JP2019187178A - モータ制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】永久磁石同期モータのモータインダクタンスを精度よく同定し、動作応答性の低下や脱調等の動作不具合の発生を防止することができるモータ制御装置を実現する。【解決手段】モータロータを所定位置に停止させた状態で、インバータ制御部１１０のスイッチング素子に通電して永久磁石同期モータ１０１に流れる第１の出力電流ベクトルと、前記第１の出力電流ベクトルと逆方向となるようにインバータ制御部１１０のスイッチング素子に通電して永久磁石同期モータ１０１に流れる第２の出力電流ベクトルとからモータインダクタンスを同定するインダクタンス同定手段１０９は、前記モータロータを所定位置に停止させた後、モータインダクタンスを同定する前に、前記モータロータを所定位置に停止させるために流している電機子電流を、所定の関数により、漸次減少させてゼロにする。【選択図】図１

Description

本発明は永久磁石同期モータのモータ制御装置に関し、特にモータ定数の自動計測技術に関する。

永久磁石同期モータは、ベクトル制御することによって、制御性能の向上および運転時の電力損失を低減させることができる。ベクトル制御におけるｄｑ軸電流およびｄｑ軸電圧の関係を表す電圧方程式は、永久磁石同期モータの電機子巻線抵抗、インダクタンスおよび誘起電圧定数によって構成されている。近年、位置センサを用いずに、ｄｑ軸電流およびｄｑ軸電圧を用いて電機子の位置および速度推定を行うセンサレス方式が多く採用されている。この方式においては、電圧方程式に基づいて電機子の位置および速度推定が行われるため、モータ定数の誤差が、永久磁石同期モータの動作の応答性の低下や脱調の顕著な原因となる。

従来のモータ制御においては、モータ定数としてある一定の仕様値を用いるため、実際のモータ定数と誤差を生じることがある。これを解決する方法の一つとして、永久磁石同期モータの停止時に、モータ定数を同定し、同定結果を電圧方程式に反映する技術が提案されている。

この種の永久磁石同期モータ定数を自動計測する代表的な技術は、永久磁石同期モータの電機子巻線抵抗、ｄ軸インダクタンス、ｑ軸インダクタンスおよび誘起電圧定数を停止中または運転中に自動計測するものである(例えば、特許文献１参照)。

また、永久磁石同期モータ定数のｄ軸インダクタンス自動計測方法の一つとして、ｄ軸電流に同定用の矩形波電流を重畳し、微小時間あたりの電流振幅の差分を利用して、ｄ軸インダクタンスを同定する方法が開示されている(例えば、非特許文献１参照)。

特開２００８−１８２８８１号公報

森本茂雄他 著「パラメータ同定機能を持つ永久磁石同期モータの位置・速度センサレス制御システム」、電学論Ｄ、１２６、６、ｐｐ．７４８−７５５（２００６−６）

しかしながら、非特許文献１に記載された技術は、モータ停止時のインダクタンス計測時に同定用電流信号に矩形波電流を用いる方法である。この方法によれば、過渡変化前後で同期して電流サンプルが採取されると、インダクタンス演算式で用いられる電流差分値が小さくなるため、同定誤差が増加するという課題があった。そのため、非特許文献１に記載された技術においては、過渡変化前後で電流サンプリングの間引きを行うことによって、上記課題に対する対策を行っている。

前記従来の課題を解決するために、本発明のモータ制御装置は、上アームに３石および
下アームに３石のスイッチング素子を有し３相の永久磁石同期モータを駆動するインバータ制御部を備え、前記永久磁石同期モータのモータロータを所定位置に停止させた状態で、前記永久磁石同期モータの３相のうち２相を通電し、残りの１相を開放するインダクタンス同定手段を有し、前記インダクタンス同定手段は、前記上アームのスイッチング素子のうち１石を選択するとともに、前記上アームで選択されなかった２石のスイッチング素子に接続された下アームのスイッチング素子のうちいずれか１石を選択して通電することにより、前記永久磁石同期モータに流れる第１の出力電流ベクトルから第１のモータインダクタンスを同定し、また、前記第１の出力電流ベクトルと逆方向となるように、前記上アームおよび前記下アームからスイッチング素子を１石ずつ選択して通電することにより、前記永久磁石同期モータに流れる第２の出力電流ベクトルから第２のモータインダクタンスを同定し、前記第１のモータインダクタンスおよび前記第２のモータインダクタンスの平均値を算出することにより、前記永久磁石同期モータのモータインダクタンスを同定するインダクタンス同定手段を有し、前記インダクタンス同定手段は、前記永久磁石同期モータのモータロータを所定位置に停止させた後、永久磁石同期モータのモータインダクタンスを同定する前に、前記永久磁石同期モータのモータロータを所定位置に停止させるために流している電機子電流を、所定の関数により、漸次減少させてゼロにするように構成される。

これによって、モータインダクタンスを精度良く算出し、演算誤差を小さくすることができ、永久磁石同期モータの動作応答性の低下や脱調等の動作不具合の発生を防止することができる。

本発明のモータ制御装置は、永久磁石同期モータのモータロータの停止時において、同定用信号を重畳するインバータ制御において、過渡変化中の出力電流ベクトルを検出することによって、同定演算式である電圧方程式のパラメータ誤差を低減でき、モータインダクタンスを精度よく同定することができ、永久磁石同期モータの動作応答性の低下や脱調等の動作不具合の発生を防止することができる。

本発明の実施の形態１におけるモータ制御装置の構成図 本発明の実施の形態１におけるモータ制御装置のインバータ制御部の詳細構成図 本発明の実施の形態１におけるモータ制御装置のｄ軸インダクタンス同定時のＵＶＷ座標と永久磁石の位置およびｄｑ座標との関係を示す図 本発明の実施の形態１におけるモータ制御装置の１次遅れ系モータモデルの電流制御系ブロック図 本発明の実施の形態１におけるモータ制御装置の直流電流指令に対する検出電流の応答を示す図 本発明の実施の形態１におけるモータ制御装置の整式関数に基づく直流電流指令漸減に対する検出電流の応答を示す図 本発明の実施の形態１におけるモータ制御装置の指数関数に基づく直流電流指令漸減に対する検出電流の応答を示す図 本発明の実施の形態１におけるモータ制御装置のｑ軸インダクタンス同定時のＵＶＷ座標と永久磁石の位置およびｄｑ座標との関係を示す図

第１の発明は、回転子に永久磁石を有する永久磁石同期モータの電機子電流を検出する電流検出部と、前記電流検出部から出力される相電流を用いて前記永久磁石同期モータの回転速度および出力トルクを所定値に制御するベクトル制御部と、上アームに３石および
下アームに３石のスイッチング素子を有し３相の前記永久磁石同期モータを駆動するインバータ制御部とを備えたモータ制御装置において、前記ベクトル制御部は、前記電機子電流の電流制御により前記永久磁石同期モータのモータロータを所定位置に停止させた状態で、前記上アームのスイッチング素子のうち１石または２石を選択するとともに、前記上アームで選択されなかったスイッチング素子に接続された下アームのスイッチング素子のうち少なくとも１石を選択して通電することにより、前記永久磁石同期モータに流れる第１の出力電流ベクトルから前記永久磁石同期モータの第１のモータインダクタンスを同定し、また、前記第１の出力電流ベクトルと逆方向となるように、前記上アームおよび前記下アームからスイッチング素子を選択して通電することにより、前記永久磁石同期モータに流れる第２の出力電流ベクトルから前記永久磁石同期モータの第２のモータインダクタンスを同定し、前記第１のモータインダクタンスおよび前記第２のモータインダクタンスの平均値を算出することにより、前記永久磁石同期モータのモータインダクタンスを同定するインダクタンス同定手段を有し、前記インダクタンス同定手段は、前記永久磁石同期モータのモータロータを所定位置に停止させた後、前記永久磁石同期モータのモータインダクタンスを同定する前に、前記永久磁石同期モータのモータロータを所定位置に停止させるために流している電機子電流を、所定の関数により、漸次減少させてゼロにするように構成されるモータ制御装置である。この構成により、永久磁石同期モータのモータインダクタンスを高精度に同定することができ、永久磁石同期モータの動作応答性の低下や脱調等の動作不具合の発生を防止することができる。

第２の発明は、特に、第１の発明のモータ制御装置において、前記インダクタンス同定手段は、前記電機子電流を漸次減少させる前記所定の関数が、整式関数、指数関数、対数関数のいずれかの１つであるように構成される。この構成により、検出電流の時間遅れやオーバーシュートによる演算誤差を極小化するとともに、検出電流の脈動によるモータロータの位置決め位置のずれを抑制し、永久磁石同期モータのモータインダクタンスを高精度に同定することができる。

第３の発明は、特に、第１または第２の発明のモータ制御装置において、前記インダクタンス同定手段は、前記インバータ制御部の第１の出力電流ベクトルを前記モータロータの磁束に平行な電流成分となるように制御することにより、前記永久磁石同期モータの第１のｄ軸インダクタンスを同定し、また、前記インバータ制御部の第２の出力電流ベクトルを前記第１の出力電流ベクトルと逆方向となるように制御することにより、前記永久磁石同期モータの第２のｄ軸インダクタンスを同定し、前記第１のｄ軸インダクタンスおよび前記第２のｄ軸インダクタンスの平均値を算出することにより、前記永久磁石同期モータのｄ軸インダクタンスを同定するように構成される。この構成により、永久磁石同期モータのｄ軸インダクタンスを高精度に同定することができる。

第４の発明は、特に、第１から第３のいずれかの発明のモータ制御装置において、前記インダクタンス同定手段は、前記モータロータを停止させた所定位置からいずれかのモータ回転方向に電気角９０度回転移動させ、前記インバータ制御部の第１の出力電流ベクトルを前記モータロータの磁束と直交する電流成分となるように制御することにより、前記永久磁石同期モータの第１のｑ軸インダクタンスを同定し、また、前記インバータ制御部の第２の出力電流ベクトルを前記第１の出力電流ベクトルと逆方向となるように制御することにより、前記永久磁石同期モータの第２のｑ軸インダクタンスを同定し、前記第１のｑ軸インダクタンスおよび前記第２のｑ軸インダクタンスの平均値を算出することにより、前記永久磁石同期モータのｑ軸インダクタンスを同定するように構成される。この構成により、永久磁石同期モータのｑ軸インダクタンスを高精度に同定することができる。

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、この実施の形態によって本発明が限定されるものではない。

（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１におけるモータ制御装置の構成図である。図１に示されるように、モータ制御装置は、永久磁石同期モータ１０１をインバータ駆動するインバータ制御部１１０と、永久磁石同期モータ１０１の三相巻線に流れる電機子電流を検出する３個の電流センサ１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃ（電流検出部）と、三相二相変換手段１０３、モータロータ位置・速度推定手段１０４、二相三相変換手段１０８、電流制御手段１０７、速度制御手段１０６、インダクタンス同定手段１０９からなり、永久磁石同期モータ１０１の回転速度および出力トルクを制御するベクトル制御部（１０３〜１０９）とを備えている。

図２は、本発明の実施の形態１におけるモータ制御装置のインバータ制御部１１０の詳細構成図である。図２に示されるように、インバータ制御部１１０は、還流ダイオード１２１〜１２６が並列に備えられたＩＧＢＴのようなスイッチング素子１１１〜１１６により構成される上アーム側のスイッチング素子と下アーム側のスイッチング素子による直列回路を３相分有している。インバータ制御部１１０は、上記３相分の直列回路における上アームと下アームの相互接続点が、負荷である永久磁石同期モータ１０１の三相巻線にそれぞれ接続されている。二相三相変換手段１０８が、出力電圧を実現するためのパルスパターン信号をドライバ１３１に出力する。ドライバ１３１は、そのドライブ信号に従ってスイッチング素子１１１〜１１６を駆動する信号を出力する。

インバータ制御部１１０は、Ｕ、Ｖ、Ｗの３相の交流電圧を出力するスイッチング回路である。インバータ制御部１１０は、スイッチング素子のゲートに接続されたマイクロコンピュータなどの制御アプリケーションから駆動信号を受け、スイッチング素子を順序よくオンオフすることによって、印加されている直流電圧Ｖｄｃを３相の交流電圧に変換し、制御対象である永久磁石同期モータ１０１を駆動する。マイクロコンピュータには、インバータ制御部１１０を駆動するための周辺回路部が搭載されており、それらの周辺回路部の一つであるＡＤ変換部によって、インバータ制御部１１０は、３個の電流センサ１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃによって得られた３相の検出電流を用いてフィードバック制御を行う。

本実施の形態においては、ホール素子のような位置センサを用いることなく、ｄｑ軸座標の電流、電圧および永久磁石同期モータ１０１が有するパラメータを使用してモータロータの位置と速度を推定する、いわゆるセンサレス制御が行われることを想定している。なお、本発明は、位置センサを用いたベクトル制御においても適用可能である。

センサレスベクトル制御の分野においては、γδ軸と表記される事もあるが、本実施の形態の以下の記載においては、ｄｑ軸の表記とγδ軸の表記を区別せずに用いる。また、電流値は大文字Ｉもしくは小文字ｉで表記されており、電圧値は大文字Ｖもしくは小文字ｖで表記されている。これらの大文字と小文字も区別せずに用いる。

永久磁石同期モータ１０１の駆動時におけるベクトル制御部の動作の概要を説明する。図１に示されるように、外部より与えられる目標回転数ω^＊の情報に基づいて、速度制御手段１０６によりｄ軸における直流電流指令Ｉｄ^＊、およびｑ軸における直流電流指令Ｉｑ^＊がそれぞれ作成される。ここで、モータロータの界磁方向をｄ軸（界磁軸）、ｄ軸と直交する方向をｑ軸とする。

電流センサ１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃによって得られた相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗは、三相二相変換手段１０３によりｄｑ座標上のｄ軸電流である検出電流Ｉｄ、およびｑ軸電流である検出電流Ｉｑにそれぞれ変換される。検出電流Ｉｄ、Ｉｑと、直流電流指令Ｉ
ｄ^＊、Ｉｑ^＊との偏差に基づき、電流制御手段１０７は、電圧指令Ｖｄ^＊、Ｖｑ^＊をそれぞれ作成する。電圧指令Ｖｄ^＊、Ｖｑ^＊に基づき、二相三相変換手段１０８が出力デューティを決定し、インバータ制御部１１０が出力デューティに基づいた３相交流電圧を永久磁石同期モータ１０１に出力する。このようにして、永久磁石同期モータ１０１は、実回転数ωが目標回転数ω^＊に追従するように制御が行われる。

次に、インダクタンス同定手段１０９の動作について説明する。インダクタンス同定処理は、永久磁石同期モータ１０１の起動命令が与えられた場合に行うことができる。当該同定処理で求められたモータ定数（モータインダクタンス）を用いて、永久磁石同期モータ１０１の駆動を行うことができる。この同定処理によって同定されるモータ定数は、ｄ軸インダクタンスＬｄおよびｑ軸インダクタンスＬｑである。

インダクタンス同定処理が開始されると、まず、永久磁石同期モータ１０１のモータロータが静止した状態でモータ定数の同定を行うために、モータロータを所定位置に引き込んで固定する位置決め動作が行われる。図３は、本発明の実施の形態１におけるｄ軸インダクタンス同定時の永久磁石同期モータ１０１のＵ、Ｖ、Ｗ座標とモータロータ（永久磁石）の位置、およびｄｑ座標との関係を示す図である。

モータロータの位置決めを行うために、永久磁石同期モータ１０１の回転座標系の界磁軸であるｄ軸に電流指令を与える。与える電流指令として、所定の直流電流指令Ｉｄ^＊を設定し、ｑ軸の直流電流指令Ｉｑ^＊をゼロに設定する。トルクが生じないようｑ軸電流はゼロに設定している。このときの直流電流指令Ｉｄ^＊、Ｉｑ^＊の設定は、速度制御手段１０６が行う。

Ｕ相にＩａ、Ｖ相に−Ｉａ／２、Ｗ相に−Ｉａ／２の直流が流れるように直流電流指令Ｉｄ^＊、Ｉｑ^＊を設定すると、電機子巻線のＵ相電流による起磁力を基準とし、θ＝０の基準位置として扱うことができる。次に、Ｕ相にＩａ、Ｗ相に−Ｉａの直流が流れるように、直流電流指令Ｉｄ^＊、Ｉｑ^＊を設定すると、電機子巻線のＵ相の基準位置からθ＝３０度の位置にモータロータを固定することができる。この位置をｄ軸インダクタンスＬｄを同定する際のモータロータの位置決め位置とする。

一般的に、永久磁石同期モータの電圧方程式は下記の数式１によって与えられる。数式１において、Ｒａは電機子巻線抵抗、Ｌｄはｄ軸インダクタンス、Ｌｑはｑ軸インダクタンス、ωは回転数、Ψａは永久磁石による磁束鎖交数、ｐは微分演算子を表す。

本実施の形態においては、モータ定数を同定する際に、直流電流指令Ｉｄ^＊、Ｉｑ^＊を印加し、所定の位置、ここではθ＝３０度の位置に位置決めを行った後、直流電流指令Ｉｄ^＊＝０とし、検出電流Ｉｄが０Ａとなることを確認する。

ここで、モータロータを所定位置に停止させるために流している検出電流Ｉｄを０Ａにすることは、直流電流指令Ｉｄ^＊を所定の関数により漸次減少させ、検出電流Ｉｄを漸次減少させてゼロにすることによって行われる。図５は、直流電流指令Ｉｄ^＊に対する検出電流Ｉｄの応答を示す図である。図５に示されるように、直流電流指令Ｉｄ^＊を急にゼロ
にすると、電流の時間遅れやオーバーシュートにより、検出電流Ｉｄに脈動が発生する。

これは、以下のことが原因で発生する。数式１で表されるモータ電圧方程式は、検出電流Ｉｄおよび直流電流指令Ｉｄ^＊の偏差が０であると想定した場合の式である。実際には、モータ巻線にはインダクタンス成分による電流の時間遅れがあるため、ＰＩ制御のような閉ループ制御を用いたとしても、過渡変化時には、検出電流Ｉｄおよび直流電流指令Ｉｄ^＊の偏差が０にはならず、電流の時間遅れによる演算誤差を生ずる。特に、モータのインダクタンス値が公称のインダクタンス値より大きいとき、過渡変化の時間が増え、電流の時間遅れやオーバーシュートによる演算誤差が顕著となる。

なお、厳密な遅れ時間や時定数Ｔを求めたい場合は、図４に示される１次遅れ系モータモデルの電流制御系の伝達関数Ｈ（ｓ）を表す、下記の数式２についてステップ応答解析を行い、求めることができる。

ここで、Ｋｐは比例ゲイン、Ｋｉは積分ゲイン、ｓはラプラス変換の複素数である。

また、検出電流Ｉｄに脈動が発生すると、モータロータの位置決め位置がずれ、インダクタンス同定の同定精度が下がるという課題がある。上記課題を解決するために、本実施の形態では、検出電流Ｉｄを漸次減少させる制御を行う。以下に、直流電流指令Ｉｄ^＊を漸次減少させることによって検出電流Ｉｄに脈動を発生させずに漸次減少させる方法およびそれに使用される関数について説明する。

検出電流Ｉｄを脈動を発生させずに漸次減少させる方法の一つとして、直流電流指令Ｉｄ^＊を時間経過とともに一定の減少幅で直線的に漸次減少させる方法が適用できる。図６は、整式関数に基づく直流電流指令Ｉｄ^＊漸減に対する検出電流Ｉｄの応答を示す図である。図６に示されるように、過渡変化時の遅れを極力なくすために、直流電流指令Ｉｄ^＊を下記の数式３に基づき、時間経過とともに一定の減少幅で漸次減少させる。

ここで、Ａは任意の時間当たりの減少幅であり、かつ負の値である。Ａは、図６における破線で示される直流電流指令Ｉｄ^＊の直線の傾きを表す。

このＡの値は、数式２についてステップ応答解析より求めた値に基づく。検出電流Ｉｄのステップ応答におけるオーバーシュートが小さくなるように、Ｋｐ、Ｋｉを設定するとともに、その時の時定数を決定する。決定した時定数Ｔに基づき、直流電流指令Ｉｄ^＊の傾きであるＡの値は決定されるが、Ａの値を、時定数Ｔよりも、直流電流指令Ｉｄ^＊の傾きが小さくなるように設定することにより、検出電流Ｉｄのオーバーシュートを防ぐことができる。

また、Ｂはモータロータの位置決め時に流している検出電流Ｉｄである。ここで、直流電流指令Ｉｄ^＊を減少させる開始時点をＴ１としたとき、時点Ｔ１との切片を位置決め電流値Ｂとしたものであり、Ｂはモータロータを所定位置に停止させるために流している検
出電流Ｉｄである。

検出電流Ｉｄを脈動を発生させずに漸次減少させる他の方法として、直流電流指令Ｉｄ^＊を時間経過とともに指数関数的に漸次減少させる方法が適用できる。図７は、指数関数に基づく直流電流指令Ｉｄ^＊漸減に対する検出電流Ｉｄの応答を示す図である。図７に示されるように、直流電流指令Ｉｄ^＊を下記の数式４に基づき、時間経過とともに指数関数的に漸次減少させる。

前記整式関数と同様に、直流電流指令Ｉｄ^＊を減少させる開始時点をＴ１としたとき、時点Ｔ１における直流電流指令Ｉｄ^＊は、位置決め電流値Ｂとする。なお、Ｂはモータロータを所定位置に停止させるために流している検出電流Ｉｄである。このＢを係数として、ネイピア数ｅを底とする指数関数に乗ずる。ここで、定数Ｄの値は上記と同様に検出電流Ｉｄのステップ応答におけるオーバーシュートが小さくなるように設定したＫｐ、Ｋｉに基づいた時定数Ｔによるものである。定数Ｄの値を、定数Ｔと同じか、時定数Ｔより大きく設定することにより、直流電流指令Ｉｄ^＊は指数関数により漸次減少し、さらに電流値ゼロ付近での電流指令変化が緩やかになる。これにより、検出電流Ｉｄの時間遅れやオーバーシュートによる脈動をより抑えることができる。

なお、検出電流Ｉｄを脈動を発生させずに漸次減少させる方法は、直流電流指令Ｉｄ^＊が漸次減少するよう設定されれば、上記以外の他の関数、例えば対数関数を用いる方法であってもよい。

検出電流Ｉｄがゼロとなり、モータロータが所定位置からずれていないことが確認された後、以下のｄ軸インダクタンスＬｄの同定が行われる。

インバータ制御部１１０の３相のうち、２相を通電し、残りの１相を開放するように制御を行う。すなわち、上アームのスイッチング素子１１１と下アームのスイッチング素子１１６をオンすることで、Ｕ相にＩａ、Ｗ相に−Ｉａの直流が流れるように、任意のｄ軸電圧指令Ｖｄ＿ｓｉｇを印加する。このとき、Ｖ相のスイッチング素子は全てオフされており、ハイインピーダンス状態として開放されていることが特徴である。

ｄ軸電圧指令Ｖｄ＿ｓｉｇに基づいて二相三相変換手段１０８から出力される出力電流ベクトルはθ＝３０度となり、インダクタンス同定手段１０９は、三相二相変換手段１０３から検出電流Ｉｄを所定のサンプリング周期Ｔｓで取得する。サンプリング周期Ｔｓは、任意のキャリア周波数により算出され設定される。そして、ｄ軸電圧指令Ｖｄ＿ｓｉｇ、検出電流Ｉｄ、回転速度（ω＝０）および回転子位置（θ＝３０度）を用いて、後述される方法によって第１のｄ軸インダクタンスＬｄ（第１のモータインダクタンス）の同定を行う。

なお、モータロータの位置決め位置はθ＝３０度に限られるものではない。位置決め位置と出力電流ベクトルの位相が平行であり、かつ永久磁石同期モータ１０１の３相のうち、１相を開放し、他の２相を通電するようにインバータ制御部１１０のスイッチング素子を上アームと下アームから１石ずつ選択して通電することで実現できる位置ならいずれの位置でも構わない。もしくは、少なくとも２相を、あるいは３相を通電するようにインバータ制御部１１０のスイッチング素子を選択し通電してもよい。

ｄ軸インダクタンスＬｄの同定方法について電圧方程式を用いて詳しく説明する。数式１の電圧方程式のｄ軸成分は、下記の数式５で表される。

次に、数式５の電圧方程式を差分方程式に変換して、上記ｄ軸電圧指令Ｖｄ＿ｓｉｇ、検出電流Ｉｄ、サンプリング周期Ｔｓを代入して整理すると、下記の数式６で表される。

本実施の形態においては、モータ定数を同定する際に、θ＝３０度の位置にモータロータの位置決めを行った後、二相三相変換手段１０８から出力される出力電流ベクトルはθ＝３０度となるように設定しているので、モータロータは静止状態であるためω＝０である。また、出力電流ベクトルの位相は、モータロータによる磁束の向き、すなわちｄ軸の位相と合致している。すなわち、出力電流ベクトルをモータロータの磁束に平行な電流成分となるように制御することによって、ω＝０を数式６に代入して得られる下記の数式７により第１のｄ軸インダクタンスＬｄを求めることができる。

次に、出力電流ベクトルを１８０度回転移動させた場合の第２のｄ軸インダクタンスＬｄ（第２のモータインダクタンス）を算出する。Ｖ相を開放したままで、上アームのスイッチング素子１１３と下アームのスイッチング素子１１４をオンすることで、Ｕ相に−Ｉａ、Ｗ相にＩａの直流が流れるように、任意のｄ軸電圧指令Ｖｄ＿ｓｉｇを印加する。ｄ軸電圧指令Ｖｄ＿ｓｉｇに基づいて二相三相変換手段１０８から出力される出力電流ベクトルはθ＝２１０度となり、インダクタンス同定手段１０９は、三相二相変換手段１０３から検出電流Ｉｄを所定のサンプリング周期Ｔｓで取得する。そして、ｄ軸電圧指令Ｖｄ＿ｓｉｇ、検出電流Ｉｄ、回転速度（ω＝０）および回転子位置（θ＝３０度）を用いて、第２のｄ軸インダクタンスＬｄの同定を行う。出力電流ベクトルは、θ＝３０度から１８０度回転移動させたもので、Ｕ相およびＷ相の巻線コイルに流れる電流の向きがθ＝３０度の場合とは逆になる。

上記同定したθ＝２１０度での第２のｄ軸インダクタンスＬｄの値と、θ＝３０度となるように設定した場合に算出した第１のｄ軸インダクタンスＬｄの値との平均値を算出する。これにより、ｄ軸インダクタンスＬｄを精度よく同定することができる。

また、本実施の形態においては、ｄ軸インダクタンスＬｄの同定処理算出を行う前に、検出電流Ｉｄを一旦ゼロに制御する。これにより、ｄ軸インダクタンスＬｄの同定処理時
の検出電流Ｉｄをゼロから立ち上げることが可能となり、ｄ軸インダクタンスＬｄを小電流領域から大電流領域まで高精度に同定することができる。

インダクタンス同定手段１０９は、ｄ軸インダクタンスＬｄの同定が完了すると、ｄ軸電圧指令Ｖｄ＿ｓｉｇの印加を終了する。

次に、ｑ軸インダクタンスＬｑの同定について説明する。ｑ軸インダクタンスＬｑの同定においては、位置決めをするモータロータのｄ軸の位相と、モータインダクタンスを測定する際に印加されるｑ軸電圧指令Ｖｑ＿ｓｉｇに基づく二相三相変換手段１０８から出力される出力電流ベクトルの位相とが９０度ずれた方向となるように制御する。図８は、本発明の実施の形態１におけるｑ軸インダクタンスＬｑ同定時の永久磁石同期モータ１０１のＵ、Ｖ、Ｗ座標とモータロータ（永久磁石）の位置、およびｄｑ座標との関係を示す図である。

上アームのスイッチング素子１１２と下アームのスイッチング素子１１４、１１６をオンすることによって、Ｖ相にＩａ、Ｕ相に−Ｉａ／２、Ｗ相に−Ｉａ／２の直流が流れるように直流電流指令Ｉｄ^＊、Ｉｑ^＊を設定すると、θ＝１２０度の位置にモータロータを固定することができる。この位置をｑ軸インダクタンスＬｑを同定する際のモータロータの位置決め位置とする。この位置決め位置は、ｄ軸インダクタンスＬｄを同定した場合のモータロータの位置決め位置から９０度回転移動させた位置である。なお、上記とは逆方向に９０度回転移動させた位置を位置決め位置としてもよい。

本実施の形態においては、モータ定数を同定する際に、直流電流指令Ｉｄ^＊、Ｉｑ^＊を印加し、所定の位置、ここではθ＝１２０度の位置に位置決めを行った後、直流電流指令Ｉｄ^＊＝０とし、検出電流Ｉｄが０Ａとなることを確認する。θ＝１２０度の位置は、ｄ軸インダクタンスＬｄ同定時におけるモータロータの位置決め位置から９０度回転移動させ、回転移動させたモータロータの磁束に直交する電流成分と出力電流ベクトルが平行になるようにしたものである。

なお、この際、上記ｄ軸インダクタンスＬｄ同定時と同様に、直流電流指令Ｉｄ^＊を前述された所定の関数を用いて漸次減少させることによって、モータロータを所定位置に停止させるために流している検出電流Ｉｄを脈動を発生させずに０Ａまで漸次減少させる。

次に、インバータ制御部１１０の３相のうち、２相を通電し、残りの１相を開放するように制御を行う。すなわち、上アームのスイッチング素子１１１と下アームのスイッチング素子１１６をオンすることで、Ｖ相を開放し、Ｕ相にＩａ、Ｗ相に−Ｉａの直流が流れるように、任意のｑ軸電圧指令Ｖｑ＿ｓｉｇを印加する。

ｑ軸電圧指令Ｖｑ＿ｓｉｇに基づいて二相三相変換手段１０８から出力される出力電流ベクトルはθ＝３０度となるように設定し、インダクタンス同定手段１０９によって三相二相変換手段１０３から検出電流Ｉｑを所定のサンプリング周期Ｔｓで取得する。ここで、モータロータの位置決め位置であるθ＝１２０度の位置は、印加された出力電流ベクトルと直交しているので、第１のｑ軸インダクタンスＬｑ（第１のモータインダクタンス）を算出できる。なお、サンプリング周期Ｔｓは、任意のキャリア周波数により算出され設定される。そして、ｑ軸電圧指令Ｖｑ＿ｓｉｇ、検出電流Ｉｑ、回転速度（ω＝０）および回転子位置（θ＝１２０度）を用いて、後述される方法によって第２のｑ軸インダクタンスＬｑ（第２のモータインダクタンス）の同定を行う。

なお、モータロータの位置決め位置はθ＝１２０度に限られるものではない。位置決め位置と出力電流ベクトルの位相が直交し、かつ永久磁石同期モータ１０１の３相のうち、
１相を開放し、他の２相を通電するようにインバータ制御部１１０のスイッチング素子を上アームと下アームから１石ずつ選択して通電することで実現できる位置ならいずれの位置でも構わない。もしくは、少なくとも２相を、あるいは３相を通電するようにインバータ制御部１１０のスイッチング素子を選択し通電してもよい。

ｑ軸インダクタンスＬｑの同定方法について電圧方程式を用いて詳しく説明する。数式１の電圧方程式のｑ軸成分は、下記の数式８で表される。

次に、数式８の電圧方程式を差分方程式に変換して、上記ｑ軸電圧指令Ｖｑ＿ｓｉｇ、検出電流Ｉｑ、サンプリング周期Ｔｓを代入して整理する。そして、本実施の形態においては、モータ定数を同定する際に、θ＝１２０度の位置にモータロータの位置決めを行った後、二相三相変換手段１０８から出力される出力電流ベクトルはθ＝３０度となるように設定しており、モータロータの回転が無視できるほどの短時間の内に行われるとすると、静止状態であるためω＝０である。また、モータロータによる磁束の向きと、出力電流ベクトルの位相、すなわちｑ軸の位相とは直交している。すなわち、出力電流ベクトルをモータロータの磁束と直交する電流成分となるように制御することによって、下記の数式９のように変形でき、第１のｑ軸インダクタンスＬｑを求めることができる。

次に、出力電流ベクトルを１８０度回転移動させた場合の第２のｑ軸インダクタンスＬｑを算出する。Ｖ相を開放したままで、上アームのスイッチング素子１１３と下アームのスイッチング素子１１４をオンすることで、Ｕ相に−Ｉａ、Ｗ相にＩａの直流が流れるように、任意のｑ軸電圧指令Ｖｑ＿ｓｉｇを印加する。ｑ軸電圧指令Ｖｑ＿ｓｉｇに基づいて二相三相変換手段１０８から出力される出力電流ベクトルはθ＝２１０度となり、インダクタンス同定手段１０９は、三相二相変換手段１０３から検出電流Ｉｑを所定のサンプリング周期Ｔｓで取得する。そして、ｑ軸電圧指令Ｖｑ＿ｓｉｇ、検出電流Ｉｑ、回転速度（ω＝０）および回転子位置（θ＝１２０度）を用いて、第２のｑ軸インダクタンスＬｑの同定を行う。出力電流ベクトルは、θ＝３０度から１８０度回転移動させたもので、Ｕ相およびＷ相の巻線コイルに流れる電流の向きがθ＝３０度の場合とは逆になる。

上記同定したθ＝２１０度での第２のｑ軸インダクタンスＬｑの値と、θ＝３０度となるように設定した場合に算出した第１のｑ軸インダクタンスＬｑの値との平均値を算出する。これにより、ｑ軸インダクタンスＬｑを精度よく同定することができる。

また、ｑ軸インダクタンスＬｑの同定処理算出を行う前に、検出電流Ｉｄを一旦ゼロに制御する。これにより、ｑ軸インダクタンスＬｑの同定処理時の検出電流Ｉｑをゼロから立ち上げることが可能となり、ｑ軸インダクタンスＬｑを小電流領域から大電流領域まで高精度に同定することができる。

以上、本実施の形態についての詳細な説明から明らかなように、本発明のモータ制御装置は次の効果を奏する。本発明のモータ制御装置は、モータロータの停止時に、同定用信号を重畳するインバータ制御において、２相を通電し、残りの１相を開放するように制御することを含めて、インバータ制御部の上アームのスイッチング素子のうち１石または２石を選択するとともに、上アームで選択されなかったスイッチング素子に接続された下アームのスイッチング素子のうち少なくとも１石を選択して通電することにより、永久磁石同期モータに流れる第１の出力電流ベクトルから第１のモータインダクタンスを同定し、また、第１の出力電流ベクトルと逆方向となるように、上アームおよび下アームからスイッチング素子を選択して通電することにより、永久磁石同期モータに流れる第２の出力電流ベクトルから第２のモータインダクタンスを同定し、上記同定を行った第１のモータインダクタンスおよび第２のモータインダクタンスの平均値を算出することにより、永久磁石同期モータのモータインダクタンスを同定するインダクタンス同定手段を有し、インダクタンス同定手段は、永久磁石同期モータのモータロータを所定位置に停止させた後、永久磁石同期モータのモータインダクタンスを同定する前に、永久磁石同期モータのモータロータを所定位置に停止させるために流している電機子電流を、所定の関数により、漸次減少させてゼロにするように構成される。この構成により、インダクタンス同定処理算出を行う前に電機子電流を一旦ゼロに制御することで、永久磁石同期モータのモータインダクタンスを精度よく同定することができ、永久磁石同期モータの動作応答性の低下や脱調等の動作不具合の発生を防止することができる。

また、本発明のモータ制御装置は、前記インダクタンス同定手段は、前記電機子電流を漸次減少させる所定の関数が、整式関数、指数関数、対数関数のいずれかの一つであるように構成される。この構成により、検出電流の時間遅れやオーバーシュートによる演算誤差を極小化するとともに、検出電流の脈動によるモータロータの位置決め位置のずれを抑制し、永久磁石同期モータのモータインダクタンスを高精度に同定することができる。

本発明のモータ制御装置は、精度の高いモータ定数の同定を実現することができ、永久磁石同期モータの動作応答性の低下や脱調等の動作不具合の発生を防止することができるので、インバータ駆動される永久磁石同期モータを有した電気機器に使用されるモータ制御装置等として有用である。

１０１ 永久磁石同期モータ
１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃ 電流センサ（電流検出部）
１０３ 三相二相変換手段
１０４ モータロータ位置・速度推定手段
１０６ 速度制御手段
１０７ 電流制御手段
１０８ 二相三相変換手段
１０９ インダクタンス同定手段
１１０ インバータ制御部
１１１、１１２、１１３、１１４、１１５、１１６ スイッチング素子
１２１、１２２、１２３、１２４、１２５、１２６ 還流ダイオード
１３１ ドライバ

Claims (4)

1. 回転子に永久磁石を有する永久磁石同期モータの電機子電流を検出する電流検出部と、前記電流検出部から出力される相電流を用いて前記永久磁石同期モータの回転速度および出力トルクを所定値に制御するベクトル制御部と、上アームに３石および下アームに３石のスイッチング素子を有し３相の前記永久磁石同期モータを駆動するインバータ制御部とを備えたモータ制御装置において、
   前記ベクトル制御部は、前記電機子電流の電流制御により前記永久磁石同期モータのモータロータを所定位置に停止させた状態で、前記上アームのスイッチング素子のうち１石または２石を選択するとともに、前記上アームで選択されなかったスイッチング素子に接続された下アームのスイッチング素子のうち少なくとも１石を選択して通電することにより、前記永久磁石同期モータに流れる第１の出力電流ベクトルから前記永久磁石同期モータの第１のモータインダクタンスを同定し、また、前記第１の出力電流ベクトルと逆方向となるように、前記上アームおよび前記下アームからスイッチング素子を選択して通電することにより、前記永久磁石同期モータに流れる第２の出力電流ベクトルから前記永久磁石同期モータの第２のモータインダクタンスを同定し、前記第１のモータインダクタンスおよび前記第２のモータインダクタンスの平均値を算出することにより、前記永久磁石同期モータのモータインダクタンスを同定するインダクタンス同定手段を有し、
   前記インダクタンス同定手段は、前記永久磁石同期モータのモータロータを所定位置に停止させた後、前記永久磁石同期モータのモータインダクタンスを同定する前に、前記永久磁石同期モータのモータロータを所定位置に停止させるために流している電機子電流を、所定の関数により、漸次減少させてゼロにするように構成される、
   モータ制御装置。
2. 前記インダクタンス同定手段は、前記電機子電流を漸次減少させる前記所定の関数が、整式関数、指数関数、対数関数のいずれかの１つであるように構成される、
   請求項１に記載のモータ制御装置。
3. 前記インダクタンス同定手段は、前記インバータ制御部の第１の出力電流ベクトルを前記モータロータの磁束に平行な電流成分となるように制御することにより、前記永久磁石同期モータの第１のｄ軸インダクタンスを同定し、また、前記インバータ制御部の第２の出力電流ベクトルを前記第１の出力電流ベクトルと逆方向となるように制御することにより、前記永久磁石同期モータの第２のｄ軸インダクタンスを同定し、前記第１のｄ軸インダクタンスおよび前記第２のｄ軸インダクタンスの平均値を算出することにより、前記永久磁石同期モータのｄ軸インダクタンスを同定するように構成される、
   請求項１または請求項２に記載のモータ制御装置。
4. 前記インダクタンス同定手段は、前記モータロータを停止させた所定位置からいずれかのモータ回転方向に電気角９０度回転移動させ、前記インバータ制御部の第１の出力電流ベクトルを前記モータロータの磁束と直交する電流成分となるように制御することにより、前記永久磁石同期モータの第１のｑ軸インダクタンスを同定し、また、前記インバータ制御部の第２の出力電流ベクトルを前記第１の出力電流ベクトルと逆方向となるように制御することにより、前記永久磁石同期モータの第２のｑ軸インダクタンスを同定し、前記第１のｑ軸インダクタンスおよび前記第２のｑ軸インダクタンスの平均値を算出することにより、前記永久磁石同期モータのｑ軸インダクタンスを同定するように構成される、
   請求項１〜３のいずれか１項に記載のモータ制御装置。