JP2019022047A - 光通信システムおよびそのデータ通信方法 - Google Patents

Abstract

【課題】高利得を持ち、且つダイナミックレンジを広くとることのできる構成によってデータの通信が行える光通信システムを提供する。
【解決手段】送信回路側で、元のクロックよりもｎ倍の周波数の送信クロックを用いて、送信データのパルス幅ＴをＴ／ｎに狭くしておく。受信回路側では、前記Ｔ／ｎ幅の送信データを受信したＶｉｎ１を受信アンプ５１およびコンデンサＣ１によりＡＣ結合してＡＧＣｉｎとし、該ＡＧＣｉｎを増幅するＡＧＣアンプ５２において、ＡＧＣアンプ５２の出力信号の正の信号パルスを抽出した第１の信号（ＡＭＰ１ｏｕｔ）と、前記ＡＧＣアンプ５２の出力信号の負の信号パルスを反転した信号を、前記正の信号パルスと負の信号パルスの波高値の比に相当する倍数の利得で増幅した第２の信号（ＡＭＰ３ｏｕｔ）とを合成し、該合成信号によって前記ＡＧＣアンプ５２の出力信号をピークホールドする。
【選択図】 図６

Description

本発明は、高感度データ通信用送受信方式を採用した光通信システムおよびそのデータ通信方法に関する。

光通信システムにおいて、光信号の受信の様な、高感度な受信器の場合、利得を稼ぐために、アンプを縦続接続する必要がある。この場合、直流アンプの縦続接続を行うと、ＤＣオフセットが後段で増幅されるため、全体の利得が制限される。この為、高感度アンプを構成するためには、例えば非特許文献１に記載のようにコンデンサカップリングによるＡＣアンプで構成するのが一般的である。

光通信システムにおける受信回路側の、コンデンサカップリングによるＡＣアンプの基本構成例を図９に示す。図９において、図示省略の送信回路側では、送信データを発光ダイオード等の発光素子により変換した光信号が送信され、受信回路側のフォトダイオード等の受光素子により受信した前記光信号を電圧信号に変換した電圧Ｖｉｎ１がアンプ１０１（Ａ１）に入力される。

アンプ１０１で増幅された出力電圧Ｖｏｕｔ１は、コンデンサＣを通すことにより電圧Ｖｉｎ２となりアンプ１０２（Ａ２）に入力される。アンプ１０２は電圧Ｖｉｎ２を増幅して電圧Ｖｏｕｔ２を出力する。

尚、光信号を正確に受信し検出する光信号受信装置は、従来、例えば特許文献１に記載のものが提案されていた。

特開２００４−３６３６７８号公報

「光半導体素子ハンドブック／第４章フォトＩＣ」、インターネット＜ＵＲＬ：ｈｔｔｐ：／／ｗｗｗ．ｈａｍａｍａｔｓｕ．ｃｏｍ／ｒｅｓｏｕｒｃｅｓ／ｐｄｆ／ｓｓｄ／０４ｈａｎｄｂｏｏｋ．ｐｄｆ＞[平成２９年７月３日検索]

図１０は図９の各部（Ｖｉｎ１，Ｖｏｕｔ１，Ｖｉｎ２，Ｖｏｕｔ２）のパルス信号の波形を示しており、アンプ１０１の出力Ｖｏｕｔ１（図１０（ｂ））はピークＶ１のレベルの信号である。

この信号をカップリングコンデンサＣを介してアンプ１０２に入力した場合、信号のピーク電圧は図１０（ｃ）のようにＶ１／２になる。このため、図９のようなＡＣカップリングによるアンプの場合、波高値の半分が有効な信号レベルになり、ダイナミックレンジが狭くなる。

この理由は、ＡＣカップリングの場合、直流は通さない為、信号は平均値がゼロになる点を中心に動作する為である。見方を変えると、ＡＣカップリングでパルス信号を通過させる場合、動作点（信号の中心点）が自動的に平均値になる事を意味する。図１０では平均値がＶ１／２の為、図１０（ｃ）のようにＶｉｎ２では、０Ｖを中心に信号のピーク値がＶ１／２で動作することになる。

また、特許文献１の例えば図１０に記載の装置では、光信号をフォトダイオード１１１で受け、トランスインピーダンスアンプ１１０Ａで増幅し、信号出力を得ているが、この構成例は、信号をコンデンサで遮断せず、そのままポストアンプ１１２まで直結している。

この様な構成では入力信号の波高値がそのまま有効な信号レベルになり、ＡＣカップリングの場合に生じる、ダイナミックレンジが半分になるような問題は発生しない。

しかし、この様な直結接続の場合、前段のアンプ（特許文献１の図１０の１２４）が利得が大きければ大きいほど、温度、電源電圧の変動等により、出力信号にドリフト（アンプの動作点が、外乱の影響、素子自体のばらつきにより、信号が無い状態にも関わらず変動する現象）が発生する。

このドリフトは、後段で増幅され、最終的には、アンプが無信号の状態にも関わらずドリフトの影響で飽和してしまう場合が発生しうる。

以上の制約から、ＡＣカップリングを用いないアンプ構成の場合（一般的にはＤＣアンプ、もしくは直結アンプ）、利得を大きく取ることは困難である。

この問題点は、ＡＣカップリングによるＡＣアンプ構成にすることで、ドリフトの影響はコンデンサで遮断されるため、改善可能である。

しかしながら、ＡＣカップリングの場合、前述のように信号の有効波高値が低下する欠点が有った。

以上のように、従来の構成では、光通信システムの受信回路において、高い利得を持ち、且つダイナミックレンジを広く持つアンプの実現は困難であった。

本発明は、上記課題を解決するものであり、その目的は、高利得を持ち、且つダイナミックレンジを広くとることのできる構成によってデータの通信が行える光通信システムおよびそのデータ通信方法を提供することにある。

上記課題を解決するための請求項１に記載の光通信システムは、
送信データとしての電気信号を光信号に変換し、該光信号を送信する送信手段と、前記送信手段からの光信号を受信して電気信号に変換し、該電気信号をコンデンサを通してＡＣ結合した信号から前記送信データを復調する受信手段と、を備えた光通信システムであって、
前記送信手段は、パルス幅Ｔを有する送信データと、該送信データと同期した所定周波数の第１の送信クロック信号との論理積を求めて得た信号を、前記第１の送信クロック信号のｎ倍（ｎは２以上の正数）の周波数の送信クロック信号によってサンプリングすることによって、パルス幅Ｔ／ｎを有する電気信号を得て、該電気信号を光信号に変換して送信し、
前記受信手段は、
前記受信して変換したパルス幅Ｔ／ｎを有する電気信号をコンデンサによってＡＣ結合させるＡＣカップリング回路と、
前記ＡＣカップリング回路の出力信号を入力とし、ピークホールドにより自動利得調整が行われるＡＧＣアンプと、
前記ＡＧＣアンプの出力のうち、設定した閾値以上の信号のパルス幅を、Ｔｃｙｃｌｅ＞Ｔ１＞Ｔｃｙｃｌｅ／２（Ｔｃｙｃｌｅは第１の送信クロック信号の周期）の条件を満たすパルス幅Ｔ１に伸長するワンショット回路と、
前記ワンショット回路の出力信号を、該ワンショット回路の出力信号に同期した受信クロック信号によってサンプリングして復号データを得る復調回路と、
を備えたことを特徴とする。

請求項２に記載の光通信システムは、請求項１において、
前記送信手段は、
パルス幅Ｔを有する送信データと、該送信データと同期した所定周波数の第１の送信クロック信号との論理積をとる第１の論理積回路と、
前記第１の論理積回路の出力信号を、前記第１の送信クロック信号の所定倍数の周波数の第２の送信クロック信号によってサンプリングする第１のサンプリング回路と、
前記第１のサンプリング回路の出力信号と前記第２の送信クロック信号との論理積をとる第２の論理積回路と、
前記第２の論理積回路の出力信号を、前記第２の送信クロック信号よりも高い周波数であり且つ第１の送信クロック信号のｎ倍の周波数の第３の送信クロック信号によってサンプリングする第２のサンプリング回路と、
備えたことを特徴とする。

請求項３に記載の光通信システムは、請求項１又は２において、
前記受信手段は、前記ＡＧＣアンプの出力信号の正の信号パルスを抽出した第１の信号と、前記ＡＧＣアンプの出力信号の負の信号パルスを反転した信号を、前記正の信号パルスと負の信号パルスの波高値の比に相当する倍数の利得で増幅した第２の信号とを合成し、該合成信号によって前記ＡＧＣアンプの出力信号をピークホールドするピークホールド回路を備えたことを特徴とする。

請求項４に記載の光通信システムのデータ通信方法は、
送信データとしての電気信号を光信号に変換し、該光信号を送信する送信手段と、前記送信手段からの光信号を受信して電気信号に変換し、該電気信号をコンデンサを通してＡＣ結合した信号から前記送信データを復調する受信手段と、を備えた光通信システムのデータ通信方法であって、
前記送信手段が、パルス幅Ｔを有する送信データと、該送信データと同期した所定周波数の第１の送信クロック信号との論理積を求めるステップと、
前記論理積を求めるステップによって得られた信号を、前記第１の送信クロック信号のｎ倍（ｎは２以上の正数）の周波数の送信クロック信号によってサンプリングするステップと、を備え、
前記サンプリングするステップにより得られたパルス幅Ｔ／ｎを有する電気信号を光信号に変換して送信することを特徴とする。

請求項５に記載の光通信システムのデータ通信方法は、請求項４において、
前記受信手段は、前記送信手段からの光信号を受信して変換したパルス幅Ｔ／ｎを有する電気信号をコンデンサによってＡＣ結合させるＡＣカップリング回路と、前記ＡＣカップリング回路の出力信号を入力とし、ピークホールドにより自動利得調整が行われるＡＧＣアンプと、前記ＡＧＣアンプの出力のうち、設定した閾値以上の信号のパルス幅を、Ｔｃｙｃｌｅ＞Ｔ１＞Ｔｃｙｃｌｅ／２（Ｔｃｙｃｌｅは第１の送信クロック信号の周期）の条件を満たすパルス幅Ｔ１に伸長するワンショット回路と、前記ワンショット回路の出力信号を、該ワンショット回路の出力信号に同期した受信クロック信号によってサンプリングして復号データを得る復調回路と、を備え、
前記受信手段が、前記ＡＧＣアンプの出力信号の正の信号パルスを第１の信号として抽出するステップと、
前記ＡＧＣアンプの出力信号の負の信号パルスを反転した信号を、前記正の信号パルスと負の信号パルスの波高値の比に相当する倍数の利得で増幅して第２の信号を得るステップと、
前記第１の信号および第２の信号を合成した合成信号によって、前記ＡＧＣアンプの出力信号をピークホールドするステップと、
を備えたことを特徴とする。

（１）請求項１〜５に記載の発明によれば、高い利得を持ち、且つダイナミックレンジを広くとることのできる構成によってデータの通信が行える。送信側では、元の送信クロックのｎ倍の周波数の送信クロック信号を用いることにより、実際に送信されるデータの幅は元の送信データのＴ／ｎの狭いパルス幅となり、送信電力がｎ分の１に低減される。また、受信信号のピーク値が従来のピーク値よりも大きくなるため、ＡＣカップリングを行っているにもかかわらず受信波形の有効な信号レベルの低下を防ぎ、広いダイナミックレンジで受信することができる。
（２）請求項３、５に記載の発明によれば、ＡＧＣアンプの出力信号の、正のパルスを抽出した第１の信号と、負の信号パルスの波高値を第１の信号の波高値に合わせるように増幅した第２の信号との合成信号によってＡＧＣアンプの出力信号をピークホールドしているので、フラットなＡＧＣ電圧を得ることができる。

本発明の実施例１による送信回路の一例を示す回路図。 本発明の実施例１による送信回路の他の例を示す回路図。 本発明の実施例１による受信回路の回路図。 図２の回路の各部の信号波形図。 図３の回路の各部の信号波形図。 本発明の実施例２による受信回路の回路図。 図６の回路の各部の信号波形図。 本発明の実施例３による光通信システムの構成図。 従来のコンデンサカップリングによるＡＣアンプの基本構成を示す回路図。 図９の各部の信号波形図。

以下、図面を参照しながら本発明の実施の形態を説明するが、本発明は下記の実施形態例に限定されるものではない。

本実施形態例では、従来方式の欠点を改善するために、通信に用いる信号のデューティ比を大きく変える事で、ＡＣカップリングによるＡＣアンプを使用し、なおかつ、受信波形の有効な信号レベルの低下を防ぐことができるように、光通信システムの送信回路（送信手段）および受信回路（受信手段）を以下のように構成した。

図１は本発明の送信手段である送信回路の構成の一例を示し、図２は送信回路の構成の他の例を示し、図３は本発明の受信手段である受信回路の構成を示している。

図１において、１１は、元の送信データＴＸＤＡＴＡと所定周波数の送信クロックＴＸＣＬＫ（第１の送信クロック信号）との論理積をとるアンド回路（第１の論理積回路）である。

２１は、アンド回路１１の論理積により生成された出力信号Ｄｉｎを、送信クロックＴＸＣＬＫのｎ倍（ｎは２以上の正数）の周波数、この例では２倍の周波数の送信クロック２×ＴＸＣＬＫ（第２の送信クロック信号）によってサンプリングするフリップフロップ（第１のサンプリング回路）である。

３０は、フリップフロップ２１によりサンプリングされた出力信号Ｄｏｕｔにより図示省略の発光ダイオードを駆動するドライブ回路である。

ドライブ回路３０の出力信号Ｖｌｉｎｅは発光ダイオードによって光信号に変換され通信ライン（例えば空間）を介して受信回路に伝送される。

図１の構成によれば、２倍の送信クロック２×ＴＸＣＬＫを使用することで、後述する図４の（ａ）〜（ｅ）のように元の送信データ（ＴＸＤＡＴＡ）の半分のパルス幅（Ｔ／２）の送信データＤｏｕｔが得られる。

更に、図２では、４倍の送信クロック４×ＴＸＣＬＫを使用することで、元の送信データ（ＴＸＤＡＴＡ）の４分の１パルス幅（Ｔ／４）の送信データを得ている。

図２において、図１と同一部分は同一符号をもって示し、アンド回路１１およびフリップフロップ２１は図１と同様に構成されている。１２はフリップフロップ２１の出力信号Ｄｏｕｔと２倍の送信クロック２×ＴＸＣＬＫの論理積をとるアンド回路（第２の論理積回路）である。

２２は、アンド回路１２の論理積により生成された出力信号Ｄｉｎ２を、送信クロックＴＸＣＬＫの４倍の周波数の送信クロック４×ＴＸＣＬＫ（第３の送信クロック信号）によってサンプリングするフリップフロップ（第２のサンプリング回路）である。

ドライブ回路３０は、フリップフロップ２２でサンプリングされた出力信号により図示省略の発光ダイオードを駆動する。

図２の送信回路の各部の信号波形を図４に示す。送信データＴＸＤＡＴＡは一般的なマンチェスター符号等を想定し、送信クロックＴＸＣＬＫ、２×ＴＸＣＬＫ、４×ＴＸＣＬＫは全て送信データＴＸＤＡＴＡと同期しているものとする。

図４において、Ｔは送信データのパルス幅、Ｔｃｙｃｌｅは送信クロックＴＸＣＬＫの周期を各々示している。

図２および図４において、送信データＴＸＤＡＴＡと送信クロックＴＸＣＬＫの論理積をとった信号Ｄｉｎには、図４（ｃ）に示すようにハザードを含んでいる。

フリップフロップ２１では、２倍の周波数の送信クロック２×ＴＸＣＬＫ（図４（ｄ）のように周期がＴｃｙｃｌｅ／２）により図４（ｃ）の信号Ｄｉｎをサンプリングすることで、出力信号Ｄｏｕｔは図４（ｅ）に示すようにパルス幅がＴ／２となり図４（ｃ）のハザードは除去されている。

アンド回路１２において、図４（ｅ）のＤｏｕｔと図４（ｄ）の２×ＴＸＣＬＫとの論理積がとられた結果、出力信号Ｄｉｎ２は図４（ｆ）のようにハザードを含んだ波形となっている。

このＤｉｎ２は、フリップフロップ２２において、４倍の周波数の送信クロック４×ＴＸＣＬＫ（図４（ｇ）のように周期がＴｃｙｃｌｅ／４）によってサンプリングされることによって、図４（ｈ）のようにパルス幅がＴ／４の送信データ（Ｖｌｉｎｅ）となり、図４（ｆ）のハザードは除去されている。

このように、図１、図２の回路において、元の送信クロックＴＸＣＬＫのｎ倍の周波数の送信クロックを使用することで、Ｔ／ｎのパルス幅の送信データが得られる。このため送信電力をｎ分の１に低減することができる。

受信回路の構成を示す図３の受信アンプ５１には、図２の送信回路側で送信データＶｌｉｎｅを電−光変換した光信号を、図示省略の受光素子により受光して電気信号に変換した電圧Ｖｉｎ１が入力される。

受信アンプ５１で増幅された出力電圧Ｖｏｕｔ１はコンデンサＣ１を通すことにより電圧ＡＧＣｉｎとなりＡＧＣアンプ（自動利得調整増幅器）５２に入力される。

ＡＧＣアンプ５２は、入力されたＡＧＣｉｎを増幅しそのピーク値をホールドして自動利得調整が行われるアンプであり、出力信号ＡＧＣｏｕｔから、コンデンサＣ２および図示極性ダイオードＤ１によって半波整流した正の信号を取り出し、それをコンデンサＣ３および抵抗Ｒ１からなるＡＧＣ制御用時定数回路により積分することで、正の信号のピークホールドによるＡＧＣ電圧ＶＡＧＣを作成している。ＡＧＣアンプ５２は、ＡＧＣ電圧ＶＡＧＣが正方向に大きくなると、利得を低下させるものとする。

ＡＧＣアンプ５２により一定レベルまで自動制御された出力信号ＡＧＣｏｕｔは、コンデンサＣ４を介してコンパレータ５３に入力されて閾値Ｖｔｈと比較判定される。コンパレータ５３は閾値Ｖｔｈ以上の信号を判定結果Ｖｃｍｐとして出力し、該Ｖｃｍｐは、ワンショット回路５４において所定時間伸長され、ワンショット回路５４からはパルス幅Ｔ１の信号ＤＡＴＡが出力される。

この伸長されたＤＡＴＡのパルス幅Ｔ１は、Ｔｃｙｃｌｅ＞Ｔ１＞Ｔｃｙｃｌｅ／２（Ｔｃｙｃｌｅは元の送信クロック信号の周期）なる条件式を満たすパルス幅に設定しておく。

５５は、ワンショット回路５４の出力信号ＤＡＴＡに同期した受信クロック信号ＲＸＣＬＫを生成するＰＬＬ（フェーズロックループ）回路である。

ワンショット回路５４の出力信号ＤＡＴＡは、フリップフロップ５６において、ＰＬＬ５５で生成された受信クロックＲＸＣＬＫによってサンプリングされて、復号データＲＸＤが出力される。

次に上記のように構成された受信回路の動作を、各部の信号波形を示す図５とともに説明する。

入力された、パルス幅がＴ／４である信号Ｖｉｎ１（図５（ａ））を増幅した受信アンプ５１の出力信号Ｖｏｕｔ１のピーク値は、Ｖ１となる（図５（ｂ））。

このＶｏｕｔ１をコンデンサＣ１に通した信号ＡＧＣｉｎは、図５（ｃ）のように、０Ｖからのピーク値（正のピーク値）がＶ１×３／４であり、０Ｖから負側のピーク値（負のピーク値）がＶ１×１／４である。

このため、従来方式の図９の受信回路においてコンデンサＣを通した後の信号Ｖｉｎ２の波形（図１０（ｃ））のピークがＶ１／２であるのに比べて、本実施例による信号波形（図５（ｃ））の方が０Ｖからのピーク値（正のピーク値）が１．５倍大きい。

このように、コンデンサＣ１によるＡＣ結合後の受信信号（ＡＧＣｉｎ）のピーク値を大きくできることの要因は、送、受信信号（図４（ｈ）、図５（ａ））のパルス幅を小さく（本例ではＴ／４に）したことによるものであり、このパルス幅を更に小さくすれば、ピーク値は更に大きくすることができる。この事は、非常に微小なデータ通信の様な信号を受信する場合、ＡＣ結合のアンプのＳ／Ｎ比を大きく出来る事を意味し、従来方式に対する優位点になる。

ＡＧＣ電圧ＶＡＧＣを表す図５（ｅ）は、ＡＧＣアンプ５２の出力ＡＧＣｏｕｔの波形（破線で示す受信波形）と、コンデンサＣ２，Ｃ３ダイオードＤ１，抵抗Ｒ１によって生成されたＡＧＣ電圧（実線波形）と、コンパレータ５３の閾値Ｖｔｈ（破線）とを図示している。

ＡＧＣアンプ５２では、自動利得調整を行う為、出力信号ＡＧＣｏｕｔに対し、図５（ｅ）のＶＡＧＣの様に、正の信号パルスのピークをホールドしてＡＧＣ電圧とする。

これは、ＡＧＣアンプ５２の出力信号ＡＧＣｏｕｔは図５（ｄ）に示す通り、信号は正側にあり、ベースラインが負側にある非対称の状態であり、平均化するだけでは、正しいＡＧＣ電圧が得られない為である。

ＡＧＣアンプ５２により一定レベルまで増幅された信号は、コンパレータ５３において閾値Ｖｔｈと比較判定され、判定結果Ｖｃｍｐを得る。コンパレータ５３の閾値Ｖｔｈは出力信号ＡＧＣｏｕｔのピーク値（正の部分）の真ん中に設定する。

出力信号ＡＧＣｏｕｔはＡＧＣアンプ５２において一定レベルの出力値に自動制御されるので、閾値は固定の値とすることができる。

コンパレータ５３の判定結果Ｖｃｍｐは、図５（ｆ）のように、図５（ｄ）のＡＧＣｏｕｔのうち閾値Ｖｔｈ以上のレベルの信号波形となる。

図５（ｇ）は、前記判定結果Ｖｃｍｐをワンショット回路５４によりパルス幅Ｔ１まで伸長した信号ＤＡＴＡを示している。

このＴ１は、元の信号周期であるＴｃｙｃｌｅより短くなる様に設定する。又、後段のフリップフロップ５６で正しくサンプリングする為、Ｔｃｙｃｌｅ＞Ｔ１＞Ｔｃｙｃｌｅ／２の範囲に設定している。

図５（ｇ）におけるＴ１は復調パルスのパルス幅を示す。図５（ｇ）の信号ＤＡＴＡをもとにＰＬＬ回路５５において受信クロックＲＸＣＬＫが図５（ｈ）のように生成される。

そして後段のフリップフロップ５６において、受信クロックＲＸＣＬＫによって図５（ｇ）の信号ＤＡＴＡがサンプリングされ、図５（ｉ）に示す、復号データである信号ＲＸＤが得られる。

この結果、元の送信データである図４（ａ）のＴＸＤＡＴＡが最終的に図３の回路構成によって復調されたことになる。

以上の構成により一連の動作から、図２の送信回路によって図４（ａ）の送信データＴＸＤＡＴＡを図５（ａ）のＶｉｎ１に変換し、それを図３の受信回路に通すことで、元の送信データＴＸＤＡＴＡと同等の図５（ｉ）の復号データＲＸＤが得られた事になる。

以上のように、本実施例１によれば、高い利得を持ち、且つダイナミックレンジを広くとることのできる構成によってデータの通信が行える。送信側では、元の送信クロックのｎ倍の周波数の送信クロック信号を用いることにより、実際に送信されるデータの幅は元の送信データのＴ／ｎの狭いパルス幅となり、送信電力がｎ分の１に低減される。また、受信信号のピーク値が従来のピーク値よりも大きくなるため、ＡＣカップリングを行っているにもかかわらず受信波形の有効な信号レベルの低下を防ぎ、広いダイナミックレンジで受信することができる。

前記実施例１では、受信回路のＡＧＣアンプ５２のピークホールドは図５（ｄ），（ｅ）で説明したように出力信号ＡＧＣｏｕｔの正のピーク値をサンプルして行っていたが、この方式によるとＡＧＣ電圧に若干の変動が生じる可能性がある。ＡＧＣ電圧は変動が少ない方が効果的であるので、本実施例２では、受信回路のＡＧＣアンプ５２の出力信号ＡＧＣｏｕｔを正、負で分離して各々独立に扱い、それらのレベル差を補正し（各信号の重み付けをし）た後の信号のピーク値をホールドするように構成した。

すなわち、出力信号ＡＧＣｏｕｔからＡＧＣ電圧ＶＡＧＣを作成する回路を図６のように構成し、ＡＧＣアンプ５２の出力信号の正の信号パルスを抽出した第１の信号と、前記ＡＧＣアンプの５２の出力信号の負の信号パルスを反転した信号を、前記正の信号パルスと負の信号パルスの波高値の比に相当する倍数の利得で増幅した第２の信号とを合成し、該合成信号によって前記ＡＧＣアンプ５２の出力信号をピークホールドする。

図６において図３と同一部分は同一符号をもって示している。図６のＡＧＣアンプ５２の出力信号ＡＧＣｏｕｔは、コンデンサＣ２０を介してコンパレータ５３に入力されており、受信アンプ５１、コンデンサＣ１、ＡＧＣアンプ５２、コンパレータ５３、ワンショット回路５４、ＰＬＬ回路５５およびフリップフロップ５６は図３と同様に構成されている。

ＡＧＣアンプ５２の出力信号ＡＧＣｏｕｔを、コンデンサＣ２１、図示極性のダイオードＤ１１および利得１倍のアンプ５７（ＡＭＰ１）に通すことで、半波整流により正のピーク信号が取り出されて信号ＡＭＰ１ｏｕｔ（第１の信号）が生成される。

また、ＡＧＣアンプ５２の出力信号ＡＧＣｏｕｔを、コンデンサＣ２２、図示極性のダイオードＤ１２および利得１倍の反転アンプ５８（ＡＭＰ２）に通すことで、半波整流により負のピーク信号が取り出されて信号ＡＭＰ２ｏｕｔが生成される。

前記正のピーク信号の波高値と負のピーク信号の波高値とを一致させるため、両者の比に相当する倍数の利得（本実施例では３倍）のアンプ５９（ＡＭＰ３）によって前記信号ＡＭＰ２ｏｕｔを増幅し、信号ＡＭＰ３ｏｕｔ（第２の信号）を生成している。

前記生成した信号ＡＭＰ１ｏｕｔおよび信号ＡＭＰ３ｏｕｔは、ダイオードＤ１３、Ｄ１４を各々介して突き合わせ、コンデンサＣ３および抵抗Ｒ１からなる時定数回路をドライブすることで、最終的なＡＧＣ制御電圧であるＶＡＧＣが得られる。

次に、以上のように構成された受信回路の動作を図７の各部信号波形図とともに説明する。図７において、（ａ）は通信における時刻を表し、Ｔｃｙｃｌｅは周期（通信レート）を示している。

ＡＧＣアンプ５２の動作以外の各部の波形（図７の（ｂ）〜（ｄ）、（ｊ）〜（ｍ））は、実施例１における図５の（ａ）〜（ｃ）、（ｆ）〜（ｉ）と同様であるので、その部分の説明は省略する。

ＡＧＣアンプ５２の出力信号ＡＧＣｏｕｔを示す図７（ｅ）において、正、負間の波高値をＶ２と規定すると、正のピーク値はＶ２×（３／４）であり、負のピーク値はＶ２×（１／４）である。

前記正のピーク値は利得１倍のアンプ５７を通しているため、アンプ５７の出力ＡＭＰ１ｏｕｔは図７（ｆ）のようにピーク値がＶ２×（３／４）となっている。

前記負のピーク値は、利得１倍の反転アンプ５８を通しているため、反転アンプ５８の出力ＡＭＰ２ｏｕｔは図７（ｇ）のようにピーク値がＶ２×（１／４）の正の信号となっている。

この出力ＡＭＰ２ｏｕｔは更に利得３倍のアンプ５９により増幅され、その出力ＡＭＰ３ｏｕｔは図７（ｈ）に示すようにピーク値がＶ２×（３／４）となる。アンプ５９により３倍に増幅する理由は、図７（ｄ）のＡＧＣｉｎに示すように、ＡＧＣアンプ５２の入力信号の正側と負側のピーク値は等しくなく、３倍の違いが有るため、この差をなくすためである。

この処理によって、アンプ５７の出力信号ＡＭＰ１ｏｕｔ（図７（ｆ））とアンプ５９の出力信号ＡＭＰ３ｏｕｔ（図７（ｈ））は波高値が一致した信号になる。

そして前記ダイオードＤ１３、Ｄ１４、コンデンサＣ３、抵抗Ｒ１によってＡＭＰ１ｏｕｔおよびＡＭＰ３ｏｕｔの和が積分されることによって、図７（ｉ）に示すＡＧＣ制御電圧が得られる。

図７（ｉ）は、ＡＧＣアンプ５２の出力ＡＧＣｏｕｔの波形（破線で示す受信波形）と、コンデンサＣ２１，Ｃ２２、ダイオードＤ１１，Ｄ１２、アンプ５７〜５９、ダイオードＤ１３，Ｄ１４、コンデンサＣ３、抵抗Ｒ１によって生成されたＡＧＣ電圧（実線波形）と、コンパレータ５３の閾値Ｖｔｈ（破線）とを図示している。

本実施例２では、前述したようにＡＧＣアンプ５２の出力信号の正の信号パルスを抽出した第１の信号（ＡＭＰ１ｏｕｔ）と、負の信号パルスの波高値を第１の信号の波高値に合わせるように増幅した第２の信号（ＡＭＰ３ｏｕｔ）との合成信号によってＡＧＣアンプの出力信号をピークホールドしているので、ＡＧＣ電圧は図５（ｅ）のようにギザギザな信号にはならず、図７（ｉ）のように、よりフラットなＡＧＣ電圧が得られる。

特に、信号のデューティ比が大きく異なる本発明の通信方式ではＡＧＣ電圧が変動しやすいが、本実施例２によれば変動の極めて少ないＡＧＣ電圧が得られ、非常に有効である。

尚、図５（ｇ）〜（ｉ）の波形と同様となる図７（ｋ）〜（ｍ）の波形図では、ＲＸＣＬＫによりＤＡＴＡがサンプリングされ、その出力がＲＸＤとなる関係を表現し、ＲＸＣＬＫの立上りでサンプリングされるＤＡＴＡの該当部分を円破線で図示した。また、ＤＡＴＡとＲＸＤは、太線による矢印で関係を示し、ＤＡＴＡのどのタイミングでＲＸＤが出力されるかを示した。

この結果、元の送信データである図４（ａ）のＴＸＤＡＴＡが最終的に図６の受信回路により復調されたことになる。

以上の構成により一連の動作から、図２の送信回路によって図４（ａ）の送信データＴＸＤＡＴＡを図６（ａ）のＶｉｎ１に変換し、それを図６の受信回路に通すことで、元の送信データＴＸＤＡＴＡと同等の図７（ｍ）の復号データＲＸＤが得られた事になる。

以上のように本実施例２によれば、ＡＧＣアンプの出力信号の、正のパルスを抽出した第１の信号と、負の信号パルスの波高値を第１の信号の波高値に合わせるように増幅した第２の信号との合成信号によってＡＧＣアンプの出力信号をピークホールドしているので、よりフラットなＡＧＣ電圧を得ることができる。

通信システムの一例として、空間光送受信器を使用して、タブレットＰＣ（パソコン）やノートＰＣ等の電子機器間で空間光通信を行うシステムがある。本実施例３では、空間光通信システムにおける空間光送受信器に本発明を適用した。

空間光通信の場合、光信号が距離の２乗に反比例して減衰するため、受信信号の減衰、変化が激しい。この為、空間光通信を実用化するためには、高感度な受信器の実現が必要になる。

また、タブレットＰＣの様な電子機器は基本的にはバッテリー駆動が前提であり、本発明を適用する事で、送信部の消費電流の削減が図れる。更に、空間光通信の様な、高感度な受信器が必要な用途に関しても、本発明を適用する事で、感度が高めやすいＡＣカップリングのアンプを使用して、なおかつ、受信信号の波高値を高くできる。これにより、より高感度なアンプが実現可能になる。

図８は、本実施例３による空間光通信システムの構成を示し、６１は例えばタブレットＰＣ等の第１の電子機器であり、７１は、第１の電子機器６１に接続され、電気信号を光信号に変換する発光ダイオードおよび受光した光信号を電気信号に変換する受光素子を有した空間光送受信器である。

６２は、例えばノートＰＣ等の第２の電子機器であり、７２は、第２の電子機器６２に接続され、電気信号を光信号に変換する発光ダイオードおよび受光した光信号を電気信号に変換する受光素子を有した空間光送受信器である。

第１の電子機器６１および空間光送受信器７１により第１の通信装置を構成し、第２の電子機器６２および空間光送受信器７２により第２の通信装置を構成している。

前記空間光送受信器７１、７２は、図１又は図２の送信回路と、図３又は図６の受信回路とを各々備えており、各送信回路、受信回路の動作は実施例１、２で説明した動作となる。

図８のように本発明を空間光通信に適用することで、消費電力削減、感度の向上などのメリットが見込まれる。

１１，１２…アンド回路
２１，２２，５６…フリップフロップ
３０…ドライブ回路
５１…受信アンプ
５２…ＡＧＣアンプ
５３…コンパレータ
５４…ワンショット回路
５５…ＰＬＬ回路
５７〜５９…アンプ
６１…第１の電子機器
６２…第２の電子機器
７１，７２…空間光送受信器
Ｃ１〜Ｃ４，Ｃ２０〜Ｃ２２…コンデンサ
Ｄ１，Ｄ１１〜Ｄ１４…ダイオード
Ｒ１…抵抗

Claims (5)

1. 送信データとしての電気信号を光信号に変換し、該光信号を送信する送信手段と、前記送信手段からの光信号を受信して電気信号に変換し、該電気信号をコンデンサを通してＡＣ結合した信号から前記送信データを復調する受信手段と、を備えた光通信システムであって、
   前記送信手段は、パルス幅Ｔを有する送信データと、該送信データと同期した所定周波数の第１の送信クロック信号との論理積を求めて得た信号を、前記第１の送信クロック信号のｎ倍（ｎは２以上の正数）の周波数の送信クロック信号によってサンプリングすることによって、パルス幅Ｔ／ｎを有する電気信号を得て、該電気信号を光信号に変換して送信し、
   前記受信手段は、
   前記受信して変換したパルス幅Ｔ／ｎを有する電気信号をコンデンサによってＡＣ結合させるＡＣカップリング回路と、
   前記ＡＣカップリング回路の出力信号を入力とし、ピークホールドにより自動利得調整が行われるＡＧＣアンプと、
   前記ＡＧＣアンプの出力のうち、設定した閾値以上の信号のパルス幅を、Ｔｃｙｃｌｅ＞Ｔ１＞Ｔｃｙｃｌｅ／２（Ｔｃｙｃｌｅは第１の送信クロック信号の周期）の条件を満たすパルス幅Ｔ１に伸長するワンショット回路と、
   前記ワンショット回路の出力信号を、該ワンショット回路の出力信号に同期した受信クロック信号によってサンプリングして復号データを得る復調回路と、
   を備えたことを特徴とする光通信システム。
2. 前記送信手段は、
   パルス幅Ｔを有する送信データと、該送信データと同期した所定周波数の第１の送信クロック信号との論理積をとる第１の論理積回路と、
   前記第１の論理積回路の出力信号を、前記第１の送信クロック信号の所定倍数の周波数の第２の送信クロック信号によってサンプリングする第１のサンプリング回路と、
   前記第１のサンプリング回路の出力信号と前記第２の送信クロック信号との論理積をとる第２の論理積回路と、
   前記第２の論理積回路の出力信号を、前記第２の送信クロック信号よりも高い周波数であり且つ第１の送信クロック信号のｎ倍の周波数の第３の送信クロック信号によってサンプリングする第２のサンプリング回路と、
   備えたことを特徴とする請求項１に記載の光通信システム。
3. 前記受信手段は、前記ＡＧＣアンプの出力信号の正の信号パルスを抽出した第１の信号と、前記ＡＧＣアンプの出力信号の負の信号パルスを反転した信号を、前記正の信号パルスと負の信号パルスの波高値の比に相当する倍数の利得で増幅した第２の信号とを合成し、該合成信号によって前記ＡＧＣアンプの出力信号をピークホールドするピークホールド回路を備えたことを特徴とする請求項１又は２に記載の光通信システム。
4. 送信データとしての電気信号を光信号に変換し、該光信号を送信する送信手段と、前記送信手段からの光信号を受信して電気信号に変換し、該電気信号をコンデンサを通してＡＣ結合した信号から前記送信データを復調する受信手段と、を備えた光通信システムのデータ通信方法であって、
   前記送信手段が、パルス幅Ｔを有する送信データと、該送信データと同期した所定周波数の第１の送信クロック信号との論理積を求めるステップと、
   前記論理積を求めるステップによって得られた信号を、前記第１の送信クロック信号のｎ倍（ｎは２以上の正数）の周波数の送信クロック信号によってサンプリングするステップと、を備え、
   前記サンプリングするステップにより得られたパルス幅Ｔ／ｎを有する電気信号を光信号に変換して送信することを特徴とする光通信システムのデータ通信方法。
5. 前記受信手段は、前記送信手段からの光信号を受信して変換したパルス幅Ｔ／ｎを有する電気信号をコンデンサによってＡＣ結合させるＡＣカップリング回路と、前記ＡＣカップリング回路の出力信号を入力とし、ピークホールドにより自動利得調整が行われるＡＧＣアンプと、前記ＡＧＣアンプの出力のうち、設定した閾値以上の信号のパルス幅を、Ｔｃｙｃｌｅ＞Ｔ１＞Ｔｃｙｃｌｅ／２（Ｔｃｙｃｌｅは第１の送信クロック信号の周期）の条件を満たすパルス幅Ｔ１に伸長するワンショット回路と、前記ワンショット回路の出力信号を、該ワンショット回路の出力信号に同期した受信クロック信号によってサンプリングして復号データを得る復調回路と、を備え、
   前記受信手段が、前記ＡＧＣアンプの出力信号の正の信号パルスを第１の信号として抽出するステップと、
   前記ＡＧＣアンプの出力信号の負の信号パルスを反転した信号を、前記正の信号パルスと負の信号パルスの波高値の比に相当する倍数の利得で増幅して第２の信号を得るステップと、
   前記第１の信号および第２の信号を合成した合成信号によって、前記ＡＧＣアンプの出力信号をピークホールドするステップと、
   を備えたことを特徴とする請求項４に記載の光通信システムのデータ通信方法。

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