JP2018512038A - 非対称型スイッチングコンデンサレギュレータ - Google Patents

Abstract

本開示は、高効率で広い電圧範囲をカバーする出力電圧を提供することができる非対称型スイッチングコンデンサレギュレータを提供する。開示のスイッチングコンデンサレギュレータは、１つまたは複数のスイッチングコンデンサの両端の電圧とスイッチングコンデンサレギュレータ内の残りのスイッチングコンデンサの両端の電圧とに差異を生じさせることによって、広範囲の出力電圧を生成するように構成されている。【選択図】図１Ａ

Description

関連出願の相互参照
本出願は、米国特許法第１１９条（ｅ）の下で、参照によりその全体が本明細書に組み入れられる、２０１５年４月１７日に出願された「ＡＳＹＭＭＥＴＲＩＣ ＳＷＩＴＣＨＩＮＧ ＣＡＰＡＣＩＴＯＲ ＲＥＧＵＬＡＴＯＲ」という名称の米国仮特許出願第６２／１４８，９０１号の先の出願日の利益を主張するものである。

連邦政府による資金提供を受けた研究開発の記載
本発明は、全米科学財団（ＮＳＦ）によって授与された１３５３６４０および１４４７００３の下での連邦政府の支援を得てなされた。連邦政府は本発明に一定の権利を有する。

本開示は、非対称型スイッチングコンデンサレギュレータ（ａｓｙｍｍｅｔｒｉｃ ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ ｃａｐａｃｉｔｏｒ ｒｅｇｕｌａｔｏｒ、非対称型スイッチングキャパシタ安定回路）に関する。

電子システムのサイズ縮小が強く求められている。サイズ縮小は、スペースが重視されるモバイルエレクトロニクスにおいて特に望ましいが、大規模データセンタに配置されるサーバにおいても望ましい。というのは、固定された不動産に可能な限り多くのサーバを詰め込むことが重要だからである。

電子システムにおける最大の構成部品の１つは電圧レギュレータ（パワーレギュレータ、電圧調整器とも呼ぶ）を含む。パワーレギュレータは、多くの場合、集積チップに電圧を供給するために多数のかさばるオフチップ構成部品を含み、これには、プロセッサ、メモリデバイス（例えば、ダイナミックリードアクセスメモリ（ＤＲＡＭ））、無線周波数（ＲＦ）チップ、ＷｉＦｉコンボチップ、電力増幅器が含まれる。したがって、電子システムにおける電圧レギュレータのサイズを縮小することが望ましい。

パワーレギュレータは、電源（例えば、バッテリ）から出力負荷に電力を供給するＤＣ−ＤＣレギュレータチップなどの半導体チップを含む。出力負荷には、電子デバイス内の様々な集積チップ（例えば、アプリケーションプロセッサ、ＤＲＡＭ、ＮＡＮＤフラッシュメモリ）を含むことができる。電力を効率的に供給するために、電圧レギュレータは「バック（ｂｕｃｋ）」トポロジを使用することができる。そうしたレギュレータをバックレギュレータと呼ぶ。バックレギュレータは、インダクタを使用して電源から出力負荷に電荷を転送する。バックレギュレータは、電源スイッチを使用してインダクタを複数の電圧のうちの１つに接続／切断することにより、複数の電圧の加重平均である出力電圧を提供することができる。バックレギュレータは、インダクタが複数の電圧のうちの１つに結合されている時間量を制御することによって出力電圧を調整することができる。

残念ながら、バックレギュレータは高集積電子システムには適していない。バックレギュレータの変換効率は、特に電力変換比が高い場合や、出力負荷によって消費される電流量が大きい場合には、インダクタのサイズに依存する。インダクタは大面積を占める可能性があり、オンダイまたはオンパッケージで統合するにはかさばるため、既存のバックレギュレータでは、多数のオフチップインダクタ構成部品を使用することが多い。この戦略は、往々にして、プリント回路基板上に大面積を必要とし、それによって電子デバイスのサイズが増大する。モバイルシステムオンチップ（ｓｙｓｔｅｍ−ｏｎ−ｃｈｉｐ、ＳｏＣ）がより複雑になり、ますます多くの電圧領域の電圧レギュレータによる供給が必要になるにつれて、課題はさらに深刻化する。

別の種類のパワーレギュレータがスイッチトキャパシタレギュレータであり、インダクタの代わりにコンデンサが使用される。残念ながら、スイッチトキャパシタは特定の入出力電圧比でのみ効率的であり、比が所定の値から逸脱すると電力効率が悪くなる。

開示の主題のいくつかの実施形態は、電圧レギュレータを含む。電圧レギュレータは、入力ノード（ｉｎｐｕｔ ｎｏｄｅ、入力接続点）で入力電圧を受け取り、出力ノード（ｏｕｔｐｕｔ ｎｏｄｅ）で出力電圧を提供するように構成されている。電圧レギュレータは、インダクタと、第１の電圧に適応するように構成された第１のコンデンサと、第２の電圧に適応するように構成された第２のコンデンサとを含む。また電圧レギュレータは、第１の構成と第２の構成とを交互に繰り返すように構成されたスイッチマトリックス（ｓｗｉｔｃｈ ｍａｔｒｉｘ、スイッチの縦横配列）も含み、第１の構成では、スイッチマトリックスは、第１のコンデンサと第２のコンデンサとを、インダクタを介して並列関係で結合するように構成され、第２の構成では、スイッチマトリックスは、第１のコンデンサと第２のコンデンサとを、入力ノードと接地ノードとの間に直列関係で結合するように構成される。また電圧レギュレータは、第１の構成で第１の電圧と第２の電圧との間に電圧差を提供するためにインダクタを通る電流を誘導するように構成された複数の電源スイッチも含むことができる。

本明細書で開示する電圧レギュレータのいくつかの実施形態において、第１の構成では、インダクタと第１のコンデンサとは直列関係にあり、インダクタおよび第１のコンデンサは第２のコンデンサと集合的に並列関係にある。

本明細書で開示する電圧レギュレータのいくつかの実施形態において、第１のコンデンサはスイッチングコンデンサであり、第２のコンデンサはデカップリングコンデンサである。

本明細書で開示する電圧レギュレータのいくつかの実施形態において、第１のコンデンサおよび第２のコンデンサは、第１の構成では、入力ノードと接地ノードとを結合するコンデンサスタックの同じ層にあるスイッチングコンデンサである。

本明細書で開示する電圧レギュレータのいくつかの実施形態において、第２の構成では、第２のコンデンサは出力ノードに結合され、デカップリングコンデンサと並列である。

本明細書で開示する電圧レギュレータのいくつかの実施形態において、複数の電源スイッチは、第１のスイッチおよび第２のスイッチを含み、第１の構成では、第１のスイッチおよび第２のスイッチトは、第１のコンデンサと第２のコンデンサとの間に電圧差を提供するために、所定のデューティサイクル（ｄｕｔｙ ｃｙｃｌｅ、動作周期）で第１の状態と第２の状態とを交互に繰り返すように構成される。

本明細書で開示する電圧レギュレータのいくつかの実施形態において、第１の状態では、第１のコンデンサと第２のコンデンサとをインダクタを介して並列に結合するために、第１のスイッチはオンにされ、第２のスイッチはオフにされ、第２の状態では、第１のコンデンサと第２のコンデンサとを減結合（ｄｅ−ｃｏｕｐｌｅ）するために、第１のスイッチはオフにされ、第２のスイッチはオンにされる。

本明細書で開示する電圧レギュレータのいくつかの実施形態において、第１のスイッチは出力ノードとインダクタとの間に配置される。

本明細書で開示する電圧レギュレータのいくつかの実施形態において、第１のスイッチはインダクタと第１のコンデンサとの間に配置される。

本明細書で開示する電圧レギュレータのいくつかの実施形態において、電圧レギュレータの出力電圧は、所定のデューティサイクルに基づいて決定される。

本明細書で開示する電圧レギュレータのいくつかの実施形態において、電圧レギュレータは第３のコンデンサをさらに含み、第２の構成では、スイッチマトリックスは第３のコンデンサを第１のコンデンサと直列関係にするよう構成される。

本明細書で開示する電圧レギュレータのいくつかの実施形態において、第１の構成では、スイッチマトリックスは、第３のコンデンサを第２のコンデンサと並列に出力ノードに結合するように構成される。

本明細書で開示する電圧レギュレータのいくつかの実施形態において、第１の構成では、スイッチマトリックスは、第３のコンデンサを第１のコンデンサに並列に結合させるように構成される。

本明細書で開示する電圧レギュレータのいくつかの実施形態において、インダクタは１〜１００ｎＨの範囲のインダクタンスを有する。

本明細書で開示する電圧レギュレータのいくつかの実施形態において、インダクタはオンチップまたはオンパッケージである。

本明細書で開示する電圧レギュレータのいくつかの実施形態において、インダクタは１００ｎＨ〜１０μＨの範囲のインダクタンスを有する。

開示の主題のいくつかの実施形態は、電子システムを含む。電子システムは、いくつかの実施形態による電圧レギュレータを含み、電圧レギュレータは、電圧レギュレータ内の出力ノードが入力電圧源に接続され、電圧レギュレータの入力ノードが目標負荷（ｔａｒｇｅｔ ｌｏａｄ）に結合される逆方向に動作するように構成される。

本明細書で開示する電子システムのいくつかの実施形態において、電圧レギュレータを逆方向に動作させる電子システムは、電圧レギュレータを昇圧レギュレータとして動作させるように構成される。

開示の主題のいくつかの実施形態は、いくつかの実施形態による電圧レギュレータと、電圧レギュレータに結合された目標負荷システムとを含む電子システムを含み、電圧レギュレータの出力ノードは目標負荷システムに結合される。

本明細書で開示する電子システムのいくつかの実施形態において、電子システムはモバイル通信デバイスを含む。

以上では、以下の開示の主題の詳細な説明がよりよく理解され、本開示の当技術分野への貢献がよりよく理解されるように、開示の主題の特徴を大まかに概説した。当然ながら、開示の主題には、以下に記載され、添付の特許請求の範囲の主題を形成するその他の特徴がある。

この点に関して、開示の主題の少なくとも１つの実施形態を詳細に説明する前に、開示の主題は、その適用において、以下の説明に記載され、または図面に例示されている構造の詳細にも、構成部品の配置にも限定されないことを理解されたい。開示の主題は他の実施形態も可能であり、様々なやり方で実施し、達成することができる。また、本明細書で使用する表現および用語は、説明のためのものであり、限定とみなすべきではないことも理解されたい。

よって、当業者であれば、本開示が基礎とする概念は、開示の主題のいくつかの目的を達成するための他の構造、システム、方法および媒体の設計の基礎として容易に利用されうることを理解するであろう。したがって、特許請求の範囲は、開示の主題の趣旨および範囲を逸脱しない限り、そうした均等な構造を含むものとみなすべきことが重要である。

これらならびに開示の主題のその他の目的については、開示の主題を特徴付ける様々な新規な特徴と共に、本開示に添付され、本開示の一部を形成する特許請求の範囲に詳細に記載されている。開示の主題、その動作上の利点、およびその使用によって達成される具体的な目的をよりよく理解するために、開示の主題の好ましい実施形態が例示されている添付の図面および説明事項を参照されたい。

開示の主題の様々な目的、特徴、および利点は、以下の開示の主題の詳細な説明を、添付の図面との関連で考察すればより十分に理解することができる。図面において類似した参照符号は類似した要素を指し示す。

対称型スイッチングコンデンサレギュレータおよびその動作を示す図である。 対称型スイッチングコンデンサレギュレータおよびその動作を示す図である。

３：１ラダースイッチングコンデンサレギュレータおよびその動作を示す図である。 ３：１ラダースイッチングコンデンサレギュレータおよびその動作を示す図である。

バックレギュレータおよびその動作およびその動作を示す図である。 バックレギュレータおよびその動作およびその動作を示す図である。

いくつかの実施形態による、所望の出力電圧範囲の下半分にある出力電圧を提供することができる非対称型スイッチングコンデンサレギュレータを示す図である。 いくつかの実施形態による、所望の出力電圧範囲の下半分にある出力電圧を提供することができる非対称型スイッチングコンデンサレギュレータを示す図である。 いくつかの実施形態による、所望の出力電圧範囲の下半分にある出力電圧を提供することができる非対称型スイッチングコンデンサレギュレータを示す図である。

いくつかの実施形態による、所望の出力電圧範囲の上半分にある出力電圧を提供することができる非対称型スイッチングコンデンサレギュレータを示す図である。 いくつかの実施形態による、所望の出力電圧範囲の上半分にある出力電圧を提供することができる非対称型スイッチングコンデンサレギュレータを示す図である。

いくつかの実施形態による、所望の出力電圧範囲全体の出力電圧を提供することができる非対称型スイッチングコンデンサレギュレータを示す図である。 いくつかの実施形態による、所望の出力電圧範囲全体の出力電圧を提供することができる非対称型スイッチングコンデンサレギュレータを示す図である。 いくつかの実施形態による、所望の出力電圧範囲全体の出力電圧を提供することができる非対称型スイッチングコンデンサレギュレータを示す図である。

いくつかの実施形態による、３：１スイッチングコンデンサレギュレータに基づく非対称型スイッチングコンデンサレギュレータを示す図である。 いくつかの実施形態による、３：１スイッチングコンデンサレギュレータに基づく非対称型スイッチングコンデンサレギュレータを示す図である。

いくつかの実施形態による、ラダースイッチングコンデンサレギュレータに基づく非対称型スイッチングコンデンサレギュレータを示す図である。 いくつかの実施形態による、ラダースイッチングコンデンサレギュレータに基づく非対称型スイッチングコンデンサレギュレータを示す図である。

いくつかの実施形態による昇圧非対称型スイッチングコンデンサレギュレータを示す図である。 いくつかの実施形態による昇圧非対称型スイッチングコンデンサレギュレータを示す図である。

いくつかの実施形態による非対称型スイッチングコンデンサレギュレータを含むコンピューティングデバイスのブロック図である。

いくつかの実施形態による、２つのコンデンサ間に電圧差を導入する方法および電圧差を用いて出力電圧を生成する方法を示す図である。 いくつかの実施形態による、２つのコンデンサ間に電圧差を導入する方法および電圧差を用いて出力電圧を生成する方法を示す図である。

以下の説明では、開示の主題の十分な理解を提供するために、開示の主題のシステムおよび方法、ならびにそうしたシステムおよび方法が動作しうる環境などに関する多くの具体的な詳細が記載される。しかし、開示の主題はそうした具体的な詳細なしで実施されてもよく、当業者に周知のいくつかの特徴は、開示の主題を複雑化しないように詳細に説明されていないことが、当業者には明らかであろう。加えて、以下で提供する例は例示であり、開示の主題の範囲内にある他のシステムおよび方法も企図されていることも理解されよう。

現代の電子システムは、複数の処理コアおよび異種構成部品（例えば、メモリコントローラ、ハードウェアアクセラレータ）を単一チップ内に組み込んだシステムオンチップ（ＳｏＣ）として緊密に統合されてきた。ＳｏＣの人気は、より厳しい電力バジェットと相まって、ブロック別の粒度で電圧および周波数を制御しようとする動機となっている。ブロック別の電圧制御は、電子システムが、より高い性能を求める計算ブロック（例えば、プロセッサコア）の電圧のみを上昇させることを可能にできる。そうしたブロック別の電圧制御は、電力および／または性能を向上させることができる。

しかし、従来の動的電圧・周波数スケーリング（ＤＶＦＳ）の手法は、オフチップ電圧レギュレータのコスト制限およびサイズ制限により粗粒度で行われてきた。さらに、従来のＤＶＦＳ方式は、オフチップ電圧レギュレータが低速であるために、マイクロ秒時間スケールでの低速電圧／周波数スケーリングだけに制限されていた。ナノ秒時間スケールでのより高速なＤＶＦＳは、急速に変化する計算需要に合わせてＳｏＣ電圧を厳密に追うことによって、ＳｏＣが消費する電力を大幅に節約することができる。

オフチップ電圧レギュレータの欠点を考慮すると、基板サイズを縮小し、ナノ秒時間スケールのコアごとのＤＶＦＳを可能にするために、統合電圧レギュレータ（ＩＶＲ）、すなわち、単一チップ内または単一パッケージ内で他の構成部品（例えば、プロセッサコア）と統合された電圧レギュレータの構築への関心が急激に高まっている。

ＩＶＲには、スイッチングレギュレータ（）や低ドロップアウトリニアレギュレータを含む、様々な電圧レギュレータを含むことができる。基板サイズを縮小することができ、ナノ秒時間スケールのコアごとのＤＶＦＳを可能にすることができるＩＶＲは、Ｗｏｎｙｏｕｎｇ Ｋｉｍらが、２００８年２月に、ＩＥＥＥ Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｓｙｍｐｏｓｉｕｍ ｏｎ Ｈｉｇｈ−Ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ Ｃｏｍｐｕｔｅｒ Ａｒｃｈｉｔｅｃｔｕｒｅ （ＨＰＣＡ）で発表した「Ｓｙｓｔｅｍ Ｌｅｖｅｌ Ａｎａｌｙｓｉｓ ｏｆ Ｆａｓｔ， Ｐｅｒ−Ｃｏｒｅ ＤＶＦＳ ｕｓｉｎｇ Ｏｎ−Ｃｈｉｐ Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ Ｒｅｇｕｌａｔｏｒｓ」、Ｈａｎｈ−Ｐｈｕｃ Ｌｅらが、２０１１年９月に、ＩＥＥＥ Ｊｏｕｒｎａｌ ｏｆ Ｓｏｌｉｄ−Ｓｔａｔｅ Ｃｉｒｃｕｉｔｓ （ＪＳＳＣ）で発表した「Ｄｅｓｉｇｎ Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ ｆｏｒ Ｆｕｌｌｙ Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｓｗｉｔｃｈｅｄ−Ｃａｐａｃｉｔｏｒ ＤＣ−ＤＣ Ｒｅｇｕｌａｔｏｒｓ」という表題の論文、Ｗｏｎｙｏｕｎｇ Ｋｉｍらが、２０１２年１月に、ＩＥＥＥ Ｊｏｕｒｎａｌ ｏｆ Ｓｏｌｉｄ−Ｓｔａｔｅ Ｃｉｒｃｕｉｔｓ （ＪＳＳＣ）で発表した「Ａ Ｆｕｌｌｙ−Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ ３−Ｌｅｖｅｌ ＤＣ／ＤＣ Ｒｅｇｕｌａｔｏｒ ｆｏｒ Ｎａｎｏｓｅｃｏｎｄ−Ｓｃａｌｅ ＤＶＦＳ」という表題の論文に開示されており、各々、参照によりその全体が本明細書に組み入れられる。

スイッチングレギュレータは、スイッチングコンデンサ（ＳＣ）レギュレータを含むことができる。スイッチングコンデンサレギュレータは、インダクタの代わりに１つまたは複数のコンデンサを使用して、電源から出力負荷に電荷を転送することができる。スイッチングコンデンサレギュレータは、コンデンサが相互に接続される構成および順序を変更することによって出力電圧を制御することができる。

残念ながら、スイッチングコンデンサレギュレータの効率は、入力電圧の所定の分数ではない出力電圧では低下する可能性がある。例えば、スイッチングコンデンサレギュレータは、入力電圧の１／２、１／３、２／３、２／５、３／５で高効率を達成することができる。しかし、同じスイッチングコンデンサレギュレータが、出力電圧がそれらの値から逸脱する場合には、高効率を提供することができない。これが、連続した電圧範囲内、または５〜１０ｍＶステップの電圧範囲内で動作する多くのＳｏＣの問題である。

図１Ａから図１Ｂに、出力電圧Ｖ_ＯＵＴ１０４が入力電圧Ｖ_ＩＮ１０２のある分数に近い場合に高効率を達成することができる対称型スイッチングコンデンサレギュレータを示す。この特定の例では、その分数は１／３である。スイッチングコンデンサレギュレータは、複数のコンデンサＣ_ＳＷ１１０６、Ｃ_ＳＷ２１０８、およびＣ_ＯＵＴ１１９と、スイッチマトリックス（簡略化のために図示されていない）とを含む。スイッチマトリックスは、複数のスイッチを含むことができる。

スイッチングコンデンサレギュレータでは、スイッチマトリックスがどのようにして接続、切断されるかに応じて、スイッチングコンデンサＣ_ＳＷ１１０６とＣ_ＳＷ２１０８とを異なるやり方で接続することができ、デカップリングコンデンサＣ_ＯＵＴ１１９は出力側の雑音を低減するために常に出力Ｖ_ＯＵＴ１０４に結合されている。デカップリングコンデンサＣ_ＯＵＴ１１９は、通常、出力電圧Ｖ_ＯＵＴ１０４のノイズまたはリップルを低減させる大きなコンデンサである。

スイッチマトリックスの構成に応じて、スイッチングコンデンサレギュレータを状態０または状態１とすることができる。スイッチは、スイッチングコンデンサＣ_ＳＷ１１０６、Ｃ_ＳＷ２１０８もまた、状態０と状態１とを周期的に交互に繰り返すように、周期的に（例えば、特定の周波数で）オン／オフすることができる。図１Ｂに示すように、レギュレータは、状態０で時間０〜Ｔ_０を費やし、状態１でＴ_０〜（Ｔ_０＋Ｔ_１）を費やすことができる。

状態１では、スイッチコンデンサＣ_ＳＷ１１０６の両端の第１の電圧Ｖ_ＳＷ１とＣ_ＳＷ２１０８の両端の第２の電圧Ｖ_ＳＷ２は、出力電圧Ｖ_ＯＵＴ１０４と等しい。スイッチングコンデンサＣ_ＳＷ１１０６、Ｃ_ＳＷ２１０８が十分に大きいと仮定すると、第１の電圧および第２の電圧（Ｖ_ＳＷ１およびＶ_ＳＷ２）は、状態０と状態１の両方でおおよそ同じままとすることができる。したがって、コンデンサ構成が状態０に変化する場合、Ｖ_ＩＮ１０２とＶ_ＯＵＴ１０４との間の関係を、以下のように計算することができる。

したがって、この具体例では、出力電圧Ｖ_ＯＵＴ１０４をＶ_ＩＮ１０２の１／３に設定することができる。このスイッチングコンデンサレギュレータは、３：１降圧スイッチングコンデンサレギュレータとも呼ばれる。より詳細には、この特定の種類のスイッチングコンデンサレギュレータは、２つのスイッチングコンデンサＣ_ＳＷ１１０６、Ｃ_ＳＷ２１０８が状態０で直列に接続され、状態１で並列に接続されるため、３：１直列並列スイッチングコンデンサレギュレータとも呼ばれる。電流１１８を消費する出力負荷は、プロセッサ、メモリ（例えば、ＤＲＡＭ、ＮＡＮＤフラッシュ）、ＲＦチップ、ＷｉＦｉコンボチップ、および電力増幅器を含む任意の種類の電子デバイスとすることができる。

多くの場合、スイッチングコンデンサレギュレータが高効率を達成する入力電圧Ｖ_ＩＮ１０２の分数値は、状態０の間の入力ノードと接地との間の積層コンデンサの数によって決定される。例えば、図１Ａでは、入力ノード（例えば、入力電圧Ｖ_ＩＮ１０２が提供されるノード）と接地ノードとの間の積層コンデンサの数は３である。したがって、スイッチングコンデンサレギュレータは、その出力電圧が入力電圧Ｖ_ＩＮ１０２の１／３であるときに高効率を達成する。入力ノードと接地ノードとの間の積層コンデンサの数をＮ個に増加させた場合、スイッチングコンデンサレギュレータは、その出力電圧が入力電圧Ｖ_ＩＮ１０２の１／Ｎであるときに高効率を達成することができる。

積層コンデンサ構成のコンデンサは、スタック内の「層」と関連付けることができる。例えば、図１Ａの状態０のように、入力ノードと接地ノードとの間の積層コンデンサ構成が３つのコンデンサを有する場合、接地ノードに接続されたコンデンサ（例えば、Ｃ_ＯＵＴ１１０）は第１層にあるといい、入力ノードに接続されたコンデンサ（例えば、Ｃ_ＳＷ１１０６）は第３層にあるといい、第１層と第３層との間に挟まれたコンデンサ（例えばＣ_ＳＷ２１０８）は第２層にあるという。場合によっては、コンデンサスタック内の特定のコンデンサの層を、直列関係にある特定のコンデンサと接地との間のコンデンサの最小数を数えることによって決定することができる。第１のコンデンサと第２のコンデンサとは、（１）直列関係にある第１のコンデンサと接地ノードとの間のコンデンサの最小数と、（２）直列関係にある第２のコンデンサと接地ノードとの間のコンデンサの最小数とが同じである場合に、コンデンサスタック内の同じ層にあるという。

図２Ａから図２Ｂに、スイッチングコンデンサがどのように接続されているかが図１とわずかに異なる、３：１ラダースイッチングコンデンサレギュレータ（ｌａｄｄｅｒ ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ ｃａｐａｃｉｔｏｒ ｒｅｇｕｌａｔｏｒ）を示す。図１と同様に、コンデンサは、スイッチングコンデンサを接続、切断するスイッチマトリックス（簡略化のために本図には描かれていない）を使用して状態０と状態１とを交互に繰り返す。図２Ｂに示すように、レギュレータは、状態０で時間０〜Ｔ_０を費やし、状態１で時間Ｔ_０〜（Ｔ_０＋Ｔ_１）を費やすことができる。

状態０では、Ｃ_ＳＷ４２１６の両端の電圧Ｖ_ＳＷ４は出力Ｖ_ＯＵＴ１０４と等しく、Ｃ_ＳＷ２２０８の両端の電圧Ｖ_ＳＷ２はＣ_ＳＷ３２１４の両端の電圧Ｖ_ＳＷ３と等しい。状態１では、Ｃ_ＳＷ３２１４の両端の電圧Ｖ_ＳＷ３は出力電圧Ｖ_ＯＵＴ１０４と等しく、Ｃ_ＳＷ４２１６の両端の電圧Ｖ_ＳＷ４はＣ_ＳＷ１２０６の両端の電圧Ｖ_ＳＷ１と等しい。要約すると以下のとおりである。
状態０では：Ｖ_ＳＷ４＝Ｖ_ＯＵＴ，Ｖ_ＳＷ２＝Ｖ_ＳＷ３，Ｖ_ＩＮ＝Ｖ_ＳＷ１＋Ｖ_ＳＷ２＋Ｖ_ＯＵＴ
状態１では：Ｖ_ＳＷ３＝Ｖ_ＯＵＴ，Ｖ_ＳＷ４＝Ｖ_ＳＷ１，Ｖ_ＩＮ＝Ｖ_ＳＷ１＋Ｖ_ＳＷ２＋Ｖ_ＯＵＴ
すべてのコンデンサ値が、コンデンサ両端の電圧を状態０と状態１の両方でおおよそ同じままとするのに十分な大きさであると仮定すると、Ｖ_ＳＷ１、Ｖ_ＳＷ２、Ｖ_ＳＷ３、Ｖ_ＳＷ４はすべて、Ｖ_ＯＵＴとおおよそ等しくなる。その結果、Ｖ_ＩＮ１０２とＶ_ＯＵＴ１０４との間の関係は、以下のように計算することができる。

この特定の種類のスイッチングコンデンサレギュレータを３：１ラダースイッチングコンデンサレギュレータと呼ぶ。というのは、２つのスイッチングコンデンサＣ_ＳＷ４２１６、Ｃ_ＳＷ２２０８が直列に接続され、２つのスイッチングコンデンサＣ_ＳＷ３２１４、Ｃ_ＳＷ３２１４が直列に接続される様子が２つのはしごが並んでいるように見えるからである。

より一般的には、図１Ａのスイッチングコンデンサレギュレータと同様に、入力ノードと接地ノードとの間の積層コンデンサの数（例えば、直列関係にあるコンデンサの数）がＮである場合、ラダースイッチングコンデンサレギュレータは、その出力電圧が入力電圧Ｖ_ＩＮ１０２の１／Ｎであるときに高効率を達成することができる。図２Ａの特定の事例では、直列関係にあるコンデンサの数は３である（例えば、Ｃ_ＳＷ１２０６−Ｃ_ＳＷ３２１４−Ｃ_ＯＵＴ１１０）。したがって、この特定のラダースイッチングコンデンサレギュレータは、その出力電圧が入力電圧Ｖ_ＩＮ１０２の１／３であるときに高効率を達成することができる。

図１から図２に示す２つの例では、スイッチングコンデンサレギュレータは、Ｖ_ＯＵＴ１０４を比較的高い電力効率で（例えば、大きな電力損失なしで）Ｖ_ＩＮ１０２の１／３になるように設定することができる。しかし、実世界の二次効果を考慮すると、コンデンサ電圧は、上記の式で仮定されているように状態０および状態１で安定したままにとどまらず、コンデンサが時間の経過と共に充電され、放電されるにつれて変化する。このため、スイッチングコンデンサレギュレータに、Ｖ_ＩＮ１０２の１／３から逸脱した出力電圧Ｖ_ＯＵＴ１０４を提供させる。

しかし、出力電圧Ｖ_ＯＵＴ１０４がＶ_ＩＮ１０２の１／３からさらに逸脱するにつれて、スイッチングコンデンサレギュレータは出力電圧Ｖ_ＯＵＴを調整するためにより多くの電力を消費することになる。その結果、出力電圧Ｖ_ＯＵＴ１０４がＶ_ＩＮ１０２の１／３からさらに逸脱するにつれて、スイッチングコンデンサレギュレータの電力効率は低下することになる。これが、レギュレータに小さいステップ（約５ｍＶ）で広い電圧範囲をカバーする電圧を提供させる必要のあるＳｏＣの問題である。

本開示は、高効率で広い電圧範囲をカバーする出力電圧を提供することができる非対称型スイッチングコンデンサレギュレータを提供する。開示のスイッチングコンデンサレギュレータは、１つまたは複数のスイッチングコンデンサの両端の電圧とスイッチングコンデンサレギュレータ内の残りのスイッチングコンデンサの両端の電圧とに差異を生じさせることによって、広範囲の出力電圧を生成するように構成されている。

従来のスイッチングコンデンサレギュレータは、例えば、図１Ａの状態１の間はすべてのスイッチングコンデンサの両端の電圧が等しいため、出力電圧を入力電圧の所定の分数に部分的に設定するのに適しているにすぎない。より多くのスイッチングコンデンサを使用してもこれに関しては役に立たない。状態０でより多くのスイッチングコンデンサを積層することにより、レギュレータは出力を入力電圧の１／２、１／３、１／４、１／５（以下同様）になるように設定することができるが、レギュレータは、高効率で入力電圧の分数から逸脱した出力電圧を提供することができない。

しかし、１つまたは複数のスイッチングコンデンサが異なる電圧と関連付けられている場合、スイッチングコンデンサの出力電圧は、高効率で入力電圧の分数から逸脱することができる。例えば、すべてＶ_ＯＵＴと等しい電圧を有する３つのスイッチングコンデンサを積層する代わりに、３つのスイッチングコンデンサは、それぞれ、Ｖ_ＯＵＴ、Ｖ_ＯＵＴ、１．２×Ｖ_ＯＵＴと等しい電圧を有するものとする。この場合、Ｖ_ＩＮはＶ_ＩＮ＝Ｖ_ＯＵＴ＋Ｖ_ＯＵＴ＋１．２×Ｖ_ＯＵＴ＝３．２×Ｖ_ＯＵＴとして計算されることになる。したがって、出力電圧Ｖ_ＯＵＴをＶ_ＩＮの１／（３．２）に設定することができ、これはスタック内のコンデンサの数に基づいて決定される入力電圧の分数値ではない。

これが示すのは、スイッチングコンデンサレギュレータがスイッチングコンデンサ電圧を任意の値に設定することができる場合、スイッチングコンデンサレギュレータは、入力電圧Ｖ_ＩＮの分数に固定されない任意の出力電圧を提供できることである。本開示は、スイッチングコンデンサの両端の電圧を任意の値に設定することができるスイッチングコンデンサレギュレータを提供する。このようにして、レギュレータは、コンデンサスタック内のコンデンサの数に基づいて決定される入力電圧の分数値ではない出力電圧を提供することができる。本明細書で開示する非対称型スイッチングコンデンサレギュレータのいくつかの実施形態は、スイッチングコンデンサの両端の電圧を任意の値に設定するために１つまたは複数のインダクタを使用する。本明細書で開示する電圧レギュレータを、集合的に、非対称型スイッチングコンデンサレギュレータと呼ぶ。

非対称型スイッチングコンデンサレギュレータには、少なくとも２つの主要な利点がある。第１に、このレギュレータはＶ_ＯＵＴを、任意の値とし、Ｖ_ＩＮの所定の比率に固定されないように設定することができる。第２に、このレギュレータは、対称型スイッチングコンデンサレギュレータよりも少ないコンデンサを使用して、広範囲のＶ_ＯＵＴにわたって調節することができる。例えば、出力電圧Ｖ_ＯＵＴの所望の範囲は０．６〜１．４Ｖであり、Ｖ_ＩＮは３．６Ｖであるとする。対称型スイッチングコンデンサレギュレータは、コンデンサ電圧をＶ_ＯＵＴにする必要があり、そのため、０．６Ｖの最小Ｖ_ＯＵＴ（３．６／０．６＝６）をサポートするのに少なくとも６個の積層コンデンサが必要である。しかし、非対称型スイッチングコンデンサレギュレータは、スイッチングコンデンサ電圧をＶ_ＯＵＴとは異なる値に設定することができる。したがって、非対称型スイッチングコンデンサレギュレータ内のコンデンサの数は、対称型スイッチングコンデンサレギュレータ内のコンデンサの数より少なくすることができる。

非対称型スイッチングコンデンサレギュレータの動作は、バックレギュレータの動作に関連している。図３Ａから図３Ｂにバックレギュレータおよびその動作を示す。バックレギュレータ３００は、インダクタ３０８と、２つのスイッチ３１４、３１６とを含むことができる。バックレギュレータ３００は、インダクタ３０８を、１組の電源スイッチ３１４、３１６を介して第１の電圧源Ｖ_ＩＮ１０２と第２の電圧源１１２とに接続することができる。場合によっては、第２の電圧源１１２は、接地電圧源を含むこともできる。電源スイッチ３１４、３１６は、外部入力を使用してオン／オフにすることができる。場合によっては、電源スイッチ３１４、３１６を、２つのスイッチが同時にオンにならないように制御することもできる。電源スイッチ３１４、３１６はトランジスタを含むことができる。

図３Ｂに示すように、電源スイッチ３１４、３１６が周期Ｔでオン／オフする際に、インダクタの入力Ｖ_Ｘ３０２は周期Ｔで０とＶ_ＩＮ１０２との間で変動しうる。インダクタ３０８およびコンデンサ１１０は、時間の経過と共にＶ_Ｘ３０２を平均化する低域通過フィルタとして動作し、それによって、小さい電圧リップルを有するレギュレータ出力Ｖ_ＯＵＴ３１０における信号が生成される。出力電圧Ｖ_ＯＵＴ１０４は、インダクタ３０８が第１の電圧源Ｖ_ＩＮ１０２に結合されている時間量と、インダクタ３０８が第２の電圧源３１８に結合されている時間量とに依存しうる。例えば、バックレギュレータ３００は、出力電圧Ｖ_ＯＵＴ３１０をＶ_ＩＮＤ＋（０Ｖ）（１−Ｄ）に調整することができ、式中、Ｄは０と１との間の数であり、Ｖ_ＸがＶ_ＩＮに結合されている時間部分である。Ｄをデューティサイクルともいう。

いくつかの実施形態において、非対称型スイッチングコンデンサレギュレータは、インダクタ３０８を介して入力ノード（例えば、入力電圧Ｖ_ＩＮに結合されたノード）を出力ノード（例えば、出力電圧Ｖ_ＯＵＴに結合されたノード）に一時的に結合することによって、出力電圧Ｖ_ＯＵＴ３１０と入力電圧Ｖ_ＩＮとの間に電圧差を提供できるというバックレギュレータ３００の特性を使用することができる。この特性は、非対称型スイッチングコンデンサレギュレータにおいて、インダクタを介して第１のコンデンサを第２のコンデンサと一時的に結合することによって、非対称型スイッチングコンデンサレギュレータ内のコンデンサ間に電圧差を誘導するのに使用される。

図１１Ａから図１１Ｂに、いくつかの実施形態による、２つのコンデンサ間に電圧差を導入する方法および電圧差を用いて出力電圧を生成する方法を示す。図１１Ａには、第１のコンデンサ１１０２と、第２のコンデンサ１１０４と、インダクタ１１０６とを含むレギュレータが示されている。レギュレータは状態０でその動作を開始することができ、これが図１１Ａに示されている。この状態では、第１のコンデンサ１１０２と第２のコンデンサ１１０４とは、インダクタ１１０６を介して並列関係で結合されており、第２のコンデンサ１１０４は、従来のスイッチングコンデンサレギュレータと異なり、インダクタ１１０６を介して出力ノードに接続されている。２つのコンデンサがコンデンサ間に配置されたインダクタを別にすればそれ以外は並列関係にある場合、２つのコンデンサはインダクタを介して並列関係にあるという。

この状態では、非対称型スイッチングコンデンサレギュレータは、インダクタ１１０６を通る電流を誘導することによって第１のコンデンサ１１０２と第２のコンデンサ１１０４との間に電圧差を誘導することができる。いくつかの実施形態において、インダクタ１１０６は、バックレギュレータの場合と同様に、インダクタ１１０６を通る電流を誘導するために異なる電圧に接続する（例えば、切り換える）ことができ、このインダクタ１１０６を通る電流は、第１のコンデンサ１１０２と第２のコンデンサ１１０４との間に電圧差を生じさせることができる。

第１のコンデンサ１１０２と第２のコンデンサ１１０４との間に電圧差が発生した後で、レギュレータは、図１１Ｂに示すように、状態１に切り換わることができる。この状態では、第１のコンデンサ１１０２と第２のコンデンサ１１０４とは、インダクタ１１０６とは独立して、入力ノードと接地ノードとの間に直列関係で結合されている。したがって、入力電圧Ｖ_ＩＮは、Ｖ_ＯＵＴと等しい第１のコンデンサ１１０２の両端の電圧Ｖ_１と第２のコンデンサ１１０４の両端の電圧Ｖ_２との和である。言い換えれば、Ｖ_ＯＵＴ＝Ｖ_ＩＮ−Ｖ_２である。第２のコンデンサ１１０４の両端の電圧Ｖ_２は、（例えば、状態０の間にインダクタ１１０６が切り換わるデューティサイクルを変化させることによって）絶えず変化させることができるため、出力電圧Ｖ_ＯＵＴも絶えず変化させることができる。

いくつかの実施形態では、第１のコンデンサ１１０２は、出力ノードと接地ノードとに常に結合されているデカップリングコンデンサとすることができ、第２のコンデンサ１１０４はスイッチングコンデンサとすることができる。他の実施形態では、第１のコンデンサ１１０２と第２のコンデンサ１１０４の両方をスイッチングコンデンサとすることができる。

いくつかの実施形態では、第１のコンデンサ１１０２と第２のコンデンサ１１０４の両方がスイッチングコンデンサである場合には、第１のコンデンサ１１０２と第２のコンデンサ１１０４とを、状態０の間、スイッチングコンデンサレギュレータのコンデンサスタック内の同じ層と関連付けることができる。

図４Ａに、いくつかの実施形態による非対称型スイッチングコンデンサレギュレータを示す。図１〜図２で開示した対称型スイッチングコンデンサと同様に、スイッチマトリックス（簡略化のために図４Ａには描かれていない）を使用して位置を切り換えることができる１つの出力デカップリングコンデンサＣ_ＯＵＴ１１０および１つのスイッチングコンデンサＣ_ＳＷ１４０６がある。

非対称型スイッチングコンデンサレギュレータは、Ｃ_ＳＷ１４０６がどのように接続されるかに基づいて、状態０と状態１とを交互に繰り返すように構成されている。図４Ｂに、いくつかの実施形態による、図４Ａの非対称型スイッチングコンデンサレギュレータに結合されたスイッチマトリックスを示す。スイッチマトリックスは、スイッチングコンデンサＣ_ＳＷ１４０６の上板および下板を状態０と状態１とで異なるノードに接続、切断するのに使用される４つのスイッチＳＷ３ ４３０、ＳＷ４ ４３２、ＳＷ５ ４３４およびＳＷ６ ４３６を含む。例えば、状態０では、スイッチＳＷ３ ４３０、スイッチＳＷ４ ４３２がオンになり、スイッチＳＷ５ ４３４、スイッチＳＷ６ ４３６がオフになる。状態１では、スイッチＳＷ３ ４３０、スイッチＳＷ４ ４３２がオフになり、スイッチＳＷ５ ４３４、スイッチＳＷ６ ４３６がオンになる。簡略化のために、１つまたは複数のスイッチングコンデンサと関連付けられたスイッチマトリックスは、後の図では省略する。

図４Ａの非対称型対称型スイッチングコンデンサと図１〜図２の対称型スイッチングコンデンサレギュレータとの違いは、状態１で、Ｃ_ＯＵＴ１１０とＣ_ＳＷ１４０６との間にインダクタ４２８が存在することである。このインダクタ４２６は、出力電圧Ｖ_ＯＵＴ１０４と等しいＣ_ＯＵＴ１１０の両端の電圧と、Ｃ_ＳＷ１４０６（Ｖ_ＣＳＷ１４２６）の両端の電圧とに差異を生じさせることを可能にする。さらに、Ｖ_ＣＳＷ１４２６は、電源スイッチ４２０、４２２を状態１の間にオン／オフにするデューティサイクルによって決定される。

図４Ｃに、いくつかの実施形態による、図４Ａに示す非対称型スイッチングコンデンサレギュレータの動作を示す。状態０では、両方のスイッチ４２０、４２２をオフにすることができ、Ｖ_Ｘ４２４をＶ_ＯＵＴ１０４と等しくすることができる。この状態では、入力電圧Ｖ_ＩＮ１０２は、Ｖ_Ｘ４２４とは無関係であり、Ｖ_ＩＮ１０２＝Ｖ_ＣＳＷ１４２６＋Ｖ_ＯＵＴ１０４として計算することができる。

状態１では、スイッチ４２０、４２２は、図３Ａに示すバックレギュレータの電源スイッチと同様に動作することができる。例えば、状態１では、構成は、バックレギュレータの入力がＶ_ＣＳＷ１４２６であり、バックレギュレータの出力がＶ_ＯＵＴ１０４であるバックレギュレータと同様である。したがって、インダクタの入力電圧Ｖ_Ｘ４２４は、Ｔ_１以下の周期で、０とＶ_ＣＳＷ１４２６との間を変動しうる。ある意味では、非対称型スイッチングコンデンサレギュレータは、状態１内の２つのサブ状態で動作している。例えば、状態１のサブ状態０では、ＤＴ_１の期間にわたってＳＷ１はオンであり、ＳＷ２はオフであり、状態１のサブ状態１では、（１−Ｄ）Ｔ_１の期間にわたってＳＷ１はオフであり、ＳＷ２はオンである。場合によっては、２つのスイッチＳＷ１およびＳＷ２は、状態１内で複数回、２つのサブ状態を交互に繰り返してもよい。

２つのスイッチ４２０、４２２は、Ｖ_ＯＵＴ１０４のレベルをＶ_ＣＳＷ１Ｄ＋（０Ｖ）（１−Ｄ）に調整することができ、デューティサイクルＤは、０と１との間の値を有し、Ｖ_ＸがＶ_ＣＳＷ１４２６に結合されるＴ_１の分数を示す。入力電圧Ｖ_ＩＮ１０２と出力電圧Ｖ_ＯＵＴ１０４とは状態０および状態１において一定のままであると想定されるため、Ｖ_ＩＮ１０２とＶ_ＯＵＴ１０４との間の関係は、以下のように求めることができる。
Ｖ_ＯＵＴ１０４＝Ｖ_ＣＳＷ１Ｄ＋（０Ｖ）（１−Ｄ）＝Ｖ_ＣＳＷ１Ｄ
Ｖ_ＩＮ１０２＝Ｖ_ＣＳＷ１４２６＋Ｖ_ＯＵＴ１０４
＝Ｖ_ＣＳＷ１４２６＋Ｖ_ＣＳＷ１Ｄ
＝Ｖ_ＣＳＷ１（１＋Ｄ）
＝Ｖ_ＯＵＴ（１＋Ｄ）／Ｄ
したがって、非対称型スイッチングコンデンサレギュレータの出力電圧は、以下のように求められる。

Ｄはデューティサイクルを示すので、Ｄの値は０と１との間である。したがって、出力電圧Ｖ_ＯＵＴ１０４の範囲は０ＶからＶ_ＩＮ／２である。典型的な２：１スイッチングコンデンサレギュレータは、インダクタ４２８を有さず、Ｖ_ＯＵＴ１０４がＶ_ＩＮ１０２の約１／２である場合にのみ効率的である。しかし、インダクタ４２８の導入により、図４Ａに開示した非対称型スイッチングコンデンサレギュレータは、Ｄの値を調整することにより、より広い電圧範囲（０ＶからＶ_ＩＮ／２）にわたって効率的でありうる。図４Ａの非対称型スイッチングコンデンサレギュレータは、範囲０〜Ｖ_ＩＮの範囲の下半分にある出力電圧を提供するので、図４Ａの非対称型スイッチングコンデンサレギュレータを下側非対称型スイッチングコンデンサレギュレータと呼ぶことができる。

図５Ａに、いくつかの実施形態による範囲０〜Ｖ_ＩＮの上半分にある出力電圧を提供することができる非対称型スイッチングコンデンサレギュレータを示す。そうした非対称型スイッチングコンデンサを、上側非対称型スイッチングコンデンサとも呼ぶ。図４Ａの非対称型スイッチングコンデンサレギュレータと図５Ａの非対称型スイッチングコンデンサレギュレータとの違いは、インダクタ４２８に対するスイッチＳＷ３ ４３０とスイッチＳＷ４ ４３２との位置である。スイッチＳＷ３ ４３０およびスイッチＳＷ４ ４３２は、やはり、バックレギュレータ内の電源スイッチと同様に動作する。しかし、図５Ａでは、バックレギュレータへの入力電圧はＶ_ＯＵＴ１０４であり、バックレギュレータへの出力電圧はＶ_ＣＳＷ１４２６であり、これは図４Ａの構成の逆である。図４Ａのレギュレータと同様に、Ｖ_ＩＮ１０２とＶ_ＯＵＴ１０４との間の関係は、以下のように計算することができる。
Ｖ_ＣＳＷ１４２６ ＝ Ｖ_ＯＵＴＤ＋（０Ｖ）（１−Ｄ）＝Ｖ_ＯＵＴＤ
Ｖ_ＩＮ１０２ ＝ Ｖ_ＣＳＷ１４２６＋Ｖ_ＯＵＴ１０４
＝Ｖ_ＯＵＴＤ＋Ｖ_ＯＵＴ
＝Ｖ_ＯＵＴ（１＋Ｄ）
したがって、図５Ａの非対称型スイッチングコンデンサレギュレータの出力電圧は、以下のように求められる。

Ｄはデューティサイクルを示すので、Ｄの値は０と１との間である。したがって、図５Ａの非対称型スイッチングコンデンサレギュレータの出力電圧Ｖ_ＯＵＴ１０４の範囲は、Ｖ_ＩＮ／２からＶ_ＩＮ１０２である。

いくつかの実施形態では、図４Ａの下側非対称型スイッチングコンデンサレギュレータと図５Ａの上側非対称型スイッチングコンデンサレギュレータを組み合わせて単一の非対称型スイッチングコンデンサレギュレータにすることにより、０Ｖ〜Ｖ_ＩＮの全範囲で出力電圧を提供することができる。

図６Ａに、いくつかの実施形態による、０Ｖ〜Ｖ_ＩＮの全範囲で出力電圧を提供することができる非対称型スイッチングコンデンサレギュレータを示す。非対称型スイッチングコンデンサレギュレータは、４つのスイッチＳＷ１ ４２６、ＳＷ２ ４２８、ＳＷ３ ４３０、およびＳＷ４ ４３２を含む。スイッチＳＷ１ ４２６、スイッチＳＷ２ ４２８、スイッチＳＷ３ ４３０およびスイッチＳＷ４ ４３２を特定のパターンでオン／オフにすることにより、このレギュレータは、下側非対称型スイッチングコンデンサレギュレータまたは上側非対称型スイッチングコンデンサレギュレータのどちらかとして動作することができる。例えば、図６Ｂに示すように、図６Ａの非対称型スイッチングコンデンサレギュレータは、状態０および状態１の全体にわたって、ＳＷ３ ４３０をオフにし、ＳＷ４ ４３２をオンにすることによって、下側非対称型スイッチングコンデンサレギュレータとして使用することができる。別の例として、図６Ｃに示すように、図６Ａの非対称型スイッチングコンデンサレギュレータは、状態０および状態１の全体にわたって、ＳＷ２ ４２２をオフにし、ＳＷ１ ４２０をオンにすることによって上側非対称型スイッチングコンデンサレギュレータとして使用することができる。このようにして、Ｖ_ＯＵＴ１０４を０とＶ_ＩＮ１０２の間の値に効率的に調節することができる。

いくつかの実施形態において、非対称型スイッチングコンデンサレギュレータは、複数のスイッチングコンデンサを含むことができる。図７Ａから図７Ｂに、いくつかの実施形態による、図４から図６のような２：１スイッチングコンデンサレギュレータではなく、３：１直列並列スイッチングコンデンサレギュレータに基づく非対称型スイッチングコンデンサレギュレータを示す。

図７Ａに、状態１で、Ｃ_ＳＷ１４０６およびＣ_ＳＷ２７０２がＶ_ＯＵＴ１０４の反対側に切り換えられるレギュレータを示す。図７Ｂに、状態１で、Ｃ_ＳＷ２７０２がＶ_ＯＵＴ１０４の同じ側に切り換えられるレギュレータを示す。Ｃ_ＳＷ２７０２のスイッチング位置は、目標入力／出力（Ｖ_ＩＮ／Ｖ_ＯＵＴ）比に基づいて決定することができる。

例えば、図７Ａでは、Ｃ_ＳＷ１４０６とＣ_ＳＷ２７０２との両端の電圧Ｖ_ＳＷ１と電圧Ｖ_ＳＷ２とは、それぞれ、スイッチＳＷ１ ４２６、スイッチＳＷ２ ４２８、スイッチＳＷ３ ４３０およびスイッチＳＷ４ ４３２のデューティサイクルによって設定される。状態０および状態１の全体にわたってＳＷ１ ４２０はオンであり、ＳＷ２ ４２２はオフであり、ＳＷ４ ４３２およびＳＷ３ ４３０はデューティサイクルＤでオン／オフになると仮定する。Ｖ_ＩＮ１０２とＶ_ＯＵＴ１０４との間の関係は、以下のように計算することができる。

Ｖ_ＣＳＷ１＝Ｖ_ＣＳＷ２＝Ｖ_ＯＵＴＤ＋（０Ｖ）（１−Ｄ）＝Ｖ_ＯＵＴＤ
Ｖ_ＩＮ１０２＝Ｖ_ＣＳＷ１＋Ｖ_ＣＳＷ２＋Ｖ_ＯＵＴ１０４
＝２Ｖ_ＯＵＴＤ＋Ｖ_ＯＵＴ
＝Ｖ_ＯＵＴ（１＋２Ｄ）
その結果、Ｖ_ＩＮ／Ｖ_ＯＵＴを１と３との間とすることができる。

別の例として、図７Ｂでは、Ｖ_ＳＷ２はＶ_ＯＵＴ１０４と等しく、Ｖ_ＳＷ１のみがスイッチのデューティサイクルによって設定される。状態０および状態１の全体にわたってＳＷ１ ４２０はオンであり、ＳＷ２ ４２２はオフであり、ＳＷ４ ４３２およびＳＷ３ ４３０はデューティサイクルＤでオン／オフになる同じ条件を仮定する。Ｖ_ＩＮ１０２とＶ_ＯＵＴ１０４との間の関係は、以下のように計算することができる。
Ｖ_ＣＳＷ１＝Ｖ_ＯＵＴＤ＋（０Ｖ）（１−Ｄ）＝Ｖ_ＯＵＴＤ
Ｖ_ＣＳＷ２＝Ｖ_ＯＵＴ
Ｖ_ＩＮ１０２＝Ｖ_ＣＳＷ１＋Ｖ_ＣＳＷ２＋Ｖ_ＯＵＴ１０４
＝Ｖ_ＯＵＴＤ＋Ｖ_ＯＵＴ＋Ｖ_ＯＵＴ
＝Ｖ_ＯＵＴ（２＋Ｄ）
その結果、Ｖ_ＩＮ／Ｖ_ＯＵＴを２と３との間とすることができる。

いくつかの実施形態において、非対称型スイッチングコンデンサレギュレータは、３を上回る数のスイッチングコンデンサのスタック（例えば、４つのスタック、５つのスタック、６つのスタックなど）を有することができる。このようにして、非対称型スイッチングコンデンサレギュレータを、例えば、４：１、５：１、６：１の直列並列スイッチングコンデンサレギュレータに基づいて形成することができる。

いくつかの実施形態では、図７Ａに示すように、非対称型スイッチングコンデンサレギュレータが複数のスイッチングコンデンサを含む場合、各スイッチングコンデンサを、図４Ｂに示すように、スイッチマトリックスと関連付けることができる。場合によっては、各スイッチマトリックスは４つのスイッチを含むことができる。

いくつかの実施形態において、非対称型スイッチングコンデンサレギュレータは、直列・並列スイッチングコンデンサレギュレータに基づいて設計するだけでなく、図２にその一例が示されているラダースイッチングコンデンサレギュレータに基づいて設計することもできる。

図８Ａから図８Ｂに、いくつかの実施形態による、ラダースイッチングコンデンサレギュレータに基づく非対称型スイッチングコンデンサレギュレータを示す。図８Ａ〜図８Ｂで使用されているラダースイッチングコンデンサレギュレータは、３：１ラダースイッチングコンデンサレギュレータである。図２に示す従来の３：１ラダースイッチングコンデンサレギュレータとは異なり、Ｃ_ＳＷ２２０８とＣ_ＳＷ３２１４との間には、これらの２つのコンデンサの両端の電圧Ｖ_ＣＳＷ２、Ｖ_ＣＳＷ３にそれぞれ差異を生じさせることができるように、インダクタ８０２が存在する。図４から図７の前の例と同様に、Ｖ_ＣＳＷ２とＶ_ＣＳＷ３との間の関係は、特定のデューティサイクルでインダクタ８０２を接続、切断するスイッチマトリックスＳＷ１ ８２０、ＳＷ２ ８２２、ＳＷ３ ８３０、ＳＷ４ ８３２によって設定することができる。

いくつかの実施形態では、図６Ａと同様に、特定のパターンでスイッチＳＷ１ ８２０、スイッチＳＷ２ ８２２、スイッチＳＷ３ ８３０、スイッチＳＷ４ ８３２をオン／オフにすることによって、図８Ａのレギュレータは、下側非対称型スイッチングコンデンサレギュレータまたは上側非対称型スイッチングコンデンサレギュレータのどちらかとして動作することができる。

例えば、状態０では、ＳＷ１ ８２０をオンにすることができ、ＳＷ２ ８２２をオフにすることができ、ＳＷ４ ８３２およびＳＷ３ ８３０をデューティサイクルＤ_０でオン／オフにすることができる。また、状態１では、ＳＷ４ ８３２をオンにすることができ、ＳＷ３ ８３０をオフにすることができ、ＳＷ１ ８２０およびＳＷ２ ８２２をデューティサイクルＤ_１でオン／オフにすることができる。この例では、Ｖ_ＩＮ１０２とＶ_ＯＵＴ１０４との間の関係は、以下のように計算することができる。
Ｖ_ＣＳＷ４＝Ｖ_ＯＵＴ
Ｖ_ＣＳＷ３＝Ｖ_ＯＵＴ
Ｖ_ＣＳＷ１＋Ｖ_ＣＳＷ３＝Ｖ_ＣＳＷ２＋Ｖ_ＣＳＷ４→Ｖ_ＣＳＷ１＝Ｖ_ＣＳＷ２
Ｖ_ＣＳＷ３＝Ｄ_０Ｖ_ＣＳＷ２→Ｖ_ＯＵＴ＝Ｄ_０Ｖ_ＣＳＷ１
Ｖ_ＣＳＷ４＝Ｄ_１Ｖ_ＣＳＷ１→Ｖ_ＣＳＷ１＝Ｖ_ＯＵＴ／Ｄ_１
Ｄ_０＝Ｄ_１
Ｖ_ＩＮ１０２＝Ｖ_ＣＳＷ１＋Ｖ_ＣＳＷ３＋Ｖ_ＯＵＴ
＝Ｖ_ＯＵＴ／Ｄ_１＋Ｖ_ＯＵＴ＋Ｖ_ＯＵＴ
＝（２＋１／Ｄ_１）Ｖ_ＯＵＴ
その結果、Ｖ_ＩＮ／Ｖ_ＯＵＴを３以上とすることができる。図２Ａのラダースイッチングコンデンサレギュレータとは対照的に、Ｖ_ＣＳＷ１、Ｖ_ＣＳＷ２はＶ_ＯＵＴと等しくない（例えば、Ｖ_ＣＳＷ１＝Ｖ_ＯＵＴ／Ｄ_１）。したがって、出力電圧Ｖ_ＯＵＴは、スタック数によって決定される入力電圧Ｖ_ＩＮの分数ではない。

別の例として、状態０では、ＳＷ４ ８３２をオンにすることができ、ＳＷ３ ８３０をオフにすることができ、ＳＷ１ ８２０およびＳＷ２ ８２２をデューティサイクルＤ_０でオン／オフにすることができる。また、状態１では、ＳＷ１ ８２０をオンにすることができ、ＳＷ２ ８２２をオフにすることができ、ＳＷ３ ８３０およびＳＷ４ ８３２をデューティサイクルＤ_１でオン／オフにすることができる。この例では、Ｖ_ＩＮ１０２とＶ_ＯＵＴ１０４との間の関係は、Ｄ０＝Ｄ１と仮定すると、以下のように計算することができる。
Ｖ_ＣＳＷ４＝Ｖ_ＯＵＴ
Ｖ_ＣＳＷ３＝Ｖ_ＯＵＴ
Ｖ_ＣＳＷ１＋Ｖ_ＣＳＷ３＝Ｖ_ＣＳＷ２＋Ｖ_ＣＳＷ４→Ｖ_ＣＳＷ１＝Ｖ_ＣＳＷ２
Ｖ_ＣＳＷ２＝Ｄ_０Ｖ_ＣＳＷ３→Ｖ_ＣＳＷ１＝Ｄ_０Ｖ_ＯＵＴ
Ｖ_ＣＳＷ１＝Ｄ_１Ｖ_ＣＳＷ４→Ｖ_ＣＳＷ１＝Ｄ_１Ｖ_ＯＵＴ
したがって、Ｄ０＝Ｄ１である。この関係に基づいて、入力電圧Ｖ_ＩＮ１０２を以下のように表すことができる。
Ｖ_ＩＮ＝Ｖ_ＣＳＷ１＋Ｖ_ＣＳＷ３＋Ｖ_ＯＵＴ
＝Ｄ_０Ｖ_ＯＵＴ＋Ｖ_ＯＵＴ＋Ｖ_ＯＵＴ
＝（２＋Ｄ_０）Ｖ_ＯＵＴ
その結果、Ｖ_ＩＮ／Ｖ_ＯＵＴを２と３との間とすることができる。前の例で開示した動作モードと組み合わせると、図８ＡのレギュレータはＶ_ＩＮ／Ｖ_ＯＵＴを２以上になるように調整することができる。

いくつかの実施形態では、インダクタ８０２を、レギュレータ内の他のスイッチングコンデンサと直列に設けることができる。例えば、図８Ｂでは、インダクタ８０２は異なる位置にある。図２に示す従来の３：１ラダースイッチングコンデンサレギュレータとは異なり、Ｃ_ＳＷ４２１６とＣ_ＯＵＴ１１０との間には、これら２つのコンデンサの両端の電圧Ｖ_ＣＳＷ４とＶ_ＯＵＴにそれぞれ差異を生じさせることができるように、インダクタ８０２が存在する。

いくつかの実施形態では、状態０では、ＳＷ１ ８２０をオンにすることができ、ＳＷ２ ８２２をオフにすることができ、ＳＷ４ ８３２およびＳＷ３ ８３０をデューティサイクルＤ_０でオン／オフにすることができる。また、状態１では、ＳＷ４ ８３２をオンにすることができ、ＳＷ３ ８３０をオフにすることができ、ＳＷ１ ８２０およびＳＷ２ ８２２をデューティサイクルＤ_１でオン／オフにすることができる。Ｖ_ＩＮ１０２とＶ_ＯＵＴ１０４との間の関係は、以下のように計算することができる。
Ｖ_ＣＳＷ３＝Ｖ_ＯＵＴ
Ｖ_ＣＳＷ１＋Ｖ_ＣＳＷ３＝Ｖ_ＣＳＷ１＋Ｖ_ＣＳＷ２→Ｖ_ＣＳＷ３＝Ｖ_ＣＳＷ２＝Ｖ_ＯＵＴ
Ｖ_ＣＳＷ２＋Ｖ_ＣＳＷ４＝Ｖ_ＣＳＷ３＋Ｖ_ＯＵＴ→Ｖ_ＣＳＷ４＝Ｖ_ＯＵＴ
Ｄ_０Ｖ_ＣＳＷ４＝Ｖ_ＯＵＴ→Ｄ_０＝１
Ｄ_１Ｖ_ＣＳＷ３＝Ｖ_ＣＳＷ１＋Ｖ_ＣＳＷ３−Ｖ_ＣＳＷ４→Ｄ_１Ｖ_ＯＵＴ＝Ｖ_ＣＳＷ１
Ｖ_ＩＮ１０２＝Ｖ_ＣＳＷ１＋Ｖ_ＣＳＷ３＋Ｖ_ＯＵＴ
＝Ｄ_１Ｖ_ＯＵＴ＋Ｖ_ＯＵＴ＋Ｖ_ＯＵＴ
＝（２＋Ｄ_１）Ｖ_ＯＵＴ
その結果、Ｖ_ＩＮ／Ｖ_ＯＵＴを２と３との間とすることができる。

いくつかの実施形態では、状態０では、ＳＷ４ ８３２をオンにすることができ、ＳＷ３ ８３０をオフにすることができ、ＳＷ１ ８２０およびＳＷ２ ８２２をデューティサイクルＤ_０でオン／オフにすることができる。また、状態１では、ＳＷ１ ８２０をオンにすることができ、ＳＷ２ ８２２をオフにすることができ、ＳＷ３ ８３０およびＳＷ４ ８３２をデューティサイクルＤ_１でオン／オフにすることができる。Ｖ_ＩＮ１０２とＶ_ＯＵＴ１０４との間の関係は、以下のように計算することができる。
Ｖ_ＣＳＷ３＝Ｖ_ＯＵＴ
Ｖ_ＣＳＷ１＋Ｖ_ＣＳＷ３＝Ｖ_ＣＳＷ１＋Ｖ_ＣＳＷ２→Ｖ_ＣＳＷ３＝Ｖ_ＣＳＷ２＝Ｖ_ＯＵＴ
Ｖ_ＣＳＷ２＋Ｖ_ＣＳＷ４＝Ｖ_ＣＳＷ３＋Ｖ_ＯＵＴ→Ｖ_ＣＳＷ４＝Ｖ_ＯＵＴ
Ｄ_０Ｖ_ＯＵＴ＝Ｖ_ＣＳＷ４→Ｄ_０＝１
Ｄ_１（Ｖ_ＣＳＷ１＋Ｖ_ＣＳＷ３−Ｖ_ＣＳＷ４）＝Ｖ_ＣＳＷ３→Ｄ_１Ｖ_ＣＳＷ１＝Ｖ_ＯＵＴ
Ｖ_ＩＮ１０２＝Ｖ_ＣＳＷ１＋Ｖ_ＣＳＷ３＋Ｖ_ＯＵＴ
＝Ｖ_ＯＵＴ／Ｄ_１＋Ｖ_ＯＵＴ＋Ｖ_ＯＵＴ
＝（２＋１／Ｄ_１）Ｖ_ＯＵＴ
その結果、Ｖ_ＩＮ／Ｖ_ＯＵＴを３以上とすることができる。上記の構成と組み合わせると、このレギュレータはＶ_ＩＮ／Ｖ_ＯＵＴを２以上になるように調整することができる。

いくつかの実施形態では、図８Ａ〜図８Ｂに示すように、スイッチングコンデンサのうちのどの１つまたは複数が非対称電圧を有するかに応じて、インダクタ８０２を異なる位置に配置することができる。図８Ａ〜図８Ｂの構成では、インダクタが介在している任意のスイッチングコンデンサは非対称電圧を有することができるという特性を使用する。

いくつかの実施形態において、非対称型スイッチングコンデンサレギュレータは、他の種類のスイッチングコンデンサレギュレータに基づくものとすることができる。例えば、非対称型スイッチングコンデンサレギュレータは、ディクソン型スイッチングコンデンサレギュレータ（Ｄｉｃｋｓｏｎ−ｔｙｐｅ ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ ｃａｐａｃｉｔｏｒ ｒｅｇｕｌａｔｏｒ）に基づくものとすることができる。どんな種類のスイッチングコンデンサレギュレータでも、２つ以上のスイッチングコンデンサ間に１つまたは複数のインダクタを挿入することにより、非対称型スイッチングコンデンサレギュレータにすることができる。

いくつかの実施形態において、非対称型スイッチングコンデンサレギュレータは、電圧レギュレータシステムの一部として動作することができる。電圧レギュレータシステムは、複数のインターリーブ位相（ｉｎｔｅｒｌｅａｖｅｄ ｐｈａｓｅ）で（例えば、１つの期間にわたって時間インターリーブ方式で）で動作することができ、非対称型スイッチングコンデンサレギュレータをインターリーブ位相のうちの１つで出力電圧を提供するのに使用することができる。例えば、電圧レギュレータシステムは、各々がそれぞれ０度、１２０度、２４０度の位相差で動作する３組の非対称スイッチングコンデンサを含むことができる。別の例として、電圧レギュレータシステムは、各々がそれぞれ０度、１２０度、２４０度の位相差で動作する２組のスイッチングインダクタレギュレータと非対称型スイッチングコンデンサレギュレータとを含むことができる。

いくつかの実施形態において、非対称型スイッチングコンデンサレギュレータは、非対称型スイッチングコンデンサレギュレータの入力ノードと出力電圧ノードとを入れ替えることによって、昇圧レギュレータとして使用することができる。

図９Ａ〜図９Ｂに、いくつかの実施形態による昇圧非対称型スイッチングコンデンサレギュレータを示す。図９Ａ〜図９Ｂの昇圧非対称型スイッチングコンデンサレギュレータは図８Ａ〜図８Ｂの降圧レギュレータとそれぞれ類似しているが、Ｖ_ＩＮ１０２とＶ_ＯＵＴ１０４の位置が入れ替わっており、Ｖ_ＩＮ１０２はＶ_ＯＵＴ１０４より低い。Ｉ_ＯＵＴ１１８およびＣ_ＯＵＴ１１０はやはり出力Ｖ_ＯＵＴ１０４に接続されている。同様に、図４から図７の非対称型スイッチングコンデンサレギュレータも、図４から図７の非対称型スイッチングコンデンサレギュレータの入力ノードと出力電圧ノードとを入れ替えることによって昇圧レギュレータに変更することができる。

いくつかの実施形態において、非対称型スイッチングコンデンサレギュレータは、電源管理集積回路（ＰＭＩＣ）、バッテリ充電器、ＬＥＤドライバ、エンベロープトラッキング電力増幅器を含む様々な用途に使用することができる。

いくつかの実施形態において、スイッチングコンデンサの静電容量は、非対称型スイッチングコンデンサレギュレータの出力電流に比例するように設定することができる。スイッチングコンデンサの静電容量は、目標電力効率に応じて、０．１ｎＦ／ｍＡから１０ｎＦ／ｍＡの範囲で設定することができる。非対称型スイッチングコンデンサレギュレータは、より多くのコンデンサを使用することによってその効率を向上させることができる。

非対称型スイッチングコンデンサレギュレータは、１００ｎＨ〜１００μＨの範囲のかさばるディスクリートインダクタを必要とするバックレギュレータと比較すると、場合によってはオンダイまたはオンパッケージで統合するのに十分なほど小さい著しく小型のインダクタを使用することができる。いくつかの実施形態において、非対称型スイッチングコンデンサレギュレータは、１〜１００ｎＨの範囲のインダクタンスを有するインダクタを使用することができる。そうしたインダクタはオンチップまたはオンパッケージで統合することができる。いくつかの実施形態では、非対称型スイッチングコンデンサレギュレータは、１００ｎＨ〜１０μＨの範囲のインダクタンスを有するインダクタを使用することができる。そうしたインダクタは、プリント回路基板（ＰＣＢ）上に設けられたディスクリートインダクタとすることができる。ＰＣＢ上のインダクタは、インダクタンスがより大きいため、非対称型スイッチングコンデンサレギュレータの電力効率を向上させることができる。ただし、インダクタンス値の低いオンチップまたはオンパッケージのインダクタよりも大きな実装面積を占める。

いくつかの実施形態では、非対称型スイッチングコンデンサレギュレータを逆方向に動作させて、昇圧レギュレータとして動作させることができる。例えば、非対称型スイッチングコンデンサレギュレータの入力ノードを目標負荷、例えばチップに結合することができ、非対称型スイッチングコンデンサレギュレータの出力ノードを入力電圧源、例えばバッテリに結合することができる。

いくつかの実施形態では、非対称型スイッチングコンデンサレギュレータを逆方向に動作させて、バッテリ充電器として動作させることができる。例えば、非対称型スイッチングコンデンサレギュレータの入力ノードを電源、例えばユニバーサルシリアルバス（ＵＳＢ）の電力線に結合することができ、非対称型スイッチングコンデンサレギュレータの出力ノードをバッテリに結合することができる。

いくつかの実施形態では、非対称型スイッチングコンデンサレギュレータを逆の構成として動作させることができる（例えば、非対称型スイッチングコンデンサレギュレータの入力ノードと出力ノードとが交換される）。非対称型スイッチングコンデンサレギュレータの動作方向は、非対称型スイッチングコンデンサレギュレータの入力ノードと出力ノードとに結合された様々な種類の入力電圧源と出力負荷とに適応するように柔軟に変更することができる。

開示の非対称型スイッチングコンデンサレギュレータの様々な実施形態は、バッテリ駆動デバイス内のバッテリ充電器として使用することができる。例えば、非対称型スイッチングコンデンサレギュレータの出力ノードを、非対称型スイッチングコンデンサレギュレータの出力電圧および出力電流を使用してバッテリが充電されるように、バッテリに結合することができる。

非対称型スイッチングコンデンサレギュレータは、ハンドヘルドデバイスのバッテリに充電する際に特に有用である。スマートフォンなどのハンドヘルドデバイスは、バッテリが充電されているか否かに応じて、約２．８〜４．３Ｖの範囲内の電圧出力（例えば、フル充電時は４．３Ｖ、完全放電時は２．８Ｖ）を提供するように構成されたリチウムイオン（Ｌｉ−Ｉｏｎ）バッテリを使用することができる。ハンドヘルドデバイス内のリチウムイオンバッテリは、ユニバーサルシリアルバス（ＵＳＢ）を使用して充電することができる。現バージョンのＵＳＢ電力線は５Ｖを使用しており（ＵＳＢの将来のバージョンではさらに高い電圧が使用される可能性がある）、これはリチウムイオンバッテリの電圧出力よりも高い。したがって、リチウムイオンバッテリの充電に使用する前に、ＵＳＢ電力線からの電圧を下げる必要がある。このために、非対称型スイッチングコンデンサレギュレータは、ＵＳＢから電力線の電圧および電流を受け取り、ＵＳＢからの電圧および電流に基づいてリチウムイオンバッテリを充電することができるように、リチウムイオンバッテリに電力線の電圧および電流の降圧バージョンを提供するように構成することができる。

いくつかの実施形態では、バッテリがＵＳＢ電力線を使用して充電される上述の構成を、ＵＳＢ Ｏｎ−Ｔｈｅ−Ｇｏ（ＯＴＧ）として逆に使用することができ、第１のデバイス内のバッテリが第２のデバイスを充電するためにＵＳＢ上で第２のデバイスに電力を供給する。このシナリオでは、第１のデバイス内のバッテリは、ＵＳＢを介して第２のデバイス内のバッテリに電流を供給するように構成される。第１のデバイス内のバッテリの出力電圧がＵＳＢ電力線電圧より低い場合もありうるが、非対称型スイッチングコンデンサレギュレータは、バッテリの出力電圧をＵＳＢ電力線の出力電圧に昇圧する昇圧構成で動作することができる。このようにして、第１のデバイス内のバッテリは、ＵＳＢ電力線上で第２のデバイス内のバッテリを充電することができる。

図１０は、いくつかの実施形態による非対称型スイッチングコンデンサレギュレータを含むコンピューティングデバイスのブロック図である。コンピューティングデバイス１０００は、プロセッサ１００２と、メモリ１００４と、１つまたは複数のインターフェース１００６と、アクセラレータ１００８と、電圧レギュレータシステム１０１０とを含む。コンピューティングデバイス１０００は、追加のモジュール、より少ないモジュール、または任意の適切な動作もしくは動作の組み合わせを実行する任意の他の適切なモジュールの組み合わせを含んでいてよい。

いくつかの実施形態において、アクセラレータ１００８は、特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）を使用したハードウェアとして実装することができる。アクセラレータ１００８は、システムオンチップ（ＳＯＣ）の一部とすることができる。他の実施形態では、アクセラレータ１００８は、論理回路、プログラマブル論理アレイ（ＰＬＡ）、デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）、フィールドプログラマブルゲートアレイ（ＦＰＧＡ）、または任意の他の集積回路を使用したハードウェアとして実装することができる。場合によっては、アクセラレータ１００８は、他の集積回路と同じパッケージ内にパッケージングすることもできる。

いくつかの実施形態において、電圧レギュレータシステム１０１０は、プロセッサ１００２、メモリ１００４、および／またはアクセラレータ１００８のうちの１つまたは複数に電源電圧を提供するように構成することができる。電圧レギュレータシステム１０１０は、１つまたは複数の電圧レギュレータ（ＶＲ）モジュール１０１２−１〜１０１２−Ｎを含むことができる。ＶＲモジュール１０１２−１〜１０１２−Ｎのうちの１つまたは複数は、例えば、図４〜図１０で開示したような非対称型スイッチングコンデンサレギュレータとすることができる。１つまたは複数のＶＲモジュール１０１２−１〜１０１２−Ｎは、複数のインターリーブ位相で動作することができる。

コンピューティングデバイス１０００は、インターフェース１００６を介して他のコンピューティングデバイス（図示せず）と通信することができる。インターフェース１００６は、その一部が非一時的であってもよい、光、銅線、無線などの様々な媒体において、いくつかの異なるプロトコルで信号を送受信するためにハードウェアとして実装することができる。

いくつかの実施形態において、コンピューティングデバイス１０００は、ユーザ機器を含むことができる。ユーザ機器は、１つまたは複数の無線アクセスネットワークおよび有線通信ネットワークと通信することができる。ユーザ機器は、電話通信能力を有するセルラ電話機とすることができる。ユーザ機器は、ワードプロセシング、ウェブブラウジング、ゲーム、電子書籍機能、オペレーティングシステム、フルキーボードなどのサービスを提供するスマートフォンとすることもできる。ユーザ機器は、ネットワークアクセスおよびスマートフォンによって提供されるサービスの大部分を提供するタブレットコンピュータとすることもできる。ユーザ機器は、Ｓｙｍｂｉａｎ ＯＳ、ｉＰｈｏｎｅ ＯＳ、ＲＩＭのＢｌａｃｋｂｅｒｒｙ、Ｗｉｎｄｏｗｓ Ｍｏｂｉｌｅ、Ｌｉｎｕｘ、ＨＰ ＷｅｂＯＳ、Ｔｉｚｅｎ、Ａｎｄｒｏｉｄなどのオペレーティングシステムを使用して動作する。画面は、モバイルデバイスにデータを入力するのに使用されるタッチスクリーンであってもよく、その場合には、フルキーボードの代わりに画面を使用することができる。またユーザ機器は、全地球測位座標、プロファイル情報、または他の位置情報を保持することもできる。ユーザ機器は、ウェアラブル電子デバイスとすることもできる。

コンピューティングデバイス１０００は、計算および通信が可能な任意のプラットフォームを含むこともできる。非限定的な例には、テレビ（ＴＶ）、ビデオプロジェクタ、セットトップボックスまたはセットトップユニット、デジタルビデオレコーダ（ＤＶＲ）、コンピュータ、ネットブック、ラップトップ、および計算機能を有する任意の他のオーディオ／ビジュアル機器が含まれる。コンピューティングデバイス１０００は、命令を処理し、メモリに格納されたソフトウェアを実行する１つまたは複数のプロセッサで構成することができる。プロセッサは、メモリと通信し、他のデバイスと通信するためのインターフェースも行う。プロセッサは、ＣＰＵ、アプリケーションプロセッサ、およびフラッシュメモリを組み合わせたシステムオンチップなどの任意の適用可能なプロセッサとすることができる。コンピューティングデバイス１０００は、キーボード、タッチスクリーン、トラックボール、タッチパッド、および／またはマウスなどの様々なユーザインターフェースを提供することもできる。コンピューティングデバイス１０００は、いくつかの実施形態では、スピーカおよび表示装置を含むこともできる。コンピューティングデバイス１０００は、生物医学電子デバイスを含むこともできる。

開示の主題は、その適用において、以下の説明に記載され、または図面に例示されている構造の詳細にも、構成部品の配置にも限定されないことを理解されたい。開示の主題は他の実施形態も可能であり、様々なやり方で実施し、達成することができる。また、本明細書で使用する表現および用語は、説明のためのものであり、限定とみなすべきではないことも理解されたい。

よって、当業者であれば、本開示が基礎とする概念は、開示の主題のいくつかの目的を達成するための他の構造、システム、および方法の設計の基礎として容易に利用されうることを理解するであろう。したがって、特許請求の範囲は、開示の主題の趣旨および範囲を逸脱しない限り、そうした均等な構造を含むものとみなすべきことが重要である。

開示の主題を、前述の例示的な実施形態として説明し、例示したが、本開示は例示としてなされているにすぎず、開示の主題の趣旨および範囲から逸脱することなく開示の主題の実施の詳細に多くの変更を加えることとができ、開示の主題は添付の特許請求の範囲によってのみ限定されるものであることを理解されたい。

Claims (20)

1. 入力ノードで入力電圧を受け取り、出力ノードで出力電圧を提供するように構成された電圧レギュレータであって、
   インダクタと、
   第１の電圧に適応するように構成された第１のコンデンサと、
   第２の電圧に適応するように構成された第２のコンデンサと、
   第１の構成と第２の構成とを交互に繰り返すように構成されたスイッチマトリックスであって、前記第１の構成では、前記スイッチマトリックスは、前記第１のコンデンサと前記第２のコンデンサとを、前記インダクタを介して並列関係で結合するように構成され、前記第２の構成では、前記スイッチマトリックスは、前記第１のコンデンサと前記第２のコンデンサとを、前記入力ノードと接地ノードとの間に直列関係で結合するように構成される、前記スイッチマトリックスと、
   前記第１の構成で前記第１の電圧と前記第２の電圧との間に電圧差を提供するために前記インダクタを通る電流を誘導するように構成された複数の電源スイッチと、
   を含む、電圧レギュレータ。
2. 前記第１の構成では、前記インダクタと前記第１のコンデンサとは直列関係にあり、前記インダクタおよび前記第１のコンデンサは前記第２のコンデンサと集合的に並列関係にある、請求項１に記載の電圧レギュレータ。
3. 前記第１のコンデンサはスイッチングコンデンサであり、前記第２のコンデンサはデカップリングコンデンサである、請求項１または２に記載の電圧レギュレータ。
4. 前記第１のコンデンサおよび前記第２のコンデンサは、前記第１の構成では、前記入力ノードと前記接地ノードとを結合するコンデンサスタックの同じ層にあるスイッチングコンデンサである、請求項１または２に記載の電圧レギュレータ。
5. 前記第２の構成では、前記第２のコンデンサは前記出力ノードに結合され、デカップリングコンデンサと並列である、請求項４に記載の電圧レギュレータ。
6. 前記複数の電源スイッチは第１のスイッチおよび第２のスイッチを含み、前記第１の構成では、前記第１のスイッチおよび前記第２のスイッチトは、前記第１のコンデンサと前記第２のコンデンサとの間に前記電圧差を提供するために、所定のデューティサイクルで第１の状態と第２の状態とを交互に繰り返すように構成される、請求項１から５のいずれか一項に記載の電圧レギュレータ。
7. 前記第１の状態では、前記第１のコンデンサと前記第２のコンデンサとを前記インダクタを介して並列に結合するために、前記第１のスイッチはオンにされ、前記第２のスイッチはオフにされ、前記第２の状態では、前記第１のコンデンサと前記第２のコンデンサとを減結合するために、前記第１のスイッチはオフにされ、前記第２のスイッチはオンにされる、請求項６に記載の電圧レギュレータ。
8. 前記第１のスイッチは前記出力ノードと前記インダクタとの間に配置されている、請求項６または請求項７に記載の電圧レギュレータ。
9. 前記第１のスイッチは前記インダクタと前記第１のコンデンサとの間に配置されている、請求項６または請求項７に記載の電圧レギュレータ。
10. 前記電圧レギュレータの前記出力電圧は、前記所定のデューティサイクルに基づいて決定される、請求項６から９のいずれか一項に記載の電圧レギュレータ。
11. 第３のコンデンサをさらに含み、前記第２の構成では、前記スイッチマトリックスは前記第３のコンデンサを前記第１のコンデンサと直列関係にするよう構成される、請求項３に記載の電圧レギュレータ。
12. 前記第１の構成では、前記スイッチマトリックスは、前記第３のコンデンサを前記第２のコンデンサと並列に前記出力ノードに結合するように構成される、請求項１１に記載の電圧レギュレータ。
13. 前記第１の構成では、前記スイッチマトリックスは、前記第３のコンデンサを前記第１のコンデンサに並列に結合させるように構成される、請求項１１に記載の電圧レギュレータ。
14. 前記インダクタは１〜１００ｎＨの範囲のインダクタンスを有する、請求項１から１３のいずれか一項に記載の電圧レギュレータ。
15. 前記インダクタはオンチップまたはオンパッケージである、請求項１４に記載の電圧レギュレータ。
16. 前記インダクタは１００ｎＨ〜１０μＨの範囲のインダクタンスを有する、請求項１から１３のいずれか一項に記載の電圧レギュレータ。
17. 請求項１から１６のいずれか一項に記載の電圧レギュレータであって、前記電圧レギュレータは、前記電圧レギュレータ内の前記出力ノードが入力電圧源に接続され、前記電圧レギュレータの前記入力ノードが目標負荷に結合される逆方向に動作するように構成される、前記電圧レギュレータ
    を含む電子システム。
18. 前記電圧レギュレータを前記逆方向に動作させる前記電子システムは、前記電圧レギュレータを昇圧レギュレータとして動作させるように構成される、請求項１７に記載の電子システム。
19. 請求項１から１６のいずれか一項に記載の電圧レギュレータと、
    前記電圧レギュレータに結合された目標負荷システムであって、前記電圧レギュレータの前記出力ノードは前記目標負荷システムに結合されている、前記目標負荷システムと
    を含む電子システム。
20. 前記電子システムはモバイル通信デバイスを含む、請求項１９に記載の電子システム。

Images