JP2019187155A - On-vehicle dc-ac inverter - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、車載ＤＣ−ＡＣインバータに関するものである。 The present invention relates to an in-vehicle DC-AC inverter.
車載ＤＣ−ＡＣインバータは、４つのスイッチング素子をＨブリッジ接続して、各スイッチング素子をオン／オフ制御することによりＤＣ電圧をＡＣ出力に変換している（例えば特許文献１）。具体的には、例えば図７に示すように、上側スイッチング素子ＵＬ，ＵＲと下側スイッチング素子ＤＬ，ＤＲを備え、各スイッチング素子ＵＬ，ＵＲ，ＤＲ，ＤＬを順にオンすることによりＡＣ出力波形を得る。つまり、スイッチングタイミングについて、１周期中の第１〜第８期間での第１期間でスイッチング素子ＵＬ及びスイッチング素子ＤＲをオン状態にして負荷に電流が流れることで出力電圧が上昇する。第２期間でスイッチング素子ＵＬ及びスイッチング素子ＵＲをオン状態にすることで０Ｖに出力が低下する。第４期間でスイッチング素子ＤＬをオンした状態で第５期間でスイッチング素子ＵＲをオンすることにより電流が第１期間と逆方向に流れるためマイナス側に電圧が上昇する。第６期間で第２期間と同様にスイッチング素子ＵＬ及びスイッチング素子ＵＲをオン状態にすることで０Ｖに出力が低下する。第８期間でスイッチング素子ＤＲをオン状態にする。このような繰り返しにより擬似的にＡＣ波形が出力される。 The in-vehicle DC-AC inverter converts the DC voltage into an AC output by connecting four switching elements to an H bridge and controlling each switching element on / off (for example, Patent Document 1). Specifically, for example, as shown in FIG. 7, upper switching elements UL, UR and lower switching elements DL, DR are provided, and an AC output waveform is changed by sequentially turning on each switching element UL, UR, DR, DL. obtain. That is, with respect to the switching timing, the output voltage rises when the switching element UL and the switching element DR are turned on in the first period of the first to eighth periods in one cycle and current flows through the load. When the switching element UL and the switching element UR are turned on in the second period, the output is reduced to 0V. When the switching element DL is turned on in the fourth period and the switching element UR is turned on in the fifth period, the current flows in the direction opposite to that in the first period, so the voltage rises to the minus side. In the sixth period, as in the second period, the output is reduced to 0 V by turning on the switching element UL and the switching element UR. The switching element DR is turned on in the eighth period. A pseudo AC waveform is output by such repetition.
ところが、図７において、第１期間においてスイッチング素子ＵＬがオンする時にスイッチング損失が発生し、第２期間においてスイッチング素子ＵＲがオンする時にスイッチング損失が発生する。また、第５期間においてスイッチング素子ＵＲがオンする時にスイッチング損失が発生し、第６期間においてスイッチング素子ＵＬがオンする時にスイッチング損失が発生する。このようにして、図７の第１、第２、第５及び第６期間で上側スイッチング素子（スイッチング素子ＵＬ，ＵＲ）にスイッチング損失が集中し、上側スイッチング素子（スイッチング素子ＵＬ，ＵＲ）の温度が上昇してしまう。 However, in FIG. 7, a switching loss occurs when the switching element UL is turned on in the first period, and a switching loss occurs when the switching element UR is turned on in the second period. Further, a switching loss occurs when the switching element UR is turned on in the fifth period, and a switching loss occurs when the switching element UL is turned on in the sixth period. In this way, switching losses concentrate on the upper switching elements (switching elements UL, UR) in the first, second, fifth and sixth periods of FIG. 7, and the temperature of the upper switching elements (switching elements UL, UR) is increased. Will rise.
本発明の目的は、スイッチング素子の温度上昇を抑制することができる車載ＤＣ−ＡＣインバータを提供することにある。 The objective of this invention is providing the vehicle-mounted DC-AC inverter which can suppress the temperature rise of a switching element.
請求項１に記載の発明では、高電圧母線側の第１スイッチング素子と低電圧母線側の第２スイッチング素子とが直列接続されるとともに高電圧母線側の第３スイッチング素子と低電圧母線側の第４スイッチング素子とが直列接続されたＨブリッジ回路と、前記第１スイッチング素子、前記第２スイッチング素子、前記第３スイッチング素子及び前記第４スイッチング素子をオン／オフ制御する制御部と、を備えた車載ＤＣ−ＡＣインバータであって、前記制御部は、第４スイッチング素子をオンした状態で第１スイッチング素子をオンすることによって電流を一方向に流す状態から前記第１スイッチング素子をオフし、その後前記第２スイッチング素子をオンすることにより０ボルト出力を得るとともに、第２スイッチング素子をオンした状態で第３スイッチング素子をオンすることによって電流を逆方向に流す状態から前記第３スイッチング素子をオフし、その後前記第４スイッチング素子をオンすることにより０ボルト出力を得るようにしたことを要旨とする。 In the first aspect of the present invention, the first switching element on the high voltage bus side and the second switching element on the low voltage bus side are connected in series and the third switching element on the high voltage bus side and the low voltage bus side An H-bridge circuit in which a fourth switching element is connected in series; and a controller that controls on / off of the first switching element, the second switching element, the third switching element, and the fourth switching element. The on-vehicle DC-AC inverter, wherein the control unit turns off the first switching element from a state in which a current flows in one direction by turning on the first switching element in a state where the fourth switching element is turned on, After that, the second switching element is turned on to obtain 0 volt output and the second switching element is turned on. The third switching element is turned off to turn off the third switching element from a state in which a current flows in the reverse direction, and then the fourth switching element is turned on to obtain a 0 volt output. To do.
請求項１に記載の発明によれば、４つのスイッチング素子についてオンすることに伴うスイッチング損失を振り分けることによりスイッチング素子の発熱を分散させてスイッチング素子の温度上昇を抑制することができる。 According to the first aspect of the present invention, it is possible to disperse the heat generated by the switching elements by distributing the switching loss caused by turning on the four switching elements, thereby suppressing the temperature rise of the switching elements.
請求項２に記載のように、請求項１に記載の車載ＤＣ−ＡＣインバータにおいて、前記第２スイッチング素子のゲート抵抗及び前記第４スイッチング素子のゲート抵抗は、前記第１スイッチング素子のゲート抵抗及び前記第３スイッチング素子のゲート抵抗より小さいとよい。 As described in claim 2, in the in-vehicle DC-AC inverter according to claim 1, the gate resistance of the second switching element and the gate resistance of the fourth switching element are the gate resistance of the first switching element and It may be smaller than the gate resistance of the third switching element.
請求項３に記載のように、請求項２に記載の車載ＤＣ−ＡＣインバータにおいて、前記制御部は、０ボルト出力させるべく前記第２スイッチング素子をオンするとき及び前記第４スイッチング素子をオンするときにＡＣ出力の周波数よりも高周波にてオン／オフを繰り返すパルス制御を行うとよい。 As described in claim 3, in the in-vehicle DC-AC inverter according to claim 2, the control unit turns on the second switching element and turns on the fourth switching element to output 0 volts. Sometimes it is desirable to perform pulse control that repeats on / off at a frequency higher than the frequency of the AC output.
請求項４に記載のように、請求項３に記載の車載ＤＣ−ＡＣインバータにおいて、通電電流を測定する電流センサを備え、前記制御部は、前記電流センサにより測定した通電電流が閾値よりも小さい時に、前記パルス制御を実施するとよい。 According to a fourth aspect of the present invention, in the in-vehicle DC-AC inverter according to the third aspect, the vehicle-mounted DC-AC inverter includes a current sensor that measures an energization current, and the control unit has an energization current measured by the current sensor smaller than a threshold Sometimes the pulse control may be implemented.
本発明によれば、スイッチング素子の温度上昇を抑制することができる。 According to the present invention, the temperature rise of the switching element can be suppressed.
以下、本発明を具体化した一実施形態を図面に従って説明する。
図１に示すように、車載ＤＣ−ＡＣインバータ１０は、Ｈブリッジ回路２０と、制御部３０を備えている。
DESCRIPTION OF EXEMPLARY EMBODIMENTS Hereinafter, an embodiment of the invention will be described with reference to the drawings.
As shown in FIG. 1, the in-vehicle DC-AC inverter 10 includes an H bridge circuit 20 and a control unit 30.
Ｈブリッジ回路２０は高電圧母線Ｌｐと低電圧母線Ｌｎを有し、高電圧母線Ｌｐは昇圧回路５０を介して直流電源としての車載バッテリ５１の正極と接続されている。昇圧回路５０により車載バッテリ５１の電圧（例えば１２Ｖ）が昇圧されて高圧（例えば１４０Ｖ）にされ、昇圧された高圧電圧がＨブリッジ回路２０における高電圧母線Ｌｐに印加される。Ｈブリッジ回路２０の低電圧母線Ｌｎは接地される。 The H bridge circuit 20 has a high voltage bus Lp and a low voltage bus Ln, and the high voltage bus Lp is connected to a positive electrode of an in-vehicle battery 51 as a DC power source via a booster circuit 50. The voltage (for example, 12V) of the vehicle-mounted battery 51 is boosted to a high voltage (for example, 140V) by the booster circuit 50, and the boosted high voltage is applied to the high voltage bus Lp in the H bridge circuit 20. The low voltage bus Ln of the H bridge circuit 20 is grounded.
Ｈブリッジ回路２０は、高電圧母線Ｌｐ側の第１スイッチング素子Ｑ１と低電圧母線Ｌｎ側の第２スイッチング素子Ｑ２とが直列接続されている。また、Ｈブリッジ回路２０は、高電圧母線Ｌｐ側の第３スイッチング素子Ｑ３と低電圧母線Ｌｎ側の第４スイッチング素子Ｑ４とが直列接続されている。本実施形態では各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４としてｎチャネル型ＭＯＳトランジスタを用いている。第１スイッチング素子Ｑ１及び第３スイッチング素子Ｑ３が上側スイッチング素子であり、第２スイッチング素子Ｑ２及び第４スイッチング素子Ｑ４が下側スイッチング素子である。 In the H-bridge circuit 20, a first switching element Q1 on the high voltage bus Lp side and a second switching element Q2 on the low voltage bus Ln side are connected in series. In the H bridge circuit 20, a third switching element Q3 on the high voltage bus Lp side and a fourth switching element Q4 on the low voltage bus Ln side are connected in series. In the present embodiment, n-channel MOS transistors are used as the switching elements Q1 to Q4. The first switching element Q1 and the third switching element Q3 are upper switching elements, and the second switching element Q2 and the fourth switching element Q4 are lower switching elements.
Ｈブリッジ回路２０における第１スイッチング素子Ｑ１と第２スイッチング素子Ｑ２との中間点はフィルタ用コイル５２を介して負荷（車載電子機器）５４と接続されている。Ｈブリッジ回路２０における第３スイッチング素子Ｑ３と第４スイッチング素子Ｑ４との中間点はフィルタ用コイル５３を介して負荷５４と接続されている。そして、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４がオン／オフ制御されることによりＤＣ電圧がＡＣ出力に変換されてフィルタ用コイル５２，５３を介して負荷５４に供給される。 An intermediate point between the first switching element Q1 and the second switching element Q2 in the H-bridge circuit 20 is connected to a load (on-vehicle electronic device) 54 via a filter coil 52. An intermediate point between the third switching element Q3 and the fourth switching element Q4 in the H-bridge circuit 20 is connected to a load 54 via a filter coil 53. The switching elements Q1 to Q4 are controlled to be turned on / off, whereby the DC voltage is converted into an AC output and supplied to the load 54 via the filter coils 52 and 53.
第１スイッチング素子Ｑ１のゲート端子はゲート抵抗Ｒ１を介して制御部３０と接続されている。第２スイッチング素子Ｑ２のゲート端子はゲート抵抗Ｒ２を介して制御部３０と接続されている。第３スイッチング素子Ｑ３のゲート端子はゲート抵抗Ｒ３を介して制御部３０と接続されている。第４スイッチング素子Ｑ４のゲート端子はゲート抵抗Ｒ４を介して制御部３０と接続されている。制御部３０は、第１スイッチング素子Ｑ１、第２スイッチング素子Ｑ２、第３スイッチング素子Ｑ３及び第４スイッチング素子Ｑ４をオン／オフ制御する。 The gate terminal of the first switching element Q1 is connected to the control unit 30 via the gate resistor R1. The gate terminal of the second switching element Q2 is connected to the control unit 30 via the gate resistor R2. The gate terminal of the third switching element Q3 is connected to the control unit 30 via the gate resistor R3. The gate terminal of the fourth switching element Q4 is connected to the control unit 30 via the gate resistor R4. The control unit 30 performs on / off control of the first switching element Q1, the second switching element Q2, the third switching element Q3, and the fourth switching element Q4.
このように、Ｈブリッジ回路２０には制御部（外部制御ＩＣ）３０が接続され、各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の制御は、制御部３０からの駆動信号（制御信号）で行われる。
車載ＤＣ−ＡＣインバータ１０は、通電電流を測定する電流センサ４０を備えている。電流センサ４０はシャント抵抗４１と増幅回路４２で構成されている。シャント抵抗４１は低電圧母線Ｌｎとグランドとの間に接続されている。通電電流によりシャント抵抗４１の両端に電位差が発生する。シャント抵抗４１の両端が増幅回路４２の入力端子と接続されている。増幅回路４２の出力端子が制御部３０と接続されている。そして、シャント抵抗４１の両端電圧が増幅回路４２にて増幅されて制御部３０に送られる。これにより、制御部３０は通電電流を検知することができる。
Thus, the control unit (external control IC) 30 is connected to the H bridge circuit 20, and the control of each switching element Q <b> 1 to Q <b> 4 is performed by the drive signal (control signal) from the control unit 30.
The in-vehicle DC-AC inverter 10 includes a current sensor 40 that measures an energization current. The current sensor 40 includes a shunt resistor 41 and an amplifier circuit 42. The shunt resistor 41 is connected between the low voltage bus Ln and the ground. A potential difference occurs between both ends of the shunt resistor 41 due to the energization current. Both ends of the shunt resistor 41 are connected to the input terminal of the amplifier circuit 42. An output terminal of the amplifier circuit 42 is connected to the control unit 30. The voltage across the shunt resistor 41 is amplified by the amplifier circuit 42 and sent to the control unit 30. Thereby, the control unit 30 can detect the energization current.
車載ＤＣ−ＡＣインバータ１０は過電流保護機能を有し、負荷５４に流れる通電電流が所定値よりも大きくなると、下側スイッチング素子（第２スイッチング素子Ｑ２、第４スイッチング素子Ｑ４）がオフされる。このとき、第２スイッチング素子Ｑ２及び第４スイッチング素子Ｑ４は高速にスイッチング動作できるように、第２スイッチング素子Ｑ２のゲート抵抗Ｒ２及び第４スイッチング素子Ｑ４のゲート抵抗Ｒ４は、第１スイッチング素子Ｑ１のゲート抵抗Ｒ１及び第３スイッチング素子Ｑ３のゲート抵抗Ｒ３より小さくなっている。 The in-vehicle DC-AC inverter 10 has an overcurrent protection function, and when the energizing current flowing through the load 54 becomes larger than a predetermined value, the lower switching elements (second switching element Q2 and fourth switching element Q4) are turned off. . At this time, the gate resistance R2 of the second switching element Q2 and the gate resistance R4 of the fourth switching element Q4 are the same as those of the first switching element Q1, so that the second switching element Q2 and the fourth switching element Q4 can perform a switching operation at high speed. It is smaller than the gate resistance R1 and the gate resistance R3 of the third switching element Q3.
次に、作用について説明する。
図２には、各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のオンに伴う電流経路及びＡＣ出力波形を示す。
Next, the operation will be described.
FIG. 2 shows a current path and an AC output waveform when each switching element Q1 to Q4 is turned on.
図３には、各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４への駆動信号の波形及びＡＣ出力波形を示す。
各スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４を順にオンすることによりＡＣ出力波形を得る。
FIG. 3 shows the waveform of the drive signal to each of the switching elements Q1 to Q4 and the AC output waveform.
An AC output waveform is obtained by sequentially turning on each of the switching elements Q1, Q2, Q3, and Q4.
つまり、図３のスイッチングタイミングについて、１周期中の第１〜第６期間での第１期間では、制御部３０は、第６期間で第４スイッチング素子Ｑ４がオンした状態から第１スイッチング素子Ｑ１をオンする。これにより、図２に示すように第１スイッチング素子Ｑ１及び第４スイッチング素子Ｑ４を通してコイル５２，５３及び負荷５４に電流が一方向に流れることで出力波形として出力電圧が上昇する。 That is, with respect to the switching timing of FIG. 3, in the first period of the first to sixth periods in one cycle, the control unit 30 starts from the state in which the fourth switching element Q4 is turned on in the sixth period. Turn on. As a result, as shown in FIG. 2, the current flows in one direction through the first switching element Q1 and the fourth switching element Q4 to the coils 52, 53 and the load 54, thereby increasing the output voltage as an output waveform.
図３の第２期間では、制御部３０は、第４スイッチング素子Ｑ４をオンした状態から第１スイッチング素子Ｑ１をオフし、その後第２スイッチング素子Ｑ２をオンする。つまり、第１スイッチング素子Ｑ１がオフした直後は第２スイッチング素子Ｑ２の寄生ダイオードが導通し、その後第２スイッチング素子Ｑ２をオンする。これにより、図２に示すように第２スイッチング素子Ｑ２及び第４スイッチング素子Ｑ４を通して電流が流れ、出力波形として０Ｖに出力が低下する。 In the second period of FIG. 3, the control unit 30 turns off the first switching element Q1 from the state in which the fourth switching element Q4 is turned on, and then turns on the second switching element Q2. That is, immediately after the first switching element Q1 is turned off, the parasitic diode of the second switching element Q2 conducts, and then the second switching element Q2 is turned on. Thereby, as shown in FIG. 2, a current flows through the second switching element Q2 and the fourth switching element Q4, and the output is reduced to 0 V as an output waveform.
図３の第３期間では、制御部３０は、第２スイッチング素子Ｑ２をオン状態、他のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ３，Ｑ４をオフ状態にする。このとき電流は流れない。
図３の第４期間では、制御部３０は、第２スイッチング素子Ｑ２をオンした状態から第３スイッチング素子Ｑ３をオンする。これにより、図２に示すように第２スイッチング素子Ｑ２及び第３スイッチング素子Ｑ３を通してコイル５２，５３及び負荷５４に電流が第１期間と逆方向に流れる。そのため出力波形としてマイナス側に電圧が上昇する。
In the third period of FIG. 3, the control unit 30 turns on the second switching element Q2 and turns off the other switching elements Q1, Q3, and Q4. At this time, no current flows.
In the fourth period of FIG. 3, the control unit 30 turns on the third switching element Q3 from the state in which the second switching element Q2 is turned on. Thereby, as shown in FIG. 2, a current flows through the coils 52, 53 and the load 54 through the second switching element Q2 and the third switching element Q3 in the opposite direction to the first period. Therefore, the voltage rises to the minus side as the output waveform.
図３の第５期間では、制御部３０は、第２スイッチング素子Ｑ２をオンした状態から第３スイッチング素子Ｑ３をオフし、その後第４スイッチング素子Ｑ４をオンする。つまり、第３スイッチング素子Ｑ３がオフした直後は第４スイッチング素子Ｑ４の寄生ダイオードが導通し、その後第４スイッチング素子Ｑ４をオンする。これにより、第２期間と同様に図２に示すように第２スイッチング素子Ｑ２及び第４スイッチング素子Ｑ４を通して電流が流れ、出力波形として０Ｖに出力が低下する。 In the fifth period of FIG. 3, the control unit 30 turns off the third switching element Q3 from the state in which the second switching element Q2 is turned on, and then turns on the fourth switching element Q4. That is, immediately after the third switching element Q3 is turned off, the parasitic diode of the fourth switching element Q4 becomes conductive, and then the fourth switching element Q4 is turned on. As a result, as in the second period, current flows through the second switching element Q2 and the fourth switching element Q4 as shown in FIG. 2, and the output is reduced to 0 V as an output waveform.
図３の第６期間では、制御部３０は、第４スイッチング素子Ｑ４をオン状態、他のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３をオフ状態にする。このとき電流は流れない。
第１期間〜第６期間を１周期として繰り返されることにより、出力波形として擬似的にＡＣ波形が出力される。
In the sixth period of FIG. 3, the control unit 30 turns on the fourth switching element Q4 and turns off the other switching elements Q1, Q2, and Q3. At this time, no current flows.
By repeating the first to sixth periods as one cycle, a pseudo AC waveform is output as the output waveform.
このようにして第１期間、第２期間において、制御部３０は、第４スイッチング素子Ｑ４をオンした状態で第１スイッチング素子Ｑ１をオンすることによって電流を一方向に流す状態から第１スイッチング素子Ｑ１をオフし、その後第２スイッチング素子Ｑ２をオンすることにより０ボルト出力を得る。また、第４期間、第５期間において、制御部３０は、第２スイッチング素子Ｑ２をオンした状態で第３スイッチング素子Ｑ３をオンすることによって電流を逆方向に流す状態から第３スイッチング素子Ｑ３をオフし、その後第４スイッチング素子Ｑ４をオンすることにより０ボルト出力を得る。 In this way, in the first period and the second period, the control unit 30 switches the first switching element from the state in which the current flows in one direction by turning on the first switching element Q1 with the fourth switching element Q4 turned on. By turning off Q1, and then turning on the second switching element Q2, a 0 volt output is obtained. Further, in the fourth period and the fifth period, the control unit 30 switches the third switching element Q3 from the state in which the current flows in the reverse direction by turning on the third switching element Q3 with the second switching element Q2 turned on. By turning off and then turning on the fourth switching element Q4, a 0 volt output is obtained.
ここで、図２での第１期間において第１スイッチング素子Ｑ１がオンする時（図３のｔ１のタイミング）にスイッチング損失が発生する。図２での第２期間において第２スイッチング素子Ｑ２がオンする時（図３のｔ２のタイミング）にスイッチング損失が発生する。図２での第４期間において第３スイッチング素子Ｑ３がオンする時（図３のｔ３のタイミング）にスイッチング損失が発生する。図２での第５期間において第４スイッチング素子Ｑ４がオンする時（図３のｔ４のタイミング）にスイッチング損失が発生する。このようにして１周期における４つのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４についてスイッチング損失が振り分けられる。車載ＤＣ−ＡＣインバータ１０のＡＣ出力は、例えば５０Ｈｚで動作している（周期が２０ｍｓｅｃ程度である）。 Here, a switching loss occurs when the first switching element Q1 is turned on in the first period in FIG. 2 (timing t1 in FIG. 3). Switching loss occurs when the second switching element Q2 is turned on in the second period in FIG. 2 (timing t2 in FIG. 3). Switching loss occurs when the third switching element Q3 is turned on (timing t3 in FIG. 3) in the fourth period in FIG. Switching loss occurs when the fourth switching element Q4 is turned on in the fifth period in FIG. 2 (timing t4 in FIG. 3). In this way, the switching loss is distributed to the four switching elements Q1, Q2, Q3, and Q4 in one cycle. The AC output of the in-vehicle DC-AC inverter 10 operates at, for example, 50 Hz (the cycle is about 20 msec).
また、図３に示すように、制御部３０は、第４期間（第２スイッチング素子Ｑ２のオン状態）から第５期間に移行する際、即ち、第４スイッチング素子Ｑ４をオンするときに、図４に示すように、ＡＣ出力の周波数よりも高周波にてオン／オフを繰り返すパルス制御を行う。 Also, as shown in FIG. 3, the control unit 30 is switched from the fourth period (the ON state of the second switching element Q2) to the fifth period, that is, when the fourth switching element Q4 is turned on. As shown in FIG. 4, pulse control is performed that repeatedly turns on and off at a frequency higher than the frequency of the AC output.
具体的には、ＡＣ出力の周期をＴ１とし、ＡＣ出力の周波数が１／Ｔ１であり、第４スイッチング素子Ｑ４をオンするときのスイッチングの周期をＴ２０とし、第４スイッチング素子Ｑ４をオンするときのスイッチングの周波数が１／Ｔ２０であり、第４スイッチング素子Ｑ４をオンするときにＡＣ出力の周波数（１／Ｔ１）よりも高周波の周波数（１／Ｔ２０）にてオン／オフを繰り返すパルス制御を行う。特に、第４スイッチング素子Ｑ４をパルス制御する際には一定のデューティ比で行う。即ち、スイッチングの周期Ｔ２０に対するオン時間Ｔ２１の比率Ｔ２１／Ｔ２０を一定とする。 Specifically, when the AC output period is T1, the AC output frequency is 1 / T1, the switching period when turning on the fourth switching element Q4 is T20, and the fourth switching element Q4 is turned on. The switching frequency is 1 / T20, and when the fourth switching element Q4 is turned on, the pulse control is repeatedly turned on / off at a frequency (1 / T20) higher than the AC output frequency (1 / T1). Do. In particular, when the fourth switching element Q4 is pulse-controlled, it is performed with a constant duty ratio. That is, the ratio T21 / T20 of the ON time T21 with respect to the switching cycle T20 is constant.
これにより、図４に示すように、ＡＣ出力が０Ｖとなるまでの時間を遅らせてサージが低減される。パルス制御の周波数（１／Ｔ２０）は例えば１００ｋＨｚ程度であり、パルス制御の継続時間Ｔ１０は例えば数１０μｓｅｃ程度である。 As a result, as shown in FIG. 4, the surge is reduced by delaying the time until the AC output becomes 0V. The frequency (1 / T20) of pulse control is, for example, about 100 kHz, and the duration T10 of pulse control is, for example, about several tens of μsec.
同様に、図３に示すように、制御部３０は、第１期間（第４スイッチング素子Ｑ４のオン状態）から第２期間に移行する際、即ち、第２スイッチング素子Ｑ２をオンするときに、ＡＣ出力の周波数よりも高周波の周波数にてオン／オフを繰り返すパルス制御を行う。 Similarly, as shown in FIG. 3, when the control unit 30 shifts from the first period (the on state of the fourth switching element Q4) to the second period, that is, when the second switching element Q2 is turned on, Pulse control that repeats on / off at a frequency higher than the frequency of the AC output is performed.
このように０ボルト出力を得るためにスイッチング素子をオンするときに駆動信号の波形として立ち上げ時にパルス波形とすることにより、ＡＣ出力を０Ｖにする際のＡＣ波形として急峻ではなく、なだらかにして、ＡＣ出力が０Ｖとなるまでの時間を遅らせて、サージが低減される。 In this way, when the switching element is turned on in order to obtain a 0 volt output, a pulse waveform is used as the drive signal when starting up, so that the AC waveform when the AC output is set to 0 V is not steep and gentle. The surge is reduced by delaying the time until the AC output becomes 0V.
負荷によってもサージの出方が異なり、負荷が大きいと負荷でサージが吸収されるので、低負荷時のサージ対策として、制御部３０は、電流センサ４０により測定した通電電流が閾値よりも小さい時に、パルス制御を実施する。つまり、負荷が軽く通電電流が閾値よりも小さい時においてパルス制御を実施し、負荷が重く通電電流が閾値よりも大きい時には負荷５４でサージが吸収されるのでパルス制御を実施しない。 Depending on the load, how the surge is generated differs, and when the load is large, the surge is absorbed by the load. Therefore, as a countermeasure against the surge at the time of low load, the control unit 30 is used when the energization current measured by the current sensor 40 is smaller than the threshold value. Implement pulse control. That is, the pulse control is performed when the load is light and the energization current is smaller than the threshold, and the surge is absorbed by the load 54 when the load is heavy and the energization current is greater than the threshold, so the pulse control is not performed.
以下、図７の比較例と図２の本実施形態を対比しつつ詳しく説明する。
図７に示したように４つのスイッチング素子ＵＬ，ＵＲ，ＤＲ，ＤＬをＨブリッジ接続してＤＣ−ＡＣインバータ回路を構成する場合、０ボルト出力を得るためには上側スイッチング素子（ＵＬ，ＵＲ）をオンして行っていた。このとき、過電流保護に下側スイッチング素子を用いることにより、上側スイッチング素子（ＵＬ，ＵＲ）のスイッチングスピードを遅くすることができ、よってサージを抑えていた。しかし、図７の第１、第２、第５及び第６期間で上側スイッチング素子（スイッチング素子ＵＬ，ＵＲ）にスイッチング損失が集中し、上側スイッチング素子（スイッチング素子ＵＬ，ＵＲ）の温度が上昇してしまう。そのため、仕様温度範囲内で使用するために放熱構造を追加する必要がある。
Hereinafter, the comparative example of FIG. 7 and this embodiment of FIG. 2 will be described in detail.
As shown in FIG. 7, when a DC-AC inverter circuit is configured by connecting four switching elements UL, UR, DR, and DL with an H bridge, an upper switching element (UL, UR) is used to obtain a 0-volt output. Went on. At this time, by using the lower switching element for overcurrent protection, the switching speed of the upper switching element (UL, UR) can be slowed down, thereby suppressing the surge. However, switching losses concentrate on the upper switching elements (switching elements UL, UR) in the first, second, fifth, and sixth periods of FIG. 7, and the temperature of the upper switching elements (switching elements UL, UR) increases. End up. Therefore, it is necessary to add a heat dissipation structure for use within the specified temperature range.
これに対し図２の本実施形態では、上側スイッチング素子（Ｑ１，Ｑ３）のオンタイミングのときにはスピードを遅くして立ち上げるとともに、上側スイッチング素子に集中していたスイッチング損失を、下側スイッチング素子である第２スイッチング素子Ｑ２及び第４スイッチング素子Ｑ４に振り分ける。具体的には、図３のようにスイッチングタイミングを変更する。 On the other hand, in the present embodiment of FIG. 2, when the upper switching elements (Q1, Q3) are turned on, the speed is increased and the switching loss concentrated on the upper switching element is reduced by the lower switching element. It distributes to a certain 2nd switching element Q2 and 4th switching element Q4. Specifically, the switching timing is changed as shown in FIG.
図３のようにスイッチングタイミングを変更することで、下側スイッチング素子である第２スイッチング素子Ｑ２及び第４スイッチング素子Ｑ４にスイッチング損失が発生し、４つのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４にスイッチング損失を振り分けることができる。 By changing the switching timing as shown in FIG. 3, a switching loss occurs in the second switching element Q2 and the fourth switching element Q4, which are the lower side switching elements, and switching is performed on the four switching elements Q1, Q2, Q3, and Q4. Loss can be distributed.
特に、図７において、通電電流として過電流が流れると、下側スイッチング素子（ＤＬ，ＤＲ）がオフする保護機能が働いて電流を流さないようになっている。そのためには高速でスイッチングさせる必要があり、詳しくは過電流が流れると速やかにオフし、過電流が流れなくなると速やかにオンする必要がある。このように、下側スイッチング素子（ＤＬ，ＤＲ）は、高速でスイッチング動作させる必要があるため、ゲート抵抗を大きくすることはできない。下側スイッチング素子（ＤＬ，ＤＲ）側はゲート抵抗が小さいため、スイッチング素子のスイッチングスピードが速く、図６のＡＣ出力で示すようにサージが発生してしまう。なお上側スイッチング素子（ＵＬ，ＵＲ側）はゲート抵抗が大きくスイッチングスピードが遅いため、サージは発生しない。 In particular, in FIG. 7, when an overcurrent flows as an energization current, a protection function that turns off the lower switching elements (DL, DR) works to prevent a current from flowing. For this purpose, it is necessary to perform switching at high speed. Specifically, it is necessary to quickly turn off when an overcurrent flows, and to turn on quickly when the overcurrent stops flowing. Thus, since the lower switching elements (DL, DR) need to be switched at high speed, the gate resistance cannot be increased. Since the lower switching element (DL, DR) side has a small gate resistance, the switching speed of the switching element is fast, and a surge occurs as shown by the AC output in FIG. The upper switching element (UL, UR side) has a large gate resistance and a slow switching speed, so that no surge is generated.
本実施形態においては、図４に示すように、０ボルト出力を得るために下側スイッチング素子である第４スイッチング素子Ｑ４がオンする最初の一定期間（Ｔ１０）を高速でスイッチング（パルス制御）する。こうすることで、徐々に電圧を下げ、ＡＣ出力が０Ｖとなるまでの時間を遅らせサージを低減する。このように、図４で示すように制御部（外部制御ＩＣ）３０からの駆動信号（制御信号）により、下側スイッチング素子である第４スイッチング素子Ｑ４がオンする最初の一定時間（Ｔ１０）にパルス制御を追加する。 In this embodiment, as shown in FIG. 4, the first constant period (T10) during which the fourth switching element Q4, which is the lower switching element, is turned on in order to obtain 0 volt output is switched (pulse controlled) at high speed. . By doing so, the voltage is gradually lowered, the time until the AC output becomes 0 V is delayed, and the surge is reduced. In this way, as shown in FIG. 4, the drive signal (control signal) from the control unit (external control IC) 30 causes the fourth switching element Q4, which is the lower switching element, to turn on for the first fixed time (T10). Add pulse control.
つまり、パルス制御が無い場合は下側スイッチング素子である第４スイッチング素子Ｑ４のオンのスイッチングスピードが速くサージが発生しているが、パルス制御が有る場合は、下側スイッチング素子である第４スイッチング素子Ｑ４がオン／オフを繰り返すため徐々に電圧が下がり、サージが抑えられる。 That is, when there is no pulse control, the fourth switching element Q4, which is the lower switching element, is turned on at a high switching speed, and a surge is generated, but when there is pulse control, the fourth switching element, which is the lower switching element. Since the element Q4 is repeatedly turned on / off, the voltage is gradually lowered to suppress the surge.
同様に、図３に示すように、０ボルト出力を得るために第１期間（第４スイッチング素子Ｑ４のオン状態）から第２期間に移行する際、第２スイッチング素子Ｑ２をオンするときにＡＣ出力の周波数よりも高周波にてオン／オフを繰り返すパルス制御を行う。この場合も同様にＡＣ出力が０Ｖとなるまでの時間を遅らせてサージを低減することができる。 Similarly, as shown in FIG. 3, when shifting from the first period (the fourth switching element Q4 to the on state) to the second period in order to obtain a 0 volt output, the AC is turned on when the second switching element Q2 is turned on. Pulse control that repeats on / off at a frequency higher than the output frequency is performed. In this case as well, the surge can be reduced by delaying the time until the AC output becomes 0V.
このように、スイッチングタイミングを変更した際に、パルス制御によりフィルタ用コイル５２，５３を小さくしたりサージを抜くダイオードを設けるといった部品の追加を招くことなくサージを抑制可能である。パルス制御は、制御部（外部制御ＩＣ）３０で行われる。 As described above, when the switching timing is changed, the surge can be suppressed without causing additional components such as reducing the filter coils 52 and 53 by pulse control or providing a diode for removing the surge. The pulse control is performed by the control unit (external control IC) 30.
上記実施形態によれば、以下のような効果を得ることができる。
（１）車載ＤＣ−ＡＣインバータ１０の構成として、高電圧母線Ｌｐ側の第１スイッチング素子Ｑ１と低電圧母線Ｌｎ側の第２スイッチング素子Ｑ２とが直列接続されるとともに高電圧母線Ｌｐ側の第３スイッチング素子Ｑ３と低電圧母線Ｌｎ側の第４スイッチング素子Ｑ４とが直列接続されたＨブリッジ回路２０を備えている。第１スイッチング素子Ｑ１、第２スイッチング素子Ｑ２、第３スイッチング素子Ｑ３及び第４スイッチング素子Ｑ４をオン／オフ制御する制御部３０を備えている。制御部３０は、第４スイッチング素子Ｑ４をオンした状態で第１スイッチング素子Ｑ１をオンすることによって電流を一方向に流す状態から第１スイッチング素子Ｑ１をオフし、その後第２スイッチング素子Ｑ２をオンすることにより０ボルト出力を得るとともに、第２スイッチング素子Ｑ２をオンした状態で第３スイッチング素子Ｑ３をオンすることによって電流を逆方向に流す状態から第３スイッチング素子Ｑ３をオフし、その後第４スイッチング素子Ｑ４をオンすることにより０ボルト出力を得るようにした。よって、４つのスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４についてオンすることに伴うスイッチング損失を振り分けることによりスイッチング素子の発熱を分散させてスイッチング素子の温度上昇を抑制することができる。
According to the above embodiment, the following effects can be obtained.
(1) As a configuration of the in-vehicle DC-AC inverter 10, the first switching element Q1 on the high voltage bus Lp side and the second switching element Q2 on the low voltage bus Ln side are connected in series and the first switching element Q2 on the high voltage bus Lp side is connected in series. 3 includes an H-bridge circuit 20 in which a switching element Q3 and a fourth switching element Q4 on the low voltage bus Ln side are connected in series. A control unit 30 that controls on / off of the first switching element Q1, the second switching element Q2, the third switching element Q3, and the fourth switching element Q4 is provided. The control unit 30 turns off the first switching element Q1 from the state in which current flows in one direction by turning on the first switching element Q1 with the fourth switching element Q4 turned on, and then turns on the second switching element Q2. As a result, a 0 volt output is obtained, and the third switching element Q3 is turned off from a state in which a current flows in the reverse direction by turning on the third switching element Q3 while the second switching element Q2 is turned on. A 0 volt output was obtained by turning on the switching element Q4. Therefore, by distributing the switching loss caused by turning on the four switching elements Q1 to Q4, the heat generation of the switching elements can be dispersed to suppress the temperature rise of the switching elements.
（２）第２スイッチング素子Ｑ２のゲート抵抗Ｒ２及び第４スイッチング素子Ｑ４のゲート抵抗Ｒ４は、第１スイッチング素子Ｑ１のゲート抵抗Ｒ１及び第３スイッチング素子Ｑ３のゲート抵抗Ｒ３より小さい。よって、過電流から保護する上で好ましい。 (2) The gate resistance R2 of the second switching element Q2 and the gate resistance R4 of the fourth switching element Q4 are smaller than the gate resistance R1 of the first switching element Q1 and the gate resistance R3 of the third switching element Q3. Therefore, it is preferable in protecting from overcurrent.
（３）制御部３０は、０ボルト出力させるべく第２スイッチング素子Ｑ２をオンするとき及び第４スイッチング素子Ｑ４をオンするときにＡＣ出力の周波数よりも高周波にてオン／オフを繰り返すパルス制御を行う。よって、サージを低減することができる。 (3) The control unit 30 performs pulse control that repeatedly turns on / off at a frequency higher than the frequency of the AC output when the second switching element Q2 is turned on and the fourth switching element Q4 is turned on to output 0 volts. Do. Therefore, surge can be reduced.
（４）通電電流を測定する電流センサ４０を備え、制御部３０は、電流センサ４０により測定した通電電流が閾値よりも小さい時に、パルス制御を実施する。よって、サージ対策が必要な時のみパルス制御を行うことができる。 (4) The current sensor 40 that measures the energization current is provided, and the control unit 30 performs pulse control when the energization current measured by the current sensor 40 is smaller than the threshold value. Therefore, pulse control can be performed only when surge countermeasures are required.
実施形態は前記に限定されるものではなく、例えば、次のように具体化してもよい。
○ パルス制御は制御部（外部制御ＩＣ）３０で行うが、この際、パルス制御の継続時間Ｔ１０（図４参照）を調整したり、パルス周波数１／Ｔ２０（図４参照）を調整したり、デューティ比（Ｔ２１／Ｔ２０）を可変にする等を行ってもよい。
The embodiment is not limited to the above, and may be embodied as follows, for example.
The pulse control is performed by the control unit (external control IC) 30. At this time, the pulse control duration T10 (see FIG. 4) is adjusted, the pulse frequency 1 / T20 (see FIG. 4) is adjusted, For example, the duty ratio (T21 / T20) may be varied.
例えば、図４に代わり図５に示すように、制御部３０は、第２スイッチング素子Ｑ２をオンするとき及び第４スイッチング素子Ｑ４をオンするときにＡＣ出力の周波数よりも高周波にてオン／オフを繰り返すパルス制御を行う際に、デューティ比（Ｔ２１／Ｔ２０）を時間とともに徐々に大きくしてもよい。つまり、周期Ｔ２０が一定であり、オン時間Ｔ２１を徐々に長くしてもよい。 For example, as shown in FIG. 5 instead of FIG. 4, the control unit 30 turns on / off at a higher frequency than the frequency of the AC output when turning on the second switching element Q2 and turning on the fourth switching element Q4. When the pulse control is repeated, the duty ratio (T21 / T20) may be gradually increased with time. That is, the period T20 may be constant and the on-time T21 may be gradually increased.
○ スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４としてＭＯＳトランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）を用いたが、ＩＧＢＴ、バイポーラトランジスタ等を用いてもよい。この場合、ＭＯＳトランジスタの寄生ダイオードに相当するダイオードを接続するとよい。 Although MOS transistors (MOSFETs) are used as the switching elements Q1 to Q4, IGBTs, bipolar transistors, or the like may be used. In this case, a diode corresponding to the parasitic diode of the MOS transistor may be connected.
○ 通電電流を測定する電流センサ４０は、シャント抵抗４１と増幅回路４２で構成したが、これに限らない。例えばホール素子（ホールＩＣ）で電流センサを構成してもよい。 The current sensor 40 for measuring the energization current is composed of the shunt resistor 41 and the amplifier circuit 42, but is not limited thereto. For example, the current sensor may be configured by a Hall element (Hall IC).
１０…車載ＤＣ−ＡＣインバータ、２０…Ｈブリッジ回路、３０…制御部、４０…電流センサ、Ｌｎ…低電圧母線、Ｌｐ…高電圧母線、Ｒ１…ゲート抵抗、Ｒ２…ゲート抵抗、Ｒ３…ゲート抵抗、Ｒ４…ゲート抵抗、Ｑ１…第１スイッチング素子、Ｑ２…第２スイッチング素子、Ｑ３…第３スイッチング素子、Ｑ４…第４スイッチング素子。 DESCRIPTION OF SYMBOLS 10 ... Car-mounted DC-AC inverter, 20 ... H bridge circuit, 30 ... Control part, 40 ... Current sensor, Ln ... Low voltage bus, Lp ... High voltage bus, R1 ... Gate resistance, R2 ... Gate resistance, R3 ... Gate resistance , R4, gate resistance, Q1, first switching element, Q2, second switching element, Q3, third switching element, Q4, fourth switching element.
Claims (4)
前記第１スイッチング素子、前記第２スイッチング素子、前記第３スイッチング素子及び前記第４スイッチング素子をオン／オフ制御する制御部と、
を備えた車載ＤＣ−ＡＣインバータであって、
前記制御部は、第４スイッチング素子をオンした状態で第１スイッチング素子をオンすることによって電流を一方向に流す状態から前記第１スイッチング素子をオフし、その後前記第２スイッチング素子をオンすることにより０ボルト出力を得るとともに、第２スイッチング素子をオンした状態で第３スイッチング素子をオンすることによって電流を逆方向に流す状態から前記第３スイッチング素子をオフし、その後前記第４スイッチング素子をオンすることにより０ボルト出力を得るようにしたことを特徴とする車載ＤＣ−ＡＣインバータ。 The first switching element on the high voltage bus side and the second switching element on the low voltage bus side are connected in series, and the third switching element on the high voltage bus side and the fourth switching element on the low voltage bus side are connected in series. H bridge circuit,
A controller for controlling on / off of the first switching element, the second switching element, the third switching element, and the fourth switching element;
In-vehicle DC-AC inverter equipped with
The control unit turns off the first switching element from a state in which a current flows in one direction by turning on the first switching element while the fourth switching element is turned on, and then turns on the second switching element. To obtain a 0 volt output, and by turning on the third switching element with the second switching element turned on, the third switching element is turned off from the state in which the current flows in the reverse direction, and then the fourth switching element is turned on. An in-vehicle DC-AC inverter characterized in that a 0-volt output is obtained by turning on.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
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| JP2019187155A true JP2019187155A (en) | 2019-10-24 |
| JP6965817B2 JP6965817B2 (en) | 2021-11-10 |
Family
ID=68337328
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
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| JP2018077645A Active JP6965817B2 (en) | 2018-04-13 | 2018-04-13 | In-vehicle DC-AC inverter |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP6965817B2 (en) |
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