JP2019110748A - 同期コンバータのボディダイオード導通の最小化 - Google Patents

同期コンバータのボディダイオード導通の最小化 Download PDF

Info

Publication number
JP2019110748A
JP2019110748A JP2018236348A JP2018236348A JP2019110748A JP 2019110748 A JP2019110748 A JP 2019110748A JP 2018236348 A JP2018236348 A JP 2018236348A JP 2018236348 A JP2018236348 A JP 2018236348A JP 2019110748 A JP2019110748 A JP 2019110748A
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
switch
electronic
body diode
synchronous
converter
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
JP2018236348A
Other languages
English (en)
Other versions
JP6736648B2 (ja
Inventor
ドンウォン クォン
Dongwon Kwon
ドンウォン クォン
ウィリアム コールドウェル ジョシュア
William Caldwell Joshua
ウィリアム コールドウェル ジョシュア
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Linear Technology Holding LLC
Original Assignee
Linear Technology Holding LLC
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Linear Technology Holding LLC filed Critical Linear Technology Holding LLC
Publication of JP2019110748A publication Critical patent/JP2019110748A/ja
Application granted granted Critical
Publication of JP6736648B2 publication Critical patent/JP6736648B2/ja
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
    • H02M3/1582—Buck-boost converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
    • H02M3/1588—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load comprising at least one synchronous rectifier element
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/38—Means for preventing simultaneous conduction of switches
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P7/00—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors
    • H02P7/06—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors for regulating or controlling an individual dc dynamo-electric motor by varying field or armature current
    • H02P7/18—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors for regulating or controlling an individual dc dynamo-electric motor by varying field or armature current by master control with auxiliary power
    • H02P7/24—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors for regulating or controlling an individual dc dynamo-electric motor by varying field or armature current by master control with auxiliary power using discharge tubes or semiconductor devices
    • H02P7/28—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors for regulating or controlling an individual dc dynamo-electric motor by varying field or armature current by master control with auxiliary power using discharge tubes or semiconductor devices using semiconductor devices
    • H02P7/285—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors for regulating or controlling an individual dc dynamo-electric motor by varying field or armature current by master control with auxiliary power using discharge tubes or semiconductor devices using semiconductor devices controlling armature supply only
    • H02P7/29—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors for regulating or controlling an individual dc dynamo-electric motor by varying field or armature current by master control with auxiliary power using discharge tubes or semiconductor devices using semiconductor devices controlling armature supply only using pulse modulation
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0048—Circuits or arrangements for reducing losses
    • H02M1/0051—Diode reverse recovery losses
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/38—Means for preventing simultaneous conduction of switches
    • H02M1/385—Means for preventing simultaneous conduction of switches with means for correcting output voltage deviations introduced by the dead time
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
    • H02P6/08—Arrangements for controlling the speed or torque of a single motor
    • H02P6/085—Arrangements for controlling the speed or torque of a single motor in a bridge configuration
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Abstract

【課題】シュートスルー電流を回避しながらデッドタイムを最小化する同期コンバータを提供する。【解決手段】電源、インダクタ１０１、出力端子、および制御回路を含む同期コンバータであって、制御回路は、活性化されたときに、電源からインダクタへのエネルギーを送達する電子付勢スイッチ１０５と、活性化されたときに、インダクタから出力端子へエネルギーを送達するボディダイオードを含む電子消勢スイッチ１１１と、活性化されたときに、電子消勢スイッチをオフにし、電子消勢スイッチのボディダイオード１０９を通して流れる電流をリダイレクトし、電子消勢スイッチのボディダイオードから電荷を除去する電子プルダウンスイッチと、を含む。電子付勢スイッチおよび電子消勢スイッチは、決して両方とも同時に活性化されない。【選択図】図１Ａ

Description

本開示は、同期ブーストコンバータ、同期バックブーストコンバータ、および同期Ｈブリッジコンバータを含む同期コンバータに関する。
同期ブーストコンバータ、同期バックブーストコンバータ、および同期Ｈブリッジコンバータなどの同期コンバータは、制御された量のエネルギーをインダクタに転送する制御された付勢スイッチおよび制御された量のエネルギーをインダクタから出力端子を通して負荷に転送する制御された消勢スイッチを使用し得る。
２つのスイッチは、２つのスイッチを通してコンバータの出力から接地への未制御のシュートスルー電流を回避するために、決して同時にオンされてはならない。結果として、各スイッチングサイクル中に両方のスイッチがオフになる２つの過渡的な期間があり得る。これらの期間は、スイッチングコンバータのデッドタイムと呼ばれる。
デッドタイムは、スイッチングコンバータにおける電力損失およびＥＭＩの問題を引き起こす。したがって、シュートスルー電流を回避しながらこのデッドタイムを最小化することは、継続的な問題となっており、効果的な解決策がまだ提供されていない。
同期コンバータは、電源、インダクタ、出力端子、および制御回路を含み得る。制御回路は、活性化されたときに、電源からのエネルギーをインダクタに送達する電子付勢スイッチと、活性化されたときに、インダクタからのエネルギーを出力端子に送達する電子消勢スイッチであって、前記電子消勢スイッチはボディダイオードを含む、電子消勢スイッチと、活性化されたときに、電子消勢スイッチをオフにし、電子消勢スイッチのボディダイオードを流れる電流をリダイレクトし、かつ電子消勢スイッチのボディダイオードから電荷を除去する電子プルダウンスイッチと、を含み得る。電子付勢スイッチおよび電子消勢スイッチは、決して両方とも同時に活性化されることはない。
ボディダイオードからの電流および電荷は、１ナノ秒以内に電子プルダウンスイッチによって除去され得る。
制御回路は、ボディダイオードからリダイレクトされた電流およびボディダイオードから除去された電荷が流れるリダイレクト／除去ダイオードを含み得る。
制御回路は，電子付勢スイッチおよび電子消勢スイッチを制御するドライバを含み得る。リダイレクト／除去ダイオードは、ドライバ内のボディダイオードであってもよい。
電子付勢スイッチ、電子消勢スイッチ、および電子プルダウンスイッチは、各々ＮＭＯＳデバイスまたはＧａＮ電力スイッチであってもよい。
同期コンバータは、同期ブーストコンバータ、同期バックブーストコンバータ、または同期Ｈブリッジコンバータであってもよい。
これら、ならびにその他の構成要素、ステップ、特徴、目的、利益および利点は、以下の例示的な実施形態の詳細な説明、添付の図面、および特許請求の範囲を検討することにより明らかになるであろう。
本発明は、例えば、以下の項目を提供する。
（項目１）
電源、インダクタ、および出力端子を含む同期コンバータのための制御回路であって、前記制御回路は、
活性化されたときに、前記電源から前記インダクタへエネルギーを送達する電子付勢スイッチと、
活性化されたときに、前記インダクタから前記出力端子へエネルギーを送達する電子消勢スイッチであって、前記電子消勢スイッチは、ボディダイオードを含む、電子消勢スイッチと、
活性化されたときに、前記電子消勢スイッチをオフにし、前記電子消勢スイッチの前記ボディダイオードを通して流れる電流をリダイレクトし、前記電子消勢スイッチの前記ボディダイオードから電荷を除去する電子プルダウンスイッチと、を備え、
前記電子付勢スイッチおよび前記電子消勢スイッチは、決して両方とも同時に活性化されることはない、制御回路。
（項目２）
前記第１のボディダイオードからの前記電流および電荷は、１ナノ秒以内に前記電子プルダウンスイッチによって除去される、上記項目に記載の制御回路。
（項目３）
前記ボディダイオードからリダイレクトされた前記電流および前記ボディダイオードから除去された前記電荷が流れるリダイレクト／除去ダイオードをさらに備える、上記項目のいずれか一項に記載の制御回路。
（項目４）
前記電子付勢スイッチおよび前記電子消勢スイッチを制御するドライバをさらに備え、前記リダイレクト／除去ダイオードは、前記ドライバ内のボディダイオードである、上記項目のいずれか一項に記載の制御回路。
（項目５）
前記電子付勢スイッチ、前記電子消勢スイッチ、および前記電子プルダウンスイッチは、各々ＮＭＯＳデバイスまたはＧａＮ電力スイッチである、上記項目のいずれか一項に記載の制御回路。
（項目６）
前記同期コンバータは、同期ブーストコンバータである、上記項目のいずれか一項に記載の制御回路。
（項目７）
前記同期コンバータは、同期バックブーストコンバータまたは同期Ｈブリッジコンバータである、上記項目のいずれか一項に記載の制御回路。
（項目８）
電源によって駆動され得る同期コンバータであって、前記同期コンバータは、
インダクタと、
出力端子と、
活性化されたときに、前記電源から前記インダクタへエネルギーを送達する電子付勢スイッチと、
活性化されたときに、前記インダクタから前記出力端子へエネルギーを送達する電子消勢スイッチであって、前記電子消勢スイッチは、ボディダイオードを含む、電子消勢スイッチと、
活性化されたときに、前記電子消勢スイッチをオフにし、前記電子消勢スイッチの前記ボディダイオードを通して流れる電流をリダイレクトし、前記消勢スイッチの前記ボディダイオードから電荷を除去する、電子プルダウンスイッチと、を備え、
前記電子付勢スイッチおよび前記電子消勢スイッチは、決して両方とも同時に活性化されることはない、同期コンバータ。
（項目９）
前記ボディダイオードからの前記電流および電荷は、１ナノ秒以内に前記電子プルダウンスイッチによって除去される、上記項目のいずれか一項に記載の同期コンバータ。
（項目１０）
前記ボディダイオードからリダイレクトされた前記電流および前記ボディダイオードから除去された前記電荷が流れるリダイレクト／除去ダイオードをさらに備える、上記項目のいずれか一項に記載の同期コンバータ。
（項目１１）
前記電子付勢スイッチおよび前記電子消勢スイッチを制御するドライバをさらに備え、前記リダイレクト／除去ダイオードは、前記ドライバ内のボディダイオードである、上記項目のいずれか一項に記載の同期コンバータ。
（項目１２）
前記電子付勢スイッチ、前記電子消勢スイッチ、および前記電子プルダウンスイッチは、各々ＮＭＯＳデバイスまたはＧａＮ電力スイッチである、上記項目のいずれか一項に記載の同期コンバータ。
（項目１３）
前記同期コンバータは、同期ブーストコンバータである、上記項目のいずれか一項に記載の同期コンバータ。
（項目１４）
前記同期コンバータは、同期バックブーストコンバータまたは同期Ｈブリッジコンバータである、上記項目のいずれか一項に記載の同期コンバータ。
（項目１５）
電源、インダクタ、および出力端子を含む同期コンバータのための制御回路であって、前記制御回路は、
活性化されたときに、前記電源から前記インダクタへエネルギーを送達する付勢スイッチ手段と、
活性化されたときに、前記インダクタから前記出力端子へエネルギーを送達する消勢スイッチ手段であって、前記消勢スイッチ手段は、ボディダイオードを含む、消勢スイッチ手段と、
活性化されたときに、前記消勢スイッチ手段をオフにし、前記消勢スイッチ手段の前記ボディダイオードを通して流れる電流をリダイレクトし、前記消勢スイッチ手段の前記ボディダイオードから電荷を除去する、プルダウンスイッチ手段と、を備え、
前記付勢スイッチ手段および前記消勢スイッチ手段は、決して両方とも同時に活性化されることはない、制御回路。
（項目１６）
前記ボディダイオードからの前記電流および電荷は、１ナノ秒以内に前記プルダウンスイッチ手段によって除去される、上記項目のいずれか一項に記載の制御回路。
（項目１７）
前記ボディダイオードからリダイレクトされた前記電流および前記ボディダイオードから除去された前記電荷が流れるリダイレクト／除去ダイオード手段をさらに備える、上記項目のいずれか一項に記載の制御回路。
（項目１８）
前記電子付勢スイッチおよび前記電子消勢スイッチを制御するドライバ手段をさらに備え、前記リダイレクト／除去ダイオードは、前記ドライバ手段内のボディダイオードである、上記項目のいずれか一項に記載の制御回路。
（項目１９）
前記同期コンバータは、同期ブーストコンバータである、上記項目のいずれか一項に記載の制御回路。
（項目２０）
前記同期コンバータは、同期バックブーストコンバータまたは同期Ｈブリッジコンバータである、上記項目のいずれか一項に記載の制御回路。
（摘要）
電源、インダクタ、出力端子、および制御回路を含む同期コンバータ。制御回路は、活性化されたときに、電源からインダクタへのエネルギーを送達する電子付勢スイッチと、活性化されたときに、インダクタから出力端子へエネルギーを送達する電子消勢スイッチであって、前記電子消勢スイッチはボディダイオードを含む、電子消勢スイッチと、活性化されたときに、電子消勢スイッチをオフにし、電子消勢スイッチのボディダイオードを通して流れる電流をリダイレクトし、電子消勢スイッチのボディダイオードから電荷を除去する電子プルダウンスイッチと、を含み得る。電子付勢スイッチおよび電子消勢スイッチは、決して両方とも同時に活性化され得ない。
図面は例示的な実施形態のものである。それらは、すべての実施形態を説明するものではない。他の実施形態を追加してまたは代わりに使用してもよい。明らかであるか不必要であるかもしれない詳細は、スペースを節約するために、またはより効果的に説明するために省略する場合がある。いくつかの実施形態は、追加の構成要素またはステップによって、および／または図示された構成要素またはステップのすべてを伴わずに実施されてもよい。異なる図面に同じ数字が示されている場合、同じまたは同様の構成要素またはステップを指す。
図１Ａは、同期ブーストコンバータ電力段の例を図示する。
図１Ｂは、図１Ａに図示したブーストコンバータのスイッチノード電圧波形の一例を図示する。
図２は、デッドタイム制御付きの従来の同期ブーストコンバータの一例を図示する。
図３は、ボディダイオード導通を最小化し得るゲートドライブを備えた同期ブーストコンバータ電力段の例を図示する。
図４は、従来のブーストコンバータ電力段と比較して、提案される同期ブーストコンバータ電力段（例えば、図３に図示されているようなゲートドライブを使用するもの）の、電力スイッチＳＤおよびＳＥの動作ゲート−ソース間電圧、およびスイッチノードにおける電圧の例を図示する。
図５は、ボディダイオード導通を最小化し得るゲートドライブを備えた同期バックブーストコンバータ電力段の例を図示する。
図６は、ボディダイオード導通を最小化し得るゲートドライブを備えたモータを駆動する同期Ｈブリッジコンバータ電力段の例を図示する。
例示的な実施形態をここで説明する。他の実施形態を追加してまたは代わりに使用し得る。明らかであるか不必要であるかもしれない詳細は、スペースを節約するために、またはより効果的に提示するために省略する場合がある。いくつかの実施形態は、追加の構成要素またはステップによって、および／または記述された構成要素またはステップのすべてを伴わずに実施されてもよい。
図１Ａは、同期ブーストコンバータ電力段の例を図示する。図１Ａに示された同期ブーストコンバータは、インダクタ１０１を付勢し、インダクタ１０１に蓄えられたエネルギーを出力端子に連結された出力コンデンサ１０３に消勢することにより、入力電圧（Ｖ入力）より高い出力電圧（Ｖ出力）を発生し得る。
ＳＥゲートコントローラ１０７が付勢スイッチ（ＳＥ）１０５をオンすると、インダクタ１０１の電流（ＩＬ）は増加し得る。次いで、ＳＥゲートコントローラ１０７は、ＳＥ１０５をオフにして、ＩＬが消勢スイッチ（ＳＤ）１１１のボディダイオード１０９を流れるまで、ＩＬがスイッチノード電圧（ＶＳＷ）を上昇させ得る。この時点で、ＳＤゲートコントローラ１１３は、ＳＤ１１１をオンして、そのエンハンストチャンネルを通してＩＬを流すことによって導通損失を低減し得る。ＳＤ１１１がオフにされると、再びＳＥ１０５がオンして電流を引き込み、ＶＳＷを下げてインダクタ１０１を付勢し、スイッチングサイクルを再開するまで、ＩＬ は最初ＳＤ１１１のボディダイオード１０９を通って流れ得る。
図１Ｂは、図１Ａに図示したブーストコンバータのスイッチノード電圧波形の例を図示する。
２つのスイッチ１０５および１１１は、２つのエンハンストスイッチＳＥ１０５およびＳＤ１１１を通してＶ出力から接地への未制御のシュートスルー電流を回避するために、決して同時にオンにしてはならない。結果として、各スイッチングサイクル中に両方のスイッチがオフになる２つの過渡的な期間があり得る。これらの期間は、スイッチングコンバータのデッドタイムと呼ばれる。
これらのデッドタイムの間、図１Ｂに示されるように、ＶＳＷは上下に転移し、ボディダイオード１０９がＩＬを出力端子に導通させる。このブレークビフォメイク動作を確実にするために、システムは、他方のスイッチがオンになるように命令する前に、一方のスイッチがオフにされていることを検知する。追加の遅延が、電力スイッチのタイプおよびサイズに応じて十分なデッドタイムを確保するために、オフ〜オンの期間にしばしば挿入される。
図２は、デッドタイム制御２０１を有する同期ブーストコンバータの例を図示する。付勢信号が、ＳＥ２０５を介してインダクタ２０３を付勢するために高レベルに上昇するとき、デッドタイム制御２０１は、ＳＤ２０７がオフであり、若干の遅延が経過した後にのみＳＥ２０５がオンになることを可能にする。同様に、付勢信号が、ＳＤ２０７を介してインダクタ２０３を消勢するために低レベルに低下するとき、デッドタイム制御２０１は、ＳＥ２０５がオフであることをチェックし、別の遅延の後にＳＤ２０７がオンになることを可能にするする。（ＩＮＴＶＣＣ−ＧＮＤ）レールと（ＶＢＳＴ−ＶＳＷ）レール信号との間で通信するために、ＵＰおよびＤＮレベルシフタ２１１および２０９がそれぞれあってもよく、ＶＢＳＴは、システムの他の場所で発生されるフローティング供給電圧である。
従来のスイッチングコンバータは、シュートスルー電流を防止するためにデッドタイムを必要とする。しかし、デッドタイムに関連した電力損失がある。スイッチチャンネルの代わりにボディダイオードを通ってＩＬが流れるとき、ボディダイオード導通損失は、エンハンストチャンネル抵抗の対応部分よりも大きくなり得る。ボディダイオードの逆回復電荷に起因して、より大きい損失が起こり得る。ＭＯＳＦＥＴのボディダイオードは、電流を導通させるために順方向バイアスされるとき、電荷を蓄積する。この電荷の量は、ダイオード導通時間およびスイッチングコンバータにおける電流の大きさを増加させる傾向がある。オフにするか、またはボディダイオードを逆バイアスするために、導通電流および蓄積された電荷は、リダイレクトおよび除去され得る。ブーストコンバータの消勢段階の終わりに向けて、ＳＤ２０７はオフにされ、ボディダイオードが出力端子にＩＬを流す。この時点で、ＳＥ２０５がオンにされて、ＶＳＷを引き下げる。ＳＥ２０５が引っ張るのに利用する電流の量は、ＩＬの大きさよりも大きく、余分な電流の主要な要因はボディダイオードの逆回復電荷である。ＶＳＷのこの立ち下がり転移の間、ＳＥ２０５は、高電圧および高電流の両方を経験し、顕著なスイッチング損失をもたらす。さらに、この期間中にＳＥ２０５が引く電流の量の増加は、リンギングを実質的に増加させ、システムのＥＭＩ放射を悪化させる。
デッドタイムを確立する１つの従来の方法は、スイッチのターンオフを検出することと、他のスイッチをオンにするように命令することと間に固定の遅延を挿入することである。しかしながら、このアプローチは、ゲートドライバが広範囲の電力スイッチに対応するように設計されている場合、長いボディダイオード導通時間をもたらす傾向がある。直すべきことは、ユーザにデッドタイムを調整する手段を提供することである。ユーザがスイッチングコンバータを走らせるアプリケーションを知っており、したがって正確な電力スイッチが決定されるとき、最適な条件に遅延をプログラムすることにより、ボディダイオード導通時間を低減することができる。
別のアプローチは、電力スイッチの動作状態を自律的に検出し、デッドタイムを最小限に抑えるためにその場で遅延をプログラムするインテリジェントスイッチングコンバータコントローラを実装することである。この自己プログラム可能なデッドタイムアプローチは、典型的には、スイッチノード転移中の電力スイッチのゲート−ソース間電圧およびドレイン−ソース間電圧を検知して、ゲートドライバの遅延を調整する。
これらのアプローチは、ボディダイオード導通をある程度低減するのに役立ち得るが、通常は１０ｎｓ超のボディダイオード導通時間を留保して、シュートスルーが発生しないことを確保する。センサは−ユーザまたはシステム自体にかかわらず−閾値（すなわち、スイッチがオンまたはオフであるかどうかを決定するための電圧）においてそれ自身の許容誤差を有する。加えて、プログラム可能な遅延の変動は、特に遅延がナノ秒のオーダーであるため、温度、プロセス、および電圧にわたって最小化することが困難であり得る。したがって、実際には、シュートスルー災害からの時間マージンを確保するためにボディダイオード導通時間をあまり短くすることはできない。
シュートスルー電流を回避しながらボディダイオード導通を最小化することは困難であった。これは、２つのタスク−ボディダイオードの電流をリダイレクトするために１つのスイッチをオフにして他のスイッチをオンにすること、および蓄積された電荷を除去すること−が、プロセス、電圧、温度の変動にわたってタイミングアラインメントを呈しない可能性のある異なる回路によって実行されるためである。図２の同期ブーストコンバータの例において、（ＶＢＳＴ−ＶＳＷ）レールのＳＤゲートコントローラ２１３は、消勢スイッチＳＤ２０７をオフにする。最終段のプルダウンデバイスＳＤ Ｎ ２１５が、ＳＤ２０７のゲート−ソース間電圧をその閾値未満にするとき、ＳＤ２０７のボディダイオード２１７は、直ちにインダクタ電流ＩＬの一部を導通することを開始する。
この正確なターンオフイベントを検出することは、簡単なタスクではない場合がある。それが達成されるとしても、ＳＤゲートセンサ２１９、ＤＮレベルシフタ２０９、デッドタイム制御２０１、およびＳＥゲートコントローラ２２１からの遅延が存在し、それは、ＳＥ Ｐ２２３が付勢スイッチＳＥ２０５のゲート電圧を引き上げ始めてＩＬをＳＤ２０７のボディダイオード２１７から奪い取る前でさえ、容易にボディダイオード導通時間の数ナノ秒超を犠牲にする。これらの固有の遅延を補償するために，ゲート電圧検知は、時折ドライバの最終段から数段早く開始されることがある。この早期開始は、ＳＤ２０７のターンオフおよびＳＥ２０５のターンオンを整列させる機会を提供することができるが、シュートスルー電流の危険性がある。ＤＮレベルシフタ２０９およびドライバのヘッド開始および遅延によって得られる時間は、常に一致しない可能性があり、かつそれぞれの許容誤差内で変化するため、ＳＥ２０５を少し遅くするオンする必要があり得る。結果として、システムは初期開始のケースにおいてさえ、顕著なボディダイオード導通時間で依然として終わり得る。
２つの異なる回路のタイミングアラインメントの課題は、消勢スイッチ２０７をオフしてボディダイオード電流をリダイレクトするタスクを実行するために単一のデバイスを使用することによって除去され得る。
図３は、ボディダイオード導通を最小化し得るゲートドライブを備えた同期ブーストコンバータ電力段の例を図示する。プルダウンデバイスＳＰＵＬＬ３０１をオンしてＳＤ３０３をオフし、リダイレクトダイオードＤＲＤＩＲ３０５を通してそのボディダイオード３０７電流を奪い取る。ＳＤ３０３のゲート−ソース間電圧が、ＳＰＵＬＬ３０１からの電流によってその閾値の下に引っ張られると、ＩＬは、ＳＤ３０３のボディダイオード３０７ を通して流れ始める。ＳＰＵＬＬ３０１は、ＤＲＤＩＲ３０５が順方向バイアスされるまで、ゲート電圧をＶＳＷの下に引き続き引っ張る。ＤＲＤＩＲ３０５は、ＳＤ３０３のゲート電圧をそのソース電圧の約１ダイオード電圧下（すなわち、ＶＳＷ−０．７Ｖ）にクランプし、かつＳＤ３０３のゲート−酸化膜を保護する。
ＤＲＤＩＲ３０５は、デッドタイム低減とシュートスルー電流防止との間のトレードオフのためのいかなるタイミングアラインメント要件無しで、ＳＰＵＬＬ３０１がＳＤ３０３のボディダイオード３０７からＩＬをシームレスにリダイレクトすることを可能にする。ＳＤ３０３のボディダイオード３０７は、以前のアプローチと同様の方法で導通するが、実質的に短い持続時間のみ導通することができ、それはＳＤ３０３のゲート−ソース間電圧がその閾値電圧を横切る瞬間からＤＲＤＩＲ３０５が順方向バイアスされるまでである。ＳＰＵＬＬ３０１の電流の大きさは、インダクタ３０９の電流に打ち勝つのに十分に高く設計されているので、一旦ＤＲＤＩＲ３０５が、スイッチノード（すなわち、ＶＳＷ）からＳＰＵＬＬ３０１へ電流を導通すると、ＳＤ３０３のボディダイオード３０７に流れる電流は残されない。
ＤＲＤＩＲ３０５のこの順方向バイアスの直前に、ＳＰＵＬＬ３０１の高電流がＳＤ３０３のゲートをプルダウンしている。したがって、ゲート電圧は、ＶＳＷより上の閾値電圧からＶＳＷの１ダイオード電圧下に迅速に進み、ボディダイオード導通に対して実質的に短い量の時間を残す。ＳＰＵＬＬ３０１のこの高電流およびＳＤ３０３をオフしてからボディダイオード電流をリダイレクトすることへのシームレスな移行は、１ナノ秒未満のボディダイオード導通時間をもたらすことができる。 この実質的に短いボディダイオード導通時間は、逆回復電荷の量およびブーストコンバータにおけるその関連する問題を低減することができる。
従来のアプローチは、ＳＤ３０３からインダクタ３０９の電流方向を変更するために、付勢スイッチＳＥ３１１を割り当て得る。しかしながら、ＳＤ３０３およびＳＥＥ３１１は、同時にオンにされた場合にＶ出力から接地に短絡回路を形成し得る。提案される技法は、ＳＤ３０３からインダクタ３０９の電流方向を変化させるために、ＳＰＵＬＬ３０１を使用する。以前の方法とは異なり、ＳＤ３０３およびＳＰＵＬＬ３０１を通してＶ出力から接地への潜在的な短絡回路経路はない。ＳＰＵＬＬ３０１の動作の順序は、最初にＳＤ３０３をオフにし、次いでその電流をリダイレクトするように並べられる。しかしながら、いくつかの実施において、これはＳＥ３１１が必要とされないことを意味しない。ＳＥ３１１用のゲートコントローラ３１３は、ＳＰＵＬＬ３０１をオンにしてインダクタ３０９の電流をリダイレクトした後、さらにＳＥ３１１を迅速にオンにすることができ、それによりＳＥ３１１は、他のブーストコンバータと同様に、主付勢スイッチの役割を果たす。提案された技法は、電流をリダイレクトするためにＳＰＵＬＬ３０１を使用することによってＳＥ３１１の負担を軽くする。
ダイオードＤＲＤＩＲ３０５は、図３の（ＶＢＳＴ−ＶＳＷ）レールドライバの最終段のプルダウンＮＭＯＳデバイスＳＤ Ｎ３１５のまさにボディダイオードであってもよい。他のアプローチと比較して、余分のシリコンまたはプリント回路基板の物件を必要とする本アプローチの唯一の追加の構成要素は、プルダウンデバイスＳＰＵＬＬ３０１であり得る。
別の詳細は、ＳＰＵＬＬ３０１がＳＤ３０３のゲートをプルダウンしているときの、（ＶＢＳＴ−ＶＳＷ）レールドライバ出力の条件である。ＳＰＵＬＬ３０１が動作する直前に、ゲート電圧は、（ＶＢＳＴ−ＶＳＷ）レールドライバの最終段のプルアップＰＭＯＳデバイスＳＤ Ｐ３１７によってＶＢＳＴにプルアップされる。したがって、ＳＤ３０３用のＳＤゲートコントローラ３１９は、ＳＤ Ｐ３１７とＳＰＵＬＬ３０１との間の衝突を回避するために適切に準備することができる。換言すれば、ＳＤゲートコントローラ３１９は、ＳＰＵＬＬ３０１がＳＤ３０３のゲートを引っ張っているときにＳＤ Ｐ３１７をオフにしてもよい。
図４は、従来のブーストコンバータ段と比較して、電力スイッチＳＤおよびＳＥの作動状態のゲート−ソース間電圧、および提案されている同期ブーストコンバータ電力段（例えば、図３に示されているようなゲートドライブを使用するもの）のスイッチノードにおける電圧の例を図示する。ＶＳＷ波形の点線の円４０１と４０３との比較は、提案されている技術の最小化された（またはほとんど除去された）ボディダイオード導通動作をハイライトする。
提案される技法は、消勢スイッチＳＤがＮＭＯＳスイッチである同期ブーストコンバータに適用され得る。このゆえ、この正確な技術は、ＰＭＯＳ消勢スイッチを備えたバックコンバータ、非同期ブーストコンバータ、および同期ブーストコンバータと互換性がない場合がある。一方で、この方法は、ローサイド付勢スイッチがオンする前に、ハイサイド消勢スイッチのボディダイオードを通して電流が流れるＮＭＯＳ電力スイッチを使用する同期バックブーストコンバータおよび同期Ｈブリッジ回路に有用であり得る。
加えて、この技術は、ＧａＮデバイスのためのボディダイオード対応物の電圧がはるかに高いので、同期ブースト、バックブースト、およびＨブリッジコンバータ回路用のＮＭＯＳ電力スイッチの代わりにＧａＮ電力スイッチが使用される場合に有用であり得る。
図５は、ボディダイオード導通を最小化し得るゲートドライブを備えた同期バックブーストコンバータ電力段の例を図示する。電力段は、付勢電力スイッチＳＥ１およびＳＥ２５０９を通してインダクタＬを付勢することによって、Ｖ入力からＶ出力へエネルギーを送達し、消勢電力スイッチＳＤ１およびＳＤ２５０３を通してインダクタＬを消勢する。システムは、最初にＳＥ１およびＳＥ２５０９をオンしてインダクタを付勢する。インダクタ電流が、この図には示されていないがシステムの他の場所に存在する制御回路によって設定されたある特定の値に達するとき、システムはＳＥ１をオフにし、インダクタ電流は、ＳＤ１のボディダイオードが順方向にバイアスされるまで第１のスイッチングノードＶＳＷ１をプルダウンする。このＶＳＷ１電圧の転移は、この第１のデッドタイムにおけるインダクタ電流によって行われる。次いで、ＳＤ１は、ＳＤ１およびＳＥ２５０９を通してインダクタ電流を循環させる際の導通損失を低減するためにオンされる。出力端子へのインダクタを消勢するために、システムはＳＥ２５０９をオフして、ＳＤ２５０３のボディダイオード５０５が順バイアスになるまでインダクタ電流が第２のスイッチングノードＶＳＷ２を充電させる。このＶＳＷ２電圧の転移はまた、この第２のデッドタイムにおけるインダクタ電流によって行われる。次いで、ＳＤ２５０３をオンにして、インダクタのエネルギーを出力端子に送達する際の導通損失を低減する。ここで付勢段階に戻る前に、同期バックブーストコンバータは、ＳＤ２５０３をオフにし、ＳＥ２５０９をオンにすることによって、別のインダクタ電流循環段階を経る。システムは、ＳＤ２５０３およびＳＥ２５０９を通してＶ出力から接地へのシュートスルー電流を回避するために、この転移のために別のデッドタイムを置いてもよい。しかし、システムがＳＤ２５０３をオフにするとき、インダクタ電流がＳＤ２５０３のボディダイオード５０５を流れ、この第３のデッドタイム中のボディダイオード導通は、著しい電力損失およびＥＭＩ問題の原因となる。
同期バックブーストコンバータの動作におけるこのボディダイオード導通およびその関連する問題を低減するために、提案されているゲートドライブ方法は、ブーストコンバータの対応物におけるようにＳＰＵＬＬ５０１を使用することができるＳＰＵＬＬ５０１をオンにしてＳＤ２５０３をオフし、リダイレクトダイオードＤＲＤＩＲ５０７を通してそのボディダイオード５０５の電流を奪いとる。ＳＰＵＬＬ５０１からの電流によってＳＤ２５０３のゲート−ソース間電圧がその閾値の下に引き下げられると、インダクタ電流がＳＤ２５０３のボディダイオード５０５を通して流れ始める。ＳＰＵＬＬ５０１は、ＤＲＤＩＲ５０７が順方向にバイアスされるまで、ゲート電圧をＶＳＷ２の下に引き下げ続ける。ＤＲＩＤＲ５０７は、ＳＤ２５０３のゲート電圧を、そのソース電圧の約１ダイオード電圧下（すなわち、ＶＳＷ２−０．７Ｖ）にクランプし、かつＳＤ２５０３のゲート−酸化膜を保護する。
ＤＲＤＩＲ５０７は、デッドタイム低減とシュートスルー電流防止との間のトレードオフのためのいかなるタイミングアラインメント要件無しで、ＳＰＵＬＬ５０１がＳＤ２５０３のボディダイオード５０５からインダクタ電流をシームレスにリダイレクトすることを可能にする。ＳＤ２５０３のボディダイオード５０５は、従来のアプローチと同様のこの方法で導通し得るが、実質的に短い持続時間のみ導通し得て、それはＳＤ２５０３のゲート−ソース間電圧がその閾値電圧を横切る瞬間からＤＲＤＩＲ５０７が順方向バイアスされるまでである。ＳＰＵＬＬ５０１の電流の大きさは、インダクタ電流に打ち勝つのに十分に高く設計されているので、一旦ＤＲＤＩＲ５０７が、スイッチノード（すなわち、ＶＳＷ２）からＳＰＵＬＬ５０１へ電流を導通すると、ＳＤ２５０３のボディダイオード５０５に流れる電流は残されない。
このＤＲＤＩＲ５０７の順方向バイアスの直前に、ＳＰＵＬＬ５０１の高電流がＳＤ２５０３のゲートをプルダウンしている。したがって、ゲート電圧は、ＶＳＷ２より上の閾値電圧からＶＳＷ２の１ダイオード電圧下に迅速に進み、ボディダイオード導通に対して実質的に短い量の時間を残す。ＳＰＵＬＬ５０１のこの高電流およびＳＤ２５０３をオフしてからそのボディダイオード電流をリダイレクトすることへのシームレスな移行は、１ナノ秒未満のボディダイオード導通時間をもたらすことができる。この実質的に短いボディダイオード導通時間は、逆回復電荷の量および同期バックブーストコンバータにおけるその関連する問題を低減することができる。
図６は、ボディダイオード導通を最小化し得るゲートドライブを備えたとモータ６０１を駆動する同期Ｈブリッジコンバータの電力段の例を図示する。負荷電流Ｉ負荷は、双方向性であることができ、それはＶＳＷ１からＶＳＷ２へ流れることができ、その逆も同様であることを意味する。Ｉ負荷がＶＳＷ１からＶＳＷ２へ流れ、システムがＳ２とＳ４とを転流するとき、デッドタイムはブレークビフォメイク転流を保証し、Ｖ入力から接地への大きなシュートスルー電流を防止する。ブーストコンバータのケースと同様に、問題のあるデッドタイムは、Ｓ２がオフにされる直後で、Ｓ４がオンになる直前である。このデッドタイム中、負荷電流はＳ２のボディダイオード６０９を通って流れ、順方向バイアスから電荷を累積する。このゆえ、Ｓ４は、ＶＳＷ２ノードを引き下げる負荷電流だけよりも余分な電流を引き込み得、Ｓ２６０３のボディダイオード６０９の逆回復電荷がない場合よりもＶＳＷ２ノードの立ち下がりエッジ中により多くの電力損失およびＥＭＩノイズを誘発し得る。
このボディダイオード導通および同期Ｈブリッジコンバータ動作におけるそれに関連する問題を低減するために、提案されているゲートドライブ方法は、ブーストコンバータの対応物におけるようにＳＰＵＬＬ２ ６０７を使用することができる。ＳＰＵＬＬ２６０７がオンにされてＳ２６０３をオフし、そのボディダイオード６０９電流をリダイレクトダイオードＤＲＤＩＲ２を通して奪い取る。Ｓ２６０３のゲート−ソース間電圧がＳＰＵＬＬ２６０７からの電流によってその閾値より下に引き下げられるとき、Ｓ２６０３のボディダイオード６０９を通して負荷電流が流れ始める。ＳＰＵＬＬ２６０７は、ＤＲＤＩＲ２が順方向にバイアスされるまで、ゲート電圧をＶＳＷ２の下に引き下げ続ける。ＤＲＩＤＲ２は、Ｓ２ ６０３のゲート電圧をそのソース電圧の約１ダイオード電圧下（すなわち、ＶＳＷ２−０．７Ｖ）にクランプし、かつＳ２６０３のゲート−酸化膜を保護する。
ＤＲＤＩＲ２は、デッドタイム低減とシュートスルー電流防止との間のトレードオフのためのいかなるタイミングアラインメント要件無しで、ＳＰＵＬＬ２６０７がＳ２６０３のボディダイオード６０９から負荷電流をシームレスにリダイレクトすることを可能にする。Ｓ２６０３のボディダイオード６０９は、従来のアプローチと同様のこの方法で導通し得るが、実質的に短い持続時間のみ導通し得て、それはＳ２６０３のゲート−ソース間電圧がその閾値電圧を横切る瞬間からＤＲＤＩＲ２が順方向バイアスされるまでである。ＳＰＵＬＬ２６０７の電流の大きさは、負荷電流に打ち勝つのに十分に高く設計されているので、一旦ＤＲＤＩＲ２が、スイッチノード（すなわち、ＶＳＷ２）からＳＰＵＬＬ２６０７へ電流を導通すると、Ｓ２６０３のボディダイオード６０９に流れる電流は残されない。
このＤＲＤＩＲ２の順方向バイアスの直前に、ＳＰＵＬＬ２６０７の大電流がＳ２６０３のゲートをプルダウンしている。したがって、ゲート電圧は、ＶＳＷ２より上の閾値電圧からＶＳＷ２より１ダイオード電圧下の電に迅速に進み、ボディダイオード導通のための実質的に短い量の時間を残す。ＳＰＵＬＬ２６０７のこの高電流およびＳ２６０３をオフしてからそのボディダイオード電流をリダイレクトすることへのシームレスな移行は、１ナノ秒未満のボディダイオード導通時間をもたらすことができる。この短いボディダイオード導通時間は、逆回復電荷の量および同期Ｈブリッジコンバータにおけるその関連する問題を低減することができる。
Ｈブリッジコンバータの対称アーキテクチャのために、負荷電流がＶＳＷ２からＶＳＷ１に流れるときのケースに対して問題および解決策は対称的である。換言すれば、Ｉ負荷がＶＳＷ２からＶＳＷ１に流れ、システムがＳ１６１１をオフにし，次いでＳ３６１３をオンにする場合は、ＳＰＵＬＬ１６１５は、Ｓ１６１１のゲートをプルダウンし、Ｓ１６１１のボディダイオード６１７導通を遮断して減少させることができ、ブーストコンバータのケースにおけると同様に、シュートスルーの問題を回避するためのなんらかのタイミングアラインメント問題を起こすことはない。
説明した構成要素、ステップ、特徴、目的、利益、および利点は、単なる例示に過ぎない。それらのいずれも、またそれに関する議論も、どんな形であれ保護の範囲を制限することを意図しない。多数の他の実施形態も考えられる。これらは、より少ない、追加の、および／または異なる構成要素、ステップ、特徴、目的、利益、および／または利点を有する実施形態を含む。これらには、構成要素および／またはステップが異なって配列および／または順序付けされる実施形態も含まれる。
特に断りのない限り、本明細書に記載されているすべての測定値、値、定格、位置、大きさ、サイズ、および他の仕様は、以下の特許請求の範囲を含めて概算であり正確ではない。それらは、関連する機能と関係する従来技術で慣習的なものと一致する合理的な範囲を有することが意図されている。
本開示で引用されたすべての記事、特許、特許出願、および他の刊行物は、参照により本明細書に組み込まれる。
特許請求の範囲において使用される場合、「のための手段（ｍｅａｎｓ ｆｏｒ）」という句は、記載された対応する構造および材料およびそれらの等価物を包含するように意図され、そう解釈されるべきである。同様に、特許請求の範囲において使用される場合の「のためのステップ（ｓｔｅｐ ｆｏｒ）」という句は、記載された対応する動作およびそれらの等価物を包含するように意図され、そう解釈されるべきである。特許請求の範囲からのこれらの句の不在は、特許請求の範囲が、これらの対応する構造、材料、または動作、またはそれらの等価物に限定されることを意図せず、そう解釈されるべきではないことを意味する。
保護の範囲は、以下に続く特許請求の範囲によってのみ制限される。その範囲は、特定の意味が記載されていることを除いて、本明細書およびこれに続く訴追経歴に照らして解釈するときに、特許請求の範囲で使用される言語の通常の意味と一致するように広義であり、すべての構造および機能的等価物を包含することが意図され、そう解釈されるべきである。
「第１」および「第２」などの関係用語は、実際の関係またはそれらの間の順序を必ずしも要求または暗示することなく、ある実体または行動を別の実態または行動と見分けるためにのみ使用することができる。本明細書または特許請求の範囲における要素のリストに関連して使用されるとき、「備える（ｃｏｍｐｒｉｓｅｓ）」、「備える（ｃｏｍｐｒｉｓｉｎｇ）」およびその任意の他の変形は、リストが非排他的であり、他の要素が含まれ得ることを指すことが意図される。同様に、「１つの（ａ）」または「１つの（ａｎ）」によって進行された要素は、さらなる制約を伴わずに、同一タイプの追加の要素の存在を排除しない。
請求項のいずれも、特許法第１０１条、第１０２条または第１０３条の要件を満たさない主題を包含することを意図するものではなく、またはそのように解釈されるべきではない。そのような主題の何らかの意図しない範囲は、本明細書では放棄される。この段落に言及されている場合を除き、記載または図示されたものは、特許請求の範囲に記載されていないかどうかにかかわらず、何かの構成要素、ステップ、特徴、目的、利益、利点、または同等物を一般に献呈させることを意図しておらず、またはそう解釈されるべきではない。
要約は、読者が技術的開示の性質を迅速に確認するのを助けるために提供されている。請求項の範囲または意味を解釈または制限するために使用されないことを理解して提示されている。加えて、前述の詳細な説明における様々な特徴は、本開示を合理化するために様々な実施形態において、共にグループ化されている。本開示方法は、各請求項に明示的に列挙されているよりも多くの特徴を要求する請求実施形態を必要とすると解釈されるべきではない。むしろ、以下に続く請求項が反映するように、発明の主題は、単一の開示された実施形態のすべての特徴を下回る。したがって、以下の特許請求の範囲は、詳細な説明に組み込まれ、各請求項は、別々に請求される主題として独立して立証される。

Claims (10)

  1. 電源、インダクタ、および出力端子を含む同期コンバータのための制御回路であって、前記制御回路は、
    活性化されたときに、前記電源から前記インダクタへエネルギーを送達する電子付勢スイッチと、
    活性化されたときに、前記インダクタから前記出力端子へエネルギーを送達する電子消勢スイッチであって、前記電子消勢スイッチは、ボディダイオードを含む、電子消勢スイッチと、
    活性化されたときに、前記電子消勢スイッチをオフにし、前記電子消勢スイッチの前記ボディダイオードを通して流れる電流をリダイレクトし、前記電子消勢スイッチの前記ボディダイオードから電荷を除去する電子プルダウンスイッチと、を備え、
    前記電子付勢スイッチおよび前記電子消勢スイッチは、決して両方とも同時に活性化されることはない、制御回路。
  2. 前記第１のボディダイオードからの前記電流および電荷は、１ナノ秒以内に前記電子プルダウンスイッチによって除去され、前記ボディダイオードからリダイレクトされた前記電流および前記ボディダイオードから除去された前記電荷が流れるリダイレクト／除去ダイオードをさらに備え、前記電子付勢スイッチおよび前記電子消勢スイッチを制御するドライバをさらに備え、前記リダイレクト／除去ダイオードは、前記ドライバ内のボディダイオードである、請求項１に記載の制御回路。
  3. 前記電子付勢スイッチ、前記電子消勢スイッチ、および前記電子プルダウンスイッチは、各々ＮＭＯＳ デバイスまたはＧａＮ電力スイッチであり、前記同期コンバータは、同期ブーストコンバータ、同期バックブーストコンバータまたは同期Ｈブリッジコンバータである、請求項１に記載の制御回路。
  4. 電源によって駆動され得る同期コンバータであって、前記同期コンバータは、
    インダクタと、
    出力端子と、
    活性化されたときに、前記電源から前記インダクタへエネルギーを送達する電子付勢スイッチと、
    活性化されたときに、前記インダクタから前記出力端子へエネルギーを送達する電子消勢スイッチであって、前記電子消勢スイッチは、ボディダイオードを含む、電子消勢スイッチと、
    活性化されたときに、前記電子消勢スイッチをオフにし、前記電子消勢スイッチの前記ボディダイオードを通して流れる電流をリダイレクトし、前記消勢スイッチの前記ボディダイオードから電荷を除去する、電子プルダウンスイッチと、を備え、
    前記電子付勢スイッチおよび前記電子消勢スイッチは、決して両方とも同時に活性化されることはない、同期コンバータ。
  5. 前記ボディダイオードからの前記電流および電荷は、１ナノ秒以内に前記電子プルダウンスイッチによって除去され、前記ボディダイオードからリダイレクトされた前記電流および前記ボディダイオードから除去された前記電荷が流れるリダイレクト／除去ダイオードと、前記電子付勢スイッチおよび前記電子消勢スイッチとを制御するドライバと、をさらに備え、前記リダイレクト／除去ダイオードは前記ドライバ内のボディダイオードである、請求項４に記載の同期コンバータ。
  6. 前記電子付勢スイッチ、前記電子消勢スイッチ、および前記電子プルダウンスイッチは、各々ＮＭＯＳ デバイスまたはＧａＮ電力スイッチであり、前記同期コンバータは同期ブーストコンバータであり、前記同期コンバータは同期バックブーストコンバータまたは同期Ｈブリッジコンバータである、請求項４に記載の同期コンバータ。
  7. 電源、インダクタ、および出力端子を含む同期コンバータのための制御回路であって、前記制御回路は、
    活性化されたときに、前記電源から前記インダクタへエネルギーを送達する付勢スイッチ手段と、
    活性化されたときに、前記インダクタから前記出力端子へエネルギーを送達する消勢スイッチ手段であって、前記消勢スイッチ手段は、ボディダイオードを含む、消勢スイッチ手段と、
    活性化されたときに、前記消勢スイッチ手段をオフにし、前記消勢スイッチ手段の前記ボディダイオードを通して流れる電流をリダイレクトし、前記消勢スイッチ手段の前記ボディダイオードから電荷を除去する、プルダウンスイッチ手段と、を備え、
    前記付勢スイッチ手段および前記消勢スイッチ手段は、決して両方とも同時に活性化されることはない、制御回路。
  8. 前記ボディダイオードからの前記電流および電荷は、１ナノ秒以内に前記プルダウンスイッチ手段によって除去される、請求項７に記載の制御回路。
  9. 前記ボディダイオードからリダイレクトされた前記電流および前記ボディダイオードから除去された前記電荷が流れるリダイレクト／除去ダイオード手段をさらに備え、前記付勢スイッチ手段および前記消勢スイッチ手段を制御するドライバ手段をさらに備え、前記リダイレクト／除去ダイオードは前記ドライバ手段内のボディダイオードである、請求項７に記載の制御回路。
  10. 前記同期コンバータは、同期ブーストコンバータ、同期バックブーストコンバータ、または同期 Ｈブリッジコンバータである、請求項７に記載の制御回路。
JP2018236348A 2017-12-19 2018-12-18 同期コンバータのボディダイオード導通の最小化 Active JP6736648B2 (ja)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US15/847,853 US10291128B1 (en) 2017-12-19 2017-12-19 Minimizing body diode conduction in synchronous converters
US15/847,853 2017-12-19

Publications (2)

Publication Number Publication Date
JP2019110748A true JP2019110748A (ja) 2019-07-04
JP6736648B2 JP6736648B2 (ja) 2020-08-05

Family

ID=66439580

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2018236348A Active JP6736648B2 (ja) 2017-12-19 2018-12-18 同期コンバータのボディダイオード導通の最小化

Country Status (5)

Country Link
US (1) US10291128B1 (ja)
JP (1) JP6736648B2 (ja)
KR (1) KR102217670B1 (ja)
CN (1) CN109936288B (ja)
DE (1) DE102018009961B4 (ja)

Families Citing this family (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2019196013A1 (en) * 2018-04-10 2019-10-17 Texas Instruments Incorporated Boost converter short circuit protection
CN112688563B (zh) * 2020-12-29 2023-03-31 阳光电源股份有限公司 一种桥式级联系统

Family Cites Families (28)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6107844A (en) 1998-09-28 2000-08-22 Tripath Technology, Inc. Methods and apparatus for reducing MOSFET body diode conduction in a half-bridge configuration
US6396250B1 (en) 2000-08-31 2002-05-28 Texas Instruments Incorporated Control method to reduce body diode conduction and reverse recovery losses
US6504351B2 (en) 2001-02-20 2003-01-07 Linear Technology Corporation Systems and methods for controlling the charge profile during the commutation event of a synchronous switching transistor in a regulator
US6535400B2 (en) 2001-03-30 2003-03-18 Texas Instruments Incorporated Control circuit for synchronous rectifiers in DC/DC converters to reduce body diode conduction losses
US6515463B2 (en) 2001-04-05 2003-02-04 Semiconductor Components Industries Llc Method and circuit for optimizing efficiency in a high frequency switching DC-DC converter
DE10229633A1 (de) * 2002-07-02 2004-01-29 Patent-Treuhand-Gesellschaft für elektrische Glühlampen mbH Ansteuerung für einen Halbbrückenwechselrichter
US6737842B2 (en) 2002-10-11 2004-05-18 Virginia Tech Intellectual Properties, Inc. Method and circuits for reducing dead time and reverse recovery loss in buck regulators
US6861826B2 (en) 2003-03-31 2005-03-01 Texas Instruments Incorporated Timing circuit for synchronous DC/DC control to reduce synchronous rectifier body diode conduction
JP4005999B2 (ja) * 2004-10-25 2007-11-14 株式会社東芝 半導体装置
US7548435B2 (en) 2006-03-31 2009-06-16 Astec International Limited Zero-voltage-switching DC-DC converters with synchronous rectifiers
US7443146B2 (en) 2006-05-23 2008-10-28 Intersil Americas Inc. Auxiliary turn-on mechanism for reducing conduction loss in body-diode of low side MOSFET of coupled-inductor DC-DC converter
US7508175B2 (en) 2006-09-21 2009-03-24 The Boeing Company System and method for reducing body diode conduction
US7746042B2 (en) 2006-10-05 2010-06-29 Advanced Analogic Technologies, Inc. Low-noise DC/DC converter with controlled diode conduction
US8803494B2 (en) 2007-04-13 2014-08-12 Advanced Analogic Technologies Incorporated Method for reducing body diode conduction in NMOS synchronous rectifiers
US7977926B2 (en) * 2007-07-06 2011-07-12 Advanced Analogic Technologies, Inc. Boost and up-down switching regulator with synchronous freewheeling MOSFET
US20090040794A1 (en) * 2007-08-08 2009-02-12 Advanced Analogic Technologies, Inc. Time-Multiplexed Multi-Output DC/DC Converters and Voltage Regulators
US8994349B2 (en) 2010-12-03 2015-03-31 The Boeing Company Synchronous rectifier bi-directional converter
TWI440297B (zh) * 2011-08-12 2014-06-01 Richtek Technology Corp 動態調整無刷直流馬達在換相期間之空載時間的方法及裝置
US9712046B2 (en) 2011-09-12 2017-07-18 Infineon Technologies Ag Dead-time optimization of DC-DC converters
US9634555B2 (en) 2012-06-13 2017-04-25 Efficient Power Conversion Corporation Method for operating a non-isolated switching converter having synchronous rectification capability suitable for power factor correction applications
CN103066666B (zh) * 2013-01-22 2015-08-26 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 一种升压型电池充电管理系统及其控制方法
US9595952B2 (en) 2013-12-13 2017-03-14 Monolithic Power Systems, Inc. Switching circuit and the method thereof
US9577525B2 (en) 2014-03-04 2017-02-21 Maxim Integrated Products, Inc. Adaptive dead time control
US20150326103A1 (en) 2014-05-08 2015-11-12 Fairchild Korea Semiconductor Ltd. Switch control circuit and power supply device including the same
CN204376860U (zh) 2014-12-12 2015-06-03 成都芯源系统有限公司 一种开关电路
US9608532B2 (en) 2015-04-04 2017-03-28 Joulwatt Technology Inc. Limited Body diode conduction optimization in MOSFET synchronous rectifier
US9698768B2 (en) 2015-07-14 2017-07-04 Infineon Technologies Austria Ag System and method for operating a switching transistor
US9537383B1 (en) 2015-07-14 2017-01-03 Allegro Microsystems, Llc Switching regulator with controllable dead time and quick start

Also Published As

Publication number Publication date
CN109936288A (zh) 2019-06-25
DE102018009961B4 (de) 2020-12-31
US10291128B1 (en) 2019-05-14
KR102217670B1 (ko) 2021-02-18
CN109936288B (zh) 2021-04-13
KR20190074240A (ko) 2019-06-27
JP6736648B2 (ja) 2020-08-05
DE102018009961A1 (de) 2019-06-19

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US6614288B1 (en) Adaptive drive circuit for zero-voltage and low-voltage switches
US20050285661A1 (en) Gate drive circuits for high efficiency power converters
EP2521263B1 (en) Control circuit arrangement for pulse-width modulated DC/DC converters and method for controlling a pulse-width modulated converter
WO2016202244A1 (en) Control method for buck-boost power converters
JP6382002B2 (ja) Ｄｃ−ｄｃコンバータ
US10199919B2 (en) Zero dead time control circuit
JP4119363B2 (ja) 電力コンバータの同期整流器を制御するための方法及び装置
US20160056709A1 (en) Method and apparatus for inductive-kick protection clamp during discontinuous conduction mode operation
CN110392979B (zh) 混合式开关控制器
CN106602879B (zh) 具有半桥节点的dc-dc转换器、用于其的控制器以及控制其的方法
US20180013422A1 (en) Half bridge coupled resonant gate drivers
US20170194860A1 (en) Boot-strapping systems and techniques for circuits
US20110006853A1 (en) Multi mode modulator and method with improved dynamic load regulation
JP6736648B2 (ja) 同期コンバータのボディダイオード導通の最小化
TW201535971A (zh) 閘極驅動器與其控制方法
JP2005051994A (ja) ２トランス型ｄｃ−ｄｃコンバータ及びｄｃ−ｄｃコンバータ
JP6234131B2 (ja) パワーモジュール
US10461631B2 (en) DC-to-DC controller and control method thereof
CN105322791B (zh) 用于峰值切换以减小高频dc-dc转换器中的损失的方法和装置
EP3322093A1 (en) Gate trajectory control for zero overshoot switching
JP7308661B2 (ja) スイッチングトランジスタの駆動回路
CN112106284A (zh) 具有控制器的dc-dc电压转换器
TW201531001A (zh) 用於操作切換式調節器的方法及電路
EP1137159A2 (en) Integrated controller for synchronous rectifiers
WO2022018757A1 (en) System and method for controlling voltage across switching devices present in circuit

Legal Events

Date Code Title Description
A621 Written request for application examination

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621

Effective date: 20190108

A977 Report on retrieval

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007

Effective date: 20191127

A131 Notification of reasons for refusal

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131

Effective date: 20191209

A521 Request for written amendment filed

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523

Effective date: 20200303

A131 Notification of reasons for refusal

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131

Effective date: 20200401

A521 Request for written amendment filed

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523

Effective date: 20200518

TRDD Decision of grant or rejection written
A01 Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01

Effective date: 20200708

A61 First payment of annual fees (during grant procedure)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61

Effective date: 20200715

R150 Certificate of patent or registration of utility model

Ref document number: 6736648

Country of ref document: JP

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250