JP2018182694A - Full differential amplifier circuit, and optical receiving circuit - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、全差動増幅回路、及び光受信回路に関し、特に半導体集積回路で構成される全差動増幅回路、及び光受信回路に関する。 The present invention relates to a fully differential amplifier circuit and an optical receiver circuit, and more particularly to a fully differential amplifier circuit composed of a semiconductor integrated circuit and a light receiver circuit.
近年、インターネットの普及などによるマルチメディアコンテンツの大容量化に伴い、大容量高速通信の技術開発が進んでいる。サーバやルータなどの情報通信機器間でやり取りされる電気信号の伝送も高速かつ伝送損失や反射の小さい光ファイバケーブルを用いた光伝送技術の適用が提案されている。光ファイバ伝送においては、伝送媒体は光であるが、信号識別等の信号処理を行う送受信器には集積回路が多数用いられている。 BACKGROUND ART In recent years, with the increase in capacity of multimedia content due to the spread of the Internet, etc., technology development for large-capacity high-speed communication is in progress. The transmission of electrical signals exchanged between information communication devices such as servers and routers has also been proposed to apply an optical transmission technology using an optical fiber cable that is fast and has small transmission loss and reflection. In optical fiber transmission, although the transmission medium is light, a large number of integrated circuits are used in a transmitter / receiver that performs signal processing such as signal identification.
図10は、光信号を受光して、信号処理のための一対の差動信号を生成する光受信回路を説明するためのブロック図である。図10の光受信回路29は半導体集積回路で実現され、光信号を受光して、その受信強度に応じた電流信号を発生する受光素子18に接続される。光受信回路29は、受光素子18からの電流信号が入力される入力端子27と、一対の差動信号を出力する出力端子28a、28bを有する光受信回路29とを含む。光受信回路29は、さらに受光素子18からの電流信号を電圧信号に増幅変換する反転増幅器19及び帰還抵抗20で構成される前置増幅器21と、抵抗22及び容量23で構成される基準電圧生成器24と、前置増幅器21からの電気信号と基準電圧生成器24の基準電圧を比較増幅する全差動増幅回路25と、全差動増幅回路が多段接続されたリミット増幅器26とを含んで構成される。
FIG. 10 is a block diagram for explaining an optical receiving circuit that receives an optical signal and generates a pair of differential signals for signal processing. The
図10に示すような光受信回路29では、これまで高速動作を可能とするバイポーラトランジスタによる集積技術が主に用いられてきたが、MOSトランジスタ技術の進歩によりバイポーラトランジスタに匹敵する高速動作の実現が可能になった。光受信回路で必要とされる全差動増幅回路の一例として、図11に示すNチャネルMOSトランジスタを用いた全差動増幅回路がある。
In the
図11の全差動増幅回路は、ソースが共通接続され、ゲートが入力端子204a、204bにそれぞれ接続され差動対をなすNチャネルMOSトランジスタ201a、201bと、NチャネルMOSトランジスタ201a、201bのドレインに一端がそれぞれ接続され、他端が正電源端子211に接続された負荷抵抗216a、216bと、NチャネルMOSトランジスタ201a、201bの両ソースの接続点と負電源端子212との間に接続された定電流源203と、NチャネルMOSトランジスタ201a、201bのドレインに接続された信号出力端子210a、210bを含む。
The fully differential amplifier circuit of FIG. 11 has sources connected in common, gates connected to
図11の全差動増幅回路の差動対の片側だけを見ると、ソース接地回路である。ソース接地回路の小信号電圧利得Avは負荷抵抗をRdとすると次の式(1)で表現できる。 Looking at only one side of the differential pair of the fully differential amplification circuit of FIG. 11, it is a source ground circuit. Small signal voltage gain A v of the source-grounded circuit when the load resistance and R d can be expressed by the following equation (1).
MOSトランジスタの相互コンダクタンスgmは次の式(2)で表現される。 The mutual conductance g m of the MOS transistor is expressed by the following equation (2).
ここで、μはMOSトランジスタのチャネルの平均電子移動度を、CoxはMOSトランジスタのゲート酸化膜容量を、LはMOSトランジスタのチャネル長を、WはMOSトランジスタのチャネル幅を、表す。IdはMOSトランジスタのドレイン電流を、VgsはMOSトランジスタのゲート・ソース間電圧を、VthはMOSトランジスタの閾値電圧を、表す。 Here, μ represents the average electron mobility of the channel of the MOS transistor, C ox represents the gate oxide film capacitance of the MOS transistor, L represents the channel length of the MOS transistor, and W represents the channel width of the MOS transistor. I d represents the drain current of the MOS transistor, V gs represents the gate-source voltage of the MOS transistor, and V th represents the threshold voltage of the MOS transistor.
一方、光ファイバ伝送における光ファイバは、大別して光が伝搬するコア径が10μm以下のシングルモードファイバとコア径が50μmあるいは62.5μmと大きいマルチモードファイバに分類されている。マルチモードファイバはコア径が大きいので、発光素子や受光素子との光結合が容易で、安価に組み立てられる特長を有している。 On the other hand, optical fibers in optical fiber transmission are roughly classified into single mode fibers having a core diameter of 10 μm or less, and multimode fibers having a large core diameter of 50 μm or 62.5 μm. Since the multimode fiber has a large core diameter, it is easy to couple light with a light emitting element or a light receiving element, and has the feature of being able to be assembled at low cost.
しかし、コア径が大きいことから光伝搬経路に差が生じ、受信端では遅延差の生じた光の合成信号となり信号波形が鈍るモード分散となる。このモード分散特性を電子回路で補償する方法として、周波数特性の高周波領域の減衰を補償する方法が提案されている。 However, since the core diameter is large, a difference occurs in the light propagation path, and at the receiving end, it becomes a synthesized signal of the light having the delay difference, resulting in mode dispersion in which the signal waveform is blunt. As a method of compensating for this mode dispersion characteristic by an electronic circuit, a method of compensating for attenuation in a high frequency region of frequency characteristic has been proposed.
高周波領域の減衰を補償する減衰補償回路において、図12に示す全差動増幅回路では、図11の全差動増幅回路の要素に加えて一対の負荷インダクタ217a、217bをさらに有している。図12に示す全差動増幅回路では、一対の負荷インダクタ217a、217bを負荷抵抗216a、216bに直列に挿入し、高周波におけるピーキングを利用して利得帯域を拡大する。図12の全差動増幅回路では、高い周波数では負荷インダクタ17a、17bのインピーダンスが大きくなることを利用して、負荷インピーダンスを上げて、全差動増幅回路の利得の減少を抑えている。
In the attenuation compensation circuit that compensates for attenuation in the high frequency region, the fully differential amplifier circuit shown in FIG. 12 further includes a pair of
半導体集積回路上のインダクタの形成は例えば、図13に示すようにPort1とPort2との間の配線をスパイラル形状とする。図13(a)は平面的な形状で構成した場合を示し、図13(b)は上層配線、下層配線やスルーホールを利用して上下配線層間でスパイラルを形成した場合を示す。インダクタのインダクタンスは、配線の面積に比例する。
In forming the inductor on the semiconductor integrated circuit, for example, as shown in FIG. 13, the wiring between
特許文献1は全差動増幅回路に関するものであり、MOSトランジスタを用いた全差動増幅回路が提案されている。特許文献2は光受信回路に関するものであり、受光素子が光信号から変換した電流信号を入力し、電圧変換した差動電圧信号を後段の信号処理回路へ出力する光受信回路が提案されている。
ところで、図10のような光受信回路29で用いられる全差動増幅回路25およびリミット増幅器26は、後段に接続されるデータ識別回路に数百mV程度の入力振幅が必要になるため、利得を高くする必要がある。
By the way, the fully
利得を高くするには、全差動増幅回路単体の利得を高くする方法と全差動増幅回路を多段に接続する方法がある。 In order to increase the gain, there are a method of increasing the gain of all differential amplifier circuits alone and a method of connecting all differential amplifier circuits in multiple stages.
全差動増幅回路単体の利得を大きくするには、図11に示す全差動増幅回路では、負荷抵抗の抵抗値を大きくする方法と、相互コンダクタンスgmを大きくする方法がある。抵抗値を大きくすると抵抗の面積が大きくなり、抵抗の寄生容量も大きくなり帯域を制限する。相互コンダクタンスgmを大きくする方法では、式(2)で示すようにチャネル幅Wを大きくする必要があり、トランジスタの寄生容量が大きくなり帯域を制限する。また、電圧利得を大きくするとミラー効果によってゲート・ドレイン容量Cgdを増大させたものがゲートに現れて帯域が制限される。 To increase the gain of the fully differential amplifier circuit alone, the total differential amplifier shown in FIG. 11, a method of increasing the resistance value of the load resistor is to increase the mutual conductance g m. When the resistance value is increased, the area of the resistance is increased, the parasitic capacitance of the resistance is also increased, and the band is limited. In the method of increasing the transconductance g m, it is necessary to increase the channel width W as shown in equation (2), limits the bandwidth increases parasitic capacitance of the transistor. In addition, when the voltage gain is increased, an increase in the gate-drain capacitance C gd appears at the gate due to the Miller effect, and the band is limited.
さらに、図12に示す全差動増幅回路のように、負荷インダクタ217a、217bで帯域を拡大して全差動増幅回路の利得を大きくする場合、相互コンダクタンスgmを大きくするとトランジスタの寄生容量が大きくなり帯域が制限される。一方、ドレイン電流Idを増やす方法では、図13(a)のインダクタでは配線幅を増やす必要があり、配線の寄生容量が大きくなり帯域が制限される。このため、図12に示す負荷インダクタによるピーキングで利得帯域を拡大した全差動増幅回路の多段接続では、十分に帯域を拡大できない。その一方で、利得を上げるため多段接続にしているため、消費電力は増加し、回路規模が大きくなる。
Furthermore, as the fully differential amplifier circuit shown in FIG. 12, the
本発明の目的は、消費電力の増加を抑制しつつ、利得を上げ、帯域を拡げると共に、回路規模を抑える全差動増幅回路、及び光受信回路を提供することにある。 An object of the present invention is to provide an all-differential amplification circuit that increases gain, widens a band, and reduces the circuit size while suppressing an increase in power consumption, and an optical reception circuit.
前記目的を達成するため、本発明に係る全差動増幅回路は、第1差動入力端子及び第2差動入力端子に入力される一対の差動入力信号を増幅して第1差動出力端子及び第2差動出力端子から出力する全差動増幅回路であって、
上記一対の差動出力信号を増幅して一対の出力ノードに出力する差動増幅部と、
上記一対の出力ノードのうちの一つの出力ノードと上記第1差動出力端子との間に直列接続された、第1インバータ及び第1インダクタと、
上記一対の出力ノードのうちのもう一つの出力ノードと上記第2差動出力端子との間に直列接続された、第2インバータ及び第2インダクタと、を含み、
上記第1インバータは出力を入力に帰還する第1帰還路を有し、上記第2インバータは出力を入力に帰還する第2帰還路を有している。
In order to achieve the above object, a fully differential amplifier circuit according to the present invention amplifies a pair of differential input signals input to a first differential input terminal and a second differential input terminal to produce a first differential output. A fully differential amplifier circuit that outputs from the terminal and the second differential output terminal,
A differential amplification unit that amplifies the pair of differential output signals and outputs the amplified output to the pair of output nodes;
A first inverter and a first inductor serially connected between one of the pair of output nodes and the first differential output terminal;
A second inverter and a second inductor connected in series between another output node of the pair of output nodes and the second differential output terminal,
The first inverter has a first feedback path for feeding back the output to the input, and the second inverter has a second feedback path for feeding back the output to the input.
本発明に係る光受信回路は、上記全差動増幅回路を含み、
光信号から変換された電流信号を入力し、電圧変換して差動電圧信号を出力する。
An optical receiver circuit according to the present invention includes the above-mentioned fully differential amplifier circuit,
A current signal converted from an optical signal is input, voltage converted, and a differential voltage signal is output.
本発明によれば、消費電力の増加を抑制しつつ、利得を上げ、帯域を拡げると共に、回路規模を抑えることができる。 According to the present invention, it is possible to increase the gain, expand the band, and suppress the circuit scale while suppressing the increase in power consumption.
本発明の好ましい実施形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。本発明の具体的な実施形態について説明する前に、本発明の上位概念による実施形態について説明する。図1は、本発明の上位概念の実施形態による全差動増幅回路を説明するための回路図である。 Preferred embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings. Before describing specific embodiments of the present invention, embodiments according to the high-level concept of the present invention will be described. FIG. 1 is a circuit diagram for explaining a fully differential amplifier circuit according to a high-level embodiment of the present invention.
図1の全差動増幅回路は、第1差動入力端子106a及び第2差動入力端子106bに入力される一対の差動入力信号を増幅して第1差動出力端子107a及び第2差動出力端子107bから出力する全差動増幅回路である。第1差動入力端子106a及び第2差動入力端子106bは、一対の差動入力端子106である。第1差動出力端子107a及び第2差動出力端子107bは、一対の差動出力端子107である。
The fully differential amplification circuit of FIG. 1 amplifies a pair of differential input signals input to the first
図1の全差動増幅回路は、上記一対の差動出力信号を増幅して一対の出力ノードに出力する差動増幅部101を含む。さらに図1の全差動増幅回路は、上記一対の出力ノードのうちの一つの出力ノードと上記第1差動出力端子107aとの間に直列接続された、第1インバータ102a及び第1インダクタ105aを含む。さらに図1の全差動増幅回路は、上記一対の出力ノードのうちのもう一つの出力ノードと上記第2差動出力端子107bとの間に直列接続された、第2インバータ及び第2インダクタと、を含む。図1の第1インバータ102aは、インバータ103aと、インバータ103aの出力を入力に帰還する第1帰還路104aとを有している。図1の第2インバータ102bは、インバータ103bと、インバータ103bの出力を入力に帰還する第2帰還路104bとを有している。
The fully differential amplifier circuit of FIG. 1 includes a
本実施形態の全差動増幅回路によれば、差動増幅部101の出力ノードに接続された第1インバータ102a、第2インバータ102bが、出力を入力に帰還する第1帰還路104aを有している。これによって高い電圧利得を実現できる。さらに第1インバータ102aの後段の第1インダクタ105a、第2インバータ102bの後段の第2インダクタ105bによって、周波数特性にピーキングを持たせ帯域を拡大させることが可能となる。以下、本発明のより具体的な実施形態について説明する。
According to the fully differential amplification circuit of the present embodiment, the
〔第1実施形態〕
初めに、本発明の第1実施形態による全差動増幅回路について、説明する。図2は、本発明の第1実施形態による全差動増幅回路を説明するための回路図である。図3は、負帰還増幅回路の基本構成図である。図4は、図3の負帰還増幅回路の周波数特性を示す特性図である。図5は、LCフィルタ回路の周波数特性を示す特性図である。図6は、本発明の実施形態の全差動増幅回路の周波数特性を示す特性図である。
First Embodiment
First, a fully differential amplifier circuit according to a first embodiment of the present invention will be described. FIG. 2 is a circuit diagram for explaining a fully differential amplifier circuit according to a first embodiment of the present invention. FIG. 3 is a basic configuration diagram of the negative feedback amplifier circuit. FIG. 4 is a characteristic diagram showing frequency characteristics of the negative feedback amplifier circuit of FIG. FIG. 5 is a characteristic diagram showing frequency characteristics of the LC filter circuit. FIG. 6 is a characteristic diagram showing frequency characteristics of the fully differential amplifier circuit according to the embodiment of the present invention.
[構成の説明]
本実施形態は、全差動増幅回路の差動増幅部を、差動対をなすNチャネルMOS(Metal Oxide Semiconductor)トランジスタを含んで構成した一例に関するものである。図2を参照すると、第1実施形態の全差動増幅回路は、第1差動入力端子及び第2差動入力端子の一例としての、信号入力端子4a、4bに入力される一対の差動入力信号を増幅して、第1差動出力端子及び第2差動出力端子の一例としての、信号出力端子10a、10bから出力する全差動増幅回路である。
[Description of configuration]
The present embodiment relates to an example in which the differential amplification unit of the full differential amplification circuit is configured to include an N channel MOS (Metal Oxide Semiconductor) transistor forming a differential pair. Referring to FIG. 2, in the fully differential amplification circuit according to the first embodiment, a pair of differential signals input to signal
図2の全差動増幅回路は、一対の差動出力信号を増幅して一対の出力ノードに出力する差動増幅部14と、一対の出力ノードのうちの一つの出力ノードと信号出力端子10aとの間に直列接続された、第1インバータ及び第1インダクタと、を含む。さらに図2の全差動増幅回路は、一対の出力ノードのうちのもう一つの出力ノードと信号出力端子10bとの間に直列接続された、第2インバータ及び第2インダクタを含む。
The fully differential amplifier circuit of FIG. 2 amplifies a pair of differential output signals and outputs the amplified signal to a pair of output nodes, an output node of one of the pair of output nodes, and a
差動増幅部14は、ソースが共通接続され、ゲートが信号入力端子4a、4bにそれぞれ接続され差動対をなすNチャネルMOSトランジスタ1a、1bと、一対のNチャネルMOSトランジスタ1a、1bのソース共通接続点と負電源端子12との間に接続された定電流源3と、ゲートが共通接続された一対のPチャネルMOSトランジスタ2a、2bと、バイアス部13とを含む。バイアス部13は、ソースが正電源端子11と接続され、ゲートとドレインとが共通接続されたPチャネルMOSトランジスタ2cと、一端が負電源端子12に接続された定電流源5とを含む。
The
本実施形態では、第1インバータ及び第2インバータの一例として、一対の帰還抵抗付きインバータ15a、15bを有する。本実施形態では、第1インダクタ及び第2インダクタの一例として、一対のインダクタ9a、9bを有する。
In the present embodiment, as an example of the first inverter and the second inverter, a pair of
帰還抵抗付きインバータ15aは、PチャネルMOSトランジスタ6aと、NチャネルMOSトランジスタ7aと、抵抗8aとを含む。帰還抵抗付きインバータ15aは、PチャネルMOSトランジスタ6aのゲートとNチャネルMOSトランジスタ7aのゲートとが接続されて入力とし、PチャネルMOSトランジスタ6aのドレインとNチャネルMOSトランジスタ7aのドレインとが接続されて出力とし、入出力間に抵抗8aが帰還抵抗として接続されたインバータである。なお帰還抵抗付きインバータ15aを、以下ではインバータ15aと呼ぶことがある。
帰還抵抗付きインバータ15bは、PチャネルMOSトランジスタ6bと、NチャネルMOSトランジスタ7bと、抵抗8bとを含む。PチャネルMOSトランジスタ6bのゲートとNチャネルMOSトランジスタ7bのゲートとが接続されて入力とし、PチャネルMOSトランジスタ6bのドレインとNチャネルMOSトランジスタ7bのドレインとが接続されて出力とし、入出力間に抵抗8bが帰還抵抗として接続されたインバータである。なお帰還抵抗付きインバータ15bを、以下ではインバータ15bと呼ぶことがある。
一対のインダクタ9a、9bは、その一端が帰還抵抗付きインバータ15a、15bの出力に接続され、他端が信号出力端子10a、10bにそれぞれ接続されている。
One end of the pair of
[動作の説明]
図2の全差動増幅器の動作について、説明する。図2において差動増幅部14のPチャネルMOSトランジスタ2a、2bは、一対の負荷トランジスタを構成している。差動増幅部14のバイアス部13は、PチャネルMOSトランジスタ2a、2bのゲートにバイアス電圧を与える。バイアス部13のPチャネルMOSトランジスタ2cは、PチャネルMOSトランジスタ2a、2bとカレントミラー回路を構成している。言い換えると、図2において差動増幅部14は、バイアス部13とPチャネルMOSトランジスタ2a、2bから構成されるカレントミラー型電流源負荷の差動対を構成している。差動対の片側だけ見ると、電流源負荷のソース接地回路となる。
[Description of operation]
The operation of the fully differential amplifier of FIG. 2 will be described. In FIG. 2, P
差動増幅部14の小信号利得Avは、差動対を構成するNチャネルMOSトランジスタ1aやNチャネルMOSトランジスタ1bの相互コンダクタンスをgmn、オン抵抗をRon、電流源負荷のPチャネルMOSトランジスタ2a、2bのオン抵抗をRopとすると次の式(3)で表現される。
Differential small signal gain A v of the
ここで、差動対を構成するNチャネルMOSトランジスタの相互コンダクタンスgmnを求めると、チャネル長Lが28nmのプロセスを使用し、電源電圧を0.9V、ドレイン電流Idを2mA、トランジスタの閾値電圧Vthを0.2V、ゲート・ソース電圧を0.4Vとすると、式(2)から次のようになり、大きな値を取れないことになる。 Here, when the mutual conductance g mn of the N channel MOS transistor forming the differential pair is determined, the process of channel length L of 28 nm is used, the power supply voltage is 0.9 V, the drain current I d is 2 mA, and the threshold of the transistor Assuming that the voltage V th is 0.2 V and the gate-source voltage is 0.4 V, the following equation is obtained from the equation (2), and a large value can not be obtained.
また、電源電圧0.9Vの場合、出力振幅も大きく取ることができない。出力振幅を0.3Vppとすると、ドレイン電流Idが2mAの場合、Ron//Ropは150Ωとなる。 Also, in the case of a power supply voltage of 0.9 V, the output amplitude can not be large. Assuming that the output amplitude is 0.3 V pp , R on // R op is 150 Ω when the drain current I d is 2 mA.
したがって、差動増幅部の小信号利得AVの絶対値は、式(3)により次のようになり、大きな値を取れない。 Therefore, the absolute value of the small signal gain A V of the differential amplifier section, by the equation (3) is as follows, not take a large value.
次に、本実施形態の帰還抵抗付きインバータ15a、15bについて、動作を説明する。図3に負帰還増幅回路の基本構成を示す。図3の負帰還増幅回路は、1個の反転増幅回路と帰還路βとを含む。Aは能動素子を用いて構成される増幅回路で、βは通常抵抗などの受動素子で構成される。負帰還増幅回路の閉ループ利得Gcloseは次式で表現される。
Next, the operation of the inverter with
増幅回路の利得Aは周波数特性を有しているので、周波数特性A(ω)は次の式(5)で表現される。 Since the gain A of the amplification circuit has frequency characteristics, the frequency characteristics A (ω) is expressed by the following equation (5).
式(4)と式(5)より、閉ループ利得Gcloseは次式となる。 From the equations (4) and (5), the closed loop gain G close becomes the following equation.
したがって、閉ループ利得Gcloseは開ループ利得A0の1/(1+βA0)倍となり、帯域は(1+βA0)倍となる。図4に負帰還増幅回路の周波数特性を示す。ここでaは開ループ時の周波数特性を表し、bは閉ループ時の周波数特性を表す。 Therefore, the closed loop gain G close is 1 / (1 + βA 0 ) times the open loop gain A 0 and the band is (1 + βA 0 ) times. FIG. 4 shows the frequency characteristics of the negative feedback amplifier circuit. Here, a represents the frequency characteristic in the open loop and b represents the frequency characteristic in the closed loop.
次に、帰還抵抗付きインバータ15a、15bの後段のインダクタ9a、9bによるピーキング回路について説明する。
Next, a peaking circuit based on the
図2に示す全差動増幅回路を多段接続する場合、一つの全差動増幅回路のインダクタ9a、9bの後段には、後段の全差動増幅回路の差動対を構成するNチャネルMOSトランジスタ1a、1bがさらにそれぞれ接続される。トランジスタのゲート・ソース間容量Cgs、ゲート・ドレイン間容量Cgd、およびゲート・基板間容量Cgbの寄生容量が見え、LCフィルタ回路を構成する。
When the fully differential amplification circuits shown in FIG. 2 are connected in multiple stages, an N channel MOS transistor forming a differential pair of the fully differential amplification circuits in the subsequent stages is provided downstream of the
一般にLCフィルタ回路の周波数特性は、次の式(7)で表現される。 In general, the frequency characteristic of the LC filter circuit is expressed by the following equation (7).
ωが十分に大きい領域では利得は小さくなるが、ω=1/√(LC)付近では利得は大きくなる。ここで、Lを100pH、Cを100fFとした場合、約50GHzでピーキング特性となる。図5に、LCフィルタ回路の周波数特性の一例を示す。 The gain decreases in the region where ω is sufficiently large, but the gain increases in the vicinity of ω = 1 / √ (LC). Here, when L is 100 pH and C is 100 fF, the peaking characteristic is obtained at about 50 GHz. FIG. 5 shows an example of the frequency characteristic of the LC filter circuit.
以上のことから、図2に示す全差動増幅回路は、差動増幅部14と、帰還抵抗付きインバータ15a、15bと、インダクタ9a、9bによるピーキング回路の構成を取っている。
From the above, the fully differential amplification circuit shown in FIG. 2 has a peaking circuit configuration including the
図2に示す全差動増幅回路の利得は、帰還抵抗付きインバータ15a、15bの入出力間に接続された抵抗8a、8bで決まる。帰還抵抗付きインバータ15a、15bの入力電圧は、差動増幅部14の差動対に接続された定電流源3と、差動増幅部14の電流源負荷のためのバイアス部13の定電流源5で調整され、最適化される。
The gain of the fully differential amplification circuit shown in FIG. 2 is determined by the
図2に示す全差動増幅回路では、後段回路の寄生容量を考慮してインダクタンスを最適にし、周波数特性を平坦に伸張することができる。 In the fully differential amplification circuit shown in FIG. 2, the inductance can be optimized in consideration of the parasitic capacitance of the post-stage circuit, and the frequency characteristics can be expanded flat.
[効果の説明]
図6に、図2に示す全差動増幅回路の周波数特性を示す。ここでAは図2の全差動増幅回路の差動増幅部14の出力点における周波数特性、Bは図2の帰還抵抗付きインバータ15aの出力点における周波数特性、Cは図2のインダクタ9aの後の全差動増幅回路の出力点(信号出力端子10a)における周波数特性を示す。また、図2に示す全差動増幅回路では、差動増幅部14は利得を上げる必要がないので消費電流を少なくできる。さらに帰還抵抗付きインバータ15a、15bを本実施形態のようにMOSトランジスタを含んで構成した場合には定常電流が流れないので、図2に示す全差動増幅回路は低消費電力を実現できる。
[Description of effect]
FIG. 6 shows the frequency characteristics of the fully differential amplification circuit shown in FIG. Here, A is the frequency characteristic at the output point of the
〔第2実施形態〕
次に、本発明の第2実施形態による全差動増幅回路について、説明する。図7は、本発明の第2実施形態による全差動増幅回路を説明するための回路図である。
Second Embodiment
Next, a fully differential amplifier circuit according to a second embodiment of the present invention will be described. FIG. 7 is a circuit diagram for explaining a fully differential amplifier circuit according to a second embodiment of the present invention.
[構成の説明]
本実施形態は、全差動増幅回路の差動増幅部を、差動対をなすPチャネルMOSトランジスタを含んで構成した一例に関するものである。図7を参照すると、第2実施形態の全差動増幅回路は第1実施形態と同様に、第1差動入力端子及び第2差動入力端子の一例としての、信号入力端子4a、4bに入力される一対の差動入力信号を増幅して、第1差動出力端子及び第2差動出力端子の一例としての、信号出力端子10a、10bから出力する全差動増幅回路である。
[Description of configuration]
The present embodiment relates to an example in which the differential amplification unit of the full differential amplification circuit is configured to include a P channel MOS transistor forming a differential pair. Referring to FIG. 7, the fully differential amplification circuit according to the second embodiment has
図7の全差動増幅回路は第1実施形態と同様に、一対の差動出力信号を増幅して一対の出力ノードに出力する差動増幅部14を含む。さらに図7の全差動増幅回路は、一対の出力ノードのうちの一つの出力ノードと信号出力端子10aとの間に直列接続された、第1インバータ及び第1インダクタを含む。さらに図7の全差動増幅回路は、一対の出力ノードのうちのもう一つの出力ノードと信号出力端子10bとの間に直列接続された、第2インバータ及び第2インダクタを含む。
Similar to the first embodiment, the fully differential amplification circuit of FIG. 7 includes a
本実施形態では、差動増幅部14は、ソースが共通接続され、ゲートが信号入力端子4a、4bにそれぞれ接続され差動対をなすPチャネルMOSトランジスタ2a、2bと、一対のPチャネルMOSトランジスタ2a、2bのソース共通接続点と正電源端子11との間に接続された定電流源3と、ゲートが共通接続された一対のNチャネルMOSトランジスタ1a、1bと、バイアス部13とを含む。バイアス部13は、ソースが負電源端子12と接続され、ゲートとドレインとが共通接続されたNチャネルMOSトランジスタ1cと、一端が正電源端子11に接続された定電流源5とを含む。
In this embodiment, in the
図2に示す差動増幅部14のNチャネルMOSトランジスタ1a、1bの差動対に対して、図7に示す差動増幅部14はPチャネルMOSトランジスタ2a、2bの差動対である。
The
本実施形態では第1実施形態と同様に、第1インバータ及び第2インバータの一例として、一対の帰還抵抗付きインバータ15a、15bを有する。本実施形態では第1実施形態と同様に、第1インダクタ及び第2インダクタの一例として、一対のインダクタ9a、9bを有する。一対の帰還抵抗付きインバータ15a、15bと、一対のインダクタ9a、9bは、第1実施形態と同様な構成のため詳細な説明を省略する。本実施形態においても、差動増幅部14の出力ノードと信号出力端子10a、10bとの間に、帰還抵抗付きインバータ15a及びインダクタ9aと、帰還抵抗付きインバータ15b及びインダクタ9bと、が直列に接続されている。
In the present embodiment, as in the first embodiment, a pair of
図7において差動増幅部14は、バイアス部13とNチャネルMOSトランジスタ1a、1bから構成されるカレントミラー型電流源負荷の差動対を構成し、差動対の片側だけ見ると、図2の差動増幅部14と同じく電流源負荷のソース接地回路となる。
In FIG. 7, the
[効果の説明]
本実施形態の全差動増幅回路によれば、図7に示す全差動増幅回路の利得は、帰還抵抗付きインバータ15a、15bに接続された帰還抵抗で決まり、帰還抵抗付きインバータ15a、15bの入力電圧は差動対の定電流源3と電流源負荷の定電流源5で調整され最適化される。さらに図7に示す全差動増幅回路では、後段回路の寄生容量を考慮してインダクタンスを最適にし、周波数特性を平坦に伸張することができる。
[Description of effect]
According to the fully differential amplifier circuit of this embodiment, the gain of the fully differential amplifier circuit shown in FIG. 7 is determined by the feedback resistors connected to the
さらに本実施形態の全差動増幅回路によれば、第1実施形態と同様に、差動増幅部14は利得を上げる必要がないので消費電流を少なくできる。さらに帰還抵抗付きインバータ15a、15bには定常電流が流れないので、図2に示す全差動増幅回路は低消費電力を実現できる。本実施形態のように、全差動増幅回路の差動増幅部14をPチャネルMOSトランジスタ2a、2bの差動対を含んで構成することもできる。
Furthermore, according to the fully differential amplification circuit of the present embodiment, as in the first embodiment, the
〔第3実施形態〕
次に、本発明の第3実施形態による全差動増幅回路について、説明する。図8は、本発明の第3実施形態による全差動増幅回路を説明するための回路図である。本実施形態は第1実施形態と同様に、全差動増幅回路の差動増幅部を、差動対をなすNチャネルMOSトランジスタを含んで構成した一例に関するものである。さらに本実施形態は、第1実施形態の全差動増幅回路の差動増幅部14をより具体的な回路構成で示したものである。第1実施形態の全差動増幅回路と同様な構成要素には、同じ参照番号を付与して、その詳細な説明を省略することとする。
Third Embodiment
Next, a fully differential amplifier circuit according to a third embodiment of the present invention will be described. FIG. 8 is a circuit diagram for explaining a fully differential amplifier circuit according to a third embodiment of the present invention. Similar to the first embodiment, this embodiment relates to an example in which the differential amplifier of the fully differential amplifier circuit is configured to include an N channel MOS transistor forming a differential pair. Furthermore, in the present embodiment, the
[構成の説明]
図8の全差動増幅器は第1実施形態と同様に、差動増幅部14と、一対の帰還抵抗付きインバータ15a、15bと、一対のインダクタ9a、9bとを含む。図8の差動増幅部14は、ソースが共通接続され、ゲートが信号入力端子4a、4bにそれぞれ接続され差動対をなすNチャネルMOSトランジスタ1a、1bと、一対のNチャネルMOSトランジスタ1a、1bのソース共通接続点と負電源端子12との間に接続されたカレントミラー回路32と、ゲートが共通接続された一対のPチャネルMOSトランジスタ2a、2bと、バイアス部13とを含む。
[Description of configuration]
The fully differential amplifier of FIG. 8 includes a
図8のカレントミラー回路32では、図2の定電流源3に代えて設けられたNチャネルMOSトランジスタ31aと、ソースが正電源端子11と接続され、ゲートとドレインとが共通接続されたPチャネルMOSトランジスタ2dと、ソースが負電源端子12と接続され、ゲートとドレインとが共通接続されたNチャネルMOSトランジスタ31bと、を含む。バイアス部13による基準バイアスがPチャネルMOSトランジスタ2dに与えられ、NチャネルMOSトランジスタ31b、31aがカレントミラー回路を構成している。
In the
バイアス部13で生成した電流は、PチャネルMOSトランジスタ2cとPチャネルMOSトランジスタ2dのチャネル幅比で折り返され、差動対の電流源負荷となり、また、NチャネルMOSトランジスタ31aとNチャネルMOSトランジスタ31bのチャネル幅比で差動対の電流となる。
The current generated by
[効果の説明]
本実施形態の全差動増幅回路によれば、図8に示す全差動増幅回路の利得は、帰還抵抗付きインバータ15a、15bに接続された帰還抵抗で決まり、帰還抵抗付きインバータ15a、15bの入力電圧は差動対の定電流源3と電流源負荷の定電流源5で調整され最適化される。さらに図8に示す全差動増幅回路では、後段回路の寄生容量を考慮してインダクタンスを最適にし、周波数特性を平坦に伸張することができる。
[Description of effect]
According to the fully differential amplifier circuit of this embodiment, the gain of the fully differential amplifier circuit shown in FIG. 8 is determined by the feedback resistors connected to the
さらに本実施形態の全差動増幅回路によれば、第1実施形態と同様に、差動増幅部14は利得を上げる必要がないので消費電流を少なくできる。さらに帰還抵抗付きインバータ15a、15bには定常電流が流れないので、図2に示す全差動増幅回路は低消費電力を実現できる。
Furthermore, according to the fully differential amplification circuit of the present embodiment, as in the first embodiment, the
〔第4実施形態〕
次に、本発明の第4実施形態による全差動増幅回路について、説明する。図9は、本発明の第4実施形態による全差動増幅回路を説明するための回路図である。本実施形態は第1実施形態や第3実施形態と同様に、全差動増幅回路の差動増幅部を、差動対をなすNチャネルMOSトランジスタを含んで構成した一例に関するものである。さらに本実施形態は、第1実施形態の全差動増幅回路の差動増幅部14をより具体的な回路構成で示したものである。第1実施形態や第3実施形態の全差動増幅回路と同様な構成要素には、同じ参照番号を付与して、その詳細な説明を省略することとする。
Fourth Embodiment
Next, a fully differential amplifier circuit according to a fourth embodiment of the present invention will be described. FIG. 9 is a circuit diagram for explaining a fully differential amplifier circuit according to a fourth embodiment of the present invention. Similar to the first and third embodiments, this embodiment relates to an example in which the differential amplifier of the fully differential amplifier circuit is configured to include an N channel MOS transistor forming a differential pair. Furthermore, in the present embodiment, the
[構成の説明]
図9の全差動増幅器は第1実施形態と同様に、差動増幅部14と、一対の帰還抵抗付きインバータ15a、15bと、一対のインダクタ9a、9bとを含む。図9の差動増幅部14は、ソースが共通接続され、ゲートが信号入力端子4a、4bにそれぞれ接続され差動対をなすNチャネルMOSトランジスタ1a、1bと、一対のNチャネルMOSトランジスタ1a、1bのソース共通接続点と負電源端子12との間に接続されたNチャネルMOSトランジスタ31aと、バイアス部13とを含む。
[Description of configuration]
The fully differential amplifier of FIG. 9 includes a
本実施形態のバイアス部13は、図2の定電流源5に代えて、NチャネルMOSトランジスタ31c、31bと、抵抗30と、を含む。本実施形態のバイアス部13では、NチャネルMOSトランジスタ31cのドレインとゲートが共通接続されソースが負電源端子12に接続され、抵抗30は共通接続されたNチャネルMOSトランジスタ31cのドレイン及びゲートと、正電源端子11との間に接続され、NチャネルMOSトランジスタ31bは負電源端子12に接続され、ゲートがNチャネルMOSトランジスタ31cのゲートに接続され、ドレインがPチャネルMOSトランジスタ2cのゲート及びドレインに接続されている。
The
本実施形態のバイアス部13の出力は、NチャネルMOSトランジスタ31aのゲートに与えられている。本実施形態のバイアス部13は、NチャネルMOSトランジスタ31c、31bでカレントミラー回路を構成しており、NチャネルMOSトランジスタ31c、31bはNチャネルMOSトランジスタ31aとカレントミラー回路を構成している。
The output of the
本実施形態のバイアス部13は、抵抗30とNチャネルMOSトランジスタ31cで生成した電流は、NチャネルMOSトランジスタ31cと31bのチャネル幅比で折り返され、PチャネルMOSトランジスタ2cとPチャネルMOSトランジスタ2a、2bのチャネル幅比で差動対の電流源負荷となり、また、NチャネルMOSトランジスタ31aとNチャネルMOSトランジスタ31cのチャネル幅比で差動対の電流となる。
In the
[効果の説明]
本実施形態の全差動増幅回路によれば、図9に示す全差動増幅回路の利得は、帰還抵抗付きインバータ15a、15bに接続された帰還抵抗で決まり、帰還抵抗付きインバータ15a、15bの入力電圧は差動対の定電流源3と電流源負荷の定電流源5で調整され最適化される。さらに図9に示す全差動増幅回路では、後段回路の寄生容量を考慮してインダクタンスを最適にし、周波数特性を平坦に伸張することができる。
[Description of effect]
According to the fully differential amplifier circuit of this embodiment, the gain of the fully differential amplifier circuit shown in FIG. 9 is determined by the feedback resistors connected to the
さらに本実施形態の全差動増幅回路によれば、第1実施形態と同様に、差動増幅部14は利得を上げる必要がないので消費電流を少なくできる。さらに帰還抵抗付きインバータ15a、15bには定常電流が流れないので、図2に示す全差動増幅回路は低消費電力を実現できる。
Furthermore, according to the fully differential amplification circuit of the present embodiment, as in the first embodiment, the
〔その他の実施形態〕
上述した第1乃至第4実施形態の全差動増幅回路を適用することにより、光信号から変換された電流信号を入力し、電圧変換して差動電圧信号を出力する光受信回路を構成することができる。例えば、図10の光受信回路29の全差動増幅回路25や、全差動増幅回路が多段接続されたリミット増幅器26に、上述した構成の第1乃至第4実施形態の全差動増幅回路を適用して、本発明の実施形態の光受信回路を構成することができる。
Other Embodiments
By applying the fully-differential amplifier circuit according to the first to fourth embodiments described above, an optical receiver circuit is configured to input a current signal converted from an optical signal, convert the voltage, and output a differential voltage signal. be able to. For example, the fully differential amplification circuits of the first to fourth embodiments having the above-described configuration in the fully
こうして得られた光受信回路は、低消費電力を実現できる。 The light receiving circuit thus obtained can realize low power consumption.
以上、本発明の好ましい実施形態を説明したが、本発明はこれに限定されるものではない。特許請求の範囲に記載した発明の範囲内で、種々の変形が可能であり、それらも本発明の範囲に含まれることはいうまでもない。 As mentioned above, although the preferable embodiment of this invention was described, this invention is not limited to this. It is needless to say that various modifications are possible within the scope of the invention described in the claims, and they are also included in the scope of the present invention.
本発明の実施形態による全差動増幅回路は、特に、データ通信速度25Gb/s以上の光受信モジュールに適用される半導体集積回路に有益なものであり、これに限らず、高利得および広帯域を必要とする差動増幅回路全般に対して広く適用可能である。 The fully differential amplifier circuit according to an embodiment of the present invention is particularly useful for a semiconductor integrated circuit applied to an optical receiver module with a data communication speed of 25 Gb / s or more, and is not limited thereto, and high gain and wide band The present invention is widely applicable to all differential amplifier circuits required.
上記の実施形態の一部又は全部は、以下の付記のようにも記載されうるが、以下には限られない。
(付記1)第1差動入力端子及び第2差動入力端子に入力される一対の差動入力信号を増幅して第1差動出力端子及び第2差動出力端子から出力する全差動増幅回路であって、
前記一対の差動出力信号を増幅して一対の出力ノードに出力する差動増幅部と、
前記一対の出力ノードのうちの一つの出力ノードと前記第1差動出力端子との間に直列接続された、第1インバータ及び第1インダクタと、
前記一対の出力ノードのうちのもう一つの出力ノードと前記第2差動出力端子との間に直列接続された、第2インバータ及び第2インダクタと、を含み、
前記第1インバータは出力を入力に帰還する第1帰還路を有し、前記第2インバータは出力を入力に帰還する第2帰還路を有している、全差動増幅回路。
(付記2)前記第1インバータの第1帰還路及び前記第2インバータの前記第2帰還路はそれぞれ帰還抵抗を含む、付記1に記載の全差動増幅回路。
(付記3)前記差動増幅部は、前記一対の負荷トランジスタのためのバイアス部を含む、付記1又は付記2に記載の全差動増幅回路。
(付記4)前記バイアス部は、前記一対の負荷トランジスタとカレントミラー回路を構成するトランジスタを含む、付記3に記載の全差動増幅回路。
(付記5)前記差動増幅部は、第1導電型の一対の負荷トランジスタと、差動対を構成し、第2導電型の差動対トランジスタと、及び前記差動対トランジスタに共通の電流源とが直列に接続されて構成されている、付記3又は付記4に記載の全差動増幅回路。
(付記6)前記電流源はトランジスタを含み、前記バイアス部は前記電流源の前記トランジスタにバイアスを与える、付記5に記載の全差動増幅回路。
(付記7)前記バイアス部は、前記電流源の前記トランジスタとカレントミラー回路を構成するトランジスタを含む、付記6に記載の全差動増幅回路。
(付記8)前記第1導電型の一対の負荷トランジスタはPチャネルMOSトランジスタであり、前記第2導電型の差動対トランジスタはNチャネルMOSトランジスタである、付記5に記載の全差動増幅回路。
(付記9)前記第1導電型の一対の負荷トランジスタはNチャネルMOSトランジスタであり、前記第2導電型の差動対トランジスタはPチャネルMOSトランジスタである、付記5に記載の全差動増幅回路。
(付記10)前記第1インダクタ及び前記第2インダクタのインダクタンスによって周波数特性の帯域を制御する、付記1乃至付記9のいずれか一つに記載の全差増増幅回路。
(付記11)前記第1インバータ及び前記第2インバータの前記帰還抵抗の抵抗値によって電圧利得と出力電圧を制御する、付記2乃至付記9のいずれか一つに記載の全差増増幅回路。
(付記12)付記1乃至11のいずれか一つに記載の全差動増幅回路を含み、
光信号から変換された電流信号を入力し、電圧変換して差動電圧信号を出力する光受信回路。
(付記13)前記全差動増幅回路が多段接続されている、付記12に記載の光受信回路。
Some or all of the above embodiments may be described as in the following appendices, but is not limited to the following.
(Supplementary Note 1) A fully differential output in which a pair of differential input signals input to the first differential input terminal and the second differential input terminal are amplified and output from the first differential output terminal and the second differential output terminal An amplification circuit,
A differential amplification unit that amplifies the pair of differential output signals and outputs the amplified output to the pair of output nodes;
A first inverter and a first inductor connected in series between an output node of the pair of output nodes and the first differential output terminal;
A second inverter and a second inductor connected in series between another output node of the pair of output nodes and the second differential output terminal,
A fully differential amplifier circuit, wherein the first inverter has a first feedback path that feeds back the output to the input, and the second inverter has a second feedback path that feeds back the output to the input.
(Supplementary note 2) The fully differential amplifier circuit according to
(Supplementary note 3) The fully differential amplification circuit according to
(Supplementary note 4) The fully differential amplification circuit according to supplementary note 3, wherein the bias unit includes a transistor that forms a current mirror circuit with the pair of load transistors.
(Supplementary Note 5) The differential amplification unit constitutes a pair of load transistors of the first conductivity type, a differential pair, and a current common to the differential pair transistor of the second conductivity type and the differential pair transistors. The full differential amplifier circuit according to Appendix 3 or 4, wherein the source is connected in series.
(Supplementary note 6) The fully differential amplification circuit according to
(Supplementary note 7) The fully differential amplifier circuit according to supplementary note 6, wherein the bias unit includes a transistor that forms a current mirror circuit with the transistor of the current source.
(Supplementary Note 8) The fully differential amplifier circuit according to
(Supplementary note 9) The fully differential amplification circuit according to
(Supplementary note 10) The all-difference amplifying circuit according to any one of
(Supplementary note 11) The full difference amplification amplifier circuit according to any one of supplementary notes 2 to 9, wherein a voltage gain and an output voltage are controlled by resistance values of the feedback resistors of the first inverter and the second inverter.
(Supplementary note 12) The full differential amplification circuit according to any one of
An optical receiver circuit that inputs a current signal converted from an optical signal, converts the voltage, and outputs a differential voltage signal.
(Supplementary note 13) The light receiving circuit according to
1a、1b NチャネルMOSトランジスタ
2a、2b PチャネルMOSトランジスタ
3 定電流源
4a、4b 信号入力端子
5 定電流源
6a、6b PチャネルMOSトランジスタ
7a、7b NチャネルMOSトランジスタ
8a、8b 抵抗
9a、9b インダクタ
10a、10b 信号出力端子
11 正電源端子
12 負電源端子
13 バイアス部
14 差動増幅部
15a、15b 帰還抵抗付きインバータ
18 受光素子
19 反転増幅器
20 帰還抵抗
21 前置増幅器
22 抵抗
23 容量
24 基準電圧生成器
25 全差動増幅回路
26 リミット増幅器
27 入力端子
28a、28b 出力端子
29 光受信回路
30 抵抗
31a、31b、31c NチャネルMOSトランジスタ
32 カレントミラー回路
1a, 1b N
Claims (10)
前記一対の差動出力信号を増幅して一対の出力ノードに出力する差動増幅部と、
前記一対の出力ノードのうちの一つの出力ノードと前記第1差動出力端子との間に直列接続された、第1インバータ及び第1インダクタと、
前記一対の出力ノードのうちのもう一つの出力ノードと前記第2差動出力端子との間に直列接続された、第2インバータ及び第2インダクタと、を含み、
前記第1インバータは出力を入力に帰還する第1帰還路を有し、前記第2インバータは出力を入力に帰還する第2帰還路を有している、全差動増幅回路。 A fully differential amplifier circuit that amplifies a pair of differential input signals input to a first differential input terminal and a second differential input terminal and outputs the amplified signals from the first differential output terminal and the second differential output terminal. ,
A differential amplification unit that amplifies the pair of differential output signals and outputs the amplified output to the pair of output nodes;
A first inverter and a first inductor connected in series between an output node of the pair of output nodes and the first differential output terminal;
A second inverter and a second inductor connected in series between another output node of the pair of output nodes and the second differential output terminal,
A fully differential amplifier circuit, wherein the first inverter has a first feedback path that feeds back the output to the input, and the second inverter has a second feedback path that feeds back the output to the input.
又は請求項2に記載の全差動増幅回路。 The differential amplifier unit may include a bias unit for the pair of load transistors.
The fully differential amplifier circuit according to claim 2 or 3.
光信号から変換された電流信号を入力し、電圧変換して差動電圧信号を出力する光受信回路。 A fully differential amplifier circuit according to any one of claims 1 to 9, including:
An optical receiver circuit that inputs a current signal converted from an optical signal, converts the voltage, and outputs a differential voltage signal.
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
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A621 | Written request for application examination |
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A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20190529 |
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A131 | Notification of reasons for refusal |
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A521 | Request for written amendment filed |
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