JP2019009856A - Battery charging device - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、バッテリ充電装置に関する。 The present invention relates to a battery charging device.
電気自動車は、走行用電力の確保のため搭載されたバッテリにあらかじめ電力を充電する必要がある。図7にトランス13と整流器18を用いた充電回路を示す。この回路ではバッテリ17に定電圧を印加して充電するため、バッテリ電圧の低い充電初期には大電流が流れ、バッテリ17に大きな負担が生じる。
An electric vehicle needs to be charged in advance with a battery mounted in order to secure traveling power. FIG. 7 shows a charging circuit using the
バッテリ17の負担を抑える方法として、図7の整流器18をコンバータに置き換えた方法がある。このコンバータを制御することにより交流電力を直流電力に変換しバッテリ17を充電する。コンバータで電流制御を行うことにより、定電流でバッテリ17を充電することができ、バッテリ17の負担を抑え高速に充電することができる。
As a method for reducing the burden on the
しかし、別途スイッチング素子を追加する必要があると共に、追加したスイッチング素子を駆動するための回路,駆動信号を与える制御回路,制御を行うための電流検出器などが必要となる。その結果、部品点数の増加、それに伴うコスト・装置容積の増加、装置の故障率の増加が課題となる。 However, it is necessary to separately add a switching element, and a circuit for driving the added switching element, a control circuit for supplying a drive signal, a current detector for performing control, and the like are required. As a result, an increase in the number of parts, an accompanying increase in cost and device volume, and an increase in the failure rate of the device become problems.
以上の問題点を解決する方法として、特許文献1〜6が開示されている。
図8に示す特許文献1の構成では、図7に示す従来回路に比べてダイオード整流器を不要としている反面、スイッチングリプル除去用のフィルタ19を別途追加しなければならない。安全性確保のためには交流入力UVWとフィルタ19との間をトランスで絶縁する必要がある。また、切り離しコネクタ20をモータMとインバータINV間に挿入している。この切り離しコネクタ20で接点不良が生じるとモータMの駆動ができなくなるため、走行中の異常停止が懸念される。
In the configuration of
図9に示す特許文献2では、モータ駆動インバータINV1,INV2の2台で単相コンバータを構成している。モータM1,M2の巻線30−1〜3,31−1〜3をフィルタとして使用するため、フィルタリアクトルを追加する必要がない。モータM1,M2とインバータINV1,INV2間のコネクタも不要である。しかし、モータM1,M2がスター結線に限定され、さらに中性点端子32,33を設ける必要がある。この構成でも単相交流電源11とモータM1,M2との間をトランスで絶縁する必要がある。また、単相交流電源であるため、バッテリ充電電流に単相交流電源11の2倍の周波数の大きな脈動が重畳するという問題がある。
In
図10に示す特許文献3の構成は、モータM1,M2がΔ結線でも適用することができる。しかし、ダイオードの整流器18が別途必要である。また、スコットトランス34という特殊な巻線のトランスを使用しているため、トランスのコストや納期の面で課題がある。
The configuration of
図11に示す特許文献4では、モータ駆動インバータINV1,INV2の2台で3相コンバータを構成している。特許文献2とは異なりモータM1,M2がスター結線でもΔ結線でも適用することができる。しかし、モータM1,M2は、3相各々の巻線の両端の端子が外部出力されているオープン巻線でなければならない。
In
図12に示す特許文献5は、モータMがスター結線でもΔ結線でも適用することができる。しかし、モータMの1台構成で別途降圧コンバータCNVが必要となり部品点数が大幅に増加してしまう。また、モータMとインバータINV間に機械スイッチ35があり、特許文献1同様に接点不良による走行中の異常停止の恐れが生じる。
以上示したようなことから、バッテリ充電装置において、部品点数、コスト、装置容積を削減することが課題となる。 As described above, it is a problem to reduce the number of parts, cost, and device volume in the battery charging device.
本発明は、前記従来の問題に鑑み、案出されたもので、その一態様は、バッテリと、前記バッテリに対してN(N≧3)台並列接続され、前記バッテリの直流電力を交流電力に変換して出力するインバータ動作と、交流電力を直流電力に変換して前記バッテリに出力するコンバータ動作を行う三相のインバータと、前記各インバータの三相交流側にそれぞれ接続されたモータと、二次巻線が前記N台のインバータのうち三台のインバータの三相交流側の何れかの相に接続され、一次巻線が三相交流電源に接続されたトランスと、前記インバータと前記トランスの二次巻線との間、または、前記トランスの一次巻線と前記三相交流電源との間、または、前記インバータと前記トランスの二次巻線との間と前記トランスの一次巻線と前記三相交流電源との間に接続されたスイッチと、を備えたことを特徴とする。 The present invention has been devised in view of the conventional problems, and one aspect thereof is a battery and N (N ≧ 3) units connected in parallel to the battery, and the DC power of the battery is converted to AC power. An inverter operation for converting to and outputting, a three-phase inverter for performing a converter operation for converting AC power to DC power and outputting to the battery, a motor connected to the three-phase AC side of each inverter, and A transformer in which a secondary winding is connected to any phase on the three-phase AC side of three inverters of the N inverters, and a primary winding is connected to a three-phase AC power source; the inverter and the transformer Or between the primary winding of the transformer and the three-phase AC power source, or between the inverter and the secondary winding of the transformer, and the primary winding of the transformer. Three-phase AC A switch connected between the source, characterized by comprising a.
また、他の態様として、バッテリと、前記バッテリに対してN(N≧2)台並列接続され、前記バッテリの直流電力を交流電力に変換して出力するインバータ動作と、交流電力を直流電力に変換して前記バッテリに出力するコンバータ動作を行う三相のインバータと、前記各インバータの三相交流側に接続されたモータと、二次巻線が前記N台のインバータのうち二台のインバータの三相交流側の何れかの相に接続され、一次巻線が単相交流電源に接続されたトランスと、前記インバータと前記トランスの二次巻線との間、または、前記トランスの一次巻線と前記単相交流電源との間、または、前記インバータと前記トランスの二次巻線との間と前記トランスの一次巻線と前記単相交流電源との間に接続されたスイッチと、を備えたことを特徴とする。 Further, as another aspect, a battery and an inverter operation in which N (N ≧ 2) units are connected in parallel to the battery, and the DC power of the battery is converted into AC power and output, and the AC power is converted into DC power. A three-phase inverter that performs converter operation for conversion and output to the battery, a motor connected to the three-phase AC side of each inverter, and a secondary winding of two inverters out of the N inverters A transformer connected to any phase on the three-phase AC side and having a primary winding connected to a single-phase AC power source, and between the inverter and the secondary winding of the transformer, or the primary winding of the transformer And a switch connected between the inverter and the secondary winding of the transformer, and between the primary winding of the transformer and the single-phase AC power supply. Special To.
また、その一態様として、前記モータはΔ結線であることを特徴とする。 As one aspect thereof, the motor is a delta connection.
また、他の態様として、前記モータはスター結線であることを特徴とする。 As another aspect, the motor is a star connection.
また、その一態様として、前記インバータは、各相の上下アームにスイッチング素子をもつ構成であり、バッテリの充電動作時、前記トランスの二次巻線が接続された前記各インバータの充電電流制御部は、前記トランスの二次巻線が接続された相の上下アームのスイッチング素子をOFFし、コンバータ出力電流指令値と、前記トランスの二次巻線が接続されていない二相のコンバータ入力電流検出値を加算したコンバータ出力電流検出値と、の偏差と、コンバータ電圧検出値と、に基づいてコンバータ電圧指令値を算出し、前記コンバータ電圧指令値に基づいてPWM制御を行い、前記トランスの二次巻線が接続されていない二相の上下アームのスイッチング素子のゲート指令値を生成することを特徴とする。 Further, as one aspect thereof, the inverter has a switching element on the upper and lower arms of each phase, and the charging current control unit of each inverter to which the secondary winding of the transformer is connected during battery charging operation Turns off the switching elements of the upper and lower arms of the phase to which the secondary winding of the transformer is connected, and detects the converter output current command value and the two-phase converter input current that is not connected to the secondary winding of the transformer A converter voltage command value is calculated based on the deviation of the converter output current detection value obtained by adding the value and the converter voltage detection value, PWM control is performed based on the converter voltage command value, and the secondary of the transformer A gate command value for a switching element of a two-phase upper and lower arm to which no winding is connected is generated.
また、その一態様として、前記PWM制御は、前記トランスの二次巻線が接続されていない二相のうち、一方の相はキャリア三角波に基づいてPWM制御を行い、他方の相は前記キャリア三角波を反転した信号に基づいてPWM制御を行うことを特徴とする。 Further, as one aspect thereof, the PWM control is carried out by performing PWM control based on a carrier triangular wave in one of the two phases to which the secondary winding of the transformer is not connected, and the other phase being the carrier triangular wave. PWM control is performed based on a signal obtained by inverting the signal.
本発明によれば、バッテリ充電装置において、部品点数、コスト、装置容積を削減することが可能となる。 According to the present invention, it is possible to reduce the number of parts, cost, and device volume in a battery charging device.
以下、本願発明におけるバッテリ充電装置の実施形態1〜3を図1〜図6に基づいて詳述する。
Hereinafter,
[実施形態1]
図1に本実施形態1におけるバッテリ充電装置を示す。本実施形態1におけるバッテリ充電装置は、バッテリ17と、バッテリ17に対してN(N≧3)台(本実施形態1では3台)並列接続された三相のインバータINV1,INV2,INV3と、インバータINV1,INV2,INV3の三相交流側に接続されたモータM1,M2,M3と、インバータINV1,INV2,INV3のうち三台のインバータINV1,INV2,INV3の三相交流側の何れかの相(本実施形態1ではW相)に二次巻線が接続されたトランス13と、トランス13の一次巻線に一端が接続され、他端が三相交流電源11と接続されたスイッチ12と、を備える。
[Embodiment 1]
FIG. 1 shows a battery charger according to the first embodiment. The battery charging device according to the first embodiment includes a
なお、スイッチ12は、トランス13の二次巻線側に設ける構成、または、トランス13の一次巻線側と二次巻線側の両方に設ける構成、としてもよい。また、インバータINV1,INV2,INV3は、図1に示すように各相の上下アームにスイッチング素子を1個ずつ備える構成とする。
The
本実施形態1は、図7のバッテリ充電装置に比べて以下の点が異なる。トランス13とバッテリ17間の整流器を用いない。トランス13の2次巻線は、3台のモータ駆動用のインバータINV1,INV2,INV3における三相交流側のW相に接続する。図1では、トランス13の二次巻線をW相に接続しているが、U相,V相に接続しても良い。
The first embodiment is different from the battery charger of FIG. 7 in the following points. A rectifier between the
前記インバータINV1,INV2,INV3はバッテリ17の直流電力を交流電力に変換してモータM1,M2,M3に出力するインバータ動作と、三相交流電源11から給電される交流電力を直流電力に変換してバッテリ17に出力するコンバータ動作を行う。
The inverters INV1, INV2, and INV3 convert the DC power of the
各インバータINV1,INV2,INV3の三相交流側には、電流検出器14u,14v,15u,15v,16u,16vが設けられる。この電流検出器は、トランス13の二次巻線が接続されていない相に設けられ、三相のうち二相分でよい。電流検出器14u,14v,15u,15v,16u,16vは、コンバータ入力電流検出値Iinv1U,Iinv1V,Iinv2U,Iinv2V,Iinv3U,Iinv3Vを検出する。図1ではW相に電流検出器がない構成を示しているが、トランス13の二次巻線が接続されていない相がU相であれば、U相に電流検出器がない構成となる。トランス13の二次巻線が接続されていない相がV相であれば、V相に電流検出器がない構成となる。モータM1,M2,M3の巻線はΔ結線であり、中性点はない。
本実施形態1では、モータM1,M2,M3の3台の駆動用のインバータINV1,INV2,INV3を用いて3相コンバータを構成する。この3相コンバータにより、交流電源11から出力された交流電力を直流電力に変換しバッテリ17を充電する。また、モータM1,M2,M3の巻線インダクタンスとトランス13の漏れインダクタンスをスイッチングリプル除去のためのフィルタとして使用する。
In the first embodiment, a three-phase converter is configured using three drive inverters INV1, INV2, and INV3 of motors M1, M2, and M3. With this three-phase converter, AC power output from the
バッテリ17充電時のインバータINV1,INV2,INV3の駆動方法について説明する。インバータINV1をコンバータU相、インバータINV2をコンバータV相、インバータINV3をコンバータW相と見なすことにより、3台のインバータINV1,INV2,INV3を3相の系統連系コンバータ1台として扱うことができる。
A method of driving the inverters INV1, INV2, and INV3 when the
ただし、インバータINV1,INV2,INV3内のW相は充電動作中において上下アームのスイッチング素子を両方ともOFFし、U相・V相のみでスイッチングを行う。その結果、バッテリ充電電流はU相・V相のみを通過する。 However, the W phase in the inverters INV1, INV2, and INV3 turns off both the upper and lower arm switching elements during the charging operation and performs switching only in the U phase and the V phase. As a result, the battery charging current passes only through the U phase and the V phase.
U相コンバータ出力電流指令値(インバータINV1の直流側の電流指令値)IcnvU*としてU相コンバータ電圧検出値Vuと同位相・振幅一定の正弦波を与え、図1に示すIchargeの正の方向の有効電力を与えるように電流制御を行えば、バッテリ17を充電することができる。特許文献2の単相コンバータとは異なり、直流バス(バッテリ17の両端)に基本波の2倍の周波数の電圧脈動が生じないため、バッテリ17への負担を軽減することができる。
As a U-phase converter output current command value (current command value on the DC side of the inverter INV1) IcnvU *, a sine wave having the same phase and constant amplitude as the U-phase converter voltage detection value Vu is given, and the positive Icharge direction shown in FIG. If current control is performed so as to give active power, the
図2にインバータINV1台(コンバータ1相)当たりの充電電流制御部のブロック図の例を示す。図2では、INV1(コンバータU相)のブロック図を示している。まず、加算器1において、トランス13の二次巻線が接続されていない二相の電流検出値であるU相インバータ入力電流検出値Iinv1UとV相インバータ入力電流検出値Iinv1Vを加算し、その和をU相コンバータ出力電流検出値(インバータINV1の交流側の電流検出値)IcnvUとする。フィルタ2でU相コンバータ出力電流検出値IcnvUのノイズを除去する。
FIG. 2 shows an example of a block diagram of a charging current control unit per inverter INV (
減算器3において、U相コンバータ出力電流指令値IcnvU*からU相コンバータ出力電流検出値IcnvUを減算して偏差を算出する。この偏差を比例アンプPで増幅する。
In the
図1に示すように、電圧検出器PTで線間電圧から相電圧に変換し、U相コンバータ電圧検出値Vu,V相コンバータ電圧Vv,W相コンバータ電圧Vwとして出力する。フィルタ4でU相コンバータ電圧検出値Vuのノイズを除去する。加算器5において、比例アンプPの出力に、フィルタ4通過後のU相コンバータ電圧検出値Vuを加算し、U相コンバータ電圧指令値Vu*とするフィードバック制御を行う。
As shown in FIG. 1, the voltage detector PT converts the line voltage into a phase voltage, and outputs it as a U-phase converter voltage detection value Vu, a V-phase converter voltage Vv, and a W-phase converter voltage Vw. The
図2では、充電電流制御部の構成の一例を示したが、充電電流制御部は他の構成でも良い。例えば、本実施形態1では3相2相変換やdq変換を行わず固定座標上でアンプ処理を行う例を示したが、三相二相変換やdq変換を行っても良い。本実施形態1で三相二相変換やdq変換を行わない理由は、モータM1,M2,M3の3台間の通信負荷を低減するためである。また、本実施形態1では、積分アンプを使用しない例を示したが、積分アンプを使用しても良い。本実施形態1で積分アンプを使用しない理由は、基本波50Hzまたは60Hzに対しては積分アンプのゲインが有限であり偏差は零にならないためである。 Although FIG. 2 shows an example of the configuration of the charging current control unit, the charging current control unit may have another configuration. For example, in the first embodiment, an example in which the amplifier processing is performed on the fixed coordinates without performing the three-phase two-phase conversion or the dq conversion is shown, but the three-phase two-phase conversion or the dq conversion may be performed. The reason why the three-phase two-phase conversion and the dq conversion are not performed in the first embodiment is to reduce the communication load between the three motors M1, M2, and M3. In the first embodiment, an example in which an integration amplifier is not used is shown. However, an integration amplifier may be used. The reason why the integrating amplifier is not used in the first embodiment is that the gain of the integrating amplifier is finite and the deviation does not become zero for the fundamental wave of 50 Hz or 60 Hz.
並列制御部6は、図3に示すように、乗算器21において、U相コンバータ出力電流指令値IcnvU*に1/2を乗算する。フィルタ23a,23bはU相コンバータ入力電流検出値Iinv1U,V相コンバータ入力電流検出値Iinv1Vのノイズを除去する。減算器22a,22bは、乗算器21の出力からフィルタ23a,23b通過後のU相コンバータ入力電流検出値Iinv1U,V相コンバータ入力電流検出値Iinv1Vをそれぞれ減算する。乗算器24a,24bは、減算器22a,22bの出力にゲインGを乗算する。加算器25a,25bは、乗算器24a,24bの出力にU相コンバータ電圧指令値Vu*をそれぞれ加算する。
As shown in FIG. 3,
PWM制御部7は、減算器26aにおいて、加算器25aの出力からキャリア三角波を減算する。乗算器27は、キャリア三角波に−1を乗算し、キャリア三角波を反転させる。減算器26bは、加算器25bの出力から反転したキャリア三角波を減算する。
In the
比較器28a,28bは、減算器26a,26bの出力が0よりも大きいか否か、すなわち、加算器25aの出力とキャリア三角波の大小、加算器25bの出力と反転したキャリア三角波の大小を比較し、0よりも大きい場合は1、0以下の場合は0を出力する。デッドタイム処理器29a,29bは、比較器28a,28bの出力にデッドタイムを付加し、各スイッチング素子のゲート指令(オンオフ指令)として出力する。
The
これによりインバータINV1のU相電流のリプルとインバータINV1のV相電流のリプルが互いに打ち消し合い、U相のコンバータ電流のリプルを低減することができる。(なお、このコンバータ電流のリプルの低減を重要視しないのであれば、図3の乗算器27は設けなくともよい。)
コンバータ電流のリプルをより効果的に除去する必要のある場合は、トランス13とモータM1,M2,M3の間にフィルタ用コンデンサを追加する方法が考えられる。
Thereby, the ripple of the U-phase current of the inverter INV1 and the ripple of the V-phase current of the inverter INV1 cancel each other, and the ripple of the U-phase converter current can be reduced. (If the reduction in the converter current ripple is not important, the
When it is necessary to more effectively remove the ripple of the converter current, a method of adding a filter capacitor between the
インバータINV1〜INV3のU相・V相アームは、モータM1,M2,M3の巻線インダクタンスを介して並列接続された構成となる。巻線インダクタンスが十分大きければ、スイッチング素子を上アーム2個と下アーム2個にグループ分けし、それぞれを同じタイミングでスイッチングさせることにより、通過電流を均等に分担することができる。そのため、大電流での充電も可能である。図3の乗算器27を省略することにより、上アーム2個と下アーム2個のスイッチング素子をそれぞれ同じタイミングでスイッチングさせることができる。巻線インダクタンスが非常に小さい場合でも、特許文献6の技術を適用すれば電流分担を均一化できる。これにより、上アーム2個および下アーム2個のスイッチング素子(合計4個)の損失を均等化させることができる。また、モータのUW間・VW間巻線に発生する損失も均等化することができる。
The U-phase / V-phase arms of the inverters INV1 to INV3 are connected in parallel via the winding inductances of the motors M1, M2, and M3. If the winding inductance is sufficiently large, the switching elements are grouped into two upper arms and two lower arms, and each is switched at the same timing, so that the passing current can be equally shared. Therefore, charging with a large current is also possible. By omitting the
なお、図3に示す、乗算器27によって減算器26bへ入力するキャリア三角波を反転させる構成では、U相のスイッチング素子のスイッチングのタイミングとV相のスイッチング素子のスイッチングのタイミングは、全く同一とはならない。しかし、図3の制御ブロックにより各スイッチング素子を通過する電流の1周期あたりの実効値、すなわち各スイッチング素子の損失を均等化させることはできる。
In the configuration shown in FIG. 3 where the carrier triangular wave input to the
実施形態1において、バッテリ17の充電時にモータM1,M2,M3が回転しない理由を説明する。各モータM1,M2,M3のUW間・VW間巻線に同じ振幅・位相の電流が流れる。モータM1,M2,M3内では磁界が発生し、この磁界は大きさおよび符号は変化するが、位相は固定であるため、回転磁界は発生しない。そのためモータM1,M2,M3が誘導機で停止中ならば始動トルクは発生せず、モータM1,M2,M3は回転しない。そのため、モータM1,M2,M3が誘導機であれば、軸やタイヤを固定あるいは外すなどの追加の機構を用意しなくても安全に充電を行うことができる。
In the first embodiment, the reason why the motors M1, M2, M3 do not rotate when the
本実施形態1において、バッテリ17の充電時に各インバータINV1,INV2,INV3のW相に電流が流れない理由を説明する。図4はバッテリ17充電動作時の図1を簡略化したものである。左側のリアクトルTrはトランスの漏れインダクタンス、右側のリアクトルはモータM1,M2,M3の巻線インダクタンスを表している。
In the first embodiment, the reason why no current flows in the W phase of each of the inverters INV1, INV2, and INV3 when the
図4に示すように、インバータINV1,INV2,INV3のW相電圧は2つのリアクトルの分圧で決定する。交流電源11の線間電圧ピークよりも直流電圧(バッテリ17の電圧)の方が大きければ、インバータINV1,INV2,INV3のW相電圧はインバータU相電圧,V相電圧、すなわち直流電圧よりも小さくなりダイオードは導通せずW相に電流は流れない。バッテリ17を定電流で充電する場合はこの条件を満たすよう交流電源11の電圧,トランス13の変圧比,バッテリ17の最小電圧(直流電圧)を設計する。以上よりインバータINV1,INV2,INV3のW相に電流は流れない。
As shown in FIG. 4, the W-phase voltages of the inverters INV1, INV2, and INV3 are determined by the partial pressures of the two reactors. If the DC voltage (
本実施形態1は、特許文献5とは異なりインバータINV1,INV2,INV3のW相を切り離すスイッチを必要としないため、部品点数を削減できる。また、スイッチ接点が接触不良を起こし走行中にモータM1,M2,M3が異常停止する恐れもない。
Unlike the
本実施形態1は、モータM1,M2,M3駆動用のインバータINV1,INV2,INV3をバッテリ充電用のコンバータとして、モータ巻線をスイッチングリプル除去用フィルタリアクトルとして使用するため、図7と比較してバッテリ充電用の整流ダイオードおよびその冷却機構が不要となり、部品点数,コスト,装置容積を削減することができる。 Since the inverters INV1, INV2, and INV3 for driving the motors M1, M2, and M3 are used as a battery charging converter and the motor winding is used as a filter reactor for removing a switching ripple, the first embodiment is compared with FIG. The rectifier diode for charging the battery and its cooling mechanism are not required, and the number of parts, cost, and device volume can be reduced.
また、整流ダイオードに比べて交流電源11に流出する高調波電流が小さくなるため、バッテリ17充電時にモータM1,M2,M3やトランス13の鉄損減少、交流電源11に接続する周辺の受動素子や装置の焼損、誤動作を防ぐことができる。この効果は、図3に示すU相の減算器26aへ入力するキャリア三角波と、V相の減算器26aへ入力するキャリア三角波を反転させる構成によって、より大きく得られる。
Further, since the harmonic current flowing out to the
さらに、インバータINV1,INV2,INV3は、モータM1,M2,M3駆動動作だけでなく充電動作においても二相分の電流検出器14u,14v,15u,15v,16u,16vで動作できる。駆動動作と充電動作に用いる電流検出器を兼用できるため、電流検出器の部品点数は増加しない。充電電流は電流検出器14u,14v,15u,15v,16u,16vのある2相を流れる。
Further, the inverters INV1, INV2, and INV3 can be operated by the
また、特許文献6の技術を適用すれば、スイッチング素子の電流責務・熱責務を均一にでき、大電流でのバッテリ充電、素子の長寿命化、充電中のモータM1,M2,M3の鉄損の低減を図ることが可能となる。また、図3に示すように、バッテリ充電時にスイッチング素子をインターリーブ駆動させることで、交流電源11に流出するリプル電流をより小さくすることができ、交流電源11に流出する高調波電流を小さくできる。
Further, if the technology of
また、モータM1,M2,M3として誘導機を使用すれば、バッテリ17充電中にモータM1,M2,M3が回転を始めることはないため、モータ軸とタイヤを切り離す、タイヤを固定するといった機構が不要である。
If induction machines are used as the motors M1, M2, and M3, the motors M1, M2, and M3 do not start rotating while the
また、特許文献1に比べて、モータM1,M2,M3とインバータINV1,INV2,INV3間の切り離しコネクタ(図8の符号20)が不要になるため部品点数を削減でき、バッテリ充電装置の小型化,低コスト化を図ることが可能となる。また、インバータINV1,INV2,INV3とモータM1,M2,M3間に機械スイッチを接続しないため、接点不良によるモータ異常停止を防ぐことができる。
Compared with
また、特許文献2に比べて、モータM1,M2,M3の巻線がΔ結線でも適用でき、中性点端子が不要であるため、一般的な誘導機を適用することができる。また、3相コンバータによるバッテリ17の充電ができるため、直流バスには基本波の2倍の電圧・電流脈動が重畳せず、バッテリ17の負担を低減できる。これにより、バッテリ17を長寿命化できる。
Further, compared to
また、特許文献3に比べて、整流ダイオードを必要としない。また、トランス13にはスコットトランスではなく一般的な三相トランスを適用できるため、トランス13のコスト・納期の面で有利である。
Further, compared with
また、特許文献4に比べて、モータM1,M2,M3がオープン巻線である必要がなく、巻線がΔ結線またはスター結線である一般的な誘導機を適用することができる。
Further, compared to
また、特許文献5に比べて、降圧用のコンバータCNVが不要のため部品点数を削減することができる。また、インバータINV1,INV2,INV3とモータM1,M2,M3間の機械スイッチ35も不要である。よって、バッテリ充電装置の小型化,低コスト化を図ることが可能となる。
Further, compared with
また、本実施形態1における充電電流制御部は、検出値と指令値だけ代えれば、各インバータINV1,INV2,INV3で同じハード構成とすることができる。 In addition, the charging current control unit according to the first embodiment can have the same hardware configuration in each of the inverters INV1, INV2, and INV3 if only the detection value and the command value are replaced.
また、各インバータINV1,INV2,INV3で充電時の電流責務を均等にすることが可能である。また、各インバータINV1,INV2,INV3内の、充電時に通流する上アームのスイッチング素子2個と下アームのスイッチング素子2個(合計4個)の損失を均等にすることが可能である。また、充電時に、各モータM1,M2,M3のUW間・VW間巻線に発生する損失も均等化することが可能である。その結果、各部品の熱設計も容易になる。 Further, it is possible to equalize the current duty during charging by the inverters INV1, INV2, and INV3. Further, in each inverter INV1, INV2, INV3, it is possible to equalize the losses of two switching elements of the upper arm and two switching elements of the lower arm (four in total) that flow during charging. Further, it is possible to equalize the loss generated in the windings between the UWs and the VWs of the motors M1, M2, M3 during charging. As a result, the thermal design of each component is facilitated.
また図1では、インバータとモータが3台の構成を示した。インバータとモータが4台以上の構成の場合でも、インバータとモータを3台用いてのバッテリ充電を行う。よって、インバータとモータが4台以上の構成では、4台目以降のインバータにトランス13の2次巻線を接続しない構成とすればよい。
[実施形態2]
図5に本実施形態2のバッテリ充電装置を示す。本実施形態2は、実施形態1のモータM1,M2,M3の巻線をスター結線としたものである。スター結線のためモータM1,M2,M3に中性点32は存在する。しかし、中性点32が端子出しされていない点は実施形態1と同様である。
FIG. 1 shows a configuration with three inverters and motors. Even when the number of inverters and motors is four or more, battery charging is performed using three inverters and motors. Therefore, in the configuration of four or more inverters and motors, the secondary winding of the
[Embodiment 2]
FIG. 5 shows a battery charger of the second embodiment. In the second embodiment, the windings of the motors M1, M2, and M3 of the first embodiment are star-connected. The
本実施形態2はモータ巻線の結線が異なるだけで、実施形態1と同じ動作を行い、制御方法も全く同じものを適用できる。ただし、仮に、Δ結線のモータとスター結線のモータの1相当たりの巻線のインダクタンスが同値とした場合、インバータINV1,INV2,INV3のU相・V相間のインダクタンスは実施形態1のΔ結線に比べて大きくなる。そのため、インバータU相・V相の動作としてはスター結線の方が、全く同じタイミングでのスイッチングや、図3の制御ブロックによる出力電流リプルの低減が行いやすくなる。一方、実施形態1のΔ結線ではインバータU相・V相間インダクタンスが小さいため、特許文献6による並列制御が高い効果を発揮する。
The second embodiment performs the same operation as the first embodiment except that the motor windings are differently connected, and the same control method can be applied. However, if the inductances of the windings per phase of the Δ connection motor and the star connection motor are the same value, the inductance between the U phase and the V phase of the inverters INV1, INV2, and INV3 is the same as that of the first embodiment. Compared to larger. Therefore, as the operation of the inverter U phase / V phase, the star connection is easier to perform switching at exactly the same timing and to reduce the output current ripple by the control block of FIG. On the other hand, in the Δ connection of the first embodiment, since the inductance between the inverter U phase and the V phase is small, the parallel control according to
本実施形態2において、バッテリ充電時にモータM1,M2,M3が回転しない理由を説明する。スター巻線では、U相巻線、V相巻線に同じ振幅・位相の電流が流れ、W相巻線には振幅2倍で符号が反転した電流が流れる。モータM1,M2,M3内の磁界はΔ結線の巻線と同じく、大きさおよび符号は変化するが、位相は固定であるため、回転磁界は発生しない。そのため、実施形態1同様、モータM1,M2,M3が誘導機で停止中ならば始動トルクは発生せず、モータM1,M2,M3は回転しない。 In the second embodiment, the reason why the motors M1, M2, M3 do not rotate during battery charging will be described. In the star winding, a current having the same amplitude and phase flows in the U-phase winding and the V-phase winding, and a current whose sign is inverted with a double amplitude flows in the W-phase winding. The magnetic field in the motors M1, M2, and M3 changes in magnitude and sign as in the case of the winding of Δ connection, but the phase is fixed, so no rotating magnetic field is generated. Therefore, as in the first embodiment, if the motors M1, M2, and M3 are stopped by the induction machine, no starting torque is generated and the motors M1, M2, and M3 do not rotate.
以上示したように、本実施形態2によれば、実施形態1と同様の作用効果を奏する。 As described above, according to the second embodiment, the same operational effects as those of the first embodiment can be obtained.
[実施形態3]
図6に本実施形態3のバッテリ充電装置を示す。本実施形態3は充電用の交流電源11が単相の場合に本願発明を適用した場合であり、以下の点が異なる。
[Embodiment 3]
FIG. 6 shows a battery charger according to the third embodiment. The third embodiment is a case where the present invention is applied when the
トランス13の二次巻線は、二台のインバータINV1,インバータINV2の電流検出器14u,14v,15u,15v,16u,16vのないW相に接続する。図6ではトランス13の二次巻線をW相に接続した構成を示しているが、U相に電流検出器がない構成であればU相にトランス13の二次巻線を接続してする。V相に電流検出器がない構成であればV相にトランス13の二次巻線を接続する。また、インバータINV3は、交流電源11に接続しない。
The secondary winding of the
インバータINV1,インバータINV2は単相の系統連系コンバータとなり、電流制御の適用によりバッテリ17を充電することができる。充電電流制御部は、図2,図3をそのまま適用することができる。特許文献6も適用可能である。
The inverters INV1 and INV2 are single-phase grid-connected converters, and can charge the
なお、インバータINV2の充電電流制御部では、図2のIcnvU*の代わりに−IcnvU*を減算器3と並列制御部6に入力する。同様に、図2のVuの代わりに−Vuをフィルタ4に入力する。
The charging current control unit of the inverter INV2 inputs -IcnvU * to the
以上示したように、本実施形態3によれば、交流電源11が単相交流の場合においても本願発明を適用でき、実施形態1,2と同様の作用・効果を得られる。
As described above, according to the third embodiment, the present invention can be applied even when the
また図6では、インバータとモータが3台の構成を示した。インバータとモータが4台以上の構成の場合でも、インバータとモータを2台用いてのバッテリ充電を行う。よって、インバータとモータが3台以上の構成では、3台目以降のインバータにトランス13の2次巻線を接続しない構成とすればよい。インバータとモータが2台の構成では、2台すべてのインバータINV1,INV2がトランス13の2次巻線に接続され、インバータINV3は存在しない構成となる。
FIG. 6 shows a configuration with three inverters and motors. Even when there are four or more inverters and motors, battery charging is performed using two inverters and motors. Therefore, in the configuration of three or more inverters and motors, the secondary winding of the
以上、本発明において、記載された具体例に対してのみ詳細に説明したが、本発明の技術思想の範囲で多彩な変形および修正が可能であることは、当業者にとって明白なことであり、このような変形および修正が特許請求の範囲に属することは当然のことである。 Although the present invention has been described in detail only for the specific examples described above, it is obvious to those skilled in the art that various changes and modifications are possible within the scope of the technical idea of the present invention. Such variations and modifications are naturally within the scope of the claims.
11…交流電源
12…スイッチ
13…トランス
14u,14v,15u,15v,16u,16v…電流検出器
17…バッテリ
INV1,INV2,INV3…インバータ
M1,M2,M3…モータ
DESCRIPTION OF
Claims (6)
前記バッテリに対してN(N≧3)台並列接続され、前記バッテリの直流電力を交流電力に変換して出力するインバータ動作と、交流電力を直流電力に変換して前記バッテリに出力するコンバータ動作を行う三相のインバータと、
前記各インバータの三相交流側にそれぞれ接続されたモータと、
二次巻線が前記N台のインバータのうち三台のインバータの三相交流側の何れかの相に接続され、一次巻線が三相交流電源に接続されたトランスと、
前記インバータと前記トランスの二次巻線との間、または、前記トランスの一次巻線と前記三相交流電源との間、または、前記インバータと前記トランスの二次巻線との間と前記トランスの一次巻線と前記三相交流電源との間に接続されたスイッチと、
を備えたことを特徴とするバッテリ充電装置。 Battery,
N (N ≧ 3) units connected in parallel to the battery, an inverter operation for converting the DC power of the battery into AC power and outputting it, and a converter operation for converting the AC power into DC power and outputting it to the battery A three-phase inverter,
A motor connected to the three-phase AC side of each inverter;
A transformer in which a secondary winding is connected to any phase on the three-phase AC side of three inverters among the N inverters, and a primary winding is connected to a three-phase AC power source;
Between the inverter and the secondary winding of the transformer, or between the primary winding of the transformer and the three-phase AC power source, or between the inverter and the secondary winding of the transformer, and the transformer. A switch connected between the primary winding and the three-phase AC power source;
A battery charging device comprising:
前記バッテリに対してN(N≧2)台並列接続され、前記バッテリの直流電力を交流電力に変換して出力するインバータ動作と、交流電力を直流電力に変換して前記バッテリに出力するコンバータ動作を行う三相のインバータと、
前記各インバータの三相交流側に接続されたモータと、
二次巻線が前記N台のインバータのうち二台のインバータの三相交流側の何れかの相に接続され、一次巻線が単相交流電源に接続されたトランスと、
前記インバータと前記トランスの二次巻線との間、または、前記トランスの一次巻線と前記単相交流電源との間、または、前記インバータと前記トランスの二次巻線との間と前記トランスの一次巻線と前記単相交流電源との間に接続されたスイッチと、
を備えたことを特徴とするバッテリ充電装置。 Battery,
N (N ≧ 2) units connected in parallel to the battery, an inverter operation for converting the DC power of the battery into AC power and outputting it, and a converter operation for converting the AC power into DC power and outputting it to the battery A three-phase inverter,
A motor connected to the three-phase AC side of each inverter;
A transformer in which a secondary winding is connected to any phase on the three-phase AC side of two inverters of the N inverters, and a primary winding is connected to a single-phase AC power source;
Between the inverter and the secondary winding of the transformer, or between the primary winding of the transformer and the single-phase AC power source, or between the inverter and the secondary winding of the transformer, and the transformer. A switch connected between the primary winding and the single-phase AC power source;
A battery charging device comprising:
バッテリの充電動作時、前記トランスの二次巻線が接続された前記各インバータの充電電流制御部は、
前記トランスの二次巻線が接続された相の上下アームのスイッチング素子をOFFし、
コンバータ出力電流指令値と、前記トランスの二次巻線が接続されていない二相のコンバータ入力電流検出値を加算したコンバータ出力電流検出値と、の偏差と、
コンバータ電圧検出値と、
に基づいてコンバータ電圧指令値を算出し、前記コンバータ電圧指令値に基づいてPWM制御を行い、前記トランスの二次巻線が接続されていない二相の上下アームのスイッチング素子のゲート指令値を生成することを特徴とする請求項1〜4のうち何れかに記載のバッテリ充電装置。 The inverter is configured to have a switching element on the upper and lower arms of each phase,
During the battery charging operation, the charging current control unit of each inverter connected to the secondary winding of the transformer is:
Turn off the switching elements of the upper and lower arms of the phase to which the secondary winding of the transformer is connected,
Deviation between the converter output current command value and the converter output current detection value obtained by adding the two-phase converter input current detection value to which the secondary winding of the transformer is not connected,
Converter voltage detection value,
The converter voltage command value is calculated based on the converter voltage, the PWM control is performed based on the converter voltage command value, and the gate command value of the switching element of the two-phase upper and lower arms not connected to the secondary winding of the transformer is generated. The battery charger according to any one of claims 1 to 4, wherein the battery charger is provided.
前記トランスの二次巻線が接続されていない二相のうち、一方の相はキャリア三角波に基づいてPWM制御を行い、他方の相は前記キャリア三角波を反転した信号に基づいてPWM制御を行うことを特徴とする請求項5記載のバッテリ充電装置。 The PWM control is
Of the two phases to which the secondary winding of the transformer is not connected, one phase performs PWM control based on a carrier triangular wave, and the other phase performs PWM control based on a signal obtained by inverting the carrier triangular wave The battery charger according to claim 5.
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CN112803561A (en) * | 2021-01-27 | 2021-05-14 | 华南理工大学 | Electric automobile integrated charging circuit based on auxiliary inductance and three-phase motor drive |
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2017
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CN112803561B (en) * | 2021-01-27 | 2022-09-20 | 华南理工大学 | Electric automobile integrated charging circuit based on auxiliary inductance and three-phase motor drive |
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