JP2018207763A - 電力変換装置および該電力変換装置が備えるリアクトルの異常検出方法 - Google Patents

Abstract

【課題】誤検出を防止しながらリアクトルの異常を検出することができる電力変換装置および該電力変換装置が備えるリアクトルの異常検出方法の提供。【解決手段】コンバータ回路またはインバータ回路と、電流検出器と、コンバータ回路またはインバータ回路のスイッチング素子をオン／オフし電流検出器の出力を監視する制御部２４とを備えた電力変換装置において、制御部２４は、リプル電流値に基づいてリアクトルの状態を検出するための比較対象値を算出する状態検出回路２４（１）と、実効電流検出回路２４（２）と、実効電流値に対応した所定の閾値を算出する閾値算出部２４（３）と、比較対象値が所定の閾値を超えるとリアクトルが異常であると判定する判定部２４（４）と、リアクトルが異常と判定されたとき、コンバータ回路またはインバータ回路のスイッチング素子の制御信号の出力を停止するスイッチング素子制御部２４（５）と、を備える。【選択図】図２

Description

本発明は、電力変換装置および該電力変換装置が備えるリアクトルの異常検出方法に関する。

環境問題や経済効果等の観点から太陽電池や蓄電池を備えた蓄電システムの需要が増加している。太陽電池により発電された直流電力や蓄電池に充電された直流電力をコンバータ回路により昇圧または降圧し、さらにその直流電力を双方向インバータ回路により交流電力に変換し、また交流電力を直流電力に変換する電力変換装置を備えた蓄電システムにおいて、スイッチング素子、コンデンサ等とともにリアクトルが不可欠な電気部品として使用されている。

このリアクトル（インダクタまたはコイルともいう）として、例えばトロイダルコア型を採用した場合、ドーナツ型コアを使用しているため、構造上ドーナツ型コアの内側では巻線の密度が高くなり、隣り合う巻線同士が接触し、最悪の場合巻線同士が短絡する可能性がある。この短絡が発生するとリアクトルのインダクタンス値が減少してリプル電流が増大し、その結果リアクトルの温度が急激に上昇し、焼損に至る場合がある。

このような温度上昇を検出するために、特許文献１には、電力変換装置のフィルタコンデンサの周囲温度を測定するために温度センサを用いる技術が開示されている。
この技術を応用することによって、蓄電システムに使用されているリアクトルの巻線間短絡、すなわち、レアショートを検出することができる。

図２４は、温度ヒューズを取付けたトロイダルコア型リアクトルの模式図である。リアクトルに温度ヒューズを取付け、温度ヒューズとリード線とをはんだつけ等により接続し、そのリード線とケーブルハーネスとをかしめにより接続する。
この温度ヒューズにより、リアクトルのレアショート（巻線間短絡）による異常過熱を検出し、その検出信号によって異常と判定されれば、電力変換装置の動作を停止し保護することができる。

特開平８−１９６０８２号公報

しかし、リアクトルに温度ヒューズを取り付けることで、レアショートを検出することが可能であるが、温度ヒューズを使用することで、温度ヒューズとリード線の接続部のクラックや、リード線とケーブルハーネスを接続するかしめ部の接触不良が発生し、誤検出につながるという問題があった。

本発明は上記の事情を考慮してなされたもので、誤検出を防止しながらリアクトルの異常を検出することができる電力変換装置および該電力変換装置が備えるリアクトルの異常検出方法を提供することを目的とする。

本発明は、リアクトルに流れる電流を計測する既存の電流検出器を用い、リアクトルに流れる電流に重畳されている駆動周波数のリプル電流を測定する。リアクトルにレアショートが発生するとリアクトルのインダクタンス値が減少し、リプル電流が増加するため、リプル電流を測定することにより、リアクトルのレアショートを検出することができる。

すなわち、本発明は、直流電力をリアクトルを介して入力し、直流電力の電圧を昇圧または降圧して出力するスイッチング素子で構成されるコンバータ回路と、リアクトルに流れる電流を検出する電流検出器と、コンバータ回路のスイッチング素子をオン／オフし、電流検出器の出力を監視する制御部と、を備えた電力変換装置において、制御部は、電流検出器の電流出力信号のリプル電流値に基づいてリアクトルの状態を検出するための比較対象値を算出する状態検出回路と、電流検出器の電流出力信号の実効電流値を検出する実効電流検出回路と、実効電流値に対応した所定の閾値を算出する閾値算出部と、比較対象値が所定の閾値を超えるとリアクトルが異常であると判定する判定部と、リアクトルが異常であると判定されたとき、コンバータ回路のスイッチング素子に対する制御信号の出力を停止するスイッチング素子制御部と、を備えたことを特徴とする電力変換装置である。

この構成によれば、コンバータ回路に使用される直流リアクトルの異常を確実に検出でき、電力変換装置の損傷を未然に防ぐことができる。

また、上記閾値算出部は、一次関数に実効電流値を代入して閾値を算出しまたは閾値を所定の固定値とすることを特徴とする。

この構成によれば、リプル電流値の異常を判定する閾値は、実効電流値に対応して算出されるため、電力変換装置の使用環境に応じて適切に決めることができる。

また、本発明の電力変換装置は、交流電力をリアクトルを介して入力し直流電力に変換するスイッチング素子で構成されるインバータ回路と、リアクトルに流れる電流を検出する電流検出器と、インバータ回路のスイッチング素子をオン／オフし、電流検出器の出力を監視する制御部と、を備えた電力変換装置において、制御部は、電流検出器の電流出力信号のリプル電流値に基づいてリアクトルの状態を検出するための比較対象値を算出する状態検出回路と、電流検出器の電流出力信号の実効電流値を検出する実効電流検出回路と、実効電流値に対応した所定の閾値を算出する閾値算出部と、比較対象値が所定の閾値を超えるとリアクトルが異常であると判定する判定部と、リアクトルが異常であると判定されたとき、インバータ回路のスイッチング素子に対する制御信号の出力を停止するスイッチング素子制御部と、を備えたことを特徴とする。

この構成によれば、インバータ回路に使用される交流リアクトルの異常を確実に検出でき、電力変換装置の損傷を未然に防ぐことができる。

また、本発明の電力変換装置の閾値算出部は、リアクトルを流れる電流値からリアクトルのインダクタンス値を算定し、そのインダクタンス値に所定の割合を乗じたインダクタンス値と、コンバータ回路またはインバータ回路の入力電圧値および出力電圧値と、駆動周波数とから、リアクトルに流れるリプル電流値を算出し、そのリプル電流値を比較対象値と比較可能な数値に変換して所定の閾値とすることを特徴とする。

この構成によれば、電力変換装置の入力電圧値が変化しても、その入力電圧に対応したリプル電流値の所定の閾値を算出することができ、リアクトルの異常を確実に検出することができる。

また、リアクトルを流れる電流値から算定されるリアクトルのインダクタンス値は、実効電流値を変数とする所定の多項式によって近似され、その多項式に計測された実効電流値を入力することで当該実効電流値に対するインダクタンス値を算定することを特徴とする。

この構成によれば、実効電流値に対するリアクトルのインダクタンス値を算定するので、実効電流値が変化してもリプル電流の異常を判定する所定の閾値を算出することができる。

また、本発明の電力変換装置の状態検出回路は、商用周波数の所定の位相でリプル電流値を連続してサンプリングすることを特徴とする。

この構成によれば、リアクトルに流れるリプル電流値が商用周波数の交流信号でも検出できるため、リアクトルの異常を確実に検出でき、電力変換装置の損傷を未然に防ぐことができる。

また、上記電力変換装置の制御部の状態検出回路は、リアクトルに流れる電流のうちリプル電流を取り出し、ゼロボルト基準の波形に変換するリプル電流取り出し回路と、リプル電流を実効値に変換する絶対値回路とを有し、実効値に基づき比較対象値を算出することを特徴とする。

この回路構成によれば、リアクトルに流れるリプル電流の実効値を精度よく検出でき、リアクトルの異常を確実に検出できる。

さらに、本発明は、直流電力の電圧を昇圧または降圧し、また交流電力と直流電力とを相互に変換する電力変換装置が備えるリアクトルの異常検出方法であって、リアクトルに流れる電流を電流検出器により検出するステップと、電流検出器の電流出力信号のリプル電流値に基づいてリアクトルの状態を検出するための比較対象値を算出するステップと、電流検出器の電流出力信号の実効電流値を検出するステップと、実効電流値から所定の閾値を算出するステップと、比較対象値と所定の閾値とを比較するステップと、比較対象値が所定の閾値を超えたときリアクトルが異常と判定するステップと、を含むことを特徴とする電力変換装置が備えるリアクトルの異常検出方法である。

この方法によれば、温度ヒューズを使用しなくても、リアクトルの異常を確実に検出することができる。

以上、本発明によれば、温度ヒューズを使用することなく、リアクトルの異常を検出することができるので、誤検出を防止しつつリアクトルの異常時に確実に電力変換装置を停止させることができる。

本発明の実施形態に係る電力変換装置により構成される蓄電システムの概略回路図である。 蓄電システムの制御部の主要ブロック図である。 ＰＶリアクトルに流れる電流波形である。 レアショート箇所を模擬した位置を示す模式図である。 レアショート箇所とインダクタンス値の一例を示す図である。 ＰＶリアクトルに流れる電流波形および検出回路の出力波形である。 ＰＶリアクトルの実効電流とリプル電流の関係を示す図である。 ＰＶリアクトルの状態検出回路である。 ＰＶリアクトルの実効電流検出回路である。 ＰＶリアクトルに流れる電流を模擬した信号の検出回路の出力波形である。 ＰＶリアクトルのリプル電流と閾値の関係を示す図である。 ＤＣリアクトルのリプル電流と閾値の関係を示す図である。 ＡＣリアクトルに流れる電流波形である。 ＡＣリアクトルの系統電圧位相に対するリプル電流である。 ＡＣリアクトルの実効電流とリプル電流の関係を示す図である。 ＡＣリアクトルの状態検出回路である。 ＡＣリアクトルに流れる電流を模擬した信号の検出回路の出力波形である。 ＡＣリアクトルのリプル電流と閾値の関係を示す図である。 発電電力変換装置の入力電圧とリプル電流の関係を示す図である。 ＰＶリアクトルの重畳特性を示す一例である。 実効電流とインダクタンス値のばらつきによるリプル電流の違いを示す図である。 リプル電流の閾値とＡ／Ｄ閾値の相関関係を示す図である。 リアクトルのレアショート判定のフロー図である。 温度ヒューズを取付けたリアクトルの模式図である。

本発明の電力変換装置および該電力変換装置が備えるリアクトルの異常検出方法について図面を参照して説明する。

（第１の実施形態）
図１は、本発明の第１の実施形態に係る電力変換装置により構成される蓄電システムの概略回路図である。

図１に示す蓄電システム１００は、太陽電池１により発電した直流電力を昇圧または降圧（同図は昇圧回路を示している）する片方向コンバータ回路６を備えた発電電力変換装置１０１と、系統入力２８からの交流電力が直流電力に変換され、その直流電力を蓄電池１１に充電し、また蓄電池１１からの直流電力を昇圧または降圧する双方向コンバータ回路１６を備えた蓄電電力変換装置１０２と、太陽電池や蓄電池からの直流電力を交流電力に変換し、また系統入力２８からの交流電力を直流電力に変換する双方向インバータ回路２０を備えた交直電力変換装置１０３と、制御部２４、家庭負荷２９、重要負荷３０、開閉器２５、開閉器２６および切替器２７から構成される。
系統入力２８は電力会社等から給電される商用電源であり、開閉器２５、２６に接続される。
家庭負荷２９は家庭で使用される電気製品等であり、重要負荷３０は、家庭負荷のうち、停電時に電力を供給する必要がある照明装置や電気製品等である。

発電電力変換装置１０１は、コンデンサ２、電圧検出器３、電流検出器４、ＰＶ（Photovoltaic）リアクトル５、片方向コンバータ回路６により構成される。
発電電力変換装置１０１は、太陽電池１により発電された直流電力を昇圧または降圧する。その昇圧または降圧された直流電力は、双方向インバータ回路２０により交流電力に変換されて系統入力２８に放電され、停電時には重要負荷３０に供給される。また必要に応じて蓄電池１１に充電される。

蓄電電力変換装置１０２は、コンデンサ１２、電圧検出器１３、電流検出器１４、ＤＣリアクトル１５、双方向コンバータ回路１６、コンデンサ１７および電圧検出器１８により構成される。
蓄電電力変換装置１０２は、系統入力２８からの交流電力が変換された直流電力を、双方向コンバータ回路１６を介して蓄電池１１に充電し、また蓄電池１１の直流電力が双方向コンバータ回路１６を介して昇圧または降圧され、その直流電力が交流電力に変換されて系統入力２８に放電され、また停電時には重要負荷３０に供給される。

交直電力変換装置１０３は、コンデンサ１９、双方向インバータ回路２０、ＡＣリアクトル２１、電流検出器２２、電圧検出器２３により構成される。
交直電力変換装置１０３は、太陽電池１や蓄電池１１の直流電力を交流電力に変換して、系統入力２８または必要に応じて家庭負荷２９および重要負荷３０に供給し、また系統入力２８からの交流電力を直流電力に変換して、蓄電池１１に充電する。

さらに、蓄電システム１００は、開閉器２５、開閉器２６および切替器２７を備える。開閉器２５は、系統入力２８と双方向インバータ回路２０の入出力端子の同期投入および解列のためのスイッチである。開閉器２６は、系統入力２８から家庭負荷２９および重要負荷３０に電力を供給するスイッチである。
切替器２７は、重要負荷３０に系統入力２８からの電力を供給するか双方向インバータ２０からの電力を供給するかを切替えるスイッチである。

図２は、蓄電システムの制御部の主要ブロック図である。制御部２４は、状態検出回路２４（１）、実効電流検出回路２４（２）、閾値算出部２４（３）、判定部２４（４）およびスイッチング素子制御部２４（５）から構成される。また、制御部２４には、電圧検出器３、１３、１８および２３からの電圧値が入力され、検出された電圧値が閾値算出部２４（３）に出力される。
状態検出回路２４（１）は、電流検出器４、１４または２２からの電流出力信号が入力され、リアクトルに流れるリプル電流値を検出し、リプル電流値に基づきリアクトルの状態を検出するための比較対象値を算出して判定部２４（４）に出力する。

また、実効電流検出回路２４（２）は、電流検出器４、１４または２２からの電流出力信号が入力され、リアクトルに流れる実効電流値を検出し、閾値算出部２４（３）に出力する。
さらに、閾値算出部２４（３）は、リアクトルに流れる実効電流値を基にリプル電流値が異常かどうか判定する所定の閾値を算出する。
判定部２４（４）は、比較対象値と所定の閾値とを比較し判定する。比較対象値が所定の閾値を超えているときは、スイッチング素子制御部２４（５）にスイッチング素子の停止信号を出力する。

スイッチング素子制御部２４（５）は、判定部２４（４）からの停止信号を受け、異常と判定されたリアクトルに対応する片方向コンバータ回路６、双方向コンバータ回路１６または双方向インバータ回路２０の制御を停止する。
なお、制御部２４の閾値算出部２４（３）、判定部２４（４）およびスイッチング素子制御部２４（５）は、図示はしていないが制御部２４のマイクロコンピュータ（マイコン）のプログラムが実行されることによりその機能が実現される。

（ＰＶリアクトル）
図１に示す蓄電システム１００は、ＰＶリアクトル５、ＤＣリアクトル１５およびＡＣリアクトル２１の３つのリアクトルを備える。本発明のリアクトルの異常検出手段、すなわち、図２に示す制御部２４の各ブロックにより実現される機能は、いずれのリアクトルにも適用できる。
最初にＰＶリアクトル５に適用する実施例を説明する。

通常、リアクトルに流れる電流は、蓄電システム１００で使用されるスイッチング素子の駆動周波数によるリプル電流が重畳されている。図３は、ＰＶリアクトル５に流れる電流波形である。
図３の横軸は時間であり、縦軸は電流である。図３には２つの波形が表示されている。図３の上側の波形はリプル電流が重畳された電流波形であるが、リプル電流の周波数が高くリプル電流の波形が確認できないため、その拡大した波形を下側に示す。本実施例では、三角波の周波数は２４ｋＨｚである。

レアショート（巻線間短絡）が起きると、リアクトルのインダクタンス値が低下するため、リアクトルに流れるリプル電流が増加する。
トロイダルコア型リアクトルの構造上、どこの巻線間でショートするかはわからないが、リプル電流の計測のためにレアショート箇所を模擬した。図４は、レアショート箇所を模擬した位置を示す模式図である。

図５は、そのレアショート箇所とインダクタンス値（Ｌ値）の一例を示す図である。図５の横軸は、図４に示す巻線のショート箇所であり、縦軸はその時のＬ値である。
これによれば、巻き終りの巻線と隣接する巻線との接触であっても、リアクトルのＬ値は半分以下に減少する。

なお、図４に示す「巻き終り」とその隣接の巻線ａとのレアショートを「１Ｔ隣接ショート」という。また以下に説明するＤＣリアクトルまたはＡＣリアクトルの場合は多重の巻線であるため、同線の場合の隣接するレアショートを「１Ｔ隣接同線ショート」、他の線（異線）とのレアショートを「１Ｔ隣接異線ショート」という。
また、ＤＣリアクトルの正常時、１Ｔ隣接同線ショート時、１Ｔ隣接異線ショート時のＬ値実測値は、それぞれ８７０μＨ、４１０μＨ、６７０μＨであった。また、ＡＣリアクトルでは、それぞれ２３０μＨ、１００μＨ、１６０μＨ（Ｕ相とＷ相の２巻線の一方の巻線の値であり、２巻線を接続して測定する場合はそれぞれ約４倍となる）であった。

ここで、図１に示すコンバータ回路６は昇圧型であり、そのＰＶリアクトル５を流れるリプル電流ΔＩＬ（Ａ）は、入力電圧Ｖｉｎ（Ｖ）、出力電圧Ｖｏｕｔ（Ｖ）、インダクタンスＬ（Ｈ），駆動周波数ｆ（Ｈｚ）とすると、
ΔＩＬ＝Ｖｉｎ×（Ｖｏｕｔ−Ｖｉｎ）／（Ｖｏｕｔ×ｆ×Ｌ）・・・（１）
で表される。すなわち、Ｌ値がレアショートにより減少すれば、減少したＬ値に反比例してリプル電流は増加する。

図６は、ＰＶリアクトル５に流れる電流波形および検出回路の出力波形である。図６に示す波形は、レアショートを模擬したＬ値が正常時の１／３程度になったときのオシロスコープに表示された波形である。下側の３つの波形は、上側の波形の拡大図である。（１）ＰＶリアクトル電流波形、（２）電流検出器４による出力波形および（３）マイコン入力値（後述する）を示す。リプル電流の三角波のＰ−Ｐ値（Peak to Peak値）は約１８Ａで、Ｌ値が正常時のときに計測したＰ−Ｐ値の４．５Ａと比べ、増加している。
このリアクトル電流の実効値は約１０Ａであり、リプル電流のマイコン入力値は３．１Ｖであった。

ここで、マイコン入力値とは、電流検出器４により検出されたリアクトルのリプル電流が制御部２４の状態検出回路２４（１）により直流レベルの出力に変換された出力値のことである。この出力値が制御部２４のマイコン（マイクロコンピュータ）に入力される。

図７は、ＰＶリアクトル５の実効電流とリプル電流の関係を示す図である。横軸はＰＶリアクトル５に流れる実効電流値であり、縦軸はリプル電流のＰ−Ｐ値である。ＰＶリアクトル５の実効電流を変化させ、Ｌ値の「デフォルト（ここでは正常時の意味、以下同じ）」の場合と、「１Ｔ隣接ショート」を模擬した場合の２つのリプル電流の変化を示す。

ここで、図７のグラフは、デフォルト（正常時）の場合、実効電流値が２Ａを超えると、リプル電流値はほぼ一定になっているが、１Ｔ隣接ショートの場合は、実効電流値が１０Ａ程度になるまでリプル電流値が増加している。
上記式（１）で計算されるリプル電流値は、実効電流値とは関係のない式になっているため、本来、実効電流値が増加してもリプル電流値は増加しない。増加しているのは、次の理由による。

すなわち、図６に示すリプル電流のＰ−Ｐ値は約１８Ａであり、リプル電流の実効値がそのままリアクトル電流の実効値（約１０Ａ）となっている。この場合、ＰＶリアクトル５に流れる実効電流値が小さくなると、片方向コンバータ回路６のスイッチング素子のオン時間が短くなり、そのため三角波のＰ―Ｐ値は小さくなる。すなわち、実効電流値が小さくなるとリプル電流値も小さくなる。

次に、ＰＶリアクトル５の状態を検出するための状態検出回路２４（１）の例を説明する。図８は、ＰＶリアクトル５の状態検出回路２４（１）である。ＰＶリアクトル５に流れるリプル電流値は、最終的には制御部２４のマイクロコンピュータ（マイコン）のプログラムの処理により判定される。よって、マイコンが処理できる信号に変換する必要がある。

しかし、マイコンへの入力信号は、駆動周波数のリプル電流のままでは、周波数が高く、一定値として取り込めないため、ＤＣまたは周波数の低い波形（商用周波数程度）に変換する必要がある。
このリプル電流値を検出し、リプル電流値に基づいてマイコンへ取り込むための信号（比較対象値）に変換する状態検出回路２４（１）を設け、閾値と比較してリアクトルの異常を検出することで、温度ヒューズが不要となり、温度ヒューズとの接続不良に起因する誤検出がなくなる。

図８に示す状態検出回路２４（１）は、三角波検出回路、絶対値回路、非反転回路およびＲＣ回路の４つの回路から構成される。
三角波検出回路（本発明の「リプル電流取り出し回路」に相当）は、リアクトルに流れる電流のうち、駆動周波数によるリプル電流（三角波）のみを取り出し、０Ｖ基準の波形に変換する。０Ｖ基準の波形とするのは、オペアンプのオフセットの発生を防止するためである。
絶対値回路は、０Ｖ基準の波形を正の値（実効値）に変換する。非反転回路は、得られた実効値を、マイコン入力電圧範囲の最適値になるようゲインを調整する。ＲＣ回路は、駆動周波数の波形を、マイコンに入力できるＤＣまたは商用周波数程度の波形に変換する。

本実施例では、変換回路に絶対値回路（実効値）を用いたが、マイコンへの入力値がＤＣ値または商用周波数程度のＡＣ値に変換出来れば、絶対値回路の替わりに、類似の回路でもよい。

ここで、絶対値回路の出力値をそのまま実効値とするのは、非反転回路でゲインを調整することが可能であり、またマイコンの読取値を所定の係数倍することにより平均値を算出しても実効値に容易に変換できることによる。

図９は、ＰＶリアクトル５の実効電流検出回路２４（２）である。電流検出器４による電流検出信号からＰＶリアクトル５に流れる実効電流値を検出する。コンデンサにより周波数の低い成分を通す差動入力回路で構成される。
ＰＶリアクトル５を流れる実効電流値を検出し、この実効電流値により閾値を算出する。

次に、状態検出回路２４（１）の各回路のシミュレーション結果の波形を図１０に示す。図１０は、ＰＶリアクトル５に流れる電流を模擬した信号の状態検出回路２４（１）の各回路の出力波形である。横軸は時間であり、縦軸は電圧値である。図１０の右側の波形は、左側の波形の横軸１５ｍｓ付近の拡大図である。

図１０（Ａ）は、電流検出器４の出力の模擬信号であり、この模擬信号の平均値は約２．５Ｖであり、リプル電流が重畳されている。図１０（Ｂ）は、三角波検出回路の出力値であり、０Ｖ基準で±２Ｖ程度の波形となっている。図１０（Ｃ）は、絶対値回路の出力値であり、２Ｖ程度の絶対値（負値を正値に折り返した波形）である。図１０（Ｄ）は、最終段の出力値であり、マイコンの入力値で３Ｖ程度である。
このように、ＰＶリアクトル５に流れるリプル電流は、状態検出回路２４（１）によりＤＣ値に変換され、マイコンに入力され判定される。

図１１は、ＰＶリアクトル５のリプル電流と閾値の関係を示す図である。横軸は、ＰＶリアクトル５を流れる実効電流値であり、縦軸はマイコン入力値である。図１１には、リアクトルの（１）デフォルト時（正常時）、（２）レアショートを模擬した１Ｔ隣接ショート時および（３）閾値の３つのグラフが表示されている。
図７の縦軸はリプル電流Ｐ−Ｐ値であったが、図１１の縦軸は、マイコンが判定できる信号に置換したマイコン入力値である。

図１１は、ＰＶリアクトル５のデフォルト時と１Ｔ隣接ショート時のリプル電流値の違いを示したものである。リプル電流値の異常を判定するための閾値は、実効電流値の１．５Ａ未満では、ノイズを考慮して、固定値の０．６５Ｖである。実効電流値の１．５Ａから５．７５Ａの範囲の閾値は、閾値ｙ（Ｖ）、実効電流ｘ（Ａ）とすると、
ｙ＝０．２ｘ＋０．３５・・・（２）
の一次式により、算出される。さらに実効電流値の５．７５Ａ以上の閾値は、固定値の１．５Ｖである。

比較対象値が異常であるかどうかは、マイコンに入力された比較対象値と、リアクトルの実効電流値から算出された閾値（固定値を含む）とを比較することにより判定される。この閾値を算出する一次式および固定値は蓄電システム１００によって変更可能である。
よって、マイコン入力値（比較対象値）を、実効電流値から算出された閾値と比較し、比較対象値が閾値を超えたか否かを判定することにより、温度ヒューズを使用することなく、既存の電流検出器を使用し、リアクトルのレアショートを検出することができる。

なお、実効電流値の１．５Ａ未満はノイズによる誤判定を防ぐため、閾値は固定値の０．６５Ｖである。この場合、実効電流が小さいとき、上記で模擬したＬ値の変化であれば異常時のリプル電流のマイコン入力値と閾値がほぼ同じような値であり、異常と判定できるか難しい。それでも閾値を固定値としているのは、レアショートを模擬したＬ値ではなく実際のレアショートによるＬ値の変化が大きくなったときに、判定を可能とするためである。
また、リアクトルに流れる電流値が小さいとき、レアショートが発生し異常と判定されなくても、電流値が小さいため焼損に至ることは少ない。その後実効電流値が１．５Ａ以上となれば判定が可能となる。

（ＤＣリアクトル）
次に、ＤＣリアクトル１５の実施例について説明する。
上述したＰＶリアクトル５は、太陽電池１から直流電源を昇圧または降圧する片方向のみの電力変換であったが、ＤＣリアクトル１５が使用されている双方向コンバータ回路１６は双方向である。この場合も蓄電池１１から双方向インバータ回路２０の入力側となる直流電力への変換は、ＰＶリアクトル５の場合と同じ動作であるため、説明は省略する。
ただ、各々のコンバータ回路の太陽電池１および蓄電池１１からの入力電圧が異なるため、リプル電流値は相違する。そのため、ＰＶリアクトル５の場合の閾値とは異なる。

ここで、片方向コンバータ回路６の入力電圧は５０Ｖから４５０Ｖの範囲であるが、リプル電流を計測したときの入力電圧は２００から２１０Ｖであり、出力電圧は３８０Ｖであった。また、双方向コンバータ回路１６のリプル電流を計測したときも、片方向コンバータ回路６の場合とほぼ同じ入力電圧および出力電圧であった。

図１２は、ＤＣリアクトル１５のリプル電流と閾値の関係を示す図である。図１２は、（１）デフォルト時（正常時）、（２）１Ｔ隣接同線ショート時、（３）１Ｔ隣接異線ショート、（４）閾値の４つのグラフが表示されている。図１２の横軸は実効電流値であり、縦軸はマイコン入力値である。

これによれば、リプル電流値の異常を判定するための閾値は、実効電流値の１．４Ａ未満では、ノイズを考慮して、固定値の０．６５Ｖとする。実効電流値の１．４Ａから５．１５Ａの範囲では、閾値ｙ（Ｖ）、実効電流ｘ（Ａ）とすると、
ｙ＝０．２ｘ＋０．３７・・・（３）
の一次式により算出される閾値とする。さらに実効電流値の５．１５Ａ以上の閾値は、固定値の１．４Ｖとする。

一方、双方向コンバータ回路１６は双方向であるため、蓄電池１１に充電する場合についても検討する。この場合、ＤＣリアクトル１５を流れる実効電流は、蓄電池１１への充電電流となるためほぼ一定である。よって、ＤＣリアクトル１５を流れるリプル電流値に基づいて算出される比較対象値の閾値は、実効電流値によらず所定の固定値とすればよい。
このように、ＤＣリアクトル１５でも、マイコン入力値（比較対象値）を実効電流値に対応する閾値で判定することにより、温度ヒューズを使用することなく、既存の電流検出器を使用し、リアクトルのレアショートを検出することができる。

（ＡＣリアクトル）
次に、ＡＣリアクトル２１の実施例について説明する。
図１３は、ＡＣリアクトル２１を流れる電流波形である。図１３の横軸は時間であり、縦軸は電流である。図１３に示す上側の図はリプル電流を含む交流電流を示した波形であるが、リプル電流の周波数が高くリプル電流の波形が確認できないため、その拡大図を下側に示す。三角波の周波数は、ＰＶおよびＤＣリアクトルの場合と同じで２４ｋＨｚである。

ここで、ＡＣリアクトル２１を流れるリプル電流は上記式（１）の出力電圧Ｖｏｕｔは商用電源であるため変化する（なお、降圧型のコンバータ回路では式（１）とは異なる）。そのため、ＡＣリアクトル２１に流れるリプル電流は、図１３に示すように商用周波数の交流の位相に対して変化し、ＤＣリアクトル１５のような一定のＤＣ値に変換することができず、商用周波数の２倍の周期のＡＣ波形となる。
図１４は、ＡＣリアクトル２１の系統電圧１サイクルの位相に対するリプル電流である。マイコンへの入力値は、位相が９０°または２７０°の、同じ位相のタイミングで連続して検出すれば、一定のＤＣ値として、処理することができる。

図１５は、ＡＣリアクトル２１の実効電流とリプル電流の関係を示す図である。横軸は実効電流値であり、縦軸はリプル電流のＰ−Ｐ値である。図１５は、（１）デフォルト時（正常時）、（２）１Ｔ隣接同線ショート時、（３）１Ｔ隣接異線ショート時の３つのグラフが表示されている。
なお、図１５に示すリプル電流のＰ−Ｐ値は、実効電流値が１５Ａ付近から階段状に増加している。実効電流の１５Ａ程度までは蓄電池１１からの放電のみであったが、１５Ａを超えてから太陽電池１の放電も加わり、入力条件が変化しているためである。
また、ＡＣリアクトル２１の場合、実効電流値が小さくなっても、ＰＶリアクトル５およびＤＣリアクトル１５のように、リプル電流値は０にはならない。

図１６は、ＡＣリアクトル２１の状態検出回路２４（１）である。
図８に示すＰＶリアクトル５の状態検出回路２４（１）と同様の回路であるが、絶対値回路が相違している。ＰＶリアクトル５のリプル電流に適用する絶対値回路はオペアンプが１個の構成であり、ＡＣリアクトル２１の場合のそれは、オペアンプは２個で構成される。
なお、実効電流検出回路２４（２）は、ＡＣリアクトル２１の場合も図９に示す回路と基本的には同じであり、抵抗およびコンデンサの定数が異なる。

図１７は、ＡＣリアクトル２１に流れる電流を模擬した信号の検出回路の出力波形である。この模擬波形の横軸は時間であり、縦軸は電圧である。図１７の右側の波形は、左側の波形の横軸１５ｍｓ付近の拡大図である。
図１７（Ａ）は、電流検出器２２の出力の模擬信号である。この模擬信号では、２．５Ｖを平均値とする交流波形にリプル電流が重畳されている。図１７（Ｂ）は、三角波検出回路の出力値であり、０Ｖ基準で±約２Ｖの波形である。図１７（Ｃ）は、絶対値回路の出力値であり、リプル電流の絶対値（負値を正値に折り返した波形）で約２Ｖの波形である。図１７（Ｄ）は、最終段の出力値であり、マイコンの入力値である。
このように、ＡＣリアクトル２１に流れるリプル電流は、商用周波数の波形に変換され、商用周波数の所定の電圧位相で連続してサンプリングされ、一定のＤＣ値としてマイコンに入力され判定される。

図１８は、ＡＣリアクトル２１のリプル電流と閾値の関係を示す図である。図１８は、（１）デフォルト時（正常時）、（２）１Ｔ隣接同線ショート時、（３）１Ｔ隣接異種ショート時、（４）閾値の４つのグラフが表示されている。
なお、図１８は、図１５のリプル電流Ｐ−Ｐ値がマイコン入力値に置換された図であり、閾値を表示するグラフが追加されている。

これによれば、リプル電流値を異常と判定するための閾値は、閾値ｙ（Ｖ）、実効電流ｘ（Ａ）とすると、
ｙ＝０．０２ｘ＋０．８５・・・（４）
の一次式により算出される。

よって、ＡＣリアクトルに流れる実効電流値によって算出された値を所定の閾値として、ＡＣリアクトルに流れるリプル電流値に基づいて算出された比較対象値を判定することにより、ＡＣリアクトルのレアショートを検出することができる。

ここで、双方向インバータ回路２０は双方向であるため、系統入力２８から交流電力を直流電力に変換して蓄電池１１に充電する場合についても検討する。この場合、リアクトル２１を流れる電流は、蓄電池１１への充電電流となるためほぼ一定である。
よって、ＡＣリアクトル２１を流れるリプル電流値に基づいて算出された比較対象値の閾値は、実効電流値によらず所定の固定値とすればよい。

以上、３つのリアクトルについて説明したが、いずれのリアクトルでも、そのリアクトルに流れるリプル電流に基づいて算出された比較対象値（マイコン入力値）を、リアクトルに流れる実効電流値に対応する閾値で判定することにより、温度ヒューズを使用することなく、既存の電流センサを使用し、リアクトルのレアショートを検出することができる。

（第２の実施形態）
第１の実施形態では、コンバータ回路の入力電圧値および出力電圧値はほぼ一定としたときの、リアクトルの異常検出方法について説明した。実際には、図１に示す蓄電システム１００の太陽電池１は、天候等の条件によって発電量が変動し、それにより太陽電池１の出力電圧値が変化する。また、蓄電池１１も電池の残量によって出力電圧値が変化する。これらの出力電圧値がコンバータ回路の入力電圧値となる。
よって、第２の実施形態では、コンバータ回路の入力電圧値が変化する場合の、リアクトルの異常検出方法について説明する。

なお、第２の実施形態では、図２に示す閾値算出部２４（３）による閾値の算出方法が第１の実施形態とは異なるが、他の構成は同じであることから重複する説明は省略する。また、各リアクトルのインダクタンス値は、リアクトルの仕様の見直しにより第１の実施形態とは相違している。
第２の実施形態では、主にＰＶリアクトル５を含む昇圧型コンバータ回路を備えた発電電力変換装置１０１について説明する。

図１９は、発電電力変換装置１０１の入力電圧とリプル電流の関係を示す図である。横軸は入力電圧値、縦軸はリプル電流値である。図１９に示す曲線は、昇圧型コンバータ回路のリプル電流の計算値である。この計算値は式（１）により算出され、入力電圧Ｖｉｎは可変で横軸に示す電圧値（Ｖ）であり、出力電圧Ｖｏｕｔは４１０（Ｖ）、ＰＶリアクトル５のインダクタンス（Ｌ）値は９５８（μＨ）、片方向コンバータ回路６の駆動周波数ｆは２４ｋ（Ｈｚ）である。
また、入力電圧が５９Ｖ、２２８Ｖ、３６８Ｖのときのリプル電流の計測値を「×」印で示す。

図１９に示すように、リプル電流の計算値と計測値はほぼ一致している。よって、入力電圧が変化したとき、入力電圧Ｖｉｎ（Ｖ）を変数とし、出力電圧Ｖｏｕｔ（Ｖ）、インダクタンス値（Ｈ）、駆動周波数ｆ（Ｈｚ）が分かれば、式（１）よりリプル電流値が算出できる。
ここで、出力電圧は一定に制御され、駆動周波数も蓄電システム１００の固有値である。一方、インダクタンス値は、駆動周波数が一定であるため周波数による変化はないが、直流重畳特性、すなわち、電流値によりインダクタンス値が変化する。

図２０は、本実施形態で使用するＰＶリアクトル５の重畳特性を示す一例である。横軸は電流値であり、縦軸はインダクタンス値である。電流値が増加するにつれて、インダクタンス値が減少していることが同図より分かる。この特性により、ＰＶリアクトル５に流れる電流値が分かれば、電流値に対応するリアクトル値が算定できることを示している。

本実施形態にかかる実施例として、実効電流値からＰＶリアクトル５のインダクタンス値を算定する。図２０に示すインダクタンス値の特性を示す曲線から、インダクタンス（Ｌ）値を算定する多項式は、実効電流値をＸ（Ａ）とすると、
Ｌ値＝０．０２５Ｘ^３−０．９７５２Ｘ^２−９．９４２６Ｘ＋９５０．４２・・・（５）
で表すことができる。
なお、図２０に示すＰＶリアクトル５の特性曲線と多項式はほぼ一致しており、重なった一つの曲線として表示されている。

第２の実施形態では、電流検出器４（または１４、２２）によりリアクトル５（または１５、２１）に流れる実効電流値が測定され、閾値算出部２４（３）が測定された実効電流値から式（５）（または後述の式（８）、式（９））に基づいてインダクタンス値を算定し、コンバータ回路６（または１６）またはインバータ回路２０の入力電圧および出力電圧の計測値と駆動周波数とから、式（１）（または後述の式（７））に基づいてリプル電流値を計算する。このリプル電流値から、リアクトルのインダクタンス値の製品仕様が、例えば、±２０％の範囲にあるとして、このリアクトルのばらつきの範囲を考慮して、閾値を決定する。閾値算出部２４（３）で算出した閾値と、状態検出部２４（１）でリプル電流の計測値に基づいて得られた比較対象値とを比較し、リアクトルの異常を判定する。

次に、リプル電流の異常（レアショート）を判定するインダクタンスの判定値の算出について説明する。
ＰＶリアクトル５のインダクタンス値として、製品仕様で±２０％のばらつきがある場合、＋２０％の上限のインダクタンス値のＰＶリアクトル５がレアショートしたとき、−２０％の下限のインダクタンス値よりも大きい値では、レアショートとして判定することはできない。よって、−２０％の下限のインダクタンス値よりも小さい値となるように、例えば＋２０％の上限のインダクタンス値が２／３以下となる値をレアショートの判定値とする必要がある。

すなわち、インダクタンス値が＋２０％の上限のＰＶリアクトル５があっても、レアショートが判定できるように、＋２０％の上限のインダクタンス値に０．６を乗じた値をＰＶリアクトル５のレアショートの判定値とした。インダクタンス値の仕様のセンター値（中心値）からみれば、センター値の０．７２まで低下した場合となる。よって、ＰＶリアクトル５の異常判定とするインダクタンス値は、実効電流値から算定したインダクタンス値に０．７２（所定の割合）を乗じた値とし、その値でリプル電流を算出し、このリプル電流値に基づいてレアショート判定の閾値を決定する。
なお、インダクタンス値のレアショート判定の所定の割合は０．７２としているが、固定されたものではなく、電池システム１００により、またＰＶリアクトル５の仕様変更により、所定の割合は変更してもよい。

図２１は、実効電流とインダクタンス値のばらつきによるリプル電流の違いを示す図である。横軸は実効電流値であり、縦軸はリプル電流値である。図２１には、リプル電流を示す４つの曲線と、リプル電流の計測値およびシミュレーションによるリプル電流値が表示されている。なお、図２１に示すリプル電流を算出した入力電圧値は２３５Ｖであり、出力電圧値は４１０Ｖであった。
４つの曲線はいずれも計算値であり、（１）インダクタンス値がセンター値のときのリプル電流、（２）インダクタンス値が仕様の−２０％の下限値のリプル電流、（３）インダクタンス値が仕様の＋２０％の上限値のリプル電流、（４）リプル電流の閾値を示す。

これら４つの曲線は、実効電流値から図２０に示す特性の多項式によりインダクタンス値を算定し、その算定値に、それぞれ０．８、１．２、０．７２を乗じたインダクタンス値とし、この値を使用して、式（１）によりリプル電流を算出したものである。インダクタンス値の−２０％の仕様のＰＶリアクトル５、すなわち曲線（２）に示すリプル電流特性を有するＰＶリアクトル５があったとしても、閾値の曲線（４）のリプル電流値は、曲線（２）のリプル電流値を上回っている。このリプル電流の閾値によれば、仕様のばらつきを考慮しても、ＰＶリアクトル５のレアショートによるリプル電流値の増加を異常と判定することができる。

また、図２１に示す「■」印は、ＰＶリアクトル５の正常値のリプル電流値、「●」印はレアショートを模擬したリアクトルのリプル電流値であり、それぞれ計測値である。また「△」印はＰＶリアクトル５の正常値のリプル電流のシミュレーション値であり、「×」印は、レアショートを模擬したＰＶリアクトル５のリプル電流のシミュレーション値である。
ＰＶリアクトル５の正常値のリプル電流の計測値およびシミュレーション値とも、曲線（１）と一致している。
また、レアショートの場合の、リプル電流の計測値およびシミュレーション値は同じ曲線上にあり、両者はよく一致している。

ここで、ＰＶリアクトル５に流れるリプル電流値は、図２に示す状態検出回路２４（１）、具体的には図８に示す回路により、電流検出器４により計測された電流値のリプル電流成分がＤＣ値に変換される。そのＤＣ値が制御部２４のマイコンによりＡ／Ｄ（Analog to Digital）変換され、計測されたリプル電流のＡ／Ｄ変換値（本発明の「比較対象値」に相当。以下、「Ａ／Ｄ計測値」という）となる。

一方、計測した実効電流値によりインダクタンス値が算定され、式（１）により算出されるリプル電流の閾値は、マイコンによりＡ／Ｄ変換されたＡ／Ｄ計測値と比較可能な数値に変換する必要がある。
すなわち、マイコンに入力されるリプル電流値は、０〜３．３Ｖの範囲で、１２ビット（０〜４０９５）にＡ／Ｄ変換される。閾値算出部２４（３）で算出されたリプル電流の閾値も、１２ビットの数値に変換する。
ここで、第１の実施形態では、リプル電流の計測値に基づくマイコン入力値（比較対象値）と閾値は電圧レベルで比較されるが、第２の実施形態のように、例えば、それぞれ１２ビットの数値に変換して比較してもよい。

図２２は、リプル電流の閾値とＡ／Ｄ計測値と比較可能な閾値（以下、「Ａ／Ｄ閾値」という）の相関関係を示す図である。この関係は、電池システム１００のリアクトルの正常時に計測したリプル電流値とマイコンによりＡ／Ｄ変換されたＡ／Ｄ値の関係を示したものである。
理想的には、リプル電流値が０のときにＡ／Ｄ値が０の点（原点）を通る一次関数となるが、実際には電流検出器４および状態検出回路２４（１）等により、原点を通る一次直線とはなっていない。

本実施形態では、図２２に示すように、リプル電流値をＸ（Ａ）とすると、Ａ／Ｄ閾値は、
Ａ／Ｄ閾値＝２２３．７６Ｘ−４３．４５９・・・（６）
で表す式によって求められる。これにより、算出されたリプル電流値は電流値（Ａ）から、Ａ／Ｄ計測値と同じビット数の大きさの値に変換される。
なお、このリプル電流値をＡ／Ｄ閾値に変換する式は固定されるものではなく、電池システム１００に使用される回路の定数等によって変更される。

以上の閾値算出の手順は、制御部２４のマイコンのプログラムによって実行される。図２３は、リアクトルのレアショート判定のフロー図である。

図２３のレアショート判定のフロー図は、ステップＳ１０で、実効電流値が２Ａ以上か判定する。実効電流値が２Ａ未満のとき（Ｓ１０、ＮＯ）、レアショートの判定をしないで（Ｓ１５）、処理を終了する。
ここで、実効電流値が２Ａ未満のときは、レアショートの判定をしない理由について説明する。実効電流値が小さくなると、ＰＶリアクトル５に流れる電流はリプル電流成分のみとなり、さらに実効電流値が小さくなると、図２に示すスイッチング素子制御部２４（５）によるスイッチング素子のオン時間が短くなり、これによりリプル電流値も小さくなる。このため、実効電流値が小さい範囲では、式（１）が成立しなくなるからである。

また、実効電流値が２Ａ未満のときにレアショートの判定をしないとしたのは、リアクトルに流れる実効電流値が常時２Ａ未満という状況は、本実施形態ではほとんど発生しないからである。例えば、蓄電池への充電では、定格の１０Ａ程度の電流が流れ、太陽電池１の出力が家庭負荷に出力されるかまたは蓄電池１１に充電される場合でも、２Ａ以上の電流が流れる。したがって、２Ａ未満の実効電流値の場合は、レアショートと判定しなくても、実害はないと考えられるからである。なお、判定基準値は２Ａに限らず、適宜変更することができる。

図２３のフロー図のステップＳ１０で、実効電流値が２Ａ以上のとき（Ｓ１０、ＹＥＳ）、Ａ／Ｄ計測値（同図では単に「計測値」と記載）がＡ／Ｄ閾値（同図では単に「閾値」と記載）より大か否かを判定する（Ｓ１１）。Ａ／Ｄ計測値がＡ／Ｄ閾値より大でないとき（Ｓ１１、ＮＯ）、正常と判定し（Ｓ１６）、処理を終了する。

一方、Ａ／Ｄ計測値がＡ／Ｄ閾値より大であるとき（Ｓ１１、ＹＥＳ）、Ａ／Ｄ計測値がＡ／Ｄ閾値より大であると最初に判定してから所定の時間（本実施形態では３０秒）が経過したか判定する（Ｓ１２）。Ａ／Ｄ計測値がＡ／Ｄ閾値より大であると最初に判定してから所定の時間が経過していない場合（Ｓ１２、ＮＯ）は、ステップＳ１１の判定が所定の周期で繰り返し実行される。

そして、２回目以降の判定でＡ／Ｄ計測値がＡ／Ｄ閾値より大でないと判定されれば（Ｓ１１、ＮＯ）、前回の判定はノイズまたは誤動作の可能性があったとして正常と判定する（Ｓ１６）。一方で、Ａ／Ｄ計測値がＡ／Ｄ閾値より大であると最初に判定してから所定の時間が経過した場合は（Ｓ１２、ＹＥＳ）、繰り返しＡ／Ｄ計測値がＡ／Ｄ閾値より大と判定（Ｓ１１、ＹＥＳ）されていることからノイズまたは誤動作ではないとして、レアショートと判定する（Ｓ１３）。レアショートと判定されれば、電力変換装置の機能を停止し（Ｓ１４）、処理を終了する。

なお、レアショート判定フローで、所定の時間は３０秒としているが、この所定の時間は、適宜変更してもよい。

このように、レアショートを判定するリプル電流の閾値は、実効電流値によりＰＶリアクトル５のインダクタンス値を算定し、このインダクタンス値に所定の割合を乗じた値とコンバータ回路の入力電圧値および出力電圧値と駆動周波数によりリプル電流を算出し、Ａ／Ｄ値に相当するビット数の数値（Ａ／Ｄ閾値）に変換し、算出する。このＡ／Ｄ閾値とＡ／Ｄ計測値とを比較することにより、リアクトルのレアショートを判定し、レアショートが発生した場合には、電力変換装置の機能を停止し、焼損被害の拡大を防止することができる。

なお、実効電流値からＰＶリアクトル５のインダクタンス値を算定する際に、すでにレアショートが発生していた場合には、それにより増加したリプル電流による実効電流値を用いて、レアショート判定のための閾値を算出するのは難しいのではないかとも考えられる。しかし、増加するリプル電流による実効電流値は微増であり、また、実効電流値が増加するとインダクタンス値は減少しリプル電流の閾値は大となる方向である。これらのことから、実際の電池システム１００に適用した結果、この閾値算出方法はレアショート判定基準として適用可能と判断した。

（ＤＣリアクトルおよびＡＣリアクトル）
第２の実施形態としてＰＶリアクトル５の場合ついて説明したが、ＤＣリアクトル１５を昇圧型コンバータ回路で使用する場合は、ＰＶリアクトル５の場合と同じであり、説明は省略する。

ＤＣリアクトル１５を使用するコンバータ回路が降圧型として機能するときは、式（１）とは異なり、ＤＣリアクトル１５を流れるリプル電流ΔＩＬ（Ａ）は、入力電圧Ｖｉｎ（Ｖ）、出力電圧Ｖｏｕｔ（Ｖ）、インダクタンスＬ（Ｈ），駆動周波数ｆ（Ｈｚ）とすると、
ΔＩＬ＝Ｖｏｕｔ×（Ｖｉｎ−Ｖｏｕｔ）／（Ｖｉｎ×ｆ×Ｌ）・・・（７）
で表される。

この場合は、出力電圧Ｖｏｕｔ（Ｖ）が変化するが、入力電圧Ｖｉｎ（Ｖ）、駆動周波数ｆ（Ｈｚ）はほぼ一定であり、実効電流値によりインダクタンス値を算定すれば、リプル電流が算出できる。
よって、降圧型コンバータ回路として機能する場合も、昇圧型の場合と同様にリプル電流の閾値を決定し、リアクトルの異常を判定することができる。

一方、ＡＣリアクトル２１の場合は、インバータ回路が降圧型および昇圧型のいずれでも、一方の電圧がＡＣ波形である。その場合、ＡＣ波形が、例えば、波形の位相が９０°の時の、入力電圧および出力電圧は、それぞれＤＣ値として捉えることができる。
この場合、電流値や電圧値は実効値でなく、ピーク値によりリプル電流の算出やインダクタンス値の算定をする必要がある。

ここで、ＤＣリアクトル１５およびＡＣリアクトル２１の重畳特性によるインダクタンス値の多項式は、本実施形態では、各製品仕様のリアクトルのセンター値とした。
そのＤＣリアクトル１５の重畳特性によるインダクタンス値の多項式は、インダクタンス（Ｌ）値、実効電流値をＸ（Ａ）とすると、
Ｌ値＝０．０１９６Ｘ^３−１．０４９Ｘ^２−１．４２５８Ｘ＋８３６．４４・・・（８）
で表すことができる。

同様に、ＡＣリアクトル２１の重畳特性によるインダクタンス（Ｌ）値の多項式は、実効電流値ではなく、電流のピーク値をＸ（Ａ）とすると、
Ｌ値＝０．０００７Ｘ^３−０．１０５５Ｘ^２−０．５４６９Ｘ＋５１２．０９・・・（９）
で表すことができる。
なお、Ｌ値を算出するこれらの多項式は、一例であって固定されるものではなくリアクトルの仕様の見直し等により変更される。

また、リプル電流値からＡ／Ｄ閾値への変換は、ＤＣリアクトル１５およびＡＣリアクトル２１の場合は、リプル電流値をＸ（Ａ）とすると、それぞれ
Ａ／Ｄ閾値（ＤＣリアクトル）＝１６９．６８Ｘ−３３．５６４・・・（１０）
Ａ／Ｄ閾値（ＡＣリアクトル）＝１４１．１７Ｘ−３８．８２５・・・（１１）
で表す式によって求められる。
ＰＶリアクトル５の場合と同様に、本実施形態で使用した電流検出器および状態検出回路の部品の定数等の違いにより、リプル電流からＡ／Ｄ閾値の変換は、同じ一次関数とはなっていない。

なお、これらの一次関数も、ＰＶリアクトル５の例で説明したように、電池システム１００のリアクトルの正常時に計測したリプル電流値とマイコンによりＡ／Ｄ変換されたＡ／Ｄ値の関係を示したものである。
また、これらのＡ／Ｄ閾値に変換する式も固定されるものではなく、電池システム１００に使用される回路の定数等によって、変更される。

第２の実施形態では、ＤＣリアクトル１５およびＡＣリアクトル２１についても、ＰＶリアクトル５の例で説明したように、電流値によりリアクトルのインダクタンス値を算定し、このインダクタンス値に所定の割合を乗じてリプル電流値を算出し、算出したリプル電流値から設定した閾値と、リプル電流の計測値に基づいた比較対象値とを比較することにより、リアクトルの異常を判定することができる。

また、第２の実施形態では、図２３のステップＳ１０で実効電流値が２Ａ以上か否かを判定して、２Ａ未満のときにレアショートの判定をしないとしているが（Ｓ１５）、ステップＳ１０の判定を行うことなく、ステップＳ１１から開始してもよい。

１・・・太陽電池、２、１２、１７、１９・・・コンデンサ、３、１３、１８、２３・・・電圧検出器、４、１４、２２・・・電流検出器、５・・・ＰＶリアクトル、６・・・片方向コンバータ回路、１１・・・蓄電池、１５・・・ＤＣリアクトル、１６・・・双方向コンバータ回路、２０・・・双方向インバータ回路、２１・・・ＡＣリアクトル、２４・・・制御部、２４（１）・・・状態検出回路、２４（２）・・・実効電流検出回路、２４（３）・・・閾値算出部、２４（４）・・・判定部、２４（５）・・・スイッチング素子制御部、２５、２６・・・開閉器、２７・・・切替器、２８・・・系統入力、２９・・・家庭負荷、３０・・・重要負荷、１００・・・蓄電システム、１０１・・・発電電力変換装置、１０２・・・蓄電電力変換装置、１０３・・・交直電力変換装置。

Claims (8)

1. 直流電力をリアクトルを介して入力し前記直流電力の電圧を昇圧または降圧して出力するスイッチング素子で構成されるコンバータ回路と、
   前記リアクトルに流れる電流を検出する電流検出器と、
   前記コンバータ回路のスイッチング素子をオン／オフし、前記電流検出器の出力を監視する制御部と、
   を備えた電力変換装置において、
   前記制御部は、
   前記電流検出器の電流出力信号のリプル電流値に基づいて前記リアクトルの状態を検出するための比較対象値を算出する状態検出回路と、
   前記電流検出器の電流出力信号の実効電流値を検出する実効電流検出回路と、
   前記実効電流値に対応した所定の閾値を算出する閾値算出部と、
   前記比較対象値が前記所定の閾値を超えると前記リアクトルが異常であると判定する判定部と、
   前記リアクトルが異常であると判定されたとき、前記コンバータ回路のスイッチング素子に対する制御信号の出力を停止するスイッチング素子制御部と、
   を備えたことを特徴とする電力変換装置。
2. 前記閾値算出部は、一次関数に前記実効電流値を代入して閾値を算出しまたは閾値を所定の固定値とすることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
3. 交流電力をリアクトルを介して入力し直流電力に変換するスイッチング素子で構成されるインバータ回路と、
   前記リアクトルに流れる電流を検出する電流検出器と、
   前記インバータ回路のスイッチング素子をオン／オフし、前記電流検出器の出力を監視する制御部と、
   を備えた電力変換装置において、
   前記制御部は、
   前記電流検出器の電流出力信号のリプル電流値に基づいて前記リアクトルの状態を検出するための比較対象値を算出する状態検出回路と、
   前記電流検出器の電流出力信号の実効電流値を検出する実効電流検出回路と、
   前記実効電流値に対応した所定の閾値を算出する閾値算出部と、
   前記比較対象値が前記所定の閾値を超えると前記リアクトルが異常であると判定する判定部と、
   前記リアクトルが異常であると判定されたとき、前記インバータ回路のスイッチング素子に対する制御信号の出力を停止するスイッチング素子制御部と、
   を備えたことを特徴とする電力変換装置。
4. 前記閾値算出部は、前記リアクトルを流れる電流値から前記リアクトルのインダクタンス値を算定し、該インダクタンス値に所定の割合を乗じたインダクタンス値と、前記コンバータ回路またはインバータ回路の入力電圧値および出力電圧値と、駆動周波数とから、前記リアクトルに流れるリプル電流値を算出し、該リプル電流値を前記比較対象値と比較可能な数値に変換して前記所定の閾値とする請求項１または３に記載の電力変換装置。
5. 前記リアクトルを流れる電流値から算定される前記リアクトルのインダクタンス値は、実効電流値を変数とする所定の多項式によって近似され、該多項式に計測された実効電流値を入力することで当該実効電流値に対するインダクタンス値を算定することを特徴とする請求項４に記載の電力変換装置。
6. 前記状態検出回路は、商用周波数の所定の位相でリプル電流を連続してサンプリングすることを特徴とする請求項３に記載の電力変換装置。
7. 前記状態検出回路は、前記リアクトルに流れる電流のうちリプル電流を取り出し、ゼロボルト基準の波形に変換するリプル電流取り出し回路と、前記リプル電流を実効値に変換する絶対値回路とを有し、前記実効値に基づき前記比較対象値を算出することを特徴とする請求項１ないし６のいずれかに記載の電力変換装置。
8. 直流電力の電圧を昇圧または降圧し、また交流電力と直流電力とを相互に変換する電力変換装置が備えるリアクトルの異常検出方法であって、
   前記リアクトルに流れる電流を電流検出器により検出するステップと、
   前記電流検出器の電流出力信号のリプル電流値に基づいて前記リアクトルの状態を検出するための比較対象値を算出するステップと、
   前記電流検出器の電流出力信号の実効電流値を検出するステップと、
   前記実効電流値から所定の閾値を算出するステップと、
   前記比較対象値と前記所定の閾値とを比較するステップと、
   前記比較対象値が前記所定の閾値を超えたとき前記リアクトルが異常と判定するステップと、
   を含むことを特徴とする電力変換装置が備えるリアクトルの異常検出方法。

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