JP2019070603A - Abz phase frequency divider - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、高い分解能のインクリメンタルエンコーダが出力するA相信号、B相信号、およびZ相信号の分周処理に関するものである。 The present invention relates to frequency division processing of an A-phase signal, a B-phase signal, and a Z-phase signal output from a high resolution incremental encoder.
モータなどの駆動装置や、その他製造装置、搬送装置などのローラにインクリメンタルエンコーダを取り付けて、回転体や移動体の速度、移動距離、あるいは変移角度の検出が従来から実施されている。該インクリメンタルエンコーダには、回転の正転と逆転を検出するために、90度位相差のパルス列であるA相信号とB相信号を出力するもの、これに加えてさらに、1回転するごとに1つのパルスであるZ相信号を出力するものがある。 An incremental encoder is attached to a driving device such as a motor, a roller of another manufacturing device, a conveying device, etc., and detection of the speed, moving distance, or displacement angle of a rotating body or a moving body is conventionally performed. The incremental encoder outputs an A-phase signal and a B-phase signal, which are pulse trains with a phase difference of 90 degrees, in order to detect forward rotation and reverse rotation of rotation, and additionally to this, 1 for each additional rotation. Some output a Z-phase signal which is one pulse.
また、該インクリメンタルエンコーダが出力する1回転あたりのパルス数(インクリメンタル信号の数)は、従来の制御装置では600PPR(PPRはPulse Per Roundである)、1024PPRなど通常の精度のものが使用されていた。
そして近年の制御装置では、検出する速度や変移角度に高い精度が必要なとき、9600PPR、19200PPRや、8192PPRなどのインクリメンタルエンコーダが用いられるようになった。この高い精度のインクリメンタルエンコーダは出力するA相信号、B相信号、およびZ相信号の周波数も高いものとなった。
かような高い精度のインクリメンタルエンコーダを使用するとき、組み合わせて使用するモータの駆動装置などは、新規に開発するかモデルチェンジを行って、前記インクリメンタルエンコーダのインターフェィスを準備し使用されている。
In addition, as for the number of pulses per rotation (number of incremental signals) output by the incremental encoder, those with normal accuracy such as 600PPR (PPR is Pulse Per Round) and 1024PPR are used in the conventional control device. .
In recent control devices, incremental encoders such as 9600 PPR, 19200 PPR, and 8192 PPR have come to be used when high accuracy is required for detection speed and displacement angle. This high accuracy incremental encoder also had high frequencies of the output A-phase signal, B-phase signal, and Z-phase signal.
When using such high-precision incremental encoders, motor drives and the like used in combination are newly developed or model-changed to prepare the interfaces of the incremental encoders and used.
一方前記インクリメンタルエンコーダは、モータの駆動装置と組み合わせて使用するだけでなく、従来や他社製の表示装置やモニタ装置、あるいは他の制御装置など別の機器と同時に使用するニーズがある。このようなときに、かような別の機器は高い精度、ひいては高い周波数のインクリメンタルエンコーダに対応しておらず、使用ができない不都合があった。 On the other hand, the incremental encoder is not only used in combination with a motor driving device, but also needs to be used simultaneously with another device such as a display device or a monitoring device manufactured by another company or another control device. At such times, such other devices do not support high accuracy, and thus high frequency, incremental encoders, and have the disadvantage that they can not be used.
これの解決策として、信号を分周して使用する方法があり、前記インクリメンタルエンコーダが出力する1つの信号、例えばA相信号を分周することは周知の技術である。これは例えば、8192PPRのインクリメンタルエンコーダのA相信号を8分の1に分周すれば、1024PPRの信号となる。 As a solution to this, there is a method of dividing and using a signal, and dividing one signal output from the incremental encoder, for example, an A-phase signal is a known technique. For example, if the A-phase signal of the 8192 PPR incremental encoder is divided by 1/8, it becomes a 1024 PPR signal.
また上記とは別の解決策として、前記インクリメンタルエンコーダが出力する2つのA相信号とB相信号を分周する技術は、特許文献1と特許文献2にて公開されている。
該特許文献1では、2分の1の分周回路を従属に接続し、A相信号とB相信号を分周する技術が公開されている。また前記特許文献2では、分周比Eによる分周回路が公開されており、該分周比Eは2のべき乗分の1の分周比に依らないと推定される。
Further, as another solution different from the above, techniques for dividing the two A-phase signals and B-phase signals output by the incremental encoder are disclosed in
In the
前記特許文献1と特許文献2ではともに、前記インクリメンタルエンコーダが出力する信号のうち、A相信号とB相信号の分周に関するものであり、Z相信号の分周については記載がないようである。ここで、インクリメンタルエンコーダがA相信号、B相信号のみならず、Z相信号も出力するときは、これらの3つの信号を全て分周するA相信号、B相信号、およびZ相信号の分周装置(以下に、ABZ相の分周装置と称す)が必要である。
すなわち本発明の課題は、単に分周するのではなく、元のA相信号、B相信号、およびZ相信号の相互の位相関係を保持して分周を行う前記ABZ相の分周装置を実現することである。
Both of the
That is, an object of the present invention is to provide a frequency-dividing device for the ABZ-phase, which divides the frequency by holding the mutual phase relationship of the original A-phase signal, B-phase signal and Z-phase signal instead of simply dividing. It is to realize.
上記課題を本発明においては、次のように解決する。
(1)本発明は、インクリメンタルエンコーダと、該インクリメンタルエンコーダが出力するA相信号、B相信号、およびZ相信号を入力とするABZ相の分周装置で構成され、該ABZ相の分周装置に特徴がある。そして前記インクリメンタルエンコーダは、回転に応じて90度位相差のパルス列である前記A相信号とB相信号を出力するとともに、1回転するごとに前記Z相信号を出力する。
In the present invention, the above problems are solved as follows.
(1) The present invention comprises an incremental encoder and an ABZ-phase frequency divider that receives an A-phase signal, a B-phase signal, and a Z-phase signal output from the incremental encoder, the ABZ-phase frequency divider It is characterized by Then, the incremental encoder outputs the A-phase signal and the B-phase signal which are pulse trains with a phase difference of 90 degrees according to the rotation, and outputs the Z-phase signal every one rotation.
また前記分周装置は、パルス変換器とカウンタを内蔵し、該パルス変換器は前記A相信号とB相信号を入力して、該A相信号とB相信号の周波数を整数倍した周波数となる逓倍信号と、前記インクリメンタルエンコーダの回転方向を示す回転方向信号を検出する。次に前記カウンタは、前記逓倍信号、前記回転方向信号、および前記Z相信号を入力とするアップダウンカウンタであり、該カウンタは前記回転方向信号に応じて前記逓倍信号をアップ、またはダウンカウントしてカウント値を出力し、さらに該カウンタは、前記Z相信号がアクティブとなったとき前期カウント値をクリアするものである。 Further, the frequency divider includes a pulse converter and a counter, and the pulse converter inputs the A-phase signal and the B-phase signal, and the frequency of the A-phase signal and the B-phase signal multiplied by integer And a rotation direction signal indicating a rotation direction of the incremental encoder. Next, the counter is an up / down counter that receives the multiplication signal, the rotation direction signal, and the Z phase signal, and the counter counts up or down the multiplication signal according to the rotation direction signal. The count value is output, and the counter clears the previous count value when the Z-phase signal becomes active.
そして本発明は、前記分周装置にセレクタ、分周AB相発生器、複数個の分周Z相パルス幅設定器、およびコンパレータを設けることを特徴とし、該セレクタは、前記カウンタが出力するカウント値から連続した2ビットの信号を選択して出力する。次に前記分周AB相発生器は、該2ビットの信号から前記A相信号とB相信号の位相関係を保持しつつ周波数を分周比1/K(Kは正の整数)にて分周した、分周A相信号と分周B相信号を生成することを特長としている。
The present invention is characterized in that the frequency divider is provided with a selector, a divided AB phase generator, a plurality of divided Z phase pulse width setting devices, and a comparator, and the selector counts the output of the counter. Select and output a continuous 2-bit signal from the value. Next, the divided AB phase generator divides the frequency from the 2-bit signal while maintaining the phase relationship between the A phase signal and the B phase signal at a dividing
続いて前記複数個の分周Z相パルス幅設定器、およびコンパレータは、前記カウント値を常時監視して、前記カウント値がゼロを基点にパルス幅が前期Z相信号に対して、前記分周比1/Kの逆数倍Kとなるパルス幅であって、前記Z相信号に同期した分周Z相信号を生成することを特長としている。 Subsequently, the plurality of divided Z-phase pulse width setting units and the comparator constantly monitor the count value, and the count value is zero with respect to the Z-phase signal with respect to the Z-phase signal. The pulse width is such that the ratio is 1 / K and the reciprocal multiple of K, and a divided Z-phase signal synchronized with the Z-phase signal is generated.
かように本発明は、前記A相信号、B相信号、およびZ相信号を分周した前期分周A相信号、分周B相信号、および分周Z相信号を生成することを特長としたABZ相の分周装置である。 Thus, the present invention is characterized by generating the divided A-phase signal, the divided B-phase signal, and the divided Z-phase signal obtained by dividing the A-phase signal, the B-phase signal, and the Z-phase signal. Frequency divider of the ABZ phase.
(2)さらに前記ABZ相の分周装置において、前記複数個の分周Z相パルス幅設定器の値を所定の値に変更することにより、分周Z相信号のパルス幅を可変としたことを特徴とするABZ相の分周装置である。 (2) Furthermore, in the ABZ phase divider, the pulse width of the divided Z phase signal is made variable by changing the values of the plurality of divided Z phase pulse width setting devices to predetermined values. It is a frequency divider of ABZ phase characterized by
本発明の効果は、高い分解能のインクリメンタルエンコーダが出力するA相信号、B相信号および、Z相信号が高い周波数であっても、本発明のABZ相の分周装置を用いることにより、低い周波数の分周A相信号、分周B相信号および、分周Z相信号を得ることができる。
これにより高い分解能のインクリメンタルエンコーダを、性能が優れた近年の制御装置と組み合わせて使用するほか、同時に従来や他社製の表示装置やモニタ装置、あるいは別の制御装置などと使用することが可能となる。
The effect of the present invention is that even if the A-phase signal, the B-phase signal, and the Z-phase signal output by the high resolution incremental encoder have high frequencies, the low frequency can be obtained by using the ABZ phase divider of the present invention. The divided A-phase signal, the divided B-phase signal, and the divided Z-phase signal can be obtained.
This makes it possible to use high-resolution incremental encoders in combination with modern controllers with superior performance, and at the same time to use them with other conventional or manufactured displays or monitors, or with other controllers. .
以下に、本発明の実施例の図を示して説明を行う。図1は第1の実施例の構成を説明し、図2から図7は第1の実施例の各部の動作を詳細に説明し、図6と表2は第2の実施例を説明するものである。 In the following, the description is given with reference to the drawings of the embodiment of the present invention. FIG. 1 explains the configuration of the first embodiment, FIGS. 2 to 7 explain the operation of each part of the first embodiment in detail, and FIGS. 6 and 2 explain the second embodiment. It is.
図1は本発明の第1の実施例の構成を示すブロック図であり、図中の1と2はそれぞれ、インクリメンタルエンコーダと本発明によるABZ相の分周装置である。該インクリメンタルエンコーダ1はA相信号A1、B相信号B1、およびZ相信号Z1を出力し、該A相信号A1とB相信号B1は90度位相差で回転に応じて生成されるパルス列であり、回転方向が変わると位相差は逆となる。また、前記インクリメンタルエンコーダ1は1回転するごとに、前記Z相信号Z1を出力する。
FIG. 1 is a block diagram showing the configuration of a first embodiment of the present invention. In the figure,
次に前記ABZ相の分周装置2は、図示する11から24の機器を内蔵し、11と12は周知の機器であり、13以降の機器が本発明の特徴を構成するものである。
始めに11と12はそれぞれパルス変換器とカウンタであり、該パルス変換器11は、前記インクリメンタルエンコーダ1が出力する前記A相信号A1とB相信号B1を入力し、逓倍信号と回転方向信号DRを出力する。該逓倍信号は前記A相信号A1の周波数の1倍、2倍、または4倍の周波数であるが、前記図1では4倍の場合にて逓倍信号4Fとしている。
Next, the ABZ
First, 11 and 12 are a pulse converter and a counter, respectively. The
続いて前記カウンタ12は、前記逓倍信号4F、回転方向信号DR、およびZ相信号Z1を入力してカウント値Cを出力する。さらに説明すると該カウンタ12はアップダウンカウンタであり、前記回転方向信号DRに応じて前記逓倍信号4Fをアップ、またはダウンにて計数しカウント値Cを出力する。ここで前記図1では、該カウント値Cをn桁の2進数にて、C(n−1)、C(n−2)、〜C0とも表記している。
そして、該パルス変換器11とカウンタ12の動作は、後の図2と図3にてさらに説明を行う。
Subsequently, the
The operations of the
同じく図1において、13と14はそれぞれセレクタとNXORゲートである。始めに該セレクタ13は前記カウンタ12によるカウント値Cと、分周比1/K(Kは2のべき乗)に対応した選択信号Sを入力とし、該選択信号Sは図示しないマイクロコンピュータから出力されるものである。そして前記セレクタ13は、該選択信号Sにて前記カウンタCの連続した2ビットを選択して、上位桁のビットをY1から、下位桁のビットをY0から出力する。
Also in FIG. 1, 13 and 14 are a selector and an NXOR gate, respectively. First, the
そして、前記Y1から出力する信号は分周A相信号A2であり、前記Y0とY1の出力を前記NXORゲート14で演算したものが分周B相信号B2となる。すなわち、前記セレクタ13の出力Y1と前記前記NXORゲート14は、分周AB相発生器を構成するもので、前記インクリメンタルエンコーダ1が出力する前記A相信号A1とB相信号B1は、前記選択信号Sにより指定される前記分周比1/Kにて分周され、分周A相信号A2と分周B相信号B2を生成するものである。
なお、前記セレクタ13とNXORゲート14による該分周A相信号A2と分周B相信号B2の生成の詳細は、後の図4および図5にてさらに説明を行う。
The signal output from the Y1 is a divided A-phase signal A2, and the output of the Y0 and Y1 calculated by the
The details of the generation of the divided A-phase signal A2 and the divided B-phase signal B2 by the
同じく図1において15、17、19,および22は分周Z相パルス幅設定器であり、16、18、20、および23はコンパレータであり、21と24はそれぞれANDゲートとORゲートである。該分周Z相パルス幅設定器15からORゲート24は、前記カウント値Cを常時監視し、前記カウント値Cがゼロを基点に、パルス幅が前記Z相信号Z1に対して、前期分周比1/Kの逆数倍(K倍)となるパルス幅の分周Z相信号Z2を生成するものである。
なお、該分周Z相信号Z2の生成についても、後の図6および図7にてさらに説明を行う。
Similarly, in FIG. 1,
The generation of the divided Z-phase signal Z2 will be further described later with reference to FIGS.
次に、前記図1のパルス変換器11およびカウンタ12の動作について、図2と図3を参照して説明する。
始めに図2は、前記インクリメンタルエンコーダ1、パルス変換器11、およびカウンタ12の各部の信号の波形を時間の推移とともに表したものであり、該図2の(a)、(b)、および(c)はそれぞれ、前記インクリメンタルエンコーダ1が出力する前記A相信号A1、B相信号B1、およびZ相信号Z1の波形の推移を表している。そして、該図2の(c)に示すとおり前記Z相信号Z1は、前記インクリメンタルエンコーダ1が時刻T1、T2、T3,T4、T5と1回転ごとに出力する1パルスの信号である。
Next, operations of the
First, FIG. 2 shows the waveform of the signal of each part of the
続いて該図2の(d)と(e)はそれぞれ、前記パルス変換器11が出力する前記逓倍信号4Fと回転方向信号DRの時間的推移を表している。また、該図2の(f)は前記インクリメンタルエンコーダ1の回転の状態を表したもので、次のとおりとなっている。
図2の(f)について
時刻T21まで、 正転にて回転
時刻T21からT22まで、 停止
時刻T22からT41まで、 逆転にて回転
時刻T41以降、 正転にて回転
該図2の(f)回転の状態を参照し、前記図2の(e)回転方向信号DRは、正転を0にて逆転を1にて検出するとしている。
Subsequently, (d) and (e) of FIG. 2 represent temporal transitions of the multiplied
About (f) of FIG. 2 until time T21, rotation by forward rotation from time T21 to T22, stop from time T22 to T41, reverse rotation by time T41 and later, rotation by forward rotation FIG. 2 (f) rotation With reference to the state of (e), the rotation direction signal DR in FIG.
そして、該図2の(g)は前記カウンタ12が出力するカウント値Cの時間的推移を表し、前記インクリメンタルエンコーダ1が正転のときはカウントアップし、逆転のときはカウントダウンの動作としている。また、前記Z相信号Z1が1となる時刻T1、T2、T3、T4において、該カウント値Cはゼロにクリアされる。
また、+Cmaxと−Cmaxにおける最大カウント値Cmaxは、次の数式1による値となる。
(数1)
これを数値例で示せば、1回転当たりのパルス数を8,192PPRとし、前記逓倍信号は4Fとしているのでここでは逓倍率が4となり、前記最大カウント値Cmaxは次の数式2の値となる。
(数2)
Further, (g) of FIG. 2 shows the temporal transition of the count value C outputted by the
Further, the maximum count value Cmax at + Cmax and -Cmax is a value according to the following
(1)
If this is shown as a numerical example, the number of pulses per one rotation is 8,192 PPR, and the multiplication signal is 4 F, so the multiplication ratio is 4 here, and the maximum count value Cmax is the value of the
(2)
次に図3は、前記図2の(a)、(b)、(d)、および(g)の動作を明確にするため、時刻T21からT22間の時間を拡大して表すもので、該図3の(a)から(g)は、前記図2における同じ符号のものと同一の信号を表している。また該図3の(c)、(e)、および(f)の時間的推移は、前記図2のそれと同じでありこれの説明は割愛する。 Next, FIG. 3 is an enlarged view of the time between time T21 and time T22 in order to clarify the operations of (a), (b), (d) and (g) in FIG. (A) to (g) of FIG. 3 represent the same signals as those of the same reference numerals in FIG. Further, the temporal transition of (c), (e) and (f) of FIG. 3 is the same as that of FIG. 2 and the description thereof will be omitted.
そして該図3の(a)と(b)について、時刻T21まで正転のとき前記A相信号A1は前記B相信号B1より位相が90度進みであり、時刻T22以降の逆転のとき前記A相信号A1は90度遅れである。また該図3の(d)逓倍信号4Fは、前記A相信号A1とB相信号B1の立ち上がりと立下りを検出し生成したものである。
次に該図3の(g)カウント値Cは、前記図3の(d)逓倍信号4Fと(e)回転方向信号DRにより、図示のごとくアップカウント、またはダウンカウントされる。
With respect to (a) and (b) of FIG. 3, when the forward rotation is until time T21, the A-phase signal A1 leads the phase of the B-phase signal B1 by 90 degrees, and at the time of reverse rotation after time T22. The phase signal A1 is 90 degrees delayed. The (d) multiplied
Next, the (g) count value C of FIG. 3 is up-counted or down-counted as shown by the (d) multiplied
ここで前記パルス変換機11とカウンタ12は周知の機器であるが、以降に示す本発明の説明を容易とするため、該11と12の動作を前記図2と図3により説明を行ったものである。
Here, the
次に、前記図1の前記セレクタ13とNXORゲート14の動作について、図4と図5を参照して説明する。
始めに図4は、前記セレクタ13の構成例を説明するものであり、該図4において13aおよび13bはマルチプレクサである。該マルチプレクサ13aおよび13bは、前記カウント値Cと前記選択信号Sを入力し、分周上位桁Y1と分周下位桁Y0を出力する。なお前記選択信号Sは、図示しないマイクロコンピュータにて前記分周比1/Kに対応して設定されるものである。
Next, the operations of the
First, FIG. 4 illustrates an example of the configuration of the
該図4ではさらに説明を容易とするため、前記カウント値Cを2進数で下8ビットのC(7)、〜C(1)、C(0)を使用するとし、前記選択信号Sを同じく2進数3ビットでS(2)、S(1)、S(0)としている。そして前記マルチプレクサ13aと13bは、該図4の真理値表のとおり、前記選択信号S(2)からS(0)によって、8つの入力から1つを選択して出力する。ここで、前記マルチプレクサ13aには前記C(0)から入力され、前記マルチプレクサ13bには前記C(1)から入力されている。これにより、前記マルチプレクサ13a、13bの出力Y1とY0には、前記カウント値C(7)からC(0)の中から連続した2ビットが出力されこととなる。
下の表1に、前記選択信号Sの値と前記出力Y1とY0に出力される信号の組み合わせを示す。該表1には前記選択信号Sにより得られる分周比も示すが、この分周比はあとで説明する。なお前記図4は、前記カウント値Cを2進数で下8ビットの例で示しているため、該表1で選択信号Sが7で使用することはできない。
In FIG. 4, to facilitate the explanation, it is assumed that the lower 8-bit C (7), .about.C (1), C (0) in binary notation is used for the count value C, and the selection signal S is S (2), S (1) and S (0) are represented by 3 binary bits. The multiplexers 13a and 13b select and output one out of eight inputs according to the selection signals S (2) to S (0) as shown in the truth table of FIG. Here, the multiplexer 13a is inputted from the C (0), and the multiplexer 13b is inputted from the C (1). As a result, continuous two bits out of the count values C (7) to C (0) are output to the outputs Y1 and Y0 of the multiplexers 13a and 13b.
Table 1 below shows combinations of the value of the selection signal S and the signals output to the outputs Y1 and Y0. Table 1 also shows the division ratio obtained by the selection signal S, which will be described later. Note that, since FIG. 4 shows the count value C as a binary number in the lower eight bits, the selection signal S can not be used at 7 in Table 1.
(表1)
(Table 1)
前記図4で説明したセレクタ13とNXORゲート14を用いて、前記分周A相信号A2と分周B相信号B2を生成するが、次に図5によりこの生成について説明する。該図5は、前記インクリメンタルエンコーダ1が出力する前記A相信号A1とB相信号B1を、例として1/2に分周した前記分周A相信号A2と分周B相信号B2の生成を示すものであり、これは前記表1において選択信号Sが1の場合である。
始めに、該図5の(a)、(b)、(d)、(e)、および(f)は、前記図3における同じ符号のものと同一の信号を表しており、これらの説明は割愛する。
The frequency-divided A-phase signal A2 and the frequency-divided B-phase signal B2 are generated using the
First, (a), (b), (d), (e), and (f) in FIG. 5 represent the same signals as those of the same reference numerals in FIG. Omit.
そして該図5の(h)、(i)、および(j)は、前記カウント値Cの下3ビットのC(0)、C(1)、およびC(2)の時間的推移を表し、該図5の(j)のC(2)が前記分周A相信号A2となる。そして該図5の(p)は、前記C(2)とC(1)の値を10進数で表し、0から3の範囲で連続して変化することを示している。 (H), (i) and (j) of FIG. 5 represent temporal transitions of C (0), C (1) and C (2) of lower 3 bits of the count value C, C (2) in (j) of FIG. 5 becomes the divided A-phase signal A2. Further, (p) of FIG. 5 indicates that the values of C (2) and C (1) are expressed by decimal numbers and continuously change in the range of 0 to 3.
次に該図5の(q)は、前記NXORゲート14の出力を表すもので、該NXORゲート14の入力は前記C(2)とC(1)である。ここでNXORは排他的論理和の否定であり、該図5の時刻T51とT52において該図5の(q)の値は下のとおりとなる。
図5の(i)と(j)を参照して
時刻T51において、C(1)=0、C(2)=1より → 0
時刻T52において、C(1)=1、C(2)=1より → 1
このように該図5の(q)は図示する波形となって、これが前記分周B相信号B2となる。該図5の(j)と(q)を参照して、正転のとき前記分周A相信号A2は前記分周B相信号B2より位相が90度進みであり、逆転のとき前記分周A相信号A2は90度遅れとなっており、元の前記A相信号A1と前記B相信号B1と同様である。
Next, (q) of FIG. 5 represents the output of the above-mentioned
Referring to (i) and (j) of FIG. 5, at time T51, C (1) = 0, C (2) = 1 → 0
At time T52, from C (1) = 1, C (2) = 1 → 1
Thus, (q) of FIG. 5 has a waveform as shown in the figure, which becomes the divided B-phase signal B2. Referring to (j) and (q) of FIG. 5, the divided A-phase signal A2 leads the divided B-phase signal B2 by 90 degrees at the time of forward rotation, and the frequency division at the time of reverse rotation. The A-phase signal A2 is delayed by 90 degrees, and is similar to the original A-phase signal A1 and the B-phase signal B1.
以上で前記図4と図5で説明したとおり本発明による前記ABZ相の分周装置2は、前記インクリメンタルエンコーダ1が出力する前記A相信号A1とB相信号B1を、前記セレクタ13とNXORゲート14によって、相互の位相関係を保持して周波数を1/Kに分周した前記分周A相信号A2と分周B相信号B2を生成するものである。
The ABZ-
これまで本発明によって、前記インクリメンタルエンコーダ1が出力する前記A相信号A1とB相信号B1の分周について説明を行ったが、これに加えて前記Z相信号Z1の分周について前記図1、図6、および図7を参照して説明を行う。始めに前記図1において、前記分周Z相パルス幅設定器15からORゲート24によって、前記分周Z相信号Z2を生成する。
The division of the A-phase signal A1 and the B-phase signal B1 output from the
続いて前記図6は、前記分周Z相信号Z2を生成するしくみを説明するもので該図6の(g)は、前記カウンタ12が出力するカウント値Cの時間的推移を表した前記図2の(g)に、前記分周Z相パルス幅設定器15,17,19、および22がそれぞれ保有する値ZW1、ZW2、ZW3、およびZW4を追記したものである。ここで、前記分周Z相パルス幅設定器15,17,19、および22を、分周Z相パルス幅設定器ZW1、ZW2、ZW3、およびZW4とも表記する。
次に該図6の(t)は、本発明により生成する前記分周Z相信号Z2を表している。該分周Z相信号Z2は、例えば時間TaからTc、TdからTe、およびTfからThにおいて1となっているが、これは前記分周Z相パルス幅設定器15からORゲート24によって表2のとおり生成される。
Subsequently, FIG. 6 explains the mechanism for generating the divided Z-phase signal Z2, and FIG. 6 (g) shows the temporal transition of the count value C outputted by the
Next, (t) of FIG. 6 shows the divided Z-phase signal Z2 generated according to the present invention. The divided Z-phase signal Z2 is, for example, 1 at time Ta to Tc, Td to Te, and Tf to Th, which is 1 by the divided Z-phase
(表2)
(Table 2)
該表2について説明すると、時間TaからTb間は前記カウント値Cが、前記分周Z相パルス幅設定器ZW4を越えて大であるので前記コンパレータ23がアクティブとなって1を出力し、前記ORゲート24を介して前記分周Z相信号Z2は1となる。
次に時間TbからTc間は前記カウント値Cが、前記分周Z相パルス幅設定器ZW2を越えて大であるとともに、前記分周Z相パルス幅設定器ZW3未満のため、前記コンパレータ18と20がアクティブとなって1を出力し、前記ANDゲート21と前記ORゲート24を介して前記分周Z相信号Z2は1となる。
そして時間TdからTe間、およびTgからTh間も時間TbからTc間と同様であり、このときの説明は割愛する。
次に時間TfからTg間は前記カウント値Cが、前記分周Z相パルス幅設定器ZW1未満であるので前記コンパレータ16がアクティブとなって1を出力し、前記ORゲート24を介して前記分周Z相信号Z2は1となる。
ここで、前記ZW1とZW2は負の整数であり、前記ZW3とZW4は正の整数である。また前記カウント値Cが前記表2に示す範囲以外の値であるとき、前記分周Z相信号Z2は0である。
Referring to Table 2, since the count value C is larger than the divided Z-phase pulse width setter ZW4 during the time period Ta to Tb, the
Next, during the period from Tb to Tc, the count value C is larger than the divided Z-phase pulse width setter ZW2 and larger than the divided Z-phase pulse width setter ZW3, the
The time between Td and Te, and between Tg and Th is the same as between time Tb and Tc, and the description at this time is omitted.
Next, since the count value C is less than the divided Z-phase pulse width setting device ZW1 during a period from Tf to Tg, the
Here, ZW1 and ZW2 are negative integers, and ZW3 and ZW4 are positive integers. When the count value C is a value other than the range shown in Table 2, the divided Z-phase signal Z2 is zero.
以上のとおり前記図6にて、前記分周Z相信号Z2を生成するしくみを説明したが、さらに図7にて説明を行う。該図7は各部の信号の波形を時間の推移とともに表したものであり、該図7の(a)、(b)、(d)、(e)、(h)、(i)、および(j)は、前記図5における同じ符号のものと同一の信号を表しており、これらの説明は割愛する。なお、前記インクリメンタルエンコーダ1の回転方向は、前記図5では正転、停止、および逆転にて表していたが、該図7では正転のみで表している。
As described above, the mechanism for generating the divided Z-phase signal Z2 has been described with reference to FIG. 6, and further description will be given with reference to FIG. FIG. 7 shows the waveform of the signal of each part along with the transition of time, and (a), (b), (d), (e), (h), (i), and (FIG. 7). j) represents the same signal as that of the same symbol in FIG. 5, and the description thereof will be omitted. The direction of rotation of the
そして該図7の(c)は、前記インクリメンタルエンコーダ1が出力する前記Z相信号Z1であり、これの1となる期間は、例えば図示するとおり前記A相信号A1の一周期と同じとしている。ここで該図7では分周比1/Kは1/4として、前記表1において選択信号Sの値を2としてカウント値C(3)とC(2)を使用するもので、該図7の(k)は前記カウント値C(3)を、すなわち前記分周A相信号A2を表している。そして該図7の(r)は、前記C(3)とC(2)の値を10進数で表し、0から3の範囲で連続して変化することを示している。
FIG. 7C shows the Z-phase signal Z1 output from the
次に該図7の(s)は、前記C(3)とC(2)を入力とする前記NXORゲート14の出力を表し、これが前記分周B相信号B2となる。そして該図7の(k)と(s)による前記分周A相信号A2と分周B相信号B2は、該図7の(a)と(b)を1/4に分周したものとなる。
Next, (s) of FIG. 7 represents the output of the N-
そして該図7の(t)は、前記分周Z相信号Z2の推移を表しており、これは前記表2および図6において、前記分周Z相パルス幅設定器ZW1からZW4を表3の値としたものである。そして該分周Z相信号Z2が1となる期間は、分周比1/4に対応して前記Z相信号Z1の1である期間の4倍となり、前記分周A相信号A2の一周期と同じとなる。
(表3)
(T) of FIG. 7 shows the transition of the divided Z-phase signal Z2, which corresponds to the divided Z-phase pulse width setter ZW1 to ZW4 in Table 3 and Table 6 in FIG. It is a value. The period in which the divided Z-phase signal Z2 is 1 is four times the period in which the Z-phase signal Z1 is 1 corresponding to the dividing
(Table 3)
かように本発明による前記ABZ相の分周装置2は、該図7にて説明したとおり、前記インクリメンタルエンコーダ1が出力する前記A相信号A1、B相信号B1、およびZ相信号Z1を相互の位相関係を保持して所定の分周比1/Kにて分周し、前記分周A相信号A2、分周B相信号B2、および分周Z相信号Z2を生成するものである。
As described above with reference to FIG. 7, the ABZ-
次に、前記インクリメンタルエンコーダ1が出力する前記Z相信号Z1は、1回転に1パルスの信号で通常はパルス幅が狭いものである。このため前記Z相信号Z1の波形は、ノイズにて変形されることが多く、また応答性の遅い他の機器にて受信が失敗となることがあった。しかし、本発明による前記ABZ相の分周装置2にて、前記図6と表2に示した分周Z相パルス幅設定器の値を変更することにより、任意の広いパルス幅の前記分周Z相信号Z2を生成して、ノイズの影響を排除するとともに、応答性の遅い他の機器と確実に組み合わせて使用することを実現する。
Next, the Z-phase signal Z1 output from the
本発明のABZ相の分周装置を用いることにより、高い分解能のインクリメンタルエンコーダを、性能が優れた近年の制御装置と組み合わせて使用するほか、同時に従来や他社製の表示装置やモニタ装置、あるいは別の制御装置などと使用することが可能となる。 By using the ABZ phase divider according to the present invention, a high resolution incremental encoder is used in combination with a recent controller with excellent performance, and at the same time, a display or monitor made by another company or another company or another It becomes possible to use with the control device etc.
1 インクリメンタルエンコーダ
2 ABZ相の分周装置
11 パルス変換器
12 カウンタ
13 セレクタ
14 NXORゲート
15、17、19、22 分周Z相パルス幅設定器
16、18、20、23 コンパレータ
21 ANDゲート
24 ORゲート
13a、13b マルチプレクサ
1
Claims (2)
前記インクリメンタルエンコーダは、回転に応じて90度位相差のパルス列である前記A相信号とB相信号を出力するとともに、1回転するごとに前記Z相信号を出力し、
前記分周装置は、パルス変換器とカウンタを内蔵し、
該パルス変換器は前記A相信号とB相信号を入力して、該A相信号とB相信号の周波数を整数倍した周波数となる逓倍信号と、前記インクリメンタルエンコーダの回転方向を示す回転方向信号を検出し、
前記カウンタは、前記逓倍信号、前記回転方向信号、および前記Z相信号を入力とするアップダウンカウンタであり、該カウンタは前記回転方向信号に応じて前記逓倍信号をアップ、またはダウンカウントしてカウント値を出力し、また該カウンタは、前記Z相信号がアクティブとなったとき前期カウント値をクリアするものであって、
前記分周装置に、セレクタ、分周AB相発生器、複数個の分周Z相パルス幅設定器、およびコンパレータを設け、
該セレクタは、前記カウンタが出力するカウント値から連続した2ビットの信号を選択して出力し、
前記分周AB相発生器は、該2ビットの信号から前記A相信号とB相信号の位相関係を保持しつつ周波数を分周比1/K(Kは正の整数)にて分周した、分周A相信号と分周B相信号を生成することを特徴とし、
前記複数個の分周Z相パルス幅設定器、およびコンパレータは、前記カウント値を常時監視して、前記カウント値がゼロを基点にパルス幅が前期Z相信号に対して、前記分周比1/Kの逆数倍Kとなるパルス幅であって、前記Z相信号に同期した分周Z相信号を生成することを特徴とし、
前記A相信号、B相信号、およびZ相信号を分周した前記分周A相信号、分周B相信号、および分周Z相信号を生成することを特長としたABZ相の分周装置。
An incremental encoder, and a frequency divider that receives an A-phase signal, a B-phase signal, and a Z-phase signal output from the incremental encoder,
The incremental encoder outputs the A-phase signal and the B-phase signal, which are pulse trains with a phase difference of 90 degrees according to the rotation, and outputs the Z-phase signal for each rotation.
The frequency divider includes a pulse converter and a counter,
The pulse converter receives the A-phase signal and the B-phase signal, and generates a multiplied signal whose frequency is an integral multiple of the frequencies of the A-phase signal and the B-phase signal, and a rotation direction signal indicating the rotation direction of the incremental encoder. To detect
The counter is an up / down counter that receives the multiplication signal, the rotation direction signal, and the Z-phase signal, and the counter counts up or down the multiplication signal according to the rotation direction signal to count. The counter outputs a value and the counter clears the count value when the Z-phase signal becomes active.
The frequency divider is provided with a selector, a divided AB phase generator, a plurality of divided Z phase pulse width setting devices, and a comparator.
The selector selects and outputs a continuous 2-bit signal from the count value output from the counter,
The divided AB phase generator divides the frequency by a dividing ratio 1 / K (K is a positive integer) while maintaining the phase relationship between the A phase signal and the B phase signal from the 2-bit signal. , Generating a divided A-phase signal and a divided B-phase signal,
The plurality of divided Z-phase pulse width setting units and the comparator constantly monitor the count value, and the pulse width is the division ratio of 1 with respect to the Z-phase signal with the count value at zero as a base point. The pulse width is K which is an inverse multiple of K / K, and a divided Z-phase signal synchronized with the Z-phase signal is generated,
An ABZ-phase frequency divider characterized by generating the divided A-phase signal, divided B-phase signal, and divided Z-phase signal obtained by dividing the A-phase signal, B-phase signal, and Z-phase signal. .
The ABZ-phase divider according to claim 1, wherein the pulse width of the divided Z-phase signal is made variable by changing the values of the plurality of divided Z-phase pulse width setting devices. Phase divider.
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