路ボード１を構成する際に考慮すべき多数の寸法も調べた。図４は、第１平面２上で給電線２２及び整流器２３用に用いられる種々のマイクロストリップの好適な寸法を提供する。

当業者が理解するように、図４に示す寸法は正確である必要はなく、回路ボード１の性能に悪影響を与えることなしに、ある範囲の値を用いることができる。これらの寸法はλ_g単位で表すが、３．５５の比誘電率を有する基板４では、２．４５GHzにおけるmm単位の等価な寸法も括弧内に提供する。

第１に、接地平面３は１．３２λ_g（８５．７mm）の長さ及び０．８３１λ_g（５４mm）の幅を有することができる。これはおよそクレジットカードのサイズである。前に説明したように、回路ボード１自体は、接地平面３と同じ寸法を有することができ、あるいは大きなサイズを有することができ、回路ボード１は接地平面３と同じサイズを有することが好ましい。

給電線２２に関しては、この給電線は、共線的に配置された第１部分２２１及び第２部分２２２を具えている。第１部分は、０．３０８λ_g（２０．０３mm）の長さ及び０．０１１λ_g（０．７mm）の幅にすることができる。第２部分は、０．１９３λ_g（１２．５２mm）の長さ及び０．０２８λ_g（１．８mm）の幅にすることができる。

第１部分２２１は、第１スタブ２２１１、第２スタブ２２１２、及び第１インダクタ２２１３を具えている。第１スタブ２２１１は、０．１５７λ_g（１０．２２mm）の長さ及び０．０１１５λ_g（０．７５mm）の幅を有することができる。第１スタブ２２１１は、給電線の第２部分２２２から０．０１７λ_g（１．１１mm）の所に位置決めすることができる。第２スタブ２２１２は、０．１０５λ_g（６．８４mm）の長さ及び０．０１１５λ_g（０．７５mm）の幅を有することができる。第２スタブ２２１２は、第１スタブ２２１１から０．０９１λ_g（５．９２mm）の所に位置決めすることができる。第１インダクタ２２１３は、一方の端を給電線の第１部分２２１に接続され、その他方の端は接地に接続されている。第１インダクタ２２１３は１０μHの値を有することができる。第１インダクタ２２１３は、整流器２３の入力側のＤＣエネルギー用の、接地経由の戻り経路を提供し、これによりＤＣループを形成して、ＤＣエネルギーを整流器２３の出力側で利用可能にする。特に、第１インダクタ２２１３は、ＤＣエネルギーが流れることは可能にするがＲＦエネルギーの流れは阻止する点で「ローパス」機能を実行する。第１インダクタ２２１３は、アンテナ２１と給電線の第１部分２２１とが合する点から０．１６２λ_g（１０．５mm）の所に配置することができる。

第２部分２２２は、コンデンサファン２２２１をさらに具えている。コンデンサファン２２２１は、０．１３３λ_g（８．６４mm）の半径、及び０．１６１λ_g（１０．４６mm）の翼弦（コード）長を有することができる。これらの寸法は、ほぼ７４．５度の内側円弧角に等しく、内側円弧角はコンデンサファン２２２１の２つの壁面間の角度である。

整流器２３は、ダイオード２３１、第２給電線２３２、及びコンデンサ２３３を具えている。第２給電線２３２は、０．１３６３λ_g（８．８６mm）〜０．１３６９λ_g（８．９０mm）の長さ、及び０．０２６λg（１．７mm）〜０．０２９λ_g（１．９mm）の幅を有することができる。第２給電線２３２は、０．１３６６λg（８．８８mm）の長さ及び０．０２８λg（１．８mm）の幅を有することができる。コンデンサ２３３は１０pFの値を有することができる。コンデンサ２３３は、第１高調波ｆ０が次の段階と十分に整合することを保証することに役立つ。

任意のローパスフィルタ２４は、第３給電線２４１及び第２インダクタ２４２を具えている。第２インダクタ２４２は１０μHの値を有する。第３給電線２４１は、０．０４５λ_g（２．９mm）〜０．０４８λ_g（３．１mm）の長さ、及び０，００３１λ_g（０．２mm）〜０．０６２λ_g（０．４mm）の幅を有することができる。第３給電線２４１は、０．０４６λ_g（３mm）の長さ及び０．００４６λ_g（０．３mm）の幅を有することができる。

本発明の発明者は、第２実施形態による回路ボードから予期されるゲインをモデル化した。図５ａは、第２実施形態のアンテナ２１'が呈する３Ｄゲインを示す。このアンテナのゲインは、ピーク放射の向きに受けた電力の量を、無指向性の放射源の電力に対して記述する。

図５ｂは、モデル化中に使用した座標軸を示す。これらの座標軸は、ｘ軸が第１平面２内に存在して（図２に示す）幅の次元ｄ２と同じ方向に延びるのに対し、ｙ軸は第１平面２内に存在して（図２に示す）長さの次元ｄ１と同じ方向に延びるように配置されている。ｚ軸は第１平面２に直交するようの延びる。それに加えて、２つの角度を定義する。角度phi（ファイ）は、ｘ軸からｙ軸に向かって反時計回りに測った角度である。角度theta（シータ）は、ｚ軸からｘ軸に向かって反時計回りに測った角度である。

図６ａは、thetaが変化する際のアンテナゲインを示す。図６ａは０度のphiについてモデル化している。

同様に、図６ｂはthetaが変化する際のアンテナゲインを示すが、phiは９０度の値を有する。

図６ａ及び６ｂの両方より、本発明の発明者は、２．５４GHzの周波数で５．４dBを超えるゲインを達成することができることを見出した。

図７ａは、遠距離場の軸比の逆数がthetaと共に変化する様子を示す。このシミュレーションでは、phiを０度に固定した。アンテナについては、遠距離場の軸比の逆数は、受けた電界の直交する成分どうしの比率である。受けた円偏波電界についての、遠距離場の軸比の逆数の理想的な値は０dBである。第２実施形態の回路ボード１について、図７ａは、０のthetaの値及び０度のphiの値に対して１．８６dBの遠距離場の軸比の逆数を示している。

図７ｂに、遠距離場の軸比の逆数がthetaと共に変化する様子を示す。このシミュレーションでは、phiを９０度に固定した。遠距離場の軸比の逆数は、０度のthetaに対して１．８６dBであることが判明した。

図７ａ及び７ｂの両方より、本発明の発明者は、２．４５GHzの周波数で平均１．８６dBの遠距離場の軸比の逆数を達成することができることを見出した。

本発明の発明者は、（図３に示す）アンテナ２１'のエッジと、その最寄りの第１平面２のエッジとの間の距離ｄ３も検討した。発明者は、０．０９７λ_gの最適な距離ｄ３が、遠距離場の軸比の逆数にほとんど悪影響を与えずに、アンテナ２１'の最大ゲインを保証したことを見出した。実際に、図５ａ、６ａ、６ｂ、７ａ、及び７ｂのすべてについて、第１平面２のエッジとアンテナ２１'との間の距離ｄ３を０．０９７λ_gにしてシミュレーションを実行し、この値は３．５５の比誘電率を有する基板４での２．４５GHzにおける６．３mmと等価である。

この結果を確かめるために、本発明の発明者は、第２実施形態による回路ボード１について同じシミュレーションを実行したが、アンテナ２１'のエッジとそれに最寄りの第１平面２のエッジとの間の距離ｄ３を変化させた。

図８ａ及び８ｂに、アンテナ２１'とその最寄りの第１平面２のエッジとの間の距離ｄ３を０．０５８λ_gにしたシミュレーションについて、phiがそれぞれ０度及び９０度である際に、ゲインがthetaと共に変化する様子を示し、この値は、３．５５の比誘電率を有する基板４での２．４５GHzにおける３．８mmと等価である。

図からわかるように、ゲインは図６ａ及び６ｂに示すシミュレーションに比べて低下している。ゲインは５．０５dBの平均値に降下している。

図９ａ及び９ｂに、アンテナ２１'と、その最寄りの第１平面２のエッジとの間の距離ｄ３を０．０５８λ_gにしたシミュレーションについて、phiがそれぞれ０度及び９０度である際に、遠距離場の軸比の逆数がthetaと共に変化する様子を示し、この値は、３．５５の比誘電率を有する基板４では２．４５GHzにおける３．８mmと等価である。図からわかるように、遠距離場の軸比の逆数は図７ａ及び７ｂに示すシミュレーションに比べて低下している。遠距離場の軸比の逆数は１．７６dBの平均値に降下している。

図１０ａ及び１０ｂに、アンテナ２１'と、その最寄りの第１平面２のエッジとの間の距離ｄ３を０．０２λ_gにしたシミュレーションについて、phiがそれぞれ０度及び９０度である際に、ゲインがthetaと共に変化する様子を示し、この値は、３．５５の比誘電率を有する基板４では２．４５GHzにおける１．３mmと等価である。図からわかるように、ゲインは図６ａ、６ｂ、８ａ及び８ｂに示すシミュレーションに比べて低下している。ゲインは４．７５dBの平均値に降下している。

図１１ａ及び１１ｂに、アンテナ２１'と、その最寄りの第１平面２のエッジとの間の距離ｄ３を０．０２λ_gにしたシミュレーションについて、phiがそれぞれ０度及び９０度である際に、遠距離場の軸比の逆数がthetaと共に変化する様子を示し、この値は、３．５５の比誘電率を有する基板４での２．４５GHzにおける１．３mmと等価である。図からわかるように、遠距離場の軸比の逆数は、図７ａ、７ｂ、９ａ、及び９ｂに示すシミュレーションに比べて上昇している。遠距離場の軸比の逆数は２．４dBの平均値まで上昇している。

要約すれば、次の表が結果を詳述する：

追加的な比較のために、本発明の発明者は、本発明の第１実施形態のシミュレーションを実行し、これにより第１実施形態と第２実施形態との比較をすることができた。第１実施形態のシミュレーションでは、０．０９７λ_gの距離ｄ３によれば、２．４５GHz及び０度のthetaの値では、２．８dBの平均ゲイン、及び１３０の遠距離場の軸比の逆数が達成されたことを発明者は見出し、距離ｄ３は、第１平面２の（アンテナ２１に）最寄りのエッジからアンテナ２１までの距離であり、３．５５の比誘電率を有する基板４での２．４５GHzにおける６．３mmと等価である。

より具体的には、図１２ａに、第１実施形態のシミュレーションについて、phiを０度にした際に、ゲインがthetaと共に変化する様子を示す。このシミュレーションでは、アンテナ２１と、その最寄りの第１平面２のエッジとの間の距離を０．０９７λ_gにし、この値は、３．５５の比誘電率を有する基板４では２．５４GHzにおける６．３mmと等価である。図からわかるように、ゲインは、２．８dBの平均値を有する第２実施形態に比べて低下している。

図１２ｂに、第１実施形態のシミュレーションについて、phiを０度にした際に、遠距離場の軸比の逆数がthetaと共に変化する様子を示す。このシミュレーションでは、アンテナ２１と、その最寄りの第１平面２のエッジとの間の距離を０．０９７λ_gにし、この値は、３．５５の比誘電率を有する基板４では２．４５GHzにおける６．３mmと等価である。図からわかるように、遠距離場の軸比の逆数は、１３０の平均値を有する第２実施形態についてのシミュレーションに比べて低下しており、従って直線的な挙動を示し、円偏波は存在しない。

変更及び変形例
上述した実施形態に多数の変更及び変形を加えることができる。例えば、上述した実施形態では、アンテナ２１、２１'及び給電線２２がほぼ１００Ωのインピーダンスを有していた。しかし、標準的な５０Ωのような他のインピーダンスを用いた際にも、許容可能な結果を実現することができる。

他の例では、第１インダクタ２２１３を接地平面への接続に置き換えることができ、この接続は「ビア（貫通孔）」によって形成することが好ましい。

さらに、本発明の発明者は、アンテナ２１、２１'、給電線２２、及び整流器２３を第１平面２の中心線５１に沿って共線的に配置することによって、エネルギー損失、及び寄生抵抗、寄生容量、及び寄生インダクタンスをさらに低減することができることを見出した。図２に、第１平面２の最長の寸法ｄ１に沿って延びる中心線５１を示す。アンテナ２１、２１'、給電線２２、及び整流器２３を第１平面１の中心線５１に沿って共線的に配置することによって、回路ボード１の全体のサイズを小さく保ちつつ、損失及び寄生効果を低減することができることを、発明者は見出した。整流器２３が中心から外れているものとすれば、給電線２２をより長くする必要があり、場合によっては屈曲を伴い、従ってより大きな損失及び寄生効果があることを、発明者は見出した。しかし、本発明の発明者は、アンテナ２１、２１'、給電線２２、及び整流器２３を中心線５１に正確に沿って配置して、第１平面２のエッジと、アンテナ２１、２１'、給電線２２、または整流器２３上のあらゆる部分の中心との間の距離が、正確に第１平面２の中央にあるようにする必要はないことも見出した。その代わりに、本発明の発明者は、回路ボード１の性能を大幅に劣化させることなしに、０．０７７λ_g（３．５５の比誘電率を有する基板４では２．４５GHzにおける５mmと等価）までの変化をいずれの向きにも加えることができることを見出した。従って、「第１平面の中心線に沿って」という表現はこうした変化を包含するものと考えるべきである。

以上の、本発明の実施形態の記述は、例示及び説明目的で提示している。網羅的であること、あるいは本発明を開示した形態そのものに限定することは意図していない。本発明の精神及び範囲から逸脱することなしに、変更及び変形を加えることができる。

Claims (26)

1. 無線エネルギー・ハーベスティング用途において使用される回路ボードであって、
   第１平面と、
   前記第１平面に平行な接地平面とを具え、
   前記接地平面は、１．３８λ_g未満の長さ及び０．９２λ_g未満の幅を有する略長方形の形状を有し、
   前記第１平面は、
   λ₀の波長を有するＲＦ信号を受信するように構成されたアンテナと、
   前記受信したＲＦ信号をフィルタ処理するように構成された給電線と、
   前記フィルタ処理したＲＦ信号からＤＣ電圧を発生するように構成された整流器とを具え、
   前記アンテナ、前記給電線、及び前記整流器は、前記第１平面に沿ってほぼ共線的に配置され、
   であり、ここにε_effは前記第１平面と前記接地平面との間の材料の比誘電率である、回路ボード。
2. 前記第１平面が、前記整流器が発生した前記ＤＣ電圧を出力するように構成されたローパスフィルタをさらに具えている、請求項１に記載の回路ボード。
3. 前記第１平面が、前記ＤＣ電圧を保存するように構成された電力管理モジュールをさらに具えている、請求項１または請求項２に記載の回路ボード。
4. 前記電力管理モジュールが、前記第１平面上に、前記アンテナ、前記給電線、または前記整流器の任意の部分から、前記第１平面と前記接地平面との間の距離の４倍よりも大きい距離をおいて配置されている、請求項３に記載の回路ボード。
5. 前記電力管理モジュールが、前記アンテナ、前記給電線、または前記整流器の任意の部分から０．０９４λ_gよりも大きい距離をおいて配置されている、請求項４に記載の回路ボード。
6. 前記第１平面が、
   前記電力管理モジュールによって駆動されるように構成された負荷をさらに具えている、請求項３〜５のいずれかに記載の回路ボード。
7. 前記アンテナが、１２０mm〜１２５mmの波長λ₀を有するＲＦ信号を受信するように構成されている、請求項１〜６のいずれかに記載の回路ボード。
8. 前記アンテナが、１２２．５mmの波長λ₀を有するＲＦ信号を受信するように構成されている、請求項７に記載の回路ボード。
9. 前記回路ボードが２．１７〜１０．２の比誘電率を有する、請求項１〜８のいずれかに記載の回路ボード。
10. 前記回路ボードの材料がロジャース４００３Ｃ（登録商標）であり、３．５５の比誘電率を有する、請求項１〜９のいずれかに記載の回路ボード。
11. 前記アンテナがパッチアンテナである、請求項１〜１０のいずれかに記載の回路ボード。
12. 前記アンテナが略正方形である、請求項１１に記載の回路ボード。
13. 前記アンテナの各辺が０．４８λ_g〜０．５０λ_gの長さを有する、請求項１２に記載の回路ボード。
14. 前記アンテナの各辺が０．４８８λ_gを有する、請求項１３に記載の回路ボード。
15. 前記アンテナが略正方形であり、該正方形の対角線上に対向する２つの角が切り取られ、該正方形の隣接する辺どうしが直線で接続され、該接続する直線どうしはほぼ同じ角度に設けられ、該接続する直線の長さは０．０６３λ_g〜０．０７８λ_gである、請求項１１に記載の回路ボード。
16. 前記接続する直線の各々が０．０７λ_gの長さを有する、請求項１５に記載の回路ボード。
17. 前記給電線が、前記整流器が発生したＲＦ高調波を反射させて当該整流器に向けて戻すことによって、前記ＲＦ信号をフィルタ処理するように構成されている、請求項１〜１６のいずれかに記載の回路ボード。
18. 前記アンテナ及び前記給電線の各々が、ほぼ１００Ωのインピーダンスを有する、請求項１〜１７のいずれかに記載の回路ボード。
19. 前記整流器が、ダイオード、第２給電線、及びコンデンサを具えている、請求項１〜１８のいずれかに記載の回路ボード。
20. 前記第２給電線が、０．１３６３λ_g〜０．１３６９λ_gの長さ、及び０．０２６λ_g〜０．０２９λ_gの幅を有する、請求項１９に記載の回路ボード。
21. 前記第２給電線が、０．１３６６λ_gの長さ及び０．０２８λ_gの幅を有する、請求項２０に記載の回路ボード。
22. 前記ローパスフィルタが、前記整流器が発生したＲＦ高調波を反射させて当該整流器に向けて戻すようにさらに構成されている、請求項２〜２１のいずれかに記載の回路ボード。
23. 前記ローパスフィルタが第３給電線及びインダクタを具えている、請求項２２に記載の回路ボード。
24. 前記第３給電線が、０．０４５λ_g〜０．０４８λ_gの長さ、及び０．００３１λ_g〜０．００６２λ_gの幅を有する、請求項２３に記載の回路ボード。
25. 前記第３給電線が０．０４６λ_gの長さ及び０．００４６λ_gの幅を有する、請求項２４に記載の回路ボード。
26. 前記アンテナ、前記給電線、及び前記整流器が、前記第１平面の中心線に沿ってほぼ共線的に配置されている、請求項１〜２５のいずれかに記載の回路ボード。