JP2019032651A - 非接触給電センサ装置 - Google Patents

Abstract

【課題】部品点数が少なく回路構成が簡単で、小型化とローコスト化が可能な非接触給電センサ装置を提供する。
【解決手段】非接触給電センサ装置１は、発振回路２１０からの電力が電磁結合した結合コイルＬ１、Ｌ２を介して電源回路１２０に供給される。スイッチＳＷ１の開閉によって、結合コイルＬ１と共振コンデンサＣ１からなるセンサ部１０側の共振回路の共振周波数を共振周波数切換回路１１０で切換えると、結合コイルＬ２と共振コンデンサ２からなる出力部２０側の共振回路のコンデンサ電圧に発生する電圧の位相が、発振回路２１０の駆動パルスの位相に対して変化する。この位相の変化を位相検出回路２２０で検出して、所定のしきい値と比較することによって、センサ部１０側のスイッチＳＷ１の開閉を非接触で検出している。
【選択図】図１

Description

本発明は、非接触給電センサ装置に関し、詳しくは、物理量を検出するセンサ装置にワイヤレスで電力を供給する非接触給電装置であって、センサ装置が検出した被検出物の検出信号を受信する機能を有する非接触給電センサ装置に関する。

工具マガジン装置を備えた工作機械では、通常工具の刃具折れを検出するセンサが取り付けられている。工具とセンサは回転する割り出し円板上に複数配置されており、センサへの電流供給と信号を取り出す方法として、従来からスリップリングのような機械的接点が採用されていた。

図３０は従来の工具折損検知装置の概略を模式的に示す図である。工具折損検知装置４００は、可動側に、複数の工具（刃）４０１と、各工具を保持するツールホルダ４０２と、各工具４０１に弾性的に接触する導電体からなるセンサとしての検出子４０３と、検出子４０３を保持する絶縁基板４０４と、検出子４０３に電気的に接続された可動接触子４０５を備えており、固定側に、固定接触子４０６と、電源４０７と、固定接触子４０６と電源４０７とに直列接続されたリレー４０８を備えている。図３０では、可動側の構成部材は１つだけ記載しているが、実際には、各工具４０１について複数配置されている。そして、工具４０１を交換する際に、対象となる工具４０１に対応する可動接触子４０５が固定接触子４０６に接触するように構成されている。

可動接触子４０５と固定接触子４０６との接触によって、電源４０７からの電流は、リレー４０８、固定接触子４０６、可動接触子４０５、検出子４０３、工具４０１、および、ツールホルダ４０２の閉回路を流れることになる。その際、工具４０１が折損していない場合は、例えば、リレー４０８はオンになり、工具の交換動作が続けられる。しかし、工具４０１が折損している場合は、折れた工具４０１は検出子４０３と接触することができないため、リレーはオフとなり、工具交換動作が中止され、警報等によって、作業者に知らせるようになっている。

このように、可動接触子４０５と固定接触子４０６とを用いた機械的接点では構造が複雑で高価であり、経年変化による接触安定性の劣化が問題であった。この問題を解決するためセンサに非接触で電力を供給して、信号を非接触で取り出す装置が必要とされる。また、一般的に回転ユニットや脱着ユニットのように直接配線が困難な装置上で信号の検出と伝達を行うためにも、同様な装置が必要とされる。

この種の要求に応えるセンサ装置として、例えば、特許文献１には、高周波形リモートセンサ装置が開示されている。この高周波形リモートセンサ装置は、出力部から電磁結合で供給された第１の高周波信号に基づく駆動電源でセンサ部を動作し、センサ部がセンサ信号の有無によって第２の高周波信号の発振動作をオン又はオフして電磁的に伝送出力し、出力部が第２の高周波信号の有無からセンサ信号を検出している。

特開平７−３３４７８３ 号公報

特許文献１に開示された高周波形リモートセンサ装置では、出力部からセンサ部への電源供給は、第１の発振回路からの第１の高周波信号を、第１の発振回路に接続された出力部側のコイルとこの出力部側のコイルと磁気的に結合しているセンサ部側のコイルを介して、センサ部側のコイルに接続された第１の共振回路に伝送している。また、センサ部から出力部への信号伝送は、第２の発振回路からの第２の高周波信号を、センサ側のコイルに電磁的に結合するコイルによってセンサ側のコイルに合成し、出力側のコイルと電磁的に結合するコイルを設け、このコイルに接続された第２の共振回路によって信号を分離している。このように、特許文献１に開示された高周波形リモートセンサ装置では、電力と信号を合成・分離するため結合コイルとは別途にコイルが必要であり、また共振回路も電力用と信号用にそれぞれ必要となっている。したがって、部品点数が多く回路構成も複雑であるため小型化とローコスト化に課題がある。

本発明は、これらの実情に鑑みてなされたものであり、部品点数が少なく回路構成が簡単で、小型化とローコスト化が可能な非接触給電センサ装置を提供することをその目的とする。

上記課題を解決するために、本発明の第１の技術手段は、第１のコンデンサと第１の結合コイルとからなる第１の共振回路と、該第１の共振回路に発生する高周波電圧から直流電圧を出力する電源回路を備えたセンサ部と、第２のコンデンサと前記第１の結合コイルに電磁結合する第２の結合コイルとからなる第２の共振回路と、該第２の共振回路に高周波電圧を与える発振回路を備えた出力部と、を有する非接触給電センサ装置において、前記センサ部は、第１の共振回路の共振周波数を切換える共振周波数切換手段と、該共振周波数切換手段を動作させる入力手段と、を備え、前記出力部は、前記第２のコンデンサに発生する高周波電圧と前記発振回路の高周波電圧との位相差を検出する位相検出手段と、該位相検出手段で検出した位相値に基づいて出力値を変更する出力手段と、を備えたことを特徴とするものである。

第２の技術手段は、第１の技術手段において、前記出力部は、前記出力手段として、前記位相検出手段で検出した位相値と所定の閾値とを比較する比較手段と、該比較手段の比較結果を出力する出力回路と、を備えたことを特徴とするものである。

第３の技術手段は、第１の技術手段において、前記センサ部は、前記入力手段として、物理量に応じて発信周波数が変化するデューティ比５０％の信号を出力する物理量−周期変換手段を備え、前記出力部は、出力手段として、前記位相検出手段で検出した位相値の平均を求める平均値手段と、前記位相検出手段で検出した位相値と前記平均値手段が求めた平均値とを比較する第１の比較手段と、該第１の比較手段が出力した信号の周期を求める周期検出手段と、該周期検出手段が出力した周期検出値と所定の閾値とを比較する第２の比較手段と、該第２の比較手段の比較結果を出力する出力回路と、を備えたことを特徴とするものである。

第４の技術手段は、第１の技術手段において、前記センサ部は、前記入力手段として、物理量に応じて発信周波数が変化するデューティ比５０％の信号を出力する物理量−周期変換手段を備え、前記出力部は、前記出力手段として、前記位相検出手段で検出した位相値の平均を求める平均値手段と、前記位相検出手段で検出した位相値と前記平均値手段が求めた平均値とを比較する比較手段と、該比較手段が出力した信号の周期を求める周期検出手段と、該周期検出手段が出力した周期検出値をアナログ信号に変換するＤ／Ａ変換手段と、を備えたことを特徴とするものである。

第５の技術手段は、第１の技術手段において、前記センサ部は、前記入力手段として、複数ビットのデジタル信号を入力する信号入力手段と、前記デジタル信号を直列データに変換する直列変換手段と、該直列データを符号の平均デューティ比が５０％になるよう変調する変調手段と、を備え、前記出力部は、前記出力手段として、前記位相検出手段で検出した位相値の平均を求める平均値手段と、前記位相検出手段で検出した位相値と前記平均値手段が求めた平均値とを比較する比較手段と、該比較手段からの信号を入力して前記変調手段で変調した信号を復元する復調手段と、該復調手段からの信号を入力して直列データを並列データに変換する並列変換手段と、該並列データを複数ビットのデジタル信号として出力する信号出力手段と、を備えたことを特徴とするものである。

第６の技術手段は、第１の技術手段において、前記センサ部は、前記入力手段として、物理量をアナログ信号に変換するセンサ回路と、該センサ回路が出力するアナログ信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換手段と、前記デジタル信号を直列データに変換する直列変換手段と、該直列データを符号の平均デューティ比が５０％になるよう変調する変調手段と、を備え、前記出力部は、前記出力手段として、前記位相検出手段で検出した位相値の平均を求める平均値手段と、前記位相検出手段で検出した位相値と前記平均値手段が求めた平均値とを比較する比較手段と、該比較手段からの信号を入力して前記変調手段で変調した信号を復元する復調手段と、該復調手段からの信号を入力して直列データを並列データに変換する並列変換手段と、該並列データをアナログ信号に変換するＤ／Ａ変換手段と、を備えたことを特徴とするものである。

本発明によれば、部品点数が少なく回路構成が簡単で、小型化とローコスト化が可能な非接触給電センサ装置を提供することができる。

本発明の第１の実施形態に係る非接触給電センサ装置の構成を示す図である。 図１に示す非接触給電センサ装置における発信回路の一例を示す図である。 図２に示す発振回路の各部の信号の動作タイミングを示す図である。 図１に示す非接触給電センサ装置における電源回路の一例を示す図である。 図１に示す非接触給電センサ装置における共振周波数切換回路の一例を示す図である。 図１に示す非接触給電センサ装置における共振周波数切換回路の他の例を示す図である。 図１に示す非接触給電センサ装置における位相検出回路の一例を示す図である。 図７に示す位相検出回路の各部の信号の動作タイミングを示す図である。 図１に示す非接触給電センサ装置において図５に示す共振周波数切換回路を用いた場合の位相変化について説明するための図である。 図１に示す比較回路の一例を示す図である。 本発明の第２の実施形態に係る非接触給電センサ装置の構成を示す図である。 図１１に示すにおける抵抗−周期変換回路の一例を示す図である。 図１２に示す抵抗−周期変換回路の出力信号波形を示す図である。 図１１に示す平均値回路の一例を示す図である。 図１４に示す平均値回路の計算アルゴリズムを示す図である。 図１１に示すにおける周期検出回路の一例を示す図である。 図１６に示す周期検出回路の各部の信号の動作タイミングを示す図である。 本発明の第３の実施形態に係る非接触給電センサ装置の構成を示す図である。 本発明の第４の実施形態に係る非接触給電センサ装置の構成を示す図である。 図１９に示す非接触給電センサ装置における直列変換回路の一例を示す図である。 直列データ型式を説明するための図である。 ＭＳＫ変調の変調波形を説明するための図である。 図１９に示す非接触給電センサ装置における変調回路の一例を示す図である。 図２３に示す変調回路におけるルックアップテーブルのテーブル内容を示す図である。 図２３に示す変調回路における各部の信号の動作タイミングを示す図である。 図１９に示す非接触給電センサ装置における復調回路の一例を示す図である。 図２６に示す復調回路の各部の信号の動作タイミングを示す図である。 図１９に示す非接触給電センサ装置における並列変換回路の一例を示す図である。 本発明の第５の実施形態に係る非接触給電センサ装置の構成を示す図である。 従来の工具折損検知装置の概略を模式的に示す図である。 ＲＬＣ直列共振回路のベクトル図である。

以下、図面を参照しながら、本発明の非接触給電センサ装置に係る好適な実施形態について説明する。以下の説明において、異なる図面においても同じ符号を付した構成は同様のものであるとして、その説明を省略する場合がある。なお、本発明はこれらの実施形態での例示に限定されるものではなく、特許請求の範囲に記載された事項の範囲内および均等の範囲内におけるすべての変更を含む。

（第１の実施形態）
図１は、本発明の第１の実施形態に係る非接触給電センサ装置の構成を示す図である。本実施形態に係る非接触給電センサ装置１は、大別して空間的に離れたセンサ部１０と出力部２０を有している。センサ部１０は、出力部２０から電力を供給されるとともに、検出した物理量に応じた検出信号を生成し出力部２０に伝える機能を有している。また、出力部２０は、センサ部１０に電力を供給するとともにセンサ部１０からの検出信号を読み取る機能を有している。非接触給電センサ装置１を図３０の工具折損検知装置に適用する場合は、複数のセンサ部１０を可動側に配置することになる。

本実施形態では、センサ部１０は、結合コイルＬ１と共振コンデンサＣ１からなる直列共振回路、共振周波数切換回路１１０、電源回路１２０、スイッチＳＷ１を備えている。また、出力部２０は、発振回路２１０、結合コイルＬ２と共振コンデンサＣ２からなる共振回路、位相検出回路２２０、第１比較回路２３０、第１閾値回路２４０、および、出力トランジスタＴｒを備えている。

まず、本実施形態の概要について説明する。発振回路２１０は所定の一定周波数で結合コイルＬ２にパルス電圧を印加する。結合コイルＬ２と共振コンデンサＣ２は発振回路２１０の発振周波数に共振する共振回路（直列共振回路）を構成している。同様に、結合コイルＬ１と共振コンデンサＣ１も発振回路２１０の発振周波数に共振する共振回路（直列共振）を構成している。結合コイルＬ１と結合コイルＬ２は、例えばフェライトのポットコアに巻き線を施したものであり、両者は空間距離を隔てて磁気的に結合している。結合コイルＬ１と結合コイルＬ２の共振回路に発生する高周波電圧は電源回路１２０によって整流・平滑された後、一定電圧に調整されセンサ部１０全体を動作させている。

共振周波数切換回路１１０は、スイッチＳＷ１のオン（閉）／オフ（開）によって結合コイルＬ１と共振コンデンサＣ１の共振周波数を切り換えている。結合コイルＬ１とＬ２は、磁気的に結合しており、物理的に分離しているが電気的にはトランスと同様な結合状態にある。そのため２次側（センサ部１０側）のパラメータ変化は１次側（出力部２０側）に反映され観測できる。具体的には、発振回路２１０のパルス電圧と１次側の共振コンデンサＣ２に発生する電圧の相対的な位相差を位相検出回路２２０で検出し、検出した位相差検出値を第１比較回路２３０によって、所定の閾値と比較することでスイッチＳＷ１のオン／オフに応じたロジック信号を得ている。スイッチＳＷ１は、本願発明の共振周波数切換手段を動作させる入力回路に相当する。

このように、本発明に係る非接触給電センサ装置は、物理量の変化に応じて２次側の共振周波数を変化させ、１次側で位相の変化として把握することで信号の伝達をすることを特徴としているが、その基本的な原理について説明する。

図３１は、ＲＬＣ直列共振回路のベクトル図である。共振状態の時は図３１（Ａ）に示すように合成インピーダンスＺは抵抗成分だけとなり、電圧と電流の位相は同相である。コンデンサの容量を変化させ共振周波数をずらすと、図３１（Ｂ）に示すように合成インピーダンスＺに虚数成分が現れ、電圧と電流に位相差θが生じる。図１に示す非接触給電センサ装置においては、結合コイルＬ１とＬ２の結合によって二つの共振回路が複合的に結合するため、単純な共振回路より解析が複雑になるが、２次側のインピーダンス変化が１次側に反映して１次側共振電流の位相変化として観測できる事実に差異はない。このため、結合コイルＬ２と共振コンデンサＣ２の共振電流の位相変化は、発振回路２１０のパルス電圧に対して共振コンデンサＣ２に発生する電圧の位相変化として比例的に観測できる。したがって、発振回路２１０のパルス電圧のエッジとコンデンサC２の両端電圧のゼロクロス点の時間差を計測することで位相変化を把握することが出来る。

以下に、本実施形態の非接触給電センサ装置の各部の構成と信号について説明する。
図２は、図１に示す非接触給電センサ装置の発信回路の一例を示す図であり、図３は、図２に示す発振回路の各部の信号の動作タイミングを示す図である。発振回路２１０は、共振回路を駆動するパルス信号を出力するためのものであり、ＰＷＭ（パルス幅変調）回路２１１、タイミング回路２１２，２１３、ＮＯＴ回路２１４、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴからなるトランジスタＱ２、および、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴからなるＱ３を備えている。

ＰＷＭ回路２１１は、一定の周波数でオンとオフのパルス列を発生し、デューティ比を変更することによってパルス幅を調整している。発振周波数は、例えば４０ｋＨｚである。パルス幅を調整することによって共振電流を大きくすることができ、５０％のデューティ比で最大電流を供給することができる。トランジスタＱ２，Ｑ３は直列接続されて電源ＶＤＤに接続されており、一方のトランジスタＱ２のゲートには、ＰＷＭ回路２１１からの出力がタイミング回路２１２を介して加えられ、他方のトランジスタＱ３のゲートには、ＰＷＭ回路２１１からの出力がＮＯＴ回路２１４およびタイミング回路２１３を介して加えられる。

タイミング回路２１２，２１３はトランジスタＱ２とＱ３とが同時にオンとならないようにＭＯＳＦＥＴのゲートを駆動する回路である。このため、入力パルスの立ち上がりから所定時間遅れて立ち上がり、入力パルスの立ち下がりとともに立ち下がるパルスを出力している。これによって、図３に示すように、トランジスタＱ２とＱ３とが同時にオンとなることはなく、電源ＶＤＤが短絡することがない。

発振回路２１０からの駆動パルスは結合コイルＬ２と共振コンデンサＣ２からなる共振回路に加えられる。ここで、先述したように、発振回路２１０からの駆動パルスの周波数と共振回路の共振周波数は同じになるように構成されている。さらに、センサ部１０側の結合コイルＬ１と共振コンデンサＣ１からなる共振回路も発振回路２１０からの駆動パルスの周波数に共振する。このため、発振回路２１０からは正弦波状の電流が結合コイルＬ２に供給される。同様に、結合コイルＬ１にも正弦波状の電流が流れる。

電源回路１２０は出力部２０からの電力を非接触でセンサ部１０側に供給するためのものである。図４は、図１に示す非接触給電センサ装置の電源回路の一例を示している。結合コイルＬ１の両端に現れる電圧をダイオードＤ１で半波整流した後、コンデンサＣ３で平滑し、さらに、安定化のためにシリーズレギュレータＩＣ１から電源電圧Ｖｃｃを得ている。なお、半波整流に代えて全波整流を行ってもよく、安定化のためのシリーズレギュレータＩＣ１を省いてもよい。

次に、センサ部１０側の共振周波数切換回路１１０について説明する。図５は、図１に示す非接触給電センサ装置の共振周波数切換回路の一例を示す図である。この共振周波数切換回路１１０では、並列コンデンサＣｐとＮ型ＭＯＳＦＥＴからなるトランジスタＱ１の直列回路が共振コンデンサＣ１に並列に接続されている。スイッチＳＷ１がオンのときは、トランジスタＱ１のゲートは接地側の電位に維持されるため、トランジスタＱ１はオフ状態となり、共振周波数は変化しない。一方、スイッチＳＷ１がオフのときは、トランジスタＱ１のゲートに電源電圧Ｖｃｃが印加されるため、トランジスタＱ１はオン状態になり、共振コンデンサＣ１の容量をＣ１、並列コンデンサＣｐの容量をＣｐとした場合、コンデンサの合成容量はＣｐ＋Ｃ１となる。このため、共振周波数は低い方にシフトするとともに、電圧に対する電流の位相は進む。

図６は、図１に示す非接触給電センサ装置の共振周波数切換回路の他の例を示す図である。この共振周波数切換回路１１０’では、直列コンデンサＣｓとＮ型ＭＯＳＦＥＴからなるトランジスタＱ１の並列回路が共振コンデンサＣ１に直列に接続されている。スイッチＳＷ１がオフのときは、トランジスタＱ１のゲートに電源電圧Ｖｃｃが印加されるため、トランジスタＱ１はオン状態になり、直列コンデンサＣｓは短絡されるため、共振周波数は変化しない。一方、スイッチＳＷ１がオンのときは、トランジスタＱ１のゲートは接地側の電位に維持されるため、トランジスタＱ１はオフ状態となり、直列コンデンサＣｓの容量をＣｓとした場合、コンデンサの合成容量はＣｓ・Ｃ１／（Ｃｓ＋Ｃ１）となる。このため、共振周波数は高い方にシフトし、電圧に対する電流の位相は遅れる。

スイッチングによる切り換えによって、共振周波数の変化は大きいほど位相の変化が大きくなり検出しやすくなるが、その反面結合の効率が悪くなり電力効率が低下する。このため、図５に示す共振周波数切換回路１１０では、コンデンサ容量の配分はＣｐ＜＜Ｃ１となるようにして共振周波数を僅かに変化させることが望ましい。また、図６に示す共振周波数切換回路１１０’では、コンデンサ容量の配分はＣｓ＞＞Ｃ１となるようにして共振周波数を僅かに変化させることが望ましい。実験の結果では、５％程度の周波数変化（コンデンサの容量変化）が好適であった。

なお、図示してないがＭＯＳＦＥＴのドレイン・ソース電極間にはソースからドレインに向かって順方向となるボディーダイオードがデバイス内部で接続されている。このダイオードの効果でドレイン端子は正方向に直流バイアスされ交流信号を問題無くスイッチングすることができる。実用的には、図５に示す共振周波数切換回路１１０の方式が、全体としてコンデンサの容量を小さくでき、すなわち形状を小さくすることができるので好適である。なお、図示しないが、結合コイルＬ１に対してインダクタを直列または並列接続することで共振周波数を切り換えるように構成することも可能である。

次に、位相検出回路２２０について説明する。センサ部１０のスイッチＳＷ１の開閉によって、２次側のセンサ部１０の共振回路のインピーダンスが変化し、このインピーダンスの変化が１次側の出力部２０の共振電流の位相変化として現れる。位相検出回路２２０は、この共振電流の位相の変化をデジタル値として検出している。図７は、図１に示す非接触給電センサ装置の位相検出回路の一例を示す図であり、図８は、図７に示す位相検出回路の各部の信号の動作タイミングを示す図である。

位相検出回路２２０は、コンパレータ２２１、タイミングパルス発生回路２２２、第１レジスタ２２３、第１カウンタ２２４、第２レジスタ２２５、減算回路２２６、および、位相レジスタ２２７を備えている。コンパレータ２２１は、共振コンデンサＣ２の両端電圧のゼロクロス点を検出して２値化するためのものであり、共振コンデンサＣ２の電位ｂがコンパレータ２２１の反転入力端子（−端子）に加えられている。共振コンデンサＣ２の電位ｂは、発振回路２１０の発振周波数でほぼ正弦波状に変化するため、コンパレータ２２１の出力ｃは、発振回路２１０の発振周波数と等しい周波数を有するを有するパルスとして出力される。

タイミングパルス発生回路２２２は、コンパレータ２２１の出力ｃのパルスの立ち上がりでタイミングパルスｄを出力する。したがって、タイミングパルスｄは発振回路２１０の発振周波数と同じ周波数を有する。第１カウンタ２２４はオーバーフローしたらゼロにロールオーバーするフリーランニングで動作するカウンタである。
第１レジスタ２２３は、コンパレータ２２１の出力ｃのパルスの立ち上がりで第１カウンタ２２４の値をラッチする。図８では、例えば、第１カウンタ２２４の値が“７”のときにラッチした値ｆとして“７”を保持し、さらに、第１カウンタ２２４の値が“１８”のときにラッチした値“１８”に更新してこの値“１８”を保持する。
第２レジスタ２２５は、発振回路２１０の出力ａの立ち上がりで第１カウンタ２２４の値をラッチする。図８では、例えば、第１カウンタ２２４の値が“３”のときにラッチした値ｇとして“３”を保持し、さらに、第１カウンタ２２４の値が“１４”のときにラッチした値“１４”に更新してこの値“１４”を保持する。

減算回路２２６は、第１レジスタ２２３のラッチした値Ａと第２レジスタ２２５のラッチした値Ｂの減算を行うものであり、第２レジスタ２２５の値Ｂを第１カウンタ２２４の値の２の補数として演算することで、第１カウンタ２２４がロールオーバーしても正しい値を算出できるようにしている。
位相レジスタ２２７は、減算回路２２６の値Ｃ（＝Ａ−Ｂ）をタイミングパルスｄのタイミングでラッチし、その値を保持する。図８では、最初のタイミングパルスｄの時点で、減算回路２２６の値は４（＝７−３）となっており、この値をラッチして保持する。また、次のタイミングパルスｄの時点でも、減算回路２２６の値は４（＝１８−１４）となっており、この値をラッチして保持する。

タイミングパルスｄで位相レジスタ２２７にラッチされる値ｈは、第１レジスタ２２３の値ｆと第２レジスタ２２５の値ｇの差となり、この差は、発振回路２１０の出力ａと共振コンデンサＣ２の電位ｂとの相対的な位相差ＰＨに相当している。なお、位相検出の分解能を高くするためは、第１カウンタ２２４のクロック周波数を高速にすることが必要であり、例えば、１６ＭＨｚが用いられる。また、第１レジスタ２２３と第２レジスタ２２５および第１カウンタ２２４のビット長は、例えば１６ビットである。

次に、共振周波数切換回路１１０として、図５に示す並列コンデンサＣｐを有する共振周波数切換回路１１０を用いた場合に、センサ部１０のスイッチＳＷ１の開閉によって、共振コンデンサＣ２の電位ｂの位相が変化する。図９は、図１に示す非接触給電センサ装置において図５に示す共振周波数切換回路を用いた場合の位相変化について説明するための図である。スイッチＳＷ１がオンの場合は、トランジスタＱ１がオフとなり、共振回路のコンデンサの容量はＣ１のみとなる。この時の位相は実線で示す波形となり発振回路２１０の出力に対する位相はＰＨ１である。この場合の位相レジスタ２２７の位相検出値ｈの値は、例えば、“４”になる。

次に、スイッチＳＷ１がオフの場合は、トランジスタＱ１がオンとなり共振回路のコンデンサの容量はＣ１＋Ｃｐとなる。共振コンデンサＣ２の電位ｂは、スイッチＳＷ１がオンの場合よりも進み、共振周波数が低い方にシフトして破線で示す波形に変化し、発振回路２１０の出力に対する位相はＰＨ２となる。この場合の位相レジスタ２２７の位相検出値ｈの値は、第１レジスタ２２３がラッチする第１カウンタ２２４の値が減少するため、例えば、“２”になる。

したがって、位相ＰＨ１と位相ＰＨ２との変化を検出することによって、スイッチＳＷ１の開閉を検知することが可能になる。なお、共振周波数の変化は、切換信号に対して瞬時に応答するわけではなく、共振回路のＱが高いほど緩やかに変化する。また、共振回路のＱが高いほど電力伝送効率は高くなる。さらに、位相変化の検出を確実にするために、共振周波数切換回路１１０へ入力する信号の周波数は、共振回路の発振周波数より十分低くする必要があり、例えば、共振回路の発振周波数が４０ｋＨｚの場合、スイッチングの切換周波数の上限は２ｋＨｚ程度である。

図１０は、図１に示す非接触給電センサ装置の第１比較回路の一例を示す図である。第１比較回路２３０は、引算回路２３１とボロー判定回路２３２を備えている。引算回路２３１は、図７に示した位相レジスタ２２７の位相検出値ｈの値Ｃから第１閾値回路２４０からの値Ｄの引算（Ｃ−Ｄ）を行う。Ｃ≧Ｄの場合はボローが発生しないが、Ｃ＜Ｄの場合はボローが発生する。ボロー判定回路２３２は、引算回路２３１からの出力におけるボローの有／無を判別し、それぞれ０／１のロジック信号に対応させて出力する。また、第１閾値回路２４０からの出力は、図９で示した共振周波数切換前と切換後の位相ＰＨ１、ＰＨ２に応じた値の中間値（（ＰＨ１＋ＰＨ２）／２）が設定される。本実施形態の場合は、“４”と“２”の中間値“３”を設定しておけばよい。

本実施形態の場合は、ＳＷ１がオンの場合、発振回路２１０の出力に対する位相はＰＨ１となり、その値は“４”であるから、ボローは発生せず、ボロー判定回路２３２の出力はロジック“１”となる。また、ＳＷ１がオフの場合、発振回路２１０の出力に対する位相はＰＨ２となり、その値は“２”であるから、ボローが発生し、ボロー判定回路２３２の出力はロジック“０”となる。このように、本実施形態では、センサ部１０と出力部２０とを非接触に保った状態で、スイッチＳＷ１のオン／オフに応じたロジック信号を得ることができ、出力トランジスタＴｒをオン／オフすることができる。

本実施形態において、結合コイルＬ１と共振コンデンサＣ１からなる共振回路が本発明の第１の共振回路に相当し、結合コイルＬ２と共振コンデンサＣ２からなる共振回路が本発明の第２の共振回路に相当する。また、共振周波数切換回路１１０が本発明の共振周波数切換手段に相当し、スイッチＳＷ１が本発明の共振周波数切換手段を動作させる入力手段に相当する。さらに、第１比較回路が本発明の比較手段に相当し、出力トランジスタ出力手Ｔｒが本発明の出力手段に相当する。

（第２の実施形態）
図１１は、本発明の第２の実施形態に係る非接触給電センサ装置の構成を示す図である。第２の実施形態の非接触給電センサ装置２では、第１の実施形態の非接触給電センサ装置１に比べ、センサ部１０に、抵抗−周期変換回路１３０が、出力部２０に、平均値回路２５０、第２比較回路２６０、周期検出回路２７０、第３比較回路２８０、および、第２閾値回路２９０がそれぞれ追加されている。なお、第２比較回路２６０、第３比較回路２８０はそれぞれ、第１の実施形態の第１比較回路２３０と同じ機能を有し、第２閾値回路２９０も第１の実施形態の第１閾値回路２４０と同じ機能を有する。

第１の実施形態の非接触給電センサ装置に用いられる、結合コイルＬ１と共振コンデンサＣ１および結合コイルＬ２と共振コンデンサＣ２の部品定数にはばらつきがある。そのため、それぞれの共振周波数もばらつき、その結果として検出した位相ＰＨ１とＰＨ２の値もばらつく。第１の実施形態の非接触給電センサ装置を図３０に示す工具折損検知装置に適用した場合、一つの出力部２０に対して複数のセンサ部１０が配置される構成となるため、個々のセンサ部１０の部品定数のばらつきがさらに装置全体に大きく影響する。また、個々のセンサ部１０の結合コイルＬ１と出力部２０の結合コイルＬ２との物理的な距離のばらつきによっても、共振周波数の変化に影響するため、センサ部１０が複数となる構成では、出力部２０とセンサ部１０の距離にばらつきが出ないよう調整する必要がある。さらに、出力部２０側の第１閾値回路の出力の値Ｄは一つの値に設定されているため、個々の部品の経年変化や使用温度の違いを加味した上で、これらのばらつきがあっても正しいロジック信号が出力されるような閾値を選択するためには、非常に手間と時間を要する。

第２の実施形態は、このような課題を解決するためのものであり、後述するように、装置の精度に影響する閾値を自動的に最適な値に設定できるようにしている。以下に、その概要について説明する。
センサ部１０では、抵抗Ｒｆの大きさの変化によって発信周波数は変化するがデューティ比５０％を常に維持する可変周波数の出力信号ｉを発信する抵抗−周期変換回路１３０を設け、可変周波数信号である出力信号ｉを共振周波数切換回路１１０の入力信号としている。また、出力部２０では、第１の実施形態の第１閾値回路２４０の代わりに、位相検出値ｈの平均値を求める平均値回路２５０を設け、第２比較回路２６０によって、位相検出値ｈをその平均値ｊである閾値と比較することで出力信号ｋを求めている。

位相検出回路２２０で検出した位相ＰＨ１とＰＨ２の値は抵抗−周期変換回路１３０の発振周期で切り替わるが、デューティ比５０％であるため、その平均値は必ず検出された位相ＰＨ１とＰＨ２の中間値となる。この平均値回路２５０で求めた平均値ｊを第２比較回路２６０の閾値として採用することによって、部品定数のバラツキや結合コイル間のギャップ変化があっても、これらの変動に自動的に追従して常に最適な閾値を維持できるようになる。これにより、第２比較回路２６０の出力信号ｋは、抵抗−周期変換回路１３０の出力信号ｉ、すなわち、共振周波数切換回路１１０の入力信号ｉを再生したものとなる。

周期検出回路２７０は、第２比較回路２６０からの出力信号ｋの発振周期を検出し、第３比較回路２８０で第２閾値回路２９０からの閾値と比較することによって、抵抗Ｒｆの値に応じて出力トランジスタＴｒをオン／オフすることができる。抵抗Ｒｆの代わりにスイッチを接続すれば抵抗値がゼロと無限大で切り替わることになり、機能上は、第１の実施形態と同じ構成になる。

図３０に示す工具折損検知装置では検出子４０３と工具４０１とにクーラントが噴霧される。このクーラントは若干の導電性があり、工具４０１の先端が折れた場合でも検出子４０３との間に抵抗値が発生して誤動作する場合がある。第２の実施形態では、図１１に示す抵抗Ｒｆの抵抗値を検出する構成にすることによって、誤動作しない抵抗値を規定できることから信頼性を向上することができる。また、出力部２０側で動作抵抗の閾値を設定するため、複数のセンサ部１０を有する場合に、閾値の設定値を出力部２０で一括して変更できるメリットがある。

以下に、本実施形態の各部の構成と信号について説明する。なお、第１の実施形態と同じ名称符号の回路は、第１の実施形態のものと同じであるので、その説明を省略する。
図１２は、図１１に示す非接触給電センサ装置における抵抗−周期変換回路の一例を示す図であり、図１３は、図１２に示す抵抗−周期変換回路の出力信号波形を示す図である。図１２に示す抵抗−周期変換回路１３０は、コンパレータ１３１を有する無安定マルチバイブレータを構成している。コンパレータ１３１の非反転入力端子（＋端子）には、コンパレータ１３１の出力電圧と例えば電源電圧Ｖｃｃ／２とを抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２で分圧した電圧が加えられ、反転入力端子（−端子）には、抵抗Ｒｆを通じてコンデンサＣ４を充電または放電する電圧が加えられる。

コンデンサＣ４はコンパレータ１３１の出力電圧によって充放電が繰り返され、コンパレータ１３１はこの繰り返しの周期を発信周期とするパルス状の出力信号ｉを出力する。充放電の時定数が抵抗ＲｆとコンデンサＣ４の静電容量Ｃによって変化する。このため、抵抗Ｒｆの大きさを変えることによって、発信周波数を変更することができる。図１２に示す抵抗−周期変換回路１３０の発信周期Ｔは、Ｔ＝２・Ｒｆ・Ｃ・ｌｎ（１＋２・Ｒ２／Ｒ１）の式で表せる。また、発信波形はデューティ比５０％のパルス列となる。

発信周期Ｔは上記の式から抵抗Ｒｆの大きさに比例する。このため、図１３に示すように、抵抗Ｒｆが小さいときは小さい発信周期Ｐ１で発信し、抵抗Ｒｆが大きいときは大きい発信周期Ｐ２で発信する。発信周期Ｐ１のときのパルス幅をＤ１、発信周期Ｐ２の時のパルス幅をＤ２とした場合、Ｄ１／Ｐ１＝Ｄ２／Ｐ２＝０．５となる。なお、デューティ比が５０％にならない回路を採用した場合は、その回路の後段に１／２分周回路を追加することでデューティ比を５０％の出力に変換してもよい。あるいは出力信号のデューティ比が５０％になるように構成した１／Ｅ分周回路（Ｅは任意の偶数）を追加してもよい。

図１４は、図１１に示す非接触給電センサ装置における平均値回路の一例を示す図であり、図１５は、図１４に示す平均値回路の計算アルゴリズムを示す図である。平均値回路２５０は、積算レジスタ２５１、加算回路２５２、積算カウンタ２５３、Ｎビット右シフト回路２５４、および、平均値レジスタ２５５を備えている。平均値回路２５０は、位相検出回路２２０で作られるタイミングパルスｄの周期で、図１５に示す計算アルゴリズムを実行している。
平均値回路２５０は、位相検出回路２２０の位相レジスタ２２７からの位相検出値ｈを２のＮ乗回積算し、これを積算数２^Nで割ることにより位相検出値ｈの平均値を求めている。積算回数を２のＮ乗回とすることによって、積算数の割り算が積算レジスタ２５１のビットシフトによって行うことができる。

まず、ステップＳ１１で積算レジスタ２５１の値に位相レジスタ２２７からの値（位相検出値ｈ）を加算回路２５２で加算し、加算した合計値で積算レジスタの値を更新する。次に、積算カウンタ２５３の値に１をインクリメントした値が、値２^N以上であるか否かを判定する。積算カウンタ２５３の値に１をインクリメントした値が、値２^Nより小さい場合（ステップＳ１１でＮＯの場合）は、ステップＳ１１に戻り、以降の動作を繰り返す。また、積算カウンタ２５３の値に１をインクリメントした値が、値２^N以上の場合（ステップＳ１１でＹＥＳの場合）は、積算レジスタ２５１をＮビット右シフトし、右シフトした値を平均値レジスタ２５５に書き込む（ステップＳ１３）。ステップＳ１３の後はステップＳ１４に移り、積算レジスタ２５１および積算カウンタの値をゼロにする。以降の処理は、スタートからエンドまでを繰り返す。

これにより、平均値レジスタ２５５には、タイミングパルスｄの２のＮ乗毎の周期で、位相検出値ｈの平均値ｊが書き込まれる。Ｎの値は例えば１１である。また、共振周波数切換回路１１０の入力信号ｉの周波数が低い場合は、タイミングパルスｄを任意の値で分周して積算周期を間引いてもよい。

第２比較回路２６０は、図１０に示した第１比較回路２３０と同様の構成をしている。第２比較回路２６０は、位相検出回路２２０の位相レジスタ２２７の位相検出値ｈを平均値回路２５０の平均値レジスタ２５５の平均値ｊで引き算を行い、２値の出力信号ｋを出力する。これにより、第２比較回路２６０の出力信号ｋは、共振周波数切換回路１１０の入力信号ｉが再生される。

図１６は、図１１に示す非接触給電センサ装置における周期検出回路の一例を示す図であり、図１７は、図１６に示す周期検出回路の各部の信号の動作タイミングを示す図である。周期検出回路２７０は、第２カウンタ２７１、第３レジスタ２７２、第４レジスタ２７３、および、減算回路２７４を備えている。第２カウンタ２７１はオーバーフローしたらゼロにロールオーバーするフリーランニングで動作するカウンタである。第３レジスタ２７２と第４レジスタ２７３は、立ち上がり信号で動作するラッチ入力端子を備えており、第２比較回路２６０の出力信号ｋが、第３レジスタ２７２と第４レジスタ２７３のラッチ入力端子に入力される。

図１７に示すように、出力信号ｋの立ち上がりに同期して、第３レジスタ２７２には第２カウンタ２７１の値ｌが、また、第４レジスタ２７３には第３レジスタ２７２の値ｍが保持される。すなわち、第４レジスタ２７３には、ひとつ前の第３レジスタ２７２の値が保持される。例えば、第２カウンタ２７１の値ｌが“１３”の時に、出力信号ｋが立上ったとすると、第３レジスタ２７２は第２カウンタ２７１の値“１３”をラッチした値ｍとして保持する。同時に、第４レジスタ２７３は、第３レジスタ２７２がそれまでに保持している値“３”をラッチした値ｎとして保持する。

減算回路２７４は、第３レジスタ２７２のラッチした値Ａと第４レジスタ２７３のラッチした値Ｂの減算（Ａ−Ｂ）を行い、周期検出値ｐを出力するためのものであり、位相検出回路２２０の減算回路２２６と同じ機能を有するものである。このため、第４レジスタ２７３の値Ｂを第２カウンタ２７１の値の２の補数として演算することで、第２カウンタ２７１がロールオーバーしても正しい値を算出できるようにしている。周期検出値ｐは、抵抗−周期変換回路１３０の発信周期Ｔに応じた値を持つことになる。

第３比較回路２８０は、周期検出回路２７０からの出力である周期検出値ｐを第２閾値回路２９０に設定された所定の閾値と比較して、その比較結果をロジック信号として出力している。第３比較回路２８０は、図１０に示した第１比較回路２３０と同様の構成をしており、その詳細については説明を省略する。なお、第２閾値回路２９０に設定する閾値は、抵抗−周期変換回路１３０の発信周期Ｔの変化に応じて定めることができる。

以上、第２の実施形態において、抵抗−周期変換回路１３０は、抵抗Ｒｆの大きさの変化によって、発信周波数は変化するがデューティ比５０％を常に維持する可変周波数の出力信号ｉを発信するように構成したが、抵抗の変化に代わりに所定の物理量、例えば、電圧、電流、静電容量、静磁界、交流磁界、歪み量などの変化を周波数に変換するようにしてもよい。抵抗−周期変換回路１３０は、本発明の物理量−周期変換回路の一例である。

（第３の実施形態）
図１８は、本発明の第３の実施形態に係る非接触給電センサ装置の構成を示す図である。第３の実施形態の非接触給電センサ装置３では、第２の実施形態における第３比較回路２８０と第２閾値回路を、Ｄ／Ａ変換回路２７５に置き換えて、アナログ信号を出力するようにしている。これにより、抵抗Ｒｆ、あるいは他の物理量の変化を、非接触にアナログ量として得ることができる。

（第４の実施形態）
図１９は、本発明の第４の実施形態に係る非接触給電センサ装置の構成を示す図である。第４の実施形態の非接触給電センサ装置４は、非接触でデータ伝送が可能な構成を有しており、第２の実施形態の非接触給電センサ装置２に比べ、センサ部１０には、抵抗−周期変換回路１３０の代わりに、スイッチＳＷ１〜ＳＷ８を有する入力回路１４０、送信データレジスタ１５０、直列変換回路１６０、および、変調回路１７０を備え、出力部２０には、第２比較回路２６０の後段に、復調回路３００、並列変換回路３１０、受信データレジスタ３２０、および、出力回路３３０を備えている。

まず、第４の実施形態の概要について説明する。本実施形態では、入力回路１４０で読み取った入力データを送信データレジスタ１５０に保管し、直列変換回路１６０が、送信データレジスタ１５０に保管したデータを取り込んで直列データ形式の直列データ信号ｑに変換している。直列データはＮＲＺ（Non Return to Zero)符号であるため平均デューティ比が５０%にはならない。そのため、変調回路１７０で変調を行い、直列データ信号ｑを平均デューティ比が５０%の信号に変換している。変調された変調出力信号ｒは共振周波数切換回路１１０に送られ、出力部２０に伝達される。

出力部２０では、センサ部１０で行った処理を逆にたどって入力信号を復元している。まず、出力部２０では、第２の実施形態の構成と同じ構成により、位相検出回路２２０、平均値回路２５０、第２比較回路２６０を経由して直列データ信号ｒ’が再生される。この直列データ信号ｒ’を復調回路３００に入力して復調データ信号ｚを復元する。復調データ信号ｚは、並列変換回路３１０よって１バイト単位の並列データ信号に変換され、受信データレジスタ３２０に保管される。出力回路３３０は、受信データレジスタ３２０から並列データ信号を取り込んで出力トランジスタＴｒ１〜Ｔｒ８を駆動する。これにより、入力回路１４０に入力された入力信号を、非接触で出力回路３３０の出力信号として伝達している。

次に、第４の実施形態の各部の構成と信号について説明する。なお、第１および第２の実施形態と同じ名称符号の回路は、第１および第２の実施形態のものと同じであるので、その説明を省略する。
入力回路１４０は、複数ビットの接点信号あるいはデジタル入力ポートからの並列デジタルデータを１バイト単位で読み取る回路であり、読み取った並列デジタルデータを送信データレジスタ１５０に伝達している。本実施形態では、入力回路１４０は、複数のスイッチＳＷ１〜ＳＷ８からの開閉信号を読み取っている。

送信データレジスタ１５０は、複数バイトからなるレジスタであり、入力回路１４０で読み取った並列デジタルデータを格納している。送信データレジスタ１５０は、必要に応じて、入力回路１４０で読み取った入力データにセンサ部１０の個体を識別するＩＤ番号やＣＲＣ（Cyclic Redundancy Check：巡回冗長検査）等の誤り検出符号を付加する。

図２０は、図１９に示す非接触給電センサ装置における直列変換回路の一例を示す図であり、図２１は、直列データ型式を説明するための図である。直列変換回路１６０は、直列変換シフトレジスタ１６１を有している。直列変換回路１６０では、送信データレジスタ１５０から１バイト（８ビット）の並列デジタルデータを受け取り、図２１に示すシリアル通信で送受信するための調歩同期式の直列データ形式に変換するため、前後にスタートビットとストップビットを挿入して、直列変換シフトレジスタ１６１に格納している。直列変換回路１６０からは、シフトクロック信号の入力毎に、直列変換シフトレジスタ１６１の内容を右にシフトして、直列データ信号ｑが出力される。

直列データ信号ｑはＮＲＺ符号であるため、平均のデューティ比が５０％にならない。したがって、このままのデータ形式では、平均値回路２５０が有効に機能しない。このため、本実施形態では、直列データ信号ｑを変調回路１７０で変調して平均デューティ比が５０％となる信号に変換している。変調の方式の例として、ＦＳＫ変調の一種であるＭＳＫ（Minimum Shift Keying）変調を用いている。図２２は、ＭＳＫ変調の変調波形を説明するための図であり、変調回路１７０は、変調回路１７０の入力信号である直列データ信号ｑを、１シンボル長（ＮＲＺ符号の１ビット長）に対して、デジタル値が“１”の場合は１回、“０”の場合は２回論理が反転する変調出力信号ｒとなるように変調している。

図２３は、図１９に示す非接触給電センサ装置における変調回路の一例を示す図であり、図２４は、図２３に示す変調回路におけるルックアップテーブルのテーブル内容を示す図である。また、図２５は、図２３に示す変調回路における各部の信号の動作タイミングを示す図である。

本実施形態では、変調回路１７０は、１／６分周回路１７１、６進カウンタ１７２、ルックアップテーブル１７３、ＸＯＲ（エクスクルーシブオア：排他的論理和）回路１７４、および、ＤＦＦ（Ｄフリップフロップ）回路１７５を備えており、１シンボル長を６分割してＭＳＫ符号を生成している。
１／６分周回路１７１は、６進カウンタ１７２からオーバーフロー信号を受信するごとに直列変換回路１６０にシフトパルスを出力する。６進カウンタ１７２は６個のクロックが入力するたびにオーバーフロー信号を出力してリセットされるカウンタであり、このため、直列変換回路１６０からは、６個のクロックごとに直列データ信号ｑの１シンボルが出力される。

直列データ信号ｑがルックアップテーブル１７３のＸ値として入力され、６進カウンタ１７２からの値がルックアップテーブル１７３のＹ値として入力される。そして、ルックアップテーブル１７３からは、図２５に示すように、直列データ信号ｑのデジタル値Ｘが“０”の場合は、１シンボル長につき“１０１０１０”の信号ｕが出力され、直列データ信号ｑのデジタル値Ｘが“１”の場合は、１シンボル長につき“１００１００”の信号ｕが出力される。なお、図２５では、直列変換回路１６０からの出力である直列データ信号ｑは“１０１０”の信号の場合を記載している。

ＸＯＲ回路１７４とＤＦＦ回路１７５を組み合わせた回路は、ＸＯＲ回路１７４の入力信号ｕが“０”の場合、ＤＦＦ回路１７５の出力Ｑはクロックｓが入力されても現在の論理を維持して変化しない。また、ＸＯＲ回路１７４の入力信号ｕが“１”の場合、ＤＦＦ回路１７５の出力Ｑはクロックｓが入力される毎に現在の論理を反転する。このため、ＤＦＦ回路１７５の変調出力信号ｒは、図２５に示すように、直列データ信号ｑを１シンボル長のデジタル値が“１”の場合は１回、“０”の場合は２回論理が反転する信号となり、変調出力信号ｒのデューティ比は５０％となる。

変調回路１７０でデューティ比５０％に変調された変調出力信号ｒは、共振周波数切換回路１１０に入力される。共振周波数切換回路１１０によるセンサ部１０の位相変化は、出力部２０の位相検出回路２２０によって位相検出値ｈとして検出され、第２比較回路２６０で、位相検出値ｈの平均値と比較されることによって、直列データ信号ｒ’が得られる。第２の実施形態と同様に、第２比較回路２６０の出力である直列データ信号ｒ’は、変調回路１７０の出力信号であり共振周波数切換回路１１０の入力信号である変調出力信号ｒを再生したものとなる。

図２６は、図１９に示す非接触給電センサ装置における復調回路の一例を示す図であり、図２７は、図２６に示す復調回路の各部の信号の動作タイミングを示す図である。復調回路３００は、エッジ検出回路３０１、２／６シンボルパルス回路３０２、第１の１／６シンボル遅延回路３０３、第２の１／６シンボル遅延回路３０４、ＮＡＮＤ回路３０５、抵抗Ｒ３とコンデンサＣ５からなるローパスフィルタ、および。バッファ回路３０６を備えており、一般的に遅延検波と呼ばれる復調方式を実現している。

エッジ検出回路３０１は、第２比較回路２６０からの直列データ信号ｒ’の立ち上がりと立ち下がりの両エッジでパルス信号ｖを出力する回路である。２／６シンボルパルス回路３０２は、パルス信号ｖを入力する毎に１シンボルの２/６に相当するパルス幅の信号ｗを出力する単安定マルチバイブレータである。第１の１／６シンボル遅延回路３０３および第２の１／６シンボル遅延回路３０４は、それぞれＭ段のシフトレジスタで構成された遅延回路であり、１シンボルの１／６に相当する時間遅延した信号ｘおよびｙを作る。図示してないが１シンボルで６Ｍ回カウントする周波数のクロックで駆動する。Ｍは例えば６４である。

２／６シンボルパルス回路３０２からの信号ｗ、第１の１／６シンボル遅延回路３０３からの信号ｘ、および、第２の１／６シンボル遅延回路３０４からの信号ｙは、ＮＡＮＤ回路３０５で合成されて合成信号ｚ’が得られる。この合成信号ｚ’にはグリッチが含まれるため、抵抗Ｒ３とコンデンサＣ５からなるローパスフィルタを通した後、バッファ回路３０６から復調データ信号ｚを得ている。復調データ信号ｚは、センサ部１０の直列変換回路１６０の出力である直列データ信号ｑを再現したものになる。

図２８は、図１９に示す非接触給電センサ装置における並列変換回路の一例を示す図である。並列変換回路３１０は、１０ビットの並列変換シフトレジスタ３１１と、スタートビット検出回路３１２、および、シフトクロックを生成するボーレート発振回路３１３で構成される。スタートビット検出回路３１２は、復調データ信号ｚのスタートビットの立ち下がりエッジを検出するとボーレート発振回路３１３をリセットする。ボーレート発振回路３１３は０.５シンボル時間の遅延の後、１シンボル周期でシフトクロック信号を発生し、並列変換シフトレジスタ３１１に直列データからなる復調データ信号ｚを格納する。並列変換シフトレジスタ３１１は、ストップビットを検出するとスタートビットとストップビットを除いた８ビットの並列データを受信データレジスタ３２０へ送る。

受信データレジスタ３２０は複数バイトからなるレジスタで構成され、並列変換回路３１０で確定した１バイトデータを順次格納する。出力回路３３０は、受信データレジスタ３２０に格納された並列データを取り込んで出力トランジスタＴｒ１〜Ｔｒ８を駆動する。このように、複数のスイッチＳＷ１〜ＳＷ８からの開閉信号を読み取ることで得られた１バイト単位の並列デジタルデータは、非接触で出力トランジスタＴｒ１〜Ｔｒ８に出力することができる。なお、入力回路１４０へ入力される並列デジタル信号の大きさは１バイトに限らず、これ以外の値であってもよい。

（第５の実施経路）
図２９は、本発明の第５の実施形態に係る非接触給電センサ装置の構成を示す図である。第５の実施形態の非接触給電センサ装置５では、第４の実施形態におけるセンサ部１０の送信データレジスタ１５０の前段をセンサ回路１８０とＡ／Ｄ変換回路１９０に置き換えるとともに、出力部２０の受信データレジスタ３２０の後段をＤ／Ａ変換回路３４０に置き換えている。

本実施形態では、センサ部１０の入力信号を、例えば、電圧、電流、静電容量、静磁界、交流磁界、歪み量などの物理量としている。センサ回路１８０は、これらの物理量を電圧に変換し、Ａ／Ｄ変換回路１９０によって、物理量に対応するデジタルデータを生成し、送信データレジスタ１５０に入力している。また、出力部２０では、受信データレジスタ３２０のデジタルデータをＤ／Ａ変換回路３４０によってアナログ信号に変換して出力している。本実施形態では、センサ回路１８０で検出した物理量を、非接触でアナログ信号として得ることができる。

以上、本発明の実施形態では、各構成部材の各機能を回路として構成した場合について説明したが、各構成部の機能をマイクロコンピューターの内蔵ハードウェア機能ブロックやプログラムで実現してもよい。

１〜５…非接触給電センサ装置、１０…センサ部、２０…出力部、１１０、１１０'…共振周波数切換回路、１２０…電源回路、１３０…周期変換回路、１３１…コンパレータ、１４０…入力回路、１５０…送信データレジスタ、１６０…直列変換回路、１６１…直列変換シフトレジスタ、１７０…変調回路、１７１…分周回路、
１７２…６進カウンタ、１７３…ルックアップテーブル、１７４…ＸＯＲ回路、１７５…ＤＦＦ回路、１８０…センサ回路、１９０…Ａ／Ｄ変換回路、２１０…発振回路、２１１…ＰＷＭ回路、２１２、２１３…タイミング回路、２１４…ＮＯＴ回路、２２０…位相検出回路、２２１…コンパレータ、２２２…タイミングパルス発生回路、２２３…第１レジスタ、２２４…第１カウンタ、２２５…第２レジスタ、２２６…減算回路、２２７…位相レジスタ、２３０…第１比較回路、２３１…引算回路、２３２…ボロー判定回路、２４０…第１閾値回路、２５０…平均値回路、２５１…積算レジスタ、２５２…加算回路、２５３…積算カウンタ、２５４…Ｎビット右シフト回路、２５５…平均値レジスタ、２６０…第２比較回路、２７０…周期検出回路、２７１…第２カウンタ、２７２…第３レジスタ、２７３…第４レジスタ、２７４…減算回路、２７５…Ｄ／Ａ変換回路、２８０…第３比較回路、２９０…第２閾値回路、３００…復調回路、３０１…エッジ検出回路、３０２…２／６シンボルパルス回路、３０３…第１の１／６シンボル遅延回路、３０４…第２の１／６シンボル遅延回路、３０５…ＮＡＮＤ回路、３０６…バッファ回路、３１０…並列変換回路、３１１…並列変換シフトレジスタ、３１２…スタートビット検出回路、３１３…ボーレート発振回路、３２０…受信データレジスタ、３３０…出力回路、３４０…Ｄ／Ａ変換回路、４００…工具折損検知装置、４０１…工具、４０２…ツールホルダ、４０３…検出子、４０４…絶縁基板、４０５…可動接触子、４０６…固定接触子、４０７…電源、４０８…リレー。

Claims (6)

1. 第１のコンデンサと第１の結合コイルとからなる第１の共振回路と、該第１の共振回路に発生する高周波電圧から直流電圧を出力する電源回路を備えたセンサ部と、
   第２のコンデンサと前記第１の結合コイルに電磁結合する第２の結合コイルとからなる第２の共振回路と、該第２の共振回路に高周波電圧を与える発振回路を備えた出力部と、を有する非接触給電センサ装置において、
   前記センサ部は、第１の共振回路の共振周波数を切換える共振周波数切換手段と、該共振周波数切換手段を動作させる入力手段と、を備え、
   前記出力部は、前記第２のコンデンサに発生する高周波電圧と前記発振回路の高周波電圧との位相差を検出する位相検出手段と、
   該位相検出手段で検出した位相値に基づいて出力値を変更する出力手段と、
   を備えたことを特徴とする非接触給電センサ装置。
2. 請求項１に記載の非接触給電センサ装置において、
   前記出力部は、前記出力手段として、前記位相検出手段で検出した位相値と所定の閾値とを比較する比較手段と、
   該比較手段の比較結果を出力する出力回路と、
   を備えたことを特徴とする非接触給電センサ装置。
3. 請求項１に記載の非接触給電センサ装置において、
   前記センサ部は、前記入力手段として、
   物理量に応じて発信周波数が変化するデューティ比５０％の信号を出力する物理量−周期変換手段を備え、
   前記出力部は、出力手段として、
   前記位相検出手段で検出した位相値の平均を求める平均値手段と、
   前記位相検出手段で検出した位相値と前記平均値手段が求めた平均値とを比較する第１の比較手段と、
   該第１の比較手段が出力した信号の周期を求める周期検出手段と、
   該周期検出手段が出力した周期検出値と所定の閾値とを比較する第２の比較手段と、
   該第２の比較手段の比較結果を出力する出力回路と、
   を備えたことを特徴とする非接触給電センサ装置。
4. 請求項１に記載の非接触給電センサ装置において、
   前記センサ部は、前記入力手段として、
   物理量に応じて発信周波数が変化するデューティ比５０％の信号を出力する物理量−周期変換手段を備え、
   前記出力部は、前記出力手段として、
   前記位相検出手段で検出した位相値の平均を求める平均値手段と、
   前記位相検出手段で検出した位相値と前記平均値手段が求めた平均値とを比較する比較手段と、
   該比較手段が出力した信号の周期を求める周期検出手段と、
   該周期検出手段が出力した周期検出値をアナログ信号に変換するＤ／Ａ変換手段と、
   を備えたことを特徴とする非接触給電センサ装置。
5. 請求項１に記載の非接触給電センサ装置において、
   前記センサ部は、前記入力手段として、
   複数ビットのデジタル信号を入力する信号入力手段と、
   前記デジタル信号を直列データに変換する直列変換手段と、
   該直列データを符号の平均デューティ比が５０％になるよう変調する変調手段と、を備え、
   前記出力部は、前記出力手段として、
   前記位相検出手段で検出した位相値の平均を求める平均値手段と、
   前記位相検出手段で検出した位相値と前記平均値手段が求めた平均値とを比較する比較手段と、
   該比較手段からの信号を入力して前記変調手段で変調した信号を復元する復調手段と、
   該復調手段からの信号を入力して直列データを並列データに変換する並列変換手段と、
   該並列データを複数ビットのデジタル信号として出力する信号出力手段と、
   を備えたことを特徴とする非接触給電センサ装置。
6. 請求項１に記載の非接触給電センサ装置において、
   前記センサ部は、前記入力手段として、
   物理量をアナログ信号に変換するセンサ回路と、
   該センサ回路が出力するアナログ信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換手段と、
   前記デジタル信号を直列データに変換する直列変換手段と、
   該直列データを符号の平均デューティ比が５０％になるよう変調する変調手段と、を備え、
   前記出力部は、前記出力手段として、
   前記位相検出手段で検出した位相値の平均を求める平均値手段と、
   前記位相検出手段で検出した位相値と前記平均値手段が求めた平均値とを比較する比較手段と、
   該比較手段からの信号を入力して前記変調手段で変調した信号を復元する復調手段と、
   該復調手段からの信号を入力して直列データを並列データに変換する並列変換手段と、
   該並列データをアナログ信号に変換するＤ／Ａ変換手段と、
   を備えたことを特徴とする非接触給電センサ装置。
   

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