JP2019012911A - 符号化器、復号器、送信装置及び受信装置 - Google Patents

Abstract

【課題】ＬＤＰＣ符号化率８／１６、９／１６、１０／１６、１１／１６、１２／１６、１３／１６、１４／１６の各々に関して、地上放送用の誤り訂正符号としてＬＤＰＣ符号の適用及びその性能改善を図り、耐雑音性に優れたデジタルデータの送信装置及び受信装置を提供する。【解決手段】本発明の符号化器（ＬＤＰＣ符号化部１１４）は、６９１２０ビットからなる符号長で符号化率毎に予め定めた検査行列初期値テーブルを初期値として、各符号化率に応じた情報長に対応する行列の１の要素を、列方向に所定のサイクル数で周期的に配置して構成した検査行列を用いてＬＤＰＣ符号化を行う手段を備え、本発明の送信装置１に設けられる。本発明の復号器（ＬＤＰＣ復号部２１２）は、当該符号化器により符号化されたデジタルデータを復号する手段を備え、本発明の受信装置２に設けられる。【選択図】図４

Description

本発明は、衛星放送及び地上放送並びに固定通信及び移動通信の技術分野に関するものであり、特に、デジタルデータの符号化器、復号器、送信装置及び受信装置に関する。

デジタル伝送方式では、各サービスで利用可能な周波数帯域幅において、より多くの情報が伝送可能なよう、多値変調方式がよく用いられる。周波数利用効率を高めるには、変調信号１シンボル当たりに割り当てるビット数（変調次数）を高めるのが有効であるが、周波数１Ｈｚあたりに伝送可能な情報速度の上限値と信号対雑音比の関係はシャノン限界で制限される。

現在利用されている地上デジタル放送では、誤り訂正符号を用いた受信装置における情報訂正が行われている。パリティビットと呼ばれる冗長信号を送るべき情報に付加することで信号の冗長度（符号化率）を制御し、雑音に対する耐性を上げることが可能である。誤り訂正符号と変調方式は密接に関わっており、信号対雑音比に対する周波数利用効率の理論的な上限値はシャノン限界と呼ばれる。シャノン限界に迫る性能を有する強力な誤り訂正符号の一つとしてＬＤＰＣ（Low Density Parity Check）符号が１９６２年にギャラガーによって提案されている（例えば、非特許文献１参照）。

ＬＤＰＣ符号は、非常に疎な検査行列Ｈ（検査行列の要素が０と１からなり、且つ１の数が非常に少ない）により定義される線形符号である。

ＬＤＰＣ符号は符号長を大きくし、適切な検査行列を用いることによりシャノン限界に迫る伝送特性が得られる強力な誤り訂正符号であり、次世代の放送サービスである４Ｋ・８Ｋスーパーハイビジョン衛星放送の伝送方式を規定するＡＲＩＢ ＳＴＤ−Ｂ４４（以下、高度衛星放送方式と呼ぶ。例えば、非特許文献２参照）においてもＬＤＰＣ符号が採用されている。多値変調とＬＤＰＣ符号をはじめとする強力な誤り訂正符号を組み合わせることで、より高い周波数利用効率の伝送が可能となってきている。

高度衛星放送方式を例にした場合、本方式におけるＬＤＰＣ符号の符号長は、前方向誤り訂正方式（ＦＥＣ：Forward Error Correction）フレームで構成され、４４８８０ビットであり、ＢＰＳＫ限界（信号点配置をＢＰＳＫとした場合の信号対雑音比に対する周波数利用効率の理論的な上限値）から約１ｄＢ以内の性能を有することが示されている（例えば、非特許文献３参照）。

また、高度衛星放送方式においては、ＬＤＰＣ符号化率として、４１／１２０（≒１／３）、４９／１２０（≒２／５）、６１／１２０（≒１／２）、７３／１２０（≒３／５）、８１／１２０（≒２／３）、８９／１２０（≒３／４）、９３／１２０（≒７／９）、９７／１２０（≒４／５）、１０１／１２０（≒５／６）、１０５／１２０（≒７／８）、及び、１０９／１２０（≒９／１０）の１１種類が定められている。

R. G Gallager, "Low Density Parity Check Codes," in Research Monograph series Cambridge, MIT Press, 1963 "高度広帯域衛星デジタル放送の伝送方式 標準規格 ARIB STD-B44 2.1版、平成28年3月25日改定、一般社団法人 電波産業会（ARIB） 鈴木他、"高度ＢＳデジタル放送用ＬＤＰＣ符号の設計"、映像情報メディア学会誌、一般社団法人映像情報メディア学会、映像情報メディア vol.62、No.12、2008年12月1日、pp.1997-2004

昨今、現行の衛星・地上放送による２Ｋサービスや、衛星放送による４Ｋ・８Ｋスーパーハイビジョンに加え、新たに地上放送による４Ｋ・８Ｋスーパーハイビジョン（以下、次世代地上放送）の提供が期待されている。しかしながら、４Ｋ・８Ｋスーパーハイビジョン（以下、４Ｋ・８Ｋ）は情報量が膨大であり、十分に高いサービス時間率を維持して次世代地上放送網を構築するには、劣悪な伝搬環境による雑音に埋もれない、十分高い送信電力が求められる。また、衛星放送の場合、衛星中継器における非線形歪や、降雨減衰による電力低下が主な信号劣化要因であるが、地上放送においては、マルチパスフェージングや都市雑音など、地上伝搬特有の信号劣化が発生する。よって、次世代地上放送における誤り訂正符号の基本性能としては、符号長が長いＬＤＰＣ符号を適用することで、なるべくシャノン限界に迫る非常に誤り訂正能力が高いことが求められる。さらに、放送事業者によって、放送品質とサービス時間率のバランスのとり方は異なることから、複数の符号化率を適時切り替えることで、情報ビットレートの選択が柔軟に変更でき、少なくとも、上述の高度衛星方式と同等以上の選択肢を用意することが望ましい。

次世代地上放送における符号化率の選択肢としては、符号長を６９１２０ビットとし、符号化率は２／１６、３／１６、４／１６、５／１６、６／１６、７／１６、８／１６、９／１６、１０／１６、１１／１６、１２／１６、１３／１６、１４／１６の合計１３種類が検討されている。この符号化率数は、高度衛星放送方式で採用された１１種類よりも十分に広範囲な選択肢である一方、符号化率毎に、シャノン限界に近い性能を有するＬＤＰＣ符号検査行列を設計する必要がある。従って、地上放送における地上伝搬特有の信号劣化が発生することを加味し、尚且つ当該符号化率にとって最適化された検査行列とするための技法が求められる。

本発明は、ＬＤＰＣ符号化率８／１６、９／１６、１０／１６、１１／１６、１２／１６、１３／１６、１４／１６の各々に関して、地上放送用の誤り訂正符号としてＬＤＰＣ符号の適用及びその性能改善を図り、耐雑音性に優れたデジタルデータの符号化器、復号器、送信装置及び受信装置を提供することを目的とする。

本発明に係る送信装置及び受信装置において、本発明に係る符号化器及び復号器はＬＤＰＣ符号率８／１６、９／１６、１０／１６、１１／１６、１２／１６、１３／１６、１４／１６の各々のＬＤＰＣ符号に関する処理を備え、さらにＬＤＰＣ符号率８／１６、９／１６、１０／１６、１１／１６、１２／１６、１３／１６、１４／１６の各々の特性を効果的に改善させる検査行列初期値テーブルを用いてＬＤＰＣ符号に関する処理を実行する。

即ち、本発明の符号化器は、符号化率毎に固有の検査行列を用いてデジタルデータをＬＤＰＣ符号化する符号化器であって、６９１２０ビットからなる符号長で符号化率毎に予め定めた検査行列初期値テーブルを初期値として、符号化率８／１６、９／１６、１０／１６、１１／１６、１２／１６、１３／１６、１４／１６の各々に応じた情報長に対応する行列の１の要素を、列方向に所定のサイクル数で周期的に配置して構成した検査行列を用いてＬＤＰＣ符号化を行う手段を備えることを特徴とする。

また、本発明の符号化器において、前記符号化率８／１６、９／１６、１０／１６、１１／１６、１２／１６、１３／１６、１４／１６の各々の検査行列初期値テーブルに基づく検査行列は、前記行列が、所定のサイクル数で周期的に１の要素を列方向に配置する行列であることを特徴とする。

また、本発明の符号化器において、前記行列の初期値を示す前記符号化率８／１６の検査行列初期値テーブル（表１）は、以下の表からなることを特徴とする。

また、本発明の符号化器において、前記行列の初期値を示す前記符号化率９／１６の検査行列初期値テーブル（表２）は、以下の表からなることを特徴とする。

また、本発明の符号化器において、前記行列の初期値を示す前記符号化率１０／１６の検査行列初期値テーブル（表３）は、以下の表からなることを特徴とする。

また、本発明の符号化器において、前記行列の初期値を示す前記符号化率１１／１６の検査行列初期値テーブル（表４）は、以下の表からなることを特徴とする。

また、本発明の符号化器において、前記行列の初期値を示す前記符号化率１２／１６の検査行列初期値テーブル（表５）は、以下の表からなることを特徴とする。

また、本発明の符号化器において、前記行列の初期値を示す前記符号化率１３／１６の検査行列初期値テーブル（表６）は、以下の表からなることを特徴とする。

また、本発明の符号化器において、前記行列の初期値を示す前記符号化率１４／１６の検査行列初期値テーブル（表７）は、以下の表からなることを特徴とする。

また、本発明の復号器は、本発明の符号化器で符号化したデータを、前記検査行列に基づいてＬＤＰＣ復号することを特徴とする。

また、本発明の送信装置は、本発明の符号化器を備えることを特徴とする。

また、本発明の受信装置は、本発明の復号器を備えることを特徴とする。

本発明によれば、地上放送における非常に劣悪な雑音環境においても、ＬＤＰＣ符号の性能を高め周波数利用効率の向上を実現することが可能となる。

本発明による一実施例の伝送システムにおける送信装置の主要な構成要素のみを概略的に示すブロック図である。 本発明による一実施例の伝送システムにおける受信装置の主要な構成要素のみを概略的に示すブロック図である。 （ａ），（ｂ）は、それぞれ本発明による一実施例のＬＤＰＣ符号化率８／１６の伝送システムにおける伝送フレームの構成を示す図である。 本発明に係るＬＤＰＣ符号化率８／１６の検査行列Ｈを示す図である。 本発明に係るＬＤＰＣ符号化率８／１６の部分行列Ｂを示す図である。 本発明に係るＬＤＰＣ符号化率８／１６の部分行列Ａを示す図である。 本発明に係るＬＤＰＣ符号化率８／１６のＱＰＳＫ変調適用時のＣ／Ｎ対ＢＥＲ特性を示す図である。 本発明に係るＬＤＰＣ符号化率８／１６のＱＰＳＫ変調適用時のシャノン限界との差を示す図である。 （ａ），（ｂ）は、それぞれ本発明による一実施例のＬＤＰＣ符号化率９／１６の伝送システムにおける伝送フレームの構成を示す図である。 本発明に係るＬＤＰＣ符号化率９／１６の検査行列Ｈを示す図である。 本発明に係るＬＤＰＣ符号化率９／１６の部分行列Ｂを示す図である。 本発明に係るＬＤＰＣ符号化率９／１６の部分行列Ａを示す図である。 本発明に係るＬＤＰＣ符号化率９／１６のＱＰＳＫ変調適用時のＣ／Ｎ対ＢＥＲ特性を示す図である。 本発明に係るＬＤＰＣ符号化率９／１６のＱＰＳＫ変調適用時のシャノン限界との差を示す図である。 （ａ），（ｂ）は、それぞれ本発明による一実施例のＬＤＰＣ符号化率１０／１６の伝送システムにおける伝送フレームの構成を示す図である。 本発明に係るＬＤＰＣ符号化率１０／１６の検査行列Ｈを示す図である。 本発明に係るＬＤＰＣ符号化率１０／１６の部分行列Ｂを示す図である。 本発明に係るＬＤＰＣ符号化率１０／１６の部分行列Ａを示す図である。 本発明に係るＬＤＰＣ符号化率１０／１６のＱＰＳＫ変調適用時のＣ／Ｎ対ＢＥＲ特性を示す図である。 本発明に係るＬＤＰＣ符号化率１０／１６のＱＰＳＫ変調適用時のシャノン限界との差を示す図である。 （ａ），（ｂ）は、それぞれ本発明による一実施例のＬＤＰＣ符号化率１１／１６の伝送システムにおける伝送フレームの構成を示す図である。 本発明に係るＬＤＰＣ符号化率１１／１６の検査行列Ｈを示す図である。 本発明に係るＬＤＰＣ符号化率１１／１６の部分行列Ｂを示す図である。 本発明に係るＬＤＰＣ符号化率１１／１６の部分行列Ａを示す図である。 本発明に係るＬＤＰＣ符号化率１１／１６のＱＰＳＫ変調適用時のＣ／Ｎ対ＢＥＲ特性を示す図である。 本発明に係るＬＤＰＣ符号化率１１／１６のＱＰＳＫ変調適用時のシャノン限界との差を示す図である。 （ａ），（ｂ）は、それぞれ本発明による一実施例のＬＤＰＣ符号化率１２／１６の伝送システムにおける伝送フレームの構成を示す図である。 本発明に係るＬＤＰＣ符号化率１２／１６の検査行列Ｈを示す図である。 本発明に係るＬＤＰＣ符号化率１２／１６の部分行列Ｂを示す図である。 本発明に係るＬＤＰＣ符号化率１２／１６の部分行列Ａを示す図である。 本発明に係るＬＤＰＣ符号化率１２／１６のＱＰＳＫ変調適用時のＣ／Ｎ対ＢＥＲ特性を示す図である。 本発明に係るＬＤＰＣ符号化率１２／１６のＱＰＳＫ変調適用時のシャノン限界との差を示す図である。 （ａ），（ｂ）は、それぞれ本発明による一実施例のＬＤＰＣ符号化率１３／１６の伝送システムにおける伝送フレームの構成を示す図である。 本発明に係るＬＤＰＣ符号化率１３／１６の検査行列Ｈを示す図である。 本発明に係るＬＤＰＣ符号化率１３／１６の部分行列Ｂを示す図である。 本発明に係るＬＤＰＣ符号化率１３／１６の部分行列Ａを示す図である。 本発明に係るＬＤＰＣ符号化率１３／１６のＱＰＳＫ変調適用時のＣ／Ｎ対ＢＥＲ特性を示す図である。 本発明に係るＬＤＰＣ符号化率１３／１６のＱＰＳＫ変調適用時のシャノン限界との差を示す図である。 （ａ），（ｂ）は、それぞれ本発明による一実施例のＬＤＰＣ符号化率１４／１６の伝送システムにおける伝送フレームの構成を示す図である。 本発明に係るＬＤＰＣ符号化率１４／１６の検査行列Ｈを示す図である。 本発明に係るＬＤＰＣ符号化率１４／１６の部分行列Ｂを示す図である。 本発明に係るＬＤＰＣ符号化率１４／１６の部分行列Ａを示す図である。 本発明に係るＬＤＰＣ符号化率１４／１６のＱＰＳＫ変調適用時のＣ／Ｎ対ＢＥＲ特性を示す図である。 本発明に係るＬＤＰＣ符号化率１４／１６のＱＰＳＫ変調適用時のシャノン限界との差を示す図である。

以下、図面を参照して、本発明による一実施例の伝送システムにおける送信装置１及び受信装置２を説明する。本発明による一実施例の伝送システムは、次世代地上放送伝送方式を想定した図１に示す送信装置１、及び図２に示す受信装置２から構成され、次世代地上放送伝送方式で用いるＬＤＰＣ符号を、前方誤り訂正符号として最適化したものとなっている。

まず、図１を参照して、本発明による一実施例の送信装置１について説明する。

〔送信装置〕
図１は、本発明による一実施例の送信装置１の主要な構成要素のみを概略的に示すブロック図である。この送信装置１は、フレーム生成部１１１、エネルギー拡散部１１２、ＢＣＨ符号化部１１３、ＬＤＰＣ符号化部１１４、変調部１１５を備え、主信号の入力ビット列を送信する場合に、後述する図３に示した伝送フレームの信号を生成してから変調信号を生成するまでの一連の処理を行う。以下、ＬＤＰＣ符号化部１１４は、単に符号化器とも称する。また、送信装置１は、変調方式及び符号化率といった伝送に関するパラメータを含むＴＭＣＣ信号を生成し主信号より前に伝送する手段として、ＴＭＣＣ生成部１２を有する。ＴＭＣＣ生成部１２は、主信号の信号処理を行う主信号処理部１１とは別構成により接続し、伝送フレーム生成部１１１から発生される主信号に対して、ＴＭＣＣ信号を時分割多重により伝送することで、主信号とは独立して、受信装置２に対し伝送に関するパラメータを伝送することが可能である。また、ＴＭＣＣ生成部１２は、後述するＬＤＰＣ符号化部１１４や、変調部１１５に対して、ＴＭＣＣ信号が指定するＬＤＰＣ符号化率（以下、単に「符号化率」とも称する）、及び変調方式を指定する機能を有する。以後、図１に示す送信装置１の各構成要素について説明する。

伝送フレーム生成部１１１は、ＬＤＰＣ符号化率に応じた伝送フレーム構成に基づき、主信号の入力ビット列を、所定の長さに区切り、ＬＤＰＣ符号化を可能とする伝送フレームを生成する。例えば、ＬＤＰＣ符号化率８／１６については、図３に示すように、主信号の入力ビット列は、情報ビット長として３４５６０ビット毎に区切られ、都度、後続する機能ブロックに出力される。

（ＬＤＰＣ符号化率８／１６の伝送フレーム構成）
図３（ａ），（ｂ）は、それぞれ本発明による一実施例のＬＤＰＣ符号化率８／１６の伝送システムにおける伝送フレームの構成を示している。特に、図３（ａ）は、誤り訂正符号として、ＬＤＰＣ符号化率８／１６のＬＤＰＣ符号のみを用いる場合の伝送フレームの構成を示しており、図３（ｂ）は、誤り訂正符号として、外符号としてのＢＣＨ符号、及び内符号としてのＬＤＰＣ符号化率８／１６のＬＤＰＣ符号よりなる連接符号を用いる場合の伝送フレームの構成を示している。そして、図３（ａ），（ｂ）にそれぞれ示す伝送フレームは、次世代地上放送伝送方式で用いるＬＤＰＣ符号を基本とする伝送フレームを想定している。

まず、図３（ａ）に示す伝送フレームは、ＬＤＰＣ符号化率８／１６を満たす情報ビット及びＬＤＰＣパリティから構成される。本発明による一実施例の送信装置１は、図３（ａ）に示す伝送フレーム構成を用いることにより、符号化及び変調を行う。そして、本発明による一実施例の受信装置２（図２を参照。詳細については後述する。）は、このフレーム構成に基づいて、復調及び誤り訂正符号の復号を行う。

また、図３（ｂ）に示す伝送フレームは、図３（ａ）の変形として、情報ビット、ＢＣＨパリティ、及びＬＤＰＣパリティから構成され、図３（ａ）に示す伝送フレームと同様に、本発明による一実施例の送信装置１及び受信装置２に適用可能である。図３（ｂ）において、K_bchはＢＣＨ符号のパリティビット長に相当する。外符号の一例として、高度衛星放送方式で利用可能なＢＣＨ符号を適用する場合を示しており、K_bchは１９２ビットである。ＢＣＨパリティは基本的に情報ビットの一部として扱われ、ＬＤＰＣ符号で訂正しきれない軽微なビット誤りを保護する役割を有する。ＬＤＰＣパリティ長が等しい場合、図３（ａ）及び図３（ｂ）は、ＬＤＰＣ符号の訂正能力は同等である。しかしながら、誤り訂正の大部分の能力はＬＤＰＣ符号に依存するため、主として、図３（ａ）に示す伝送フレームを前提に説明する。

図３（ａ）に示すように、ＬＤＰＣ符号化率８／１６の場合、次世代地上放送伝送方式を想定した伝送フレーム長は、ＬＤＰＣ符号長である６９１２０ビットに相当する。６９１２０ビットは３６０の整数倍で構成され、３６０×１９２で分割することが可能である。また、情報ビット長は３４５６０ビットであり、３４５６０／６９１２０＝８／１６であることから、本伝送フレームはＬＤＰＣ符号化率８／１６を満たしている。また、符号長６９１２０ビットは、高度衛星放送方式におけるＬＤＰＣ符号長４４８８０ビットよりも十分長いことから、よりシャノン限界に近い誤り訂正能力が期待できる。

図１に示すように、エネルギー拡散部１１２は、伝送フレーム生成部１１１の出力ビット列に対し、エネルギー拡散（ビットランダム化）を行う。これは、擬似ランダムな「１」及び「０」のパターンを、Ｍ系列を使って発生させ、これとスロット内のデータとでＭＯＤ２により加算することにより実現する。これにより、「１」又は「０」が連続することがなくなることから、後述する受信装置２において、同期再生の安定化を図ることができる。

ＢＣＨ符号化部１１３は、外符号として、必要に応じて設けられる誤り訂正符号化処理であり、所定のデータに対してＢＣＨ符号化を施す。ＢＣＨ符号化の符号化処理は、非特許文献２に規定されているものと同様とすることができ、その詳細は省略する。尚、図３（ａ）に示す伝送フレームの構成を用いる場合、図１に示す送信装置１において、ＢＣＨ符号化部１１３の処理は不要である。

ＬＤＰＣ符号化部１１４は、ＴＭＣＣ生成部１２で生成するＴＭＣＣ信号が指定する所定の符号化率に基づき、エネルギー拡散部１１２を経て入力される所定のデータ（又はＢＣＨ符号化部１１３を経て入力されるＢＣＨ符号化データ）に対して、ＬＤＰＣ符号化を施す。尚、本発明に係る符号化器（ＬＤＰＣ符号化部１１４）のＬＤＰＣ符号化率８／１６におけるＬＤＰＣ符号検査行列を用いたＬＤＰＣ符号化についての詳細は、後述する。

変調部１１５は、ＴＭＣＣ生成部１２で生成するＴＭＣＣ信号が指定する所定の変調方式に基づき直交変調を施して、変調信号を生成する。変調方式には、例えば、ＢＰＳＫ（π／２シフトＢＰＳＫ（Binary Phase Shift Keying））、ＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）、８ＰＳＫ、１６ＡＰＳＫ（Amplitude and Phase-Shift Keying）（或いは１６ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation））、３２ＡＰＳＫ（３２ＱＡＭ）、６４ＱＡＭ、２５６ＱＡＭ、１０２４ＱＡＭ等が含まれる。

次に、図２を参照して、本発明による一実施例の受信装置２について説明する。

〔受信装置〕
図２は、本発明による一実施例の受信装置２の主要な構成要素のみを概略的に示すブロック図である。この受信装置２は、復調部２１１、ＬＤＰＣ復号部２１２、ＢＣＨ復号部２１３、及びエネルギー逆拡散部２１４を含む主信号の信号処理を行う主信号処理部２１と、ＴＭＣＣ復調・復号部２２とを備えている。

復調部２１１は、入力された変調信号を直交復調し、ＬＤＰＣ復号部２１２に対し復調したＩＱ信号（同相成分Ｉと直交位相成分Ｑの直交信号）を出力する。尚、ＴＭＣＣ復調・復号部２２は、復調部２１１に先立ちＴＭＣＣ信号の復調・復号を行い、復調部２１１に対して、主信号の変調に適用した変調方式を指定する。また、後述するＬＤＰＣ復号部２１２に対しては、主信号のＬＤＰＣ符号化に適用した符号化率を指定する。本発明に係る符号化器（ＬＤＰＣ符号化部１１４）にてＬＤＰＣ符号化処理を行う際の符号化率は８／１６、９／１６、１０／１６、１１／１６、１２／１６、１３／１６、１４／１６の各々に相当する。

ＬＤＰＣ復号部２１２は、ＬＤＰＣ符号用の復号器として構成され、復調部２１１からＩＱ信号が入力されると共に、ＴＭＣＣ復調・復号部２２により検出された変調方式及びＬＤＰＣ符号化率の情報が入力され、所定の変調方式及びＬＤＰＣ符号化率に合わせた復号を行う。尚、本発明に係る符号化器（ＬＤＰＣ符号化部１１４）のＬＤＰＣ符号化率８／１６、９／１６、１０／１６、１１／１６、１２／１６、１３／１６、１４／１６の各々における検査行列を用いたＬＤＰＣ復号についての詳細は後述する。

ＢＣＨ復号部２１３は、送信装置１のＢＣＨ符号化部１１３によりＢＣＨ符号化した信号に対し、復号を行う。尚、図３（ａ）に示す伝送フレームの構成を用いる場合、図２に示す受信装置２において、ＢＣＨ復号部２１３の処理は不要である。

エネルギー逆拡散部２１４は、送信装置１のエネルギー拡散部１１２において擬似ランダム符号がＭＯＤ２により加算された処理を元に戻すため、再度同じ擬似ランダム符号をＭＯＤ２により加算し、エネルギー逆拡散処理を行う。これにより、受信装置２における信号処理部２１は、送信装置１から送信された主信号の入力ビット列に対応する出力ビット列を復元して外部に出力する。

以上のように、本発明による一実施例の送信装置１及び受信装置２は、長い符号長を持つＬＤＰＣ符号による誤り訂正符号に対応した伝送フレームを用いて、変調方式と符号化率とを自由に組み合わせることができる。従って、主信号として伝送するＭＰＥＧ−２ ＴＳ又はその他のデジタルデータストリームを効率良く伝送することが可能である。

次に、ＬＤＰＣ符号化率８／１６、９／１６、１０／１６、１１／１６、１２／１６、１３／１６、１４／１６の各々に関して、本発明に係る符号化器（ＬＤＰＣ符号化部１１４）及び復号器（ＬＤＰＣ復号部２１２）の各処理過程を順に説明する。

まず、一実施例のＬＤＰＣ符号化率８／１６における符号化器（ＬＤＰＣ符号化部１１４）の処理過程について説明する。

（ＬＤＰＣ符号化率８／１６における符号化器の処理過程）
本実施例の符号化器（ＬＤＰＣ符号化部１１４）は、部分行列Ａ，Ｂにより２個の領域に分割された検査行列Ｈを生成し、この検査行列Ｈを用いてＬＤＰＣ符号パリティの生成を行う。ＬＤＰＣ符号化率８／１６における検査行列Ｈの基本構成を図４に示す。検査行列Ｈの行方向の長さがＬＤＰＣ符号長に相当し、ＬＤＰＣ符号長Ｎ＝６９１２０と設定する。本検査行列の符号化率は８／１６であることから、検査行列Ｈの列方向の長さがＬＤＰＣパリティ長に相当し、ＬＤＰＣパリティ長Ｐ＝３４５６０ビットである。

図４において、部分行列Ａは、上述の表１に示す検査行列初期値テーブルを用いて構成される部分行列であり、部分行列ＢにはＬＤＧＭ構造（図５）を適用する。ＬＤＧＭ構造の行重み（検査行列の行方向の１の数）は１行目が１で残りの行重みは全て２、列重みは全ての列で２（ただし、最後列のみ１）である階段行列である。

部分行列Ａのサイズは、図６に示すように、３４５６０ビット（行）×３４５６０ビット（列）で構成される。

部分行列Ａにおいて、部分行列のサイズは有限であることから、以下の式（１）に基づき、検査行列の１の位置は算出される。
Ｈ_ｑ−ｊ＝ ｍｏｄ｛（ｈ_ｉ−ｊ+ ｍｏｄ((ｑ−１),３６０)) × Ｑ）,Ｐ｝ （１）
ここで、ｈ_ｉ−ｊのｉは検査行列初期値テーブルの行番号であり、ｈ_ｉ−ｊのｊは検査行列初期値テーブルの列番号である。Ｈ_ｑ−ｊは検査行列Ｈのｑ列目の１の行番号を示す。Ｈ_ｑ−ｊのｊは列重みの要素数の順番を示す。従って、列重み９の場合、ｊ＝１〜９である。ｑ＝１は検査行列初期値テーブルの１行目を用いることになる。また、ｍｏｄ（ｘ，ｙ）はｘをｙで割った余りを意味する。式（１）のＱは、符号化率毎に定まる値を持つサイクル数であり、Ｑは式（２）で求められる。

Ｑ＝各部分行列の行サイズ／３６０ （２）

よって、本実施例のＬＤＰＣ符号化率８／１６において、部分行列Ａの場合、Ｑ＝９６となる。

以下、より具体的に、ＬＤＰＣ符号化率８／１６における部分行列Ａ，Ｂにより２個の領域に分割された検査行列Ｈを生成する方法について説明する。

まず、部分行列Ａ（図６）について説明する。本実施例の符号化器（ＬＤＰＣ符号化部１１４）は、部分行列Ａを形成するために、上述の表１に示す検査行列初期値テーブルの一部から数値を読み出して、検査行列Ｈにおける部分行列Ａの領域内の１の位置を周期的に配置する。表１に示す検査行列初期値テーブルは、列方向に９６、行方向に最大２５の数値が記載されている。この数値は、部分行列Ａで利用する検査行列の１の最初の位置（初期値）に相当する。即ち、表１中のｉ行目・ｊ列目の数値座標hi-j(数値）により、図４に示す検査行列Ｈ内の部分行列Ａにおける１の最初の位置を指定する。一例として、図６において、h1-1(1730)は、部分行列Ａの１列目の１を１７３０行目に配置することに相当し、h1-2（2964)は、部分行列Ａの１列目の１を２９６４行目に配置することに相当する。また、h2-1(152)は、部分行列Ａの３６１列目の１を１５２行目に配置し、h2-2(786)は部分行列Ａの３６１列目の１を７８６行目に配置することに相当する。

以上の関係に基づき、図６に示すように、本実施例の符号化器（ＬＤＰＣ符号化部１１４）は、表１における検査行列初期値テーブルから、部分行列Ａの３６０列毎の１を配置する行位置を指定するための９６行・ｊ列（最大２５列）の数値座標hi-j(数値）のすべてを読み出して当該指定される部分行列Ａ内の位置に１を最初に割り当て、この最初に割り当てた１の位置を基準にして１ビット分を行方向に右方シフトし、且つ所定のサイクル数Ｑ＝９６（９６ビット）で列方向に下方シフトした位置に１を割り当てることを繰り返すことで、検査行列Ｈ内の部分行列Ａを構成する。

〈表１における検査行列初期値テーブルの部分行列Ａ用の数値座標hi-j(数値）〉
１行目：h1-1（1730）からh1-25（31360）
２行目：h2-1（152）からh2-25（34379）
３行目：h3-1（1017）からh3-25（32174)
・・・・
１２行目：h12-1（2762）からh12-25（33236)
１３行目：h13-1（5808）からh13-9（25811)
・・・・
３２行目：h32-1（1302）からh32-9（30776)
３３行目：h33-1（524）からh33-3（30538)
・・・・
９６行目：h96-1（4887）からh96-3（10122）

このように、表１における部分行列Ａ用の数値座標hi-j(数値）における９６行（この９６行の各行が部分行列Ａの３６０列毎の最初の１列に相当）の数値を１列毎（この１列毎の数値が部分行列Ａの３６０列毎の最初の行位置に相当）に読み出し、図６に示すように、所定のサイクル数Ｑ＝９６シフトを繰り返すことで、３６０×９６＝３４５６０ビット（列）相当の検査行列Ｈにおける部分行列Ａの１の位置を指定することが可能となる。

以上の処理により求められたＬＤＰＣ符号化率８／１６における部分行列Ａ、Ｂの集合行列である検査行列Ｈを用いて、パリティ検査方程式（３）により、ＬＤＰＣパリティを算出する。尚、符号化率８／１６の場合、情報ビット長は３４５６０ビットであることから、パリティ検査方程式においては、ＬＤＧＭ構造に基づくパリティ計算が適用される。

Ｈ・Ｃ^Ｔ＝０ （３）

本実施例の符号化器（ＬＤＰＣ符号化部１１４）は６９１２０ビットを基本単位としており、また、６９１２０は１，２，３，４，５，６，８，１０，１１，１２，１５，１６等の値で割り切れる値である。よって本実施例の符号化器は、図１に示す送信装置１の機能ブロックとして適用した場合、非常に多様な変調多値数を用いることが可能であり、例えば、ＢＰＳＫ（π／２シフトＢＰＳＫ）、ＱＰＳＫ、８ＰＳＫ、１６ＡＰＳＫ（１６ＱＡＭ）、３２ＡＰＳＫ（３２ＱＡＭ）、６４ＱＡＭ、２５６ＱＡＭ、１０２４ＱＡＭ等、非常に多様な多値変調方式に対応可能である。よって、本実施例の送信装置１により非常に柔軟な変調方式及び符号化率を組み合わせた信号送信が可能となる。尚、ＬＤＰＣ符号化に用いた検査行列のための検査行列初期値テーブルは、補助情報として送信装置１から受信装置２に送信することができ、或いはまた、受信装置２により予め保持させてもよい。或いは、送信装置１から受信装置２に検査行列自体を送信することができ、又は、検査行列自体を受信装置２により予め保持させてもよい。

続いて、本実施例のＬＤＰＣ符号化率８／１６における復号器（ＬＤＰＣ復号部２１２）の処理過程について説明する。

（ＬＤＰＣ符号化率８／１６における復号器の処理過程）
本実施例の復号器（ＬＤＰＣ復号部２１２）は、部分行列Ａ，Ｂにより２個の領域に分割された検査行列Ｈを用いて、ＬＤＰＣ符号の復号処理を行う。以下の説明では簡単のため、変調方式はＢＰＳＫとする。

本実施例の復号器（ＬＤＰＣ復号部２１２）は、まず、送信シンボルｘ_ｎ及び受信シンボルｙ_ｎに基づいて対数尤度比λ_ｎ（ｎ＝１〜６９１２０）を算出する。対数尤度比λ_ｎとは送るビット０と１の確からしさの比の自然対数であり、送信シンボルｘ_ｎ及び受信シンボルｙ_ｎを用いて式（４）で表される。

λ_ｎ＝ ｌｎ｛Ｐ（ｙ_ｎ｜ｘ_ｎ＝０）／Ｐ（ｙ_ｎ｜ｘ_ｎ＝１）｝ （４）

式（４）により取得した対数尤度比、及び上述の符号化率８／１６に相当する検査行列Ｈ（図４に相当）を用いて、sum−product復号法等によるＬＤＰＣ復号法を行う。反復復号回数は任意の値とする。また、ＬＤＰＣ復号においてはsum−product復号法以外にもmin−sum復号法等、多様な手段が提案されているが、検査行列を用いた尤度比を最大化する様々な手法を本発明に係るＬＤＰＣ復号に適用可能である。

図７は、検査行列初期値テーブル（表１）によるＬＤＰＣ符号化率８／１６についてＢＣＨ符号を使用しないときのＱＰＳＫ変調におけるＣ／Ｎ対ＢＥＲ特性（計算機シミュレーション）を示している。尚、図７において、復号アルゴリズムは、sum−product復号法（例えば、非特許文献１参照）を利用した。sum−product復号法の復号反復回数は５０回である。図８に、符号化率８／１６におけるシャノン限界Ｃ／Ｎと、図７から取得したＢＥＲ＝１×１０^−７点におけるＣ／Ｎの比較結果を示す。図８より、本検査行列に基づく符号化器、復号器、送信装置１及び受信装置２を適用することで、シャノン限界に迫る復号性能が得られることがわかる。従って、表１に基づく検査行列Ｈの採用により、現行の地上デジタル放送では困難であったシャノン限界に対し１ｄＢ未満となる好ましい伝送性能が得られるようになる。

上述した例では、主として、ＬＤＰＣ符号率８／１６に係る伝送フレーム構成と、ＬＤＰＣ符号率８／１６に係る検査行列初期値テーブル（表１）に基づく検査行列Ｈ、並びにその伝送性能の改善効果について説明したが、図１に示す送信装置１におけるＬＤＰＣ符号化部１１４、及び図２に示す受信装置２におけるＬＤＰＣ復号部２１２は、ＬＤＰＣ符号率９／１６、１０／１６、１１／１６、１２／１６、１３／１６、１４／１６の各々についても同様に構成することができる。

以下、ＬＤＰＣ符号率９／１６、１０／１６、１１／１６、１２／１６、１３／１６、１４／１６の各々に係る伝送フレーム構成と、各ＬＤＰＣ符号率に係る検査行列初期値テーブルに基づく検査行列Ｈ、並びにその伝送性能の改善効果について、順に説明する。

（ＬＤＰＣ符号化率９／１６の伝送フレーム構成）
図９（ａ），（ｂ）は、それぞれ本発明による一実施例のＬＤＰＣ符号化率９／１６の伝送システムにおける伝送フレームの構成を示している。特に、図９（ａ）は、誤り訂正符号として、ＬＤＰＣ符号化率９／１６のＬＤＰＣ符号のみを用いる場合の伝送フレームの構成を示しており、図９（ｂ）は、誤り訂正符号として、外符号としてのＢＣＨ符号、及び内符号としてのＬＤＰＣ符号化率９／１６のＬＤＰＣ符号よりなる連接符号を用いる場合の伝送フレームの構成を示している。そして、図９（ａ），（ｂ）にそれぞれ示す伝送フレームは、次世代地上放送伝送方式で用いるＬＤＰＣ符号を基本とする伝送フレームを想定している。

まず、図９（ａ）に示す伝送フレームは、ＬＤＰＣ符号化率９／１６を満たす情報ビット及びＬＤＰＣパリティから構成される。本発明による一実施例の送信装置１は、図９（ａ）に示す伝送フレーム構成を用いることにより、符号化及び変調を行う。そして、本発明による一実施例の受信装置２は、このフレーム構成に基づいて、復調及び誤り訂正符号の復号を行う。

また、図９（ｂ）に示す伝送フレームは、図９（ａ）の変形として、情報ビット、ＢＣＨパリティ、及びＬＤＰＣパリティから構成され、図９（ａ）に示す伝送フレームと同様に、本発明による一実施例の送信装置１及び受信装置２に適用可能である。図９（ｂ）において、K_bchはＢＣＨ符号のパリティビット長に相当する。外符号の一例として、高度衛星放送方式で利用可能なＢＣＨ符号を適用する場合を示しており、K_bchは１９２ビットである。ＢＣＨパリティは基本的に情報ビットの一部として扱われ、ＬＤＰＣ符号で訂正しきれない軽微なビット誤りを保護する役割を有する。ＬＤＰＣパリティ長が等しい場合、図９（ａ）及び図９（ｂ）は、ＬＤＰＣ符号の訂正能力は同等である。しかしながら、誤り訂正の大部分の能力はＬＤＰＣ符号に依存するため、主として、図９（ａ）に示す伝送フレームを前提に説明する。

図９（ａ）に示すように、ＬＤＰＣ符号化率９／１６の場合、次世代地上放送伝送方式を想定した伝送フレーム長は、ＬＤＰＣ符号長である６９１２０ビットに相当する。６９１２０ビットは３６０の整数倍で構成され、３６０×１９２で分割することが可能である。また、情報ビット長は３８８８０ビットであり、３８８８０／６９１２０＝９／１６であることから、本伝送フレームはＬＤＰＣ符号化率９／１６を満たしている。また、符号長６９１２０ビットは、高度衛星放送方式におけるＬＤＰＣ符号長４４８８０ビットよりも十分長いことから、よりシャノン限界に近い誤り訂正能力が期待できる。

まず、一実施例のＬＤＰＣ符号化率９／１６における符号化器（ＬＤＰＣ符号化部１１４）の処理過程について説明する。

（ＬＤＰＣ符号化率９／１６における符号化器の処理過程）
本実施例の符号化器（ＬＤＰＣ符号化部１１４）は、部分行列Ａ，Ｂにより２個の領域に分割された検査行列Ｈを生成し、この検査行列Ｈを用いてＬＤＰＣ符号パリティの生成を行う。ＬＤＰＣ符号化率９／１６における検査行列Ｈの基本構成を図１０に示す。検査行列Ｈの行方向の長さがＬＤＰＣ符号長に相当し、ＬＤＰＣ符号長Ｎ＝６９１２０と設定する。本検査行列の符号化率は９／１６であることから、検査行列Ｈの列方向の長さがＬＤＰＣパリティ長に相当し、ＬＤＰＣパリティ長Ｐ＝３０２４０ビットである。

図１０において、部分行列Ａは、上述の表２に示す検査行列初期値テーブルを用いて構成される部分行列であり、部分行列ＢにはＬＤＧＭ構造（図１１）を適用する。ＬＤＧＭ構造の行重み（検査行列の行方向の１の数）は１行目が１で残りの行重みは全て２、列重みは全ての列で２（ただし、最後列のみ１）である階段行列である。

部分行列Ａのサイズは、図１２に示すように、３０２４０ビット（行）×３８８８０ビット（列）で構成される。

部分行列Ａにおいて、部分行列のサイズは有限であることから、上述した式（１）に基づき、検査行列の１の位置は算出され、式（１）のＱは、符号化率毎に定まる値を持つサイクル数であり、Ｑは上述した式（２）で求められる。

よって、本実施例のＬＤＰＣ符号化率９／１６において、部分行列Ａの場合、Ｑ＝８４となる。

以下、より具体的に、ＬＤＰＣ符号化率９／１６における部分行列Ａ，Ｂにより２個の領域に分割された検査行列Ｈを生成する方法について説明する。

まず、部分行列Ａ（図１２）について説明する。本実施例の符号化器（ＬＤＰＣ符号化部１１４）は、部分行列Ａを形成するために、上述の表２に示す検査行列初期値テーブルの一部から数値を読み出して、検査行列Ｈにおける部分行列Ａの領域内の１の位置を周期的に配置する。表２に示す検査行列初期値テーブルは、列方向に１０８、行方向に最大２３の数値が記載されている。この数値は、部分行列Ａで利用する検査行列の１の最初の位置（初期値）に相当する。即ち、表２中のｉ行目・ｊ列目の数値座標hi-j(数値）により、図１０に示す検査行列Ｈ内の部分行列Ａにおける１の最初の位置を指定する。一例として、図１２において、h1-1(392)は、部分行列Ａの１列目の１を３９２行目に配置することに相当し、h1-2（1720)は、部分行列Ａの１列目の１を１７２０行目に配置することに相当する。また、h2-1(586)は、部分行列Ａの３６１列目の１を５８６行目に配置し、h2-2(4053)は部分行列Ａの３６１列目の１を４０５３行目に配置することに相当する。

以上の関係に基づき、図１２に示すように、本実施例の符号化器（ＬＤＰＣ符号化部１１４）は、表２における検査行列初期値テーブルから、部分行列Ａの３６０列毎の１を配置する行位置を指定するための１０８行・ｊ列（最大２３列）の数値座標hi-j(数値）のすべてを読み出して当該指定される部分行列Ａ内の位置に１を最初に割り当て、この最初に割り当てた１の位置を基準にして１ビット分を行方向に右方シフトし、且つ所定のサイクル数Ｑ＝８４（８４ビット）で列方向に下方シフトした位置に１を割り当てることを繰り返すことで、検査行列Ｈ内の部分行列Ａを構成する。

〈表２における検査行列初期値テーブルの部分行列Ａ用の数値座標hi-j(数値）〉
１行目：h1-1（392）からh1-23（29055）
２行目：h2-1（586）からh2-23（28778）
３行目：h3-1（713）からh3-23（29078)
・・・・
１５行目：h15-1（1025）からh15-23（24075)
１６行目：h16-1（2441）からh16-7（28939)
・・・・
４０行目：h40-1（6879）からh40-7（27591)
４１行目：h41-1（12538）からh41-3（18071)
・・・・
１０８行目：h108-1（7214）からh108-3（16115）

このように、表２における部分行列Ａ用の数値座標hi-j(数値）における１０８（この１０８行の各行が部分行列Ａの３６０列毎の最初の１列に相当）の数値を１列毎（この１列毎の数値が部分行列Ａの３６０列毎の最初の行位置に相当）に読み出し、図１２に示すように、所定のサイクル数Ｑ＝８４シフトを繰り返すことで、３６０×８４＝３０２４０ビット（列）相当の検査行列Ｈにおける部分行列Ａの１の位置を指定することが可能となる。

以上の処理により求められたＬＤＰＣ符号化率９／１６における部分行列Ａ、Ｂの集合行列である検査行列Ｈを用いて、上述したパリティ検査方程式（３）により、ＬＤＰＣパリティを算出する。尚、符号化率９／１６の場合、情報ビット長は３８８８０ビットであることから、パリティ検査方程式においては、ＬＤＧＭ構造に基づくパリティ計算が適用される。

本実施例の符号化器（ＬＤＰＣ符号化部１１４）は６９１２０ビットを基本単位としており、また、６９１２０は１，２，３，４，５，６，８，１０，１１，１２，１５，１６等の値で割り切れる値である。よって本実施例の符号化器は、図１に示す送信装置１の機能ブロックとして適用した場合、非常に多様な変調多値数を用いることが可能であり、例えば、ＢＰＳＫ（π／２シフトＢＰＳＫ）、ＱＰＳＫ、８ＰＳＫ、１６ＡＰＳＫ（１６ＱＡＭ）、３２ＡＰＳＫ（３２ＱＡＭ）、６４ＱＡＭ、２５６ＱＡＭ、１０２４ＱＡＭ等、非常に多様な多値変調方式に対応可能である。よって、本実施例の送信装置１により非常に柔軟な変調方式及び符号化率を組み合わせた信号送信が可能となる。尚、ＬＤＰＣ符号化に用いた検査行列のための検査行列初期値テーブルは、補助情報として送信装置１から受信装置２に送信することができ、或いはまた、受信装置２により予め保持させてもよい。或いは、送信装置１から受信装置２に検査行列自体を送信することができ、又は、検査行列自体を受信装置２により予め保持させてもよい。

続いて、本実施例のＬＤＰＣ符号化率９／１６における復号器（ＬＤＰＣ復号部２１２）の処理過程について説明する。

（ＬＤＰＣ符号化率９／１６における復号器の処理過程）
本実施例の復号器（ＬＤＰＣ復号部２１２）は、部分行列Ａ，Ｂにより２個の領域に分割された検査行列Ｈを用いて、ＬＤＰＣ符号の復号処理を行う。以下の説明では簡単のため、変調方式はＢＰＳＫとする。

本実施例の復号器（ＬＤＰＣ復号部２１２）は、まず、送信シンボルｘ_ｎ及び受信シンボルｙ_ｎに基づいて対数尤度比λ_ｎ（ｎ＝１〜６９１２０）を算出する。対数尤度比λ_ｎとは送るビット０と１の確からしさの比の自然対数であり、送信シンボルｘ_ｎ及び受信シンボルｙ_ｎを用いて上述した式（４）で表される。

式（４）により取得した対数尤度比、及び上述の符号化率９／１６に相当する検査行列Ｈ（図１０に相当）を用いて、sum−product復号法等によるＬＤＰＣ復号法を行う。反復復号回数は任意の値とする。また、ＬＤＰＣ復号においてはsum−product復号法以外にもmin−sum復号法等、多様な手段が提案されているが、検査行列を用いた尤度比を最大化する様々な手法を本発明に係るＬＤＰＣ復号に適用可能である。

図１３は、検査行列初期値テーブル（表２）によるＬＤＰＣ符号化率９／１６についてＢＣＨ符号を使用しないときのＱＰＳＫ変調におけるＣ／Ｎ対ＢＥＲ特性（計算機シミュレーション）を示している。尚、図１３において、復号アルゴリズムは、sum−product復号法（例えば、非特許文献１参照）を利用した。sum−product復号法の復号反復回数は５０回である。図１４に、符号化率９／１６におけるシャノン限界Ｃ／Ｎと、図１３から取得したＢＥＲ＝１×１０^−７点におけるＣ／Ｎの比較結果を示す。図１４より、本検査行列に基づく符号化器、復号器、送信装置１及び受信装置２を適用することで、シャノン限界に迫る復号性能が得られることがわかる。従って、表２に基づく検査行列Ｈの採用により、現行の地上デジタル放送では困難であったシャノン限界に対し１ｄＢ未満となる好ましい伝送性能が得られるようになる。

（ＬＤＰＣ符号化率１０／１６の伝送フレーム構成）
図１５（ａ），（ｂ）は、それぞれ本発明による一実施例のＬＤＰＣ符号化率１０／１６の伝送システムにおける伝送フレームの構成を示している。特に、図１５（ａ）は、誤り訂正符号として、ＬＤＰＣ符号化率１０／１６のＬＤＰＣ符号のみを用いる場合の伝送フレームの構成を示しており、図１５（ｂ）は、誤り訂正符号として、外符号としてのＢＣＨ符号、及び内符号としてのＬＤＰＣ符号化率１０／１６のＬＤＰＣ符号よりなる連接符号を用いる場合の伝送フレームの構成を示している。そして、図１５（ａ），（ｂ）にそれぞれ示す伝送フレームは、次世代地上放送伝送方式で用いるＬＤＰＣ符号を基本とする伝送フレームを想定している。

まず、図１５（ａ）に示す伝送フレームは、ＬＤＰＣ符号化率１０／１６を満たす情報ビット及びＬＤＰＣパリティから構成される。本発明による一実施例の送信装置１は、図１５（ａ）に示す伝送フレーム構成を用いることにより、符号化及び変調を行う。そして、本発明による一実施例の受信装置２は、このフレーム構成に基づいて、復調及び誤り訂正符号の復号を行う。

また、図１５（ｂ）に示す伝送フレームは、図１５（ａ）の変形として、情報ビット、ＢＣＨパリティ、及びＬＤＰＣパリティから構成され、図１５（ａ）に示す伝送フレームと同様に、本発明による一実施例の送信装置１及び受信装置２に適用可能である。図１５（ｂ）において、K_bchはＢＣＨ符号のパリティビット長に相当する。外符号の一例として、高度衛星放送方式で利用可能なＢＣＨ符号を適用する場合を示しており、K_bchは１９２ビットである。ＢＣＨパリティは基本的に情報ビットの一部として扱われ、ＬＤＰＣ符号で訂正しきれない軽微なビット誤りを保護する役割を有する。ＬＤＰＣパリティ長が等しい場合、図１５（ａ）及び図１５（ｂ）は、ＬＤＰＣ符号の訂正能力は同等である。しかしながら、誤り訂正の大部分の能力はＬＤＰＣ符号に依存するため、主として、図１５（ａ）に示す伝送フレームを前提に説明する。

図１５（ａ）に示すように、ＬＤＰＣ符号化率１０／１６の場合、次世代地上放送伝送方式を想定した伝送フレーム長は、ＬＤＰＣ符号長である６９１２０ビットに相当する。６９１２０ビットは３６０の整数倍で構成され、３６０×１９２で分割することが可能である。また、情報ビット長は４３２００ビットであり、４３２００／６９１２０＝１０／１６であることから、本伝送フレームはＬＤＰＣ符号化率１０／１６を満たしている。また、符号長６９１２０ビットは、高度衛星放送方式におけるＬＤＰＣ符号長４４８８０ビットよりも十分長いことから、よりシャノン限界に近い誤り訂正能力が期待できる。

まず、一実施例のＬＤＰＣ符号化率１０／１６における符号化器（ＬＤＰＣ符号化部１１４）の処理過程について説明する。

（ＬＤＰＣ符号化率１０／１６における符号化器の処理過程）
本実施例の符号化器（ＬＤＰＣ符号化部１１４）は、部分行列Ａ，Ｂにより２個の領域に分割された検査行列Ｈを生成し、この検査行列Ｈを用いてＬＤＰＣ符号パリティの生成を行う。ＬＤＰＣ符号化率１０／１６における検査行列Ｈの基本構成を図１６に示す。検査行列Ｈの行方向の長さがＬＤＰＣ符号長に相当し、ＬＤＰＣ符号長Ｎ＝６９１２０と設定する。本検査行列の符号化率は１０／１６であることから、検査行列Ｈの列方向の長さがＬＤＰＣパリティ長に相当し、ＬＤＰＣパリティ長Ｐ＝２５９２０ビットである。

図１６において、部分行列Ａは、上述の表３に示す検査行列初期値テーブルを用いて構成される部分行列であり、部分行列ＢにはＬＤＧＭ構造（図１７）を適用する。ＬＤＧＭ構造の行重み（検査行列の行方向の１の数）は１行目が１で残りの行重みは全て２、列重みは全ての列で２（ただし、最後列のみ１）である階段行列である。

部分行列Ａのサイズは、図１８に示すように、２５９２０ビット（行）×４３２００ビット（列）で構成される。

部分行列Ａにおいて、部分行列のサイズは有限であることから、上述した式（１）に基づき、検査行列の１の位置は算出され、式（１）のＱは、符号化率毎に定まる値を持つサイクル数であり、Ｑは上述した式（２）で求められる。

よって、本実施例のＬＤＰＣ符号化率１０／１６において、部分行列Ａの場合、Ｑ＝７２となる。

以下、より具体的に、ＬＤＰＣ符号化率１０／１６における部分行列Ａ，Ｂにより２個の領域に分割された検査行列Ｈを生成する方法について説明する。

まず、部分行列Ａ（図１８）について説明する。本実施例の符号化器（ＬＤＰＣ符号化部１１４）は、部分行列Ａを形成するために、上述の表３に示す検査行列初期値テーブルの一部から数値を読み出して、検査行列Ｈにおける部分行列Ａの領域内の１の位置を周期的に配置する。表３に示す検査行列初期値テーブルは、列方向に１２０、行方向に最大２０の数値が記載されている。この数値は、部分行列Ａで利用する検査行列の１の最初の位置（初期値）に相当する。即ち、表３中のｉ行目・ｊ列目の数値座標hi-j(数値）により、図１６に示す検査行列Ｈ内の部分行列Ａにおける１の最初の位置を指定する。一例として、図１８において、h1-1(853)は、部分行列Ａの１列目の１を８５３行目に配置することに相当し、h1-2（2268)は、部分行列Ａの１列目の１を２２６８行目に配置することに相当する。また、h2-1(74)は、部分行列Ａの３６１列目の１を７４行目に配置し、h2-2(234)は部分行列Ａの３６１列目の１を２３４行目に配置することに相当する。

以上の関係に基づき、図１８に示すように、本実施例の符号化器（ＬＤＰＣ符号化部１１４）は、表３における検査行列初期値テーブルから、部分行列Ａの３６０列毎の１を配置する行位置を指定するための１２０行・ｊ列（最大２０列）の数値座標hi-j(数値）のすべてを読み出して当該指定される部分行列Ａ内の位置に１を最初に割り当て、この最初に割り当てた１の位置を基準にして１ビット分を行方向に右方シフトし、且つ所定のサイクル数Ｑ＝７２（７２ビット）で列方向に下方シフトした位置に１を割り当てることを繰り返すことで、検査行列Ｈ内の部分行列Ａを構成する。

〈表３における検査行列初期値テーブルの部分行列Ａ用の数値座標hi-j(数値）〉
１行目：h1-1（853）からh1-20（25419）
２行目：h2-1（74）からh2-20（23213）
３行目：h3-1（2068）からh3-20（25911)
・・・・
１５行目：h15-1（1535）からh15-20（23358)
１６行目：h16-1（6372）からh16-9（18582)
・・・・
３６行目：h36-1（4185）からh36-9（20932)
３７行目：h37-1（2856）からh37-3（15157)
・・・・
１２０行目：h120-1（10061）からh120-3（20941）

このように、表３における部分行列Ａ用の数値座標hi-j(数値）における１２０（この１２０行の各行が部分行列Ａの３６０列毎の最初の１列に相当）の数値を１列毎（この１列毎の数値が部分行列Ａの３６０列毎の最初の行位置に相当）に読み出し、図１８に示すように、所定のサイクル数Ｑ＝７２シフトを繰り返すことで、３６０×７２＝２５９２０ビット（列）相当の検査行列Ｈにおける部分行列Ａの１の位置を指定することが可能となる。

以上の処理により求められたＬＤＰＣ符号化率１０／１６における部分行列Ａ、Ｂの集合行列である検査行列Ｈを用いて、上述したパリティ検査方程式（３）により、ＬＤＰＣパリティを算出する。尚、符号化率１０／１６の場合、情報ビット長は４３２００ビットであることから、パリティ検査方程式においては、ＬＤＧＭ構造に基づくパリティ計算が適用される。

本実施例の符号化器（ＬＤＰＣ符号化部１１４）は６９１２０ビットを基本単位としており、また、６９１２０は１，２，３，４，５，６，８，１０，１１，１２，１５，１６等の値で割り切れる値である。よって本実施例の符号化器は、図１に示す送信装置１の機能ブロックとして適用した場合、非常に多様な変調多値数を用いることが可能であり、例えば、ＢＰＳＫ（π／２シフトＢＰＳＫ）、ＱＰＳＫ、８ＰＳＫ、１６ＡＰＳＫ（１６ＱＡＭ）、３２ＡＰＳＫ（３２ＱＡＭ）、６４ＱＡＭ、２５６ＱＡＭ、１０２４ＱＡＭ等、非常に多様な多値変調方式に対応可能である。よって、本実施例の送信装置１により非常に柔軟な変調方式及び符号化率を組み合わせた信号送信が可能となる。尚、ＬＤＰＣ符号化に用いた検査行列のための検査行列初期値テーブルは、補助情報として送信装置１から受信装置２に送信することができ、或いはまた、受信装置２により予め保持させてもよい。或いは、送信装置１から受信装置２に検査行列自体を送信することができ、又は、検査行列自体を受信装置２により予め保持させてもよい。

続いて、本実施例のＬＤＰＣ符号化率１０／１６における復号器（ＬＤＰＣ復号部２１２）の処理過程について説明する。

（ＬＤＰＣ符号化率１０／１６における復号器の処理過程）
本実施例の復号器（ＬＤＰＣ復号部２１２）は、部分行列Ａ，Ｂにより２個の領域に分割された検査行列Ｈを用いて、ＬＤＰＣ符号の復号処理を行う。以下の説明では簡単のため、変調方式はＢＰＳＫとする。

本実施例の復号器（ＬＤＰＣ復号部２１２）は、まず、送信シンボルｘ_ｎ及び受信シンボルｙ_ｎに基づいて対数尤度比λ_ｎ（ｎ＝１〜６９１２０）を算出する。対数尤度比λ_ｎとは送るビット０と１の確からしさの比の自然対数であり、送信シンボルｘ_ｎ及び受信シンボルｙ_ｎを用いて上述した式（４）で表される。

式（４）により取得した対数尤度比、及び上述の符号化率１０／１６に相当する検査行列Ｈ（図１６に相当）を用いて、sum−product復号法等によるＬＤＰＣ復号法を行う。反復復号回数は任意の値とする。また、ＬＤＰＣ復号においてはsum−product復号法以外にもmin−sum復号法等、多様な手段が提案されているが、検査行列を用いた尤度比を最大化する様々な手法を本発明に係るＬＤＰＣ復号に適用可能である。

図１９は、検査行列初期値テーブル（表３）によるＬＤＰＣ符号化率１０／１６についてＢＣＨ符号を使用しないときのＱＰＳＫ変調におけるＣ／Ｎ対ＢＥＲ特性（計算機シミュレーション）を示している。尚、図１９において、復号アルゴリズムは、sum−product復号法（例えば、非特許文献１参照）を利用した。sum−product復号法の復号反復回数は５０回である。図２０に、符号化率１０／１６におけるシャノン限界Ｃ／Ｎと、図１９から取得したＢＥＲ＝１×１０^−７点におけるＣ／Ｎの比較結果を示す。図２０より、本検査行列に基づく符号化器、復号器、送信装置１及び受信装置２を適用することで、シャノン限界に迫る復号性能が得られることがわかる。従って、表３に基づく検査行列Ｈの採用により、現行の地上デジタル放送では困難であったシャノン限界に対し１ｄＢ未満となる好ましい伝送性能が得られるようになる。

（ＬＤＰＣ符号化率１１／１６の伝送フレーム構成）
図２１（ａ），（ｂ）は、それぞれ本発明による一実施例のＬＤＰＣ符号化率１１／１６の伝送システムにおける伝送フレームの構成を示している。特に、図２１（ａ）は、誤り訂正符号として、ＬＤＰＣ符号化率１１／１６のＬＤＰＣ符号のみを用いる場合の伝送フレームの構成を示しており、図２１（ｂ）は、誤り訂正符号として、外符号としてのＢＣＨ符号、及び内符号としてのＬＤＰＣ符号化率１１／１６のＬＤＰＣ符号よりなる連接符号を用いる場合の伝送フレームの構成を示している。そして、図２１（ａ），（ｂ）にそれぞれ示す伝送フレームは、次世代地上放送伝送方式で用いるＬＤＰＣ符号を基本とする伝送フレームを想定している。

まず、図２１（ａ）に示す伝送フレームは、ＬＤＰＣ符号化率１１／１６を満たす情報ビット及びＬＤＰＣパリティから構成される。本発明による一実施例の送信装置１は、図２１（ａ）に示す伝送フレーム構成を用いることにより、符号化及び変調を行う。そして、本発明による一実施例の受信装置２は、このフレーム構成に基づいて、復調及び誤り訂正符号の復号を行う。

また、図２１（ｂ）に示す伝送フレームは、図２１（ａ）の変形として、情報ビット、ＢＣＨパリティ、及びＬＤＰＣパリティから構成され、図２１（ａ）に示す伝送フレームと同様に、本発明による一実施例の送信装置１及び受信装置２に適用可能である。図２１（ｂ）において、K_bchはＢＣＨ符号のパリティビット長に相当する。外符号の一例として、高度衛星放送方式で利用可能なＢＣＨ符号を適用する場合を示しており、K_bchは１９２ビットである。ＢＣＨパリティは基本的に情報ビットの一部として扱われ、ＬＤＰＣ符号で訂正しきれない軽微なビット誤りを保護する役割を有する。ＬＤＰＣパリティ長が等しい場合、図２１（ａ）及び図２１（ｂ）は、ＬＤＰＣ符号の訂正能力は同等である。しかしながら、誤り訂正の大部分の能力はＬＤＰＣ符号に依存するため、主として、図２１（ａ）に示す伝送フレームを前提に説明する。

図２１（ａ）に示すように、ＬＤＰＣ符号化率１１／１６の場合、次世代地上放送伝送方式を想定した伝送フレーム長は、ＬＤＰＣ符号長である６９１２０ビットに相当する。６９１２０ビットは３６０の整数倍で構成され、３６０×１９２で分割することが可能である。また、情報ビット長は４７５２０ビットであり、４７５２０／６９１２０＝１１／１６であることから、本伝送フレームはＬＤＰＣ符号化率１１／１６を満たしている。また、符号長６９１２０ビットは、高度衛星放送方式におけるＬＤＰＣ符号長４４８８０ビットよりも十分長いことから、よりシャノン限界に近い誤り訂正能力が期待できる。

まず、一実施例のＬＤＰＣ符号化率１１／１６における符号化器（ＬＤＰＣ符号化部１１４）の処理過程について説明する。

（ＬＤＰＣ符号化率１１／１６における符号化器の処理過程）
本実施例の符号化器（ＬＤＰＣ符号化部１１４）は、部分行列Ａ，Ｂにより２個の領域に分割された検査行列Ｈを生成し、この検査行列Ｈを用いてＬＤＰＣ符号パリティの生成を行う。ＬＤＰＣ符号化率１１／１６における検査行列Ｈの基本構成を図２２に示す。検査行列Ｈの行方向の長さがＬＤＰＣ符号長に相当し、ＬＤＰＣ符号長Ｎ＝６９１２０と設定する。本検査行列の符号化率は１１／１６であることから、検査行列Ｈの列方向の長さがＬＤＰＣパリティ長に相当し、ＬＤＰＣパリティ長Ｐ＝２１６００ビットである。

図２２において、部分行列Ａは、上述の表４に示す検査行列初期値テーブルを用いて構成される部分行列であり、部分行列ＢにはＬＤＧＭ構造（図２３）を適用する。ＬＤＧＭ構造の行重み（検査行列の行方向の１の数）は１行目が１で残りの行重みは全て２、列重みは全ての列で２（ただし、最後列のみ１）である階段行列である。

部分行列Ａのサイズは、図２４に示すように、２１６００ビット（行）×４７５２０ビット（列）で構成される。

部分行列Ａにおいて、部分行列のサイズは有限であることから、上述した式（１）に基づき、検査行列の１の位置は算出され、式（１）のＱは、符号化率毎に定まる値を持つサイクル数であり、Ｑは上述した式（２）で求められる。

よって、本実施例のＬＤＰＣ符号化率１１／１６において、部分行列Ａの場合、Ｑ＝６０となる。

以下、より具体的に、ＬＤＰＣ符号化率１１／１６における部分行列Ａ，Ｂにより２個の領域に分割された検査行列Ｈを生成する方法について説明する。

まず、部分行列Ａ（図２４）について説明する。本実施例の符号化器（ＬＤＰＣ符号化部１１４）は、部分行列Ａを形成するために、上述の表４に示す検査行列初期値テーブルの一部から数値を読み出して、検査行列Ｈにおける部分行列Ａの領域内の１の位置を周期的に配置する。表４に示す検査行列初期値テーブルは、列方向に１３２、行方向に最大１５の数値が記載されている。この数値は、部分行列Ａで利用する検査行列の１の最初の位置（初期値）に相当する。即ち、表４中のｉ行目・ｊ列目の数値座標hi-j(数値）により、図２２に示す検査行列Ｈ内の部分行列Ａにおける１の最初の位置を指定する。一例として、図２４において、h1-1(939)は、部分行列Ａの１列目の１を９３９行目に配置することに相当し、h1-2（1004)は、部分行列Ａの１列目の１を１００４行目に配置することに相当する。また、h2-1(1830)は、部分行列Ａの３６１列目の１を１８３０行目に配置し、h2-2(3547)は部分行列Ａの３６１列目の１を３５４７行目に配置することに相当する。

以上の関係に基づき、図２４に示すように、本実施例の符号化器（ＬＤＰＣ符号化部１１４）は、表４における検査行列初期値テーブルから、部分行列Ａの３６０列毎の１を配置する行位置を指定するための１３２行・ｊ列（最大１５列）の数値座標hi-j(数値）のすべてを読み出して当該指定される部分行列Ａ内の位置に１を最初に割り当て、この最初に割り当てた１の位置を基準にして１ビット分を行方向に右方シフトし、且つ所定のサイクル数Ｑ＝６０（６０ビット）で列方向に下方シフトした位置に１を割り当てることを繰り返すことで、検査行列Ｈ内の部分行列Ａを構成する。

〈表４における検査行列初期値テーブルの部分行列Ａ用の数値座標hi-j(数値）〉
１行目：h1-1（939）からh1-15（21005）
２行目：h2-1（1830）からh2-15（21176）
３行目：h3-1（402）からh3-15（11028)
・・・・
３０行目：h30-1（880）からh30-15（21214)
３１行目：h31-1（1154）からh31-10（18617)
３２行目：h32-1（8175）からh32-3（15203)
・・・・
１３２行目：h132-1（3480）からh132-3（15867）

このように、表４における部分行列Ａ用の数値座標hi-j(数値）における１３２（この１３２行の各行が部分行列Ａの３６０列毎の最初の１列に相当）の数値を１列毎（この１列毎の数値が部分行列Ａの３６０列毎の最初の行位置に相当）に読み出し、図２４に示すように、所定のサイクル数Ｑ＝６０シフトを繰り返すことで、３６０×６０＝２１６００ビット（列）相当の検査行列Ｈにおける部分行列Ａの１の位置を指定することが可能となる。

以上の処理により求められたＬＤＰＣ符号化率１１／１６における部分行列Ａ、Ｂの集合行列である検査行列Ｈを用いて、上述したパリティ検査方程式（３）により、ＬＤＰＣパリティを算出する。尚、符号化率１１／１６の場合、情報ビット長は４７５２０ビットであることから、パリティ検査方程式においては、ＬＤＧＭ構造に基づくパリティ計算が適用される。

本実施例の符号化器（ＬＤＰＣ符号化部１１４）は６９１２０ビットを基本単位としており、また、６９１２０は１，２，３，４，５，６，８，１０，１１，１２，１５，１６等の値で割り切れる値である。よって本実施例の符号化器は、図１に示す送信装置１の機能ブロックとして適用した場合、非常に多様な変調多値数を用いることが可能であり、例えば、ＢＰＳＫ（π／２シフトＢＰＳＫ）、ＱＰＳＫ、８ＰＳＫ、１６ＡＰＳＫ（１６ＱＡＭ）、３２ＡＰＳＫ（３２ＱＡＭ）、６４ＱＡＭ、２５６ＱＡＭ、１０２４ＱＡＭ等、非常に多様な多値変調方式に対応可能である。よって、本実施例の送信装置１により非常に柔軟な変調方式及び符号化率を組み合わせた信号送信が可能となる。尚、ＬＤＰＣ符号化に用いた検査行列のための検査行列初期値テーブルは、補助情報として送信装置１から受信装置２に送信することができ、或いはまた、受信装置２により予め保持させてもよい。或いは、送信装置１から受信装置２に検査行列自体を送信することができ、又は、検査行列自体を受信装置２により予め保持させてもよい。

続いて、本実施例のＬＤＰＣ符号化率１１／１６における復号器（ＬＤＰＣ復号部２１２）の処理過程について説明する。

（ＬＤＰＣ符号化率１１／１６における復号器の処理過程）
本実施例の復号器（ＬＤＰＣ復号部２１２）は、部分行列Ａ，Ｂにより２個の領域に分割された検査行列Ｈを用いて、ＬＤＰＣ符号の復号処理を行う。以下の説明では簡単のため、変調方式はＢＰＳＫとする。

本実施例の復号器（ＬＤＰＣ復号部２１２）は、まず、送信シンボルｘ_ｎ及び受信シンボルｙ_ｎに基づいて対数尤度比λ_ｎ（ｎ＝１〜６９１２０）を算出する。対数尤度比λ_ｎとは送るビット０と１の確からしさの比の自然対数であり、送信シンボルｘ_ｎ及び受信シンボルｙ_ｎを用いて上述した式（４）で表される。

式（４）により取得した対数尤度比、及び上述の符号化率１１／１６に相当する検査行列Ｈ（図２２に相当）を用いて、sum−product復号法等によるＬＤＰＣ復号法を行う。反復復号回数は任意の値とする。また、ＬＤＰＣ復号においてはsum−product復号法以外にもmin−sum復号法等、多様な手段が提案されているが、検査行列を用いた尤度比を最大化する様々な手法を本発明に係るＬＤＰＣ復号に適用可能である。

図２５は、検査行列初期値テーブル（表４）によるＬＤＰＣ符号化率１１／１６についてＢＣＨ符号を使用しないときのＱＰＳＫ変調におけるＣ／Ｎ対ＢＥＲ特性（計算機シミュレーション）を示している。尚、図２５において、復号アルゴリズムは、sum−product復号法（例えば、非特許文献１参照）を利用した。sum−product復号法の復号反復回数は５０回である。図２６に、符号化率１１／１６におけるシャノン限界Ｃ／Ｎと、図２５から取得したＢＥＲ＝１×１０^−７点におけるＣ／Ｎの比較結果を示す。図２６より、本検査行列に基づく符号化器、復号器、送信装置１及び受信装置２を適用することで、シャノン限界に迫る復号性能が得られることがわかる。従って、表４に基づく検査行列Ｈの採用により、現行の地上デジタル放送では困難であったシャノン限界に対し１ｄＢ未満となる好ましい伝送性能が得られるようになる。

（ＬＤＰＣ符号化率１２／１６の伝送フレーム構成）
図２７（ａ），（ｂ）は、それぞれ本発明による一実施例のＬＤＰＣ符号化率１２／１６の伝送システムにおける伝送フレームの構成を示している。特に、図２７（ａ）は、誤り訂正符号として、ＬＤＰＣ符号化率１２／１６のＬＤＰＣ符号のみを用いる場合の伝送フレームの構成を示しており、図２７（ｂ）は、誤り訂正符号として、外符号としてのＢＣＨ符号、及び内符号としてのＬＤＰＣ符号化率１２／１６のＬＤＰＣ符号よりなる連接符号を用いる場合の伝送フレームの構成を示している。そして、図２７（ａ），（ｂ）にそれぞれ示す伝送フレームは、次世代地上放送伝送方式で用いるＬＤＰＣ符号を基本とする伝送フレームを想定している。

まず、図２７（ａ）に示す伝送フレームは、ＬＤＰＣ符号化率１２／１６を満たす情報ビット及びＬＤＰＣパリティから構成される。本発明による一実施例の送信装置１は、図２７（ａ）に示す伝送フレーム構成を用いることにより、符号化及び変調を行う。そして、本発明による一実施例の受信装置２は、このフレーム構成に基づいて、復調及び誤り訂正符号の復号を行う。

また、図２７（ｂ）に示す伝送フレームは、図２７（ａ）の変形として、情報ビット、ＢＣＨパリティ、及びＬＤＰＣパリティから構成され、図２７（ａ）に示す伝送フレームと同様に、本発明による一実施例の送信装置１及び受信装置２に適用可能である。図２７（ｂ）において、K_bchはＢＣＨ符号のパリティビット長に相当する。外符号の一例として、高度衛星放送方式で利用可能なＢＣＨ符号を適用する場合を示しており、K_bchは１９２ビットである。ＢＣＨパリティは基本的に情報ビットの一部として扱われ、ＬＤＰＣ符号で訂正しきれない軽微なビット誤りを保護する役割を有する。ＬＤＰＣパリティ長が等しい場合、図２７（ａ）及び図２７（ｂ）は、ＬＤＰＣ符号の訂正能力は同等である。しかしながら、誤り訂正の大部分の能力はＬＤＰＣ符号に依存するため、主として、図２７（ａ）に示す伝送フレームを前提に説明する。

図２７（ａ）に示すように、ＬＤＰＣ符号化率１２／１６の場合、次世代地上放送伝送方式を想定した伝送フレーム長は、ＬＤＰＣ符号長である６９１２０ビットに相当する。６９１２０ビットは３６０の整数倍で構成され、３６０×１９２で分割することが可能である。また、情報ビット長は５１８４０ビットであり、５１８４０／６９１２０＝１２／１６であることから、本伝送フレームはＬＤＰＣ符号化率１２／１６を満たしている。また、符号長６９１２０ビットは、高度衛星放送方式におけるＬＤＰＣ符号長４４８８０ビットよりも十分長いことから、よりシャノン限界に近い誤り訂正能力が期待できる。

まず、一実施例のＬＤＰＣ符号化率１２／１６における符号化器（ＬＤＰＣ符号化部１１４）の処理過程について説明する。

（ＬＤＰＣ符号化率１２／１６における符号化器の処理過程）
本実施例の符号化器（ＬＤＰＣ符号化部１１４）は、部分行列Ａ，Ｂにより２個の領域に分割された検査行列Ｈを生成し、この検査行列Ｈを用いてＬＤＰＣ符号パリティの生成を行う。ＬＤＰＣ符号化率１２／１６における検査行列Ｈの基本構成を図２８に示す。検査行列Ｈの行方向の長さがＬＤＰＣ符号長に相当し、ＬＤＰＣ符号長Ｎ＝６９１２０と設定する。本検査行列の符号化率は１２／１６であることから、検査行列Ｈの列方向の長さがＬＤＰＣパリティ長に相当し、ＬＤＰＣパリティ長Ｐ＝１７２８０ビットである。

図２８において、部分行列Ａは、上述の表５に示す検査行列初期値テーブルを用いて構成される部分行列であり、部分行列ＢにはＬＤＧＭ構造（図２９）を適用する。ＬＤＧＭ構造の行重み（検査行列の行方向の１の数）は１行目が１で残りの行重みは全て２、列重みは全ての列で２（ただし、最後列のみ１）である階段行列である。

部分行列Ａのサイズは、図３０に示すように、１７２８０ビット（行）×５１８４０ビット（列）で構成される。

部分行列Ａにおいて、部分行列のサイズは有限であることから、上述した式（１）に基づき、検査行列の１の位置は算出され、式（１）のＱは、符号化率毎に定まる値を持つサイクル数であり、Ｑは上述した式（２）で求められる。

よって、本実施例のＬＤＰＣ符号化率１２／１６において、部分行列Ａの場合、Ｑ＝４８となる。

以下、より具体的に、ＬＤＰＣ符号化率１２／１６における部分行列Ａ，Ｂにより２個の領域に分割された検査行列Ｈを生成する方法について説明する。

まず、部分行列Ａ（図３０）について説明する。本実施例の符号化器（ＬＤＰＣ符号化部１１４）は、部分行列Ａを形成するために、上述の表５に示す検査行列初期値テーブルの一部から数値を読み出して、検査行列Ｈにおける部分行列Ａの領域内の１の位置を周期的に配置する。表５に示す検査行列初期値テーブルは、列方向に１４４、行方向に最大１５の数値が記載されている。この数値は、部分行列Ａで利用する検査行列の１の最初の位置（初期値）に相当する。即ち、表５中のｉ行目・ｊ列目の数値座標hi-j(数値）により、図２８に示す検査行列Ｈ内の部分行列Ａにおける１の最初の位置を指定する。一例として、図３０において、h1-1(704)は、部分行列Ａの１列目の１を７０４行目に配置することに相当し、h1-2（1387)は、部分行列Ａの１列目の１を１３８７行目に配置することに相当する。また、h2-1(2451)は、部分行列Ａの３６１列目の１を２４５１行目に配置し、h2-2(2859)は部分行列Ａの３６１列目の１を２８５９行目に配置することに相当する。

以上の関係に基づき、図３０に示すように、本実施例の符号化器（ＬＤＰＣ符号化部１１４）は、表５における検査行列初期値テーブルから、部分行列Ａの３６０列毎の１を配置する行位置を指定するための１４４行・ｊ列（最大１５列）の数値座標hi-j(数値）のすべてを読み出して当該指定される部分行列Ａ内の位置に１を最初に割り当て、この最初に割り当てた１の位置を基準にして１ビット分を行方向に右方シフトし、且つ所定のサイクル数Ｑ＝４８（４８ビット）で列方向に下方シフトした位置に１を割り当てることを繰り返すことで、検査行列Ｈ内の部分行列Ａを構成する。

〈表５における検査行列初期値テーブルの部分行列Ａ用の数値座標hi-j(数値）〉
１行目：h1-1（704）からh1-15（17233）
２行目：h2-1（2451）からh2-15（16802）
３行目：h3-1（11）からh3-15（13589)
・・・・
１３行目：h13-1（327）からh13-15（15023)
１４行目：h14-1（2039）からh14-14（17192)
・・・・
３０行目：h30-1（2768）からh30-14（15922)
３１行目：h31-1（348）からh31-3（7702)
・・・・
１４４行目：h144-1（1054）からh144-3（6687）

このように、表５における部分行列Ａ用の数値座標hi-j(数値）における１４４（この１４４行の各行が部分行列Ａの３６０列毎の最初の１列に相当）の数値を１列毎（この１列毎の数値が部分行列Ａの３６０列毎の最初の行位置に相当）に読み出し、図３０に示すように、所定のサイクル数Ｑ＝４８シフトを繰り返すことで、３６０×４８＝１７２８０ビット（列）相当の検査行列Ｈにおける部分行列Ａの１の位置を指定することが可能となる。

以上の処理により求められたＬＤＰＣ符号化率１２／１６における部分行列Ａ、Ｂの集合行列である検査行列Ｈを用いて、上述したパリティ検査方程式（３）により、ＬＤＰＣパリティを算出する。尚、符号化率１２／１６の場合、情報ビット長は５１８４０ビットであることから、パリティ検査方程式においては、ＬＤＧＭ構造に基づくパリティ計算が適用される。

本実施例の符号化器（ＬＤＰＣ符号化部１１４）は６９１２０ビットを基本単位としており、また、６９１２０は１，２，３，４，５，６，８，１０，１１，１２，１５，１６等の値で割り切れる値である。よって本実施例の符号化器は、図１に示す送信装置１の機能ブロックとして適用した場合、非常に多様な変調多値数を用いることが可能であり、例えば、ＢＰＳＫ（π／２シフトＢＰＳＫ）、ＱＰＳＫ、８ＰＳＫ、１６ＡＰＳＫ（１６ＱＡＭ）、３２ＡＰＳＫ（３２ＱＡＭ）、６４ＱＡＭ、２５６ＱＡＭ、１０２４ＱＡＭ等、非常に多様な多値変調方式に対応可能である。よって、本実施例の送信装置１により非常に柔軟な変調方式及び符号化率を組み合わせた信号送信が可能となる。尚、ＬＤＰＣ符号化に用いた検査行列のための検査行列初期値テーブルは、補助情報として送信装置１から受信装置２に送信することができ、或いはまた、受信装置２により予め保持させてもよい。或いは、送信装置１から受信装置２に検査行列自体を送信することができ、又は、検査行列自体を受信装置２により予め保持させてもよい。

続いて、本実施例のＬＤＰＣ符号化率１２／１６における復号器（ＬＤＰＣ復号部２１２）の処理過程について説明する。

（ＬＤＰＣ符号化率１２／１６における復号器の処理過程）
本実施例の復号器（ＬＤＰＣ復号部２１２）は、部分行列Ａ，Ｂにより２個の領域に分割された検査行列Ｈを用いて、ＬＤＰＣ符号の復号処理を行う。以下の説明では簡単のため、変調方式はＢＰＳＫとする。

本実施例の復号器（ＬＤＰＣ復号部２１２）は、まず、送信シンボルｘ_ｎ及び受信シンボルｙ_ｎに基づいて対数尤度比λ_ｎ（ｎ＝１〜６９１２０）を算出する。対数尤度比λ_ｎとは送るビット０と１の確からしさの比の自然対数であり、送信シンボルｘ_ｎ及び受信シンボルｙ_ｎを用いて上述した式（４）で表される。

式（４）により取得した対数尤度比、及び上述の符号化率１２／１６に相当する検査行列Ｈ（図２８に相当）を用いて、sum−product復号法等によるＬＤＰＣ復号法を行う。反復復号回数は任意の値とする。また、ＬＤＰＣ復号においてはsum−product復号法以外にもmin−sum復号法等、多様な手段が提案されているが、検査行列を用いた尤度比を最大化する様々な手法を本発明に係るＬＤＰＣ復号に適用可能である。

図３１は、検査行列初期値テーブル（表５）によるＬＤＰＣ符号化率１２／１６についてＢＣＨ符号を使用しないときのＱＰＳＫ変調におけるＣ／Ｎ対ＢＥＲ特性（計算機シミュレーション）を示している。尚、図３１において、復号アルゴリズムは、sum−product復号法（例えば、非特許文献１参照）を利用した。sum−product復号法の復号反復回数は５０回である。図３２に、符号化率１２／１６におけるシャノン限界Ｃ／Ｎと、図３１から取得したＢＥＲ＝１×１０^−７点におけるＣ／Ｎの比較結果を示す。図３２より、本検査行列に基づく符号化器、復号器、送信装置１及び受信装置２を適用することで、シャノン限界に迫る復号性能が得られることがわかる。従って、表５に基づく検査行列Ｈの採用により、現行の地上デジタル放送では困難であったシャノン限界に対し１ｄＢ未満となる好ましい伝送性能が得られるようになる。

（ＬＤＰＣ符号化率１３／１６の伝送フレーム構成）
図３３（ａ），（ｂ）は、それぞれ本発明による一実施例のＬＤＰＣ符号化率１３／１６の伝送システムにおける伝送フレームの構成を示している。特に、図３３（ａ）は、誤り訂正符号として、ＬＤＰＣ符号化率１３／１６のＬＤＰＣ符号のみを用いる場合の伝送フレームの構成を示しており、図３３（ｂ）は、誤り訂正符号として、外符号としてのＢＣＨ符号、及び内符号としてのＬＤＰＣ符号化率１３／１６のＬＤＰＣ符号よりなる連接符号を用いる場合の伝送フレームの構成を示している。そして、図３３（ａ），（ｂ）にそれぞれ示す伝送フレームは、次世代地上放送伝送方式で用いるＬＤＰＣ符号を基本とする伝送フレームを想定している。

まず、図３３（ａ）に示す伝送フレームは、ＬＤＰＣ符号化率１３／１６を満たす情報ビット及びＬＤＰＣパリティから構成される。本発明による一実施例の送信装置１は、図３３（ａ）に示す伝送フレーム構成を用いることにより、符号化及び変調を行う。そして、本発明による一実施例の受信装置２は、このフレーム構成に基づいて、復調及び誤り訂正符号の復号を行う。

また、図３３（ｂ）に示す伝送フレームは、図３３（ａ）の変形として、情報ビット、ＢＣＨパリティ、及びＬＤＰＣパリティから構成され、図３３（ａ）に示す伝送フレームと同様に、本発明による一実施例の送信装置１及び受信装置２に適用可能である。図３３（ｂ）において、K_bchはＢＣＨ符号のパリティビット長に相当する。外符号の一例として、高度衛星放送方式で利用可能なＢＣＨ符号を適用する場合を示しており、K_bchは１９２ビットである。ＢＣＨパリティは基本的に情報ビットの一部として扱われ、ＬＤＰＣ符号で訂正しきれない軽微なビット誤りを保護する役割を有する。ＬＤＰＣパリティ長が等しい場合、図３３（ａ）及び図３３（ｂ）は、ＬＤＰＣ符号の訂正能力は同等である。しかしながら、誤り訂正の大部分の能力はＬＤＰＣ符号に依存するため、主として、図３３（ａ）に示す伝送フレームを前提に説明する。

図３３（ａ）に示すように、ＬＤＰＣ符号化率１３／１６の場合、次世代地上放送伝送方式を想定した伝送フレーム長は、ＬＤＰＣ符号長である６９１２０ビットに相当する。６９１２０ビットは３６０の整数倍で構成され、３６０×１９２で分割することが可能である。また、情報ビット長は５６１６０ビットであり、５６１６０／６９１２０＝１３／１６であることから、本伝送フレームはＬＤＰＣ符号化率１３／１６を満たしている。また、符号長６９１２０ビットは、高度衛星放送方式におけるＬＤＰＣ符号長４４８８０ビットよりも十分長いことから、よりシャノン限界に近い誤り訂正能力が期待できる。

まず、一実施例のＬＤＰＣ符号化率１３／１６における符号化器（ＬＤＰＣ符号化部１１４）の処理過程について説明する。

（ＬＤＰＣ符号化率１３／１６における符号化器の処理過程）
本実施例の符号化器（ＬＤＰＣ符号化部１１４）は、部分行列Ａ，Ｂにより２個の領域に分割された検査行列Ｈを生成し、この検査行列Ｈを用いてＬＤＰＣ符号パリティの生成を行う。ＬＤＰＣ符号化率１３／１６における検査行列Ｈの基本構成を図３４に示す。検査行列Ｈの行方向の長さがＬＤＰＣ符号長に相当し、ＬＤＰＣ符号長Ｎ＝６９１２０と設定する。本検査行列の符号化率は１３／１６であることから、検査行列Ｈの列方向の長さがＬＤＰＣパリティ長に相当し、ＬＤＰＣパリティ長Ｐ＝１２９６０ビットである。

図３４において、部分行列Ａは、上述の表６に示す検査行列初期値テーブルを用いて構成される部分行列であり、部分行列ＢにはＬＤＧＭ構造（図３５）を適用する。ＬＤＧＭ構造の行重み（検査行列の行方向の１の数）は１行目が１で残りの行重みは全て２、列重みは全ての列で２（ただし、最後列のみ１）である階段行列である。

部分行列Ａのサイズは、図３６に示すように、１２９６０ビット（行）×５６１６０ビット（列）で構成される。

部分行列Ａにおいて、部分行列のサイズは有限であることから、上述した式（１）に基づき、検査行列の１の位置は算出され、式（１）のＱは、符号化率毎に定まる値を持つサイクル数であり、Ｑは上述した式（２）で求められる。

よって、本実施例のＬＤＰＣ符号化率１３／１６において、部分行列Ａの場合、Ｑ＝３６となる。

以下、より具体的に、ＬＤＰＣ符号化率１３／１６における部分行列Ａ，Ｂにより２個の領域に分割された検査行列Ｈを生成する方法について説明する。

まず、部分行列Ａ（図３６）について説明する。本実施例の符号化器（ＬＤＰＣ符号化部１１４）は、部分行列Ａを形成するために、上述の表６に示す検査行列初期値テーブルの一部から数値を読み出して、検査行列Ｈにおける部分行列Ａの領域内の１の位置を周期的に配置する。表６に示す検査行列初期値テーブルは、列方向に１５６、行方向に最大１５の数値が記載されている。この数値は、部分行列Ａで利用する検査行列の１の最初の位置（初期値）に相当する。即ち、表６中のｉ行目・ｊ列目の数値座標hi-j(数値）により、図３４に示す検査行列Ｈ内の部分行列Ａにおける１の最初の位置を指定する。一例として、図３６において、h1-1(1215)は、部分行列Ａの１列目の１を１２１５行目に配置することに相当し、h1-2（1845)は、部分行列Ａの１列目の１を１８４５行目に配置することに相当する。また、h2-1(1282)は、部分行列Ａの３６１列目の１を１２８２行目に配置し、h2-2(1289)は部分行列Ａの３６１列目の１を１２８９行目に配置することに相当する。

以上の関係に基づき、図３６に示すように、本実施例の符号化器（ＬＤＰＣ符号化部１１４）は、表６における検査行列初期値テーブルから、部分行列Ａの３６０列毎の１を配置する行位置を指定するための１５６行・ｊ列（最大１５列）の数値座標hi-j(数値）のすべてを読み出して当該指定される部分行列Ａ内の位置に１を最初に割り当て、この最初に割り当てた１の位置を基準にして１ビット分を行方向に右方シフトし、且つ所定のサイクル数Ｑ＝３６（３６ビット）で列方向に下方シフトした位置に１を割り当てることを繰り返すことで、検査行列Ｈ内の部分行列Ａを構成する。

〈表６における検査行列初期値テーブルの部分行列Ａ用の数値座標hi-j(数値）〉
１行目：h1-1（1215）からh1-15（12390）
２行目：h2-1（1282）からh2-15（12180）
３行目：h3-1（575）からh3-15（9555)
・・・・
２６行目：h26-1（1577）からh26-15（12495)
２７行目：h27-1（4940）からh27-8（12577)
・・・・
３５行目：h35-1（3194）からh35-8（12866)
３６行目：h36-1（1098）からh36-3（3468)
・・・・
１５６行目：h156-1（5048）からh156-3（8480）

このように、表６における部分行列Ａ用の数値座標hi-j(数値）における１５６（この１５６行の各行が部分行列Ａの３６０列毎の最初の１列に相当）の数値を１列毎（この１列毎の数値が部分行列Ａの３６０列毎の最初の行位置に相当）に読み出し、図３６に示すように、所定のサイクル数Ｑ＝３６シフトを繰り返すことで、３６０×３６＝１２９６０ビット（列）相当の検査行列Ｈにおける部分行列Ａの１の位置を指定することが可能となる。

以上の処理により求められたＬＤＰＣ符号化率１３／１６における部分行列Ａ、Ｂの集合行列である検査行列Ｈを用いて、上述したパリティ検査方程式（３）により、ＬＤＰＣパリティを算出する。尚、符号化率１３／１６の場合、情報ビット長は５６１６０ビットであることから、パリティ検査方程式においては、ＬＤＧＭ構造に基づくパリティ計算が適用される。

本実施例の符号化器（ＬＤＰＣ符号化部１１４）は６９１２０ビットを基本単位としており、また、６９１２０は１，２，３，４，５，６，８，１０，１１，１２，１５，１６等の値で割り切れる値である。よって本実施例の符号化器は、図１に示す送信装置１の機能ブロックとして適用した場合、非常に多様な変調多値数を用いることが可能であり、例えば、ＢＰＳＫ（π／２シフトＢＰＳＫ）、ＱＰＳＫ、８ＰＳＫ、１６ＡＰＳＫ（１６ＱＡＭ）、３２ＡＰＳＫ（３２ＱＡＭ）、６４ＱＡＭ、２５６ＱＡＭ、１０２４ＱＡＭ等、非常に多様な多値変調方式に対応可能である。よって、本実施例の送信装置１により非常に柔軟な変調方式及び符号化率を組み合わせた信号送信が可能となる。尚、ＬＤＰＣ符号化に用いた検査行列のための検査行列初期値テーブルは、補助情報として送信装置１から受信装置２に送信することができ、或いはまた、受信装置２により予め保持させてもよい。或いは、送信装置１から受信装置２に検査行列自体を送信することができ、又は、検査行列自体を受信装置２により予め保持させてもよい。

続いて、本実施例のＬＤＰＣ符号化率１３／１６における復号器（ＬＤＰＣ復号部２１２）の処理過程について説明する。

（ＬＤＰＣ符号化率１３／１６における復号器の処理過程）
本実施例の復号器（ＬＤＰＣ復号部２１２）は、部分行列Ａ，Ｂにより２個の領域に分割された検査行列Ｈを用いて、ＬＤＰＣ符号の復号処理を行う。以下の説明では簡単のため、変調方式はＢＰＳＫとする。

本実施例の復号器（ＬＤＰＣ復号部２１２）は、まず、送信シンボルｘ_ｎ及び受信シンボルｙ_ｎに基づいて対数尤度比λ_ｎ（ｎ＝１〜６９１２０）を算出する。対数尤度比λ_ｎとは送るビット０と１の確からしさの比の自然対数であり、送信シンボルｘ_ｎ及び受信シンボルｙ_ｎを用いて上述した式（４）で表される。

式（４）により取得した対数尤度比、及び上述の符号化率１３／１６に相当する検査行列Ｈ（図３４に相当）を用いて、sum−product復号法等によるＬＤＰＣ復号法を行う。反復復号回数は任意の値とする。また、ＬＤＰＣ復号においてはsum−product復号法以外にもmin−sum復号法等、多様な手段が提案されているが、検査行列を用いた尤度比を最大化する様々な手法を本発明に係るＬＤＰＣ復号に適用可能である。

図３７は、検査行列初期値テーブル（表６）によるＬＤＰＣ符号化率１３／１６についてＢＣＨ符号を使用しないときのＱＰＳＫ変調におけるＣ／Ｎ対ＢＥＲ特性（計算機シミュレーション）を示している。尚、図３７において、復号アルゴリズムは、sum−product復号法（例えば、非特許文献１参照）を利用した。sum−product復号法の復号反復回数は５０回である。図３８に、符号化率１３／１６におけるシャノン限界Ｃ／Ｎと、図３７から取得したＢＥＲ＝１×１０^−７点におけるＣ／Ｎの比較結果を示す。図３８より、本検査行列に基づく符号化器、復号器、送信装置１及び受信装置２を適用することで、シャノン限界に迫る復号性能が得られることがわかる。従って、表６に基づく検査行列Ｈの採用により、現行の地上デジタル放送では困難であったシャノン限界に対し１ｄＢ未満となる好ましい伝送性能が得られるようになる。

（ＬＤＰＣ符号化率１４／１６の伝送フレーム構成）
図３９（ａ），（ｂ）は、それぞれ本発明による一実施例のＬＤＰＣ符号化率１４／１６の伝送システムにおける伝送フレームの構成を示している。特に、図３９（ａ）は、誤り訂正符号として、ＬＤＰＣ符号化率１４／１６のＬＤＰＣ符号のみを用いる場合の伝送フレームの構成を示しており、図３９（ｂ）は、誤り訂正符号として、外符号としてのＢＣＨ符号、及び内符号としてのＬＤＰＣ符号化率１４／１６のＬＤＰＣ符号よりなる連接符号を用いる場合の伝送フレームの構成を示している。そして、図３９（ａ），（ｂ）にそれぞれ示す伝送フレームは、次世代地上放送伝送方式で用いるＬＤＰＣ符号を基本とする伝送フレームを想定している。

まず、図３９（ａ）に示す伝送フレームは、ＬＤＰＣ符号化率１４／１６を満たす情報ビット及びＬＤＰＣパリティから構成される。本発明による一実施例の送信装置１は、図３９（ａ）に示す伝送フレーム構成を用いることにより、符号化及び変調を行う。そして、本発明による一実施例の受信装置２は、このフレーム構成に基づいて、復調及び誤り訂正符号の復号を行う。

また、図３９（ｂ）に示す伝送フレームは、図３９（ａ）の変形として、情報ビット、ＢＣＨパリティ、及びＬＤＰＣパリティから構成され、図３９（ａ）に示す伝送フレームと同様に、本発明による一実施例の送信装置１及び受信装置２に適用可能である。図３９（ｂ）において、K_bchはＢＣＨ符号のパリティビット長に相当する。外符号の一例として、高度衛星放送方式で利用可能なＢＣＨ符号を適用する場合を示しており、K_bchは１９２ビットである。ＢＣＨパリティは基本的に情報ビットの一部として扱われ、ＬＤＰＣ符号で訂正しきれない軽微なビット誤りを保護する役割を有する。ＬＤＰＣパリティ長が等しい場合、図３９（ａ）及び図３９（ｂ）は、ＬＤＰＣ符号の訂正能力は同等である。しかしながら、誤り訂正の大部分の能力はＬＤＰＣ符号に依存するため、主として、図３９（ａ）に示す伝送フレームを前提に説明する。

図３９（ａ）に示すように、ＬＤＰＣ符号化率１４／１６の場合、次世代地上放送伝送方式を想定した伝送フレーム長は、ＬＤＰＣ符号長である６９１２０ビットに相当する。６９１２０ビットは３６０の整数倍で構成され、３６０×１９２で分割することが可能である。また、情報ビット長は６０４８０ビットであり、６０４８０／６９１２０＝１４／１６であることから、本伝送フレームはＬＤＰＣ符号化率１４／１６を満たしている。また、符号長６９１２０ビットは、高度衛星放送方式におけるＬＤＰＣ符号長４４８８０ビットよりも十分長いことから、よりシャノン限界に近い誤り訂正能力が期待できる。

まず、一実施例のＬＤＰＣ符号化率１４／１６における符号化器（ＬＤＰＣ符号化部１１４）の処理過程について説明する。

（ＬＤＰＣ符号化率１４／１６における符号化器の処理過程）
本実施例の符号化器（ＬＤＰＣ符号化部１１４）は、部分行列Ａ，Ｂにより２個の領域に分割された検査行列Ｈを生成し、この検査行列Ｈを用いてＬＤＰＣ符号パリティの生成を行う。ＬＤＰＣ符号化率１４／１６における検査行列Ｈの基本構成を図４０に示す。検査行列Ｈの行方向の長さがＬＤＰＣ符号長に相当し、ＬＤＰＣ符号長Ｎ＝６９１２０と設定する。本検査行列の符号化率は１４／１６であることから、検査行列Ｈの列方向の長さがＬＤＰＣパリティ長に相当し、ＬＤＰＣパリティ長Ｐ＝８６４０ビットである。

図４０において、部分行列Ａは、上述の表７に示す検査行列初期値テーブルを用いて構成される部分行列であり、部分行列ＢにはＬＤＧＭ構造（図４１）を適用する。ＬＤＧＭ構造の行重み（検査行列の行方向の１の数）は１行目が１で残りの行重みは全て２、列重みは全ての列で２（ただし、最後列のみ１）である階段行列である。

部分行列Ａのサイズは、図４２に示すように、８６４０ビット（行）×６０４８０ビット（列）で構成される。

部分行列Ａにおいて、部分行列のサイズは有限であることから、上述した式（１）に基づき、検査行列の１の位置は算出され、式（１）のＱは、符号化率毎に定まる値を持つサイクル数であり、Ｑは上述した式（２）で求められる。

よって、本実施例のＬＤＰＣ符号化率１４／１６において、部分行列Ａの場合、Ｑ＝２４となる。

以下、より具体的に、ＬＤＰＣ符号化率１４／１６における部分行列Ａ，Ｂにより２個の領域に分割された検査行列Ｈを生成する方法について説明する。

まず、部分行列Ａ（図４２）について説明する。本実施例の符号化器（ＬＤＰＣ符号化部１１４）は、部分行列Ａを形成するために、上述の表７に示す検査行列初期値テーブルの一部から数値を読み出して、検査行列Ｈにおける部分行列Ａの領域内の１の位置を周期的に配置する。表７に示す検査行列初期値テーブルは、列方向に１６８、行方向に最大１４の数値が記載されている。この数値は、部分行列Ａで利用する検査行列の１の最初の位置（初期値）に相当する。即ち、表７中のｉ行目・ｊ列目の数値座標hi-j(数値）により、図４０に示す検査行列Ｈ内の部分行列Ａにおける１の最初の位置を指定する。一例として、図４２において、h1-1(605)は、部分行列Ａの１列目の１を６０５行目に配置することに相当し、h1-2（1260)は、部分行列Ａの１列目の１を１２６０行目に配置することに相当する。また、h2-1(1712)は、部分行列Ａの３６１列目の１を１７１２行目に配置し、h2-2(2597)は部分行列Ａの３６１列目の１を２５９７行目に配置することに相当する。

以上の関係に基づき、図４２に示すように、本実施例の符号化器（ＬＤＰＣ符号化部１１４）は、表７における検査行列初期値テーブルから、部分行列Ａの３６０列毎の１を配置する行位置を指定するための１６８行・ｊ列（最大１４列）の数値座標hi-j(数値）のすべてを読み出して当該指定される部分行列Ａ内の位置に１を最初に割り当て、この最初に割り当てた１の位置を基準にして１ビット分を行方向に右方シフトし、且つ所定のサイクル数Ｑ＝２４（２４ビット）で列方向に下方シフトした位置に１を割り当てることを繰り返すことで、検査行列Ｈ内の部分行列Ａを構成する。

〈表７における検査行列初期値テーブルの部分行列Ａ用の数値座標hi-j(数値）〉
１行目：h1-1（605）からh1-14（7962）
２行目：h2-1（1712）からh2-14（8586）
３行目：h3-1（393）からh3-14（5876)
・・・・
３１行目：h31-1（1701）からh35-14（7488)
３２行目：h32-1（3165）からh36-3（7852)
・・・・
１６８行目：h168-1（2841）からh168-3（7531）

このように、表７における部分行列Ａ用の数値座標hi-j(数値）における１６８（この１６８行の各行が部分行列Ａの３６０列毎の最初の１列に相当）の数値を１列毎（この１列毎の数値が部分行列Ａの３６０列毎の最初の行位置に相当）に読み出し、図４２に示すように、所定のサイクル数Ｑ＝２４シフトを繰り返すことで、３６０×２４＝８６４０ビット（列）相当の検査行列Ｈにおける部分行列Ａの１の位置を指定することが可能となる。

以上の処理により求められたＬＤＰＣ符号化率１４／１６における部分行列Ａ、Ｂの集合行列である検査行列Ｈを用いて、上述したパリティ検査方程式（３）により、ＬＤＰＣパリティを算出する。尚、符号化率１４／１６の場合、情報ビット長は６０４８０ビットであることから、パリティ検査方程式においては、ＬＤＧＭ構造に基づくパリティ計算が適用される。

本実施例の符号化器（ＬＤＰＣ符号化部１１４）は６９１２０ビットを基本単位としており、また、６９１２０は１，２，３，４，５，６，８，１０，１１，１２，１５，１６等の値で割り切れる値である。よって本実施例の符号化器は、図１に示す送信装置１の機能ブロックとして適用した場合、非常に多様な変調多値数を用いることが可能であり、例えば、ＢＰＳＫ（π／２シフトＢＰＳＫ）、ＱＰＳＫ、８ＰＳＫ、１６ＡＰＳＫ（１６ＱＡＭ）、３２ＡＰＳＫ（３２ＱＡＭ）、６４ＱＡＭ、２５６ＱＡＭ、１０２４ＱＡＭ等、非常に多様な多値変調方式に対応可能である。よって、本実施例の送信装置１により非常に柔軟な変調方式及び符号化率を組み合わせた信号送信が可能となる。尚、ＬＤＰＣ符号化に用いた検査行列のための検査行列初期値テーブルは、補助情報として送信装置１から受信装置２に送信することができ、或いはまた、受信装置２により予め保持させてもよい。或いは、送信装置１から受信装置２に検査行列自体を送信することができ、又は、検査行列自体を受信装置２により予め保持させてもよい。

続いて、本実施例のＬＤＰＣ符号化率１４／１６における復号器（ＬＤＰＣ復号部２１２）の処理過程について説明する。

（ＬＤＰＣ符号化率１４／１６における復号器の処理過程）
本実施例の復号器（ＬＤＰＣ復号部２１２）は、部分行列Ａ，Ｂにより２個の領域に分割された検査行列Ｈを用いて、ＬＤＰＣ符号の復号処理を行う。以下の説明では簡単のため、変調方式はＢＰＳＫとする。

本実施例の復号器（ＬＤＰＣ復号部２１２）は、まず、送信シンボルｘ_ｎ及び受信シンボルｙ_ｎに基づいて対数尤度比λ_ｎ（ｎ＝１〜６９１２０）を算出する。対数尤度比λ_ｎとは送るビット０と１の確からしさの比の自然対数であり、送信シンボルｘ_ｎ及び受信シンボルｙ_ｎを用いて上述した式（４）で表される。

式（４）により取得した対数尤度比、及び上述の符号化率１４／１６に相当する検査行列Ｈ（図４０に相当）を用いて、sum−product復号法等によるＬＤＰＣ復号法を行う。反復復号回数は任意の値とする。また、ＬＤＰＣ復号においてはsum−product復号法以外にもmin−sum復号法等、多様な手段が提案されているが、検査行列を用いた尤度比を最大化する様々な手法を本発明に係るＬＤＰＣ復号に適用可能である。

図４３は、検査行列初期値テーブル（表７）によるＬＤＰＣ符号化率１４／１６についてＢＣＨ符号を使用しないときのＱＰＳＫ変調におけるＣ／Ｎ対ＢＥＲ特性（計算機シミュレーション）を示している。尚、図４３において、復号アルゴリズムは、sum−product復号法（例えば、非特許文献１参照）を利用した。sum−product復号法の復号反復回数は５０回である。図４４に、符号化率１４／１６におけるシャノン限界Ｃ／Ｎと、図４３から取得したＢＥＲ＝１×１０^−７点におけるＣ／Ｎの比較結果を示す。図４４より、本検査行列に基づく符号化器、復号器、送信装置１及び受信装置２を適用することで、シャノン限界に迫る復号性能が得られることがわかる。従って、表７に基づく検査行列Ｈの採用により、現行の地上デジタル放送では困難であったシャノン限界に対し１ｄＢ未満となる好ましい伝送性能が得られるようになる。

上述した実施例に関して、符号化器及び復号器、並びに送信装置１及び受信装置２として機能するコンピュータを構成し、符号化器及び復号器、並びに送信装置１及び受信装置２の各手段を機能させるためのプログラムを好適に用いることができる。具体的には、各手段を制御するための制御部をコンピュータ内の中央演算処理装置（ＣＰＵ）で構成でき、且つ、各手段を動作させるのに必要となるプログラムを適宜記憶する記憶部を少なくとも１つのメモリで構成させることができる。即ち、そのようなコンピュータに、ＣＰＵによって該プログラムを実行させることにより、上述した各手段の有する機能を実現させることができる。更に、各手段の有する機能を実現させるためのプログラムを、前述の記憶部（メモリ）の所定の領域に格納させることができる。そのような記憶部は、装置内部のＲＡＭ又はＲＯＭなどで構成させることができ、或いは又、外部記憶装置（例えば、ハードディスク）で構成させることもできる。また、そのようなプログラムは、コンピュータで利用されるＯＳ上のソフトウェア（ＲＯＭ又は外部記憶装置に格納される）の一部で構成させることができる。更に、そのようなコンピュータに、各手段として機能させるためのプログラムは、コンピュータ読取り可能な記録媒体に記録することができる。また、上述した各手段をハードウェア又はソフトウェアの一部として構成させ、各々を組み合わせて実現させることもできる。

上述の実施例については代表的な例として説明したが、本発明の趣旨及び範囲内で、多くの変更及び置換することができることは当業者に明らかである。例えば、ＬＤＰＣ符号化と組み合わされる場合の他の誤り訂正符号化として、ＢＣＨ符号化以外に、リードソロモン符号化などのブロック符号化のみならず、畳込み符号化であってもよく、又は他のＬＤＰＣ符号化を組み合わせても良い。従って、本発明は、上述の実施例によって制限するものと解するべきではなく、特許請求の範囲によってのみ制限される。

本発明による符号化器及び復号器、並びに送信装置及び受信装置は、各種伝送方式においてＬＤＰＣ符号の符号長が異なる場合において、複数種類のデジタル変調方式を時分割多重する伝送システムにおいて有用である。

１ 送信装置
１１ 主信号処理部
１１１ 伝送フレーム生成部
１１２ エネルギー拡散部
１１３ ＢＣＨ符号化部
１１４ ＬＤＰＣ符号化部
１１５ 変調部
１２ ＴＭＣＣ生成部
２ 受信装置
２１ 主信号処理部
２１１ 復調部
２１２ ＬＤＰＣ復号部
２１３ ＢＣＨ復号部
２１４ エネルギー逆拡散部
２２ ＴＭＣＣ復調・復号部

Claims (12)

1. 符号化率毎に固有の検査行列を用いてデジタルデータをＬＤＰＣ符号化する符号化器であって、
   ６９１２０ビットからなる符号長で符号化率毎に予め定めた検査行列初期値テーブルを初期値として、符号化率８／１６、９／１６、１０／１６、１１／１６、１２／１６、１３／１６、１４／１６の各々に応じた情報長に対応する行列の１の要素を、列方向に所定のサイクル数で周期的に配置して構成した検査行列を用いてＬＤＰＣ符号化を行う手段を備えることを特徴とする符号化器。
2. 前記符号化率８／１６、９／１６、１０／１６、１１／１６、１２／１６、１３／１６、１４／１６の各々の検査行列初期値テーブルに基づく検査行列は、前記行列が、所定のサイクル数で周期的に１の要素を列方向に配置する行列であることを特徴とする、請求項１に記載の符号化器。
3. 前記行列の初期値を示す前記符号化率８／１６の検査行列初期値テーブルは、
   からなることを特徴とする、請求項２に記載の符号化器。
4. 前記行列の初期値を示す前記符号化率９／１６の検査行列初期値テーブルは、
   からなることを特徴とする、請求項２に記載の符号化器。
5. 前記行列の初期値を示す前記符号化率１０／１６の検査行列初期値テーブルは、
   からなることを特徴とする、請求項２に記載の符号化器。
6. 前記行列の初期値を示す前記符号化率１１／１６の検査行列初期値テーブルは、
   からなることを特徴とする、請求項２に記載の符号化器。
7. 前記行列の初期値を示す前記符号化率１２／１６の検査行列初期値テーブルは、
   からなることを特徴とする、請求項２に記載の符号化器。
8. 前記行列の初期値を示す前記符号化率１３／１６の検査行列初期値テーブルは、
   からなることを特徴とする、請求項２に記載の符号化器。
9. 前記行列の初期値を示す前記符号化率１４／１６の検査行列初期値テーブルは、
   からなることを特徴とする、請求項２に記載の符号化器。
10. 請求項１から９のいずれか一項に記載の符号化器で符号化したデータを、前記検査行列に基づいてＬＤＰＣ復号することを特徴とする復号器。
11. 請求項１から９のいずれか一項に記載の符号化器を備えることを特徴とする送信装置。
12. 請求項１０に記載の復号器を備えることを特徴とする受信装置。