JP2018164391A - Resonance inverter - Google Patents

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正樹 金▲崎▼
Masaki Kanezaki
正樹 金▲崎▼
和博 白川
Kazuhiro Shirakawa
和博 白川
宜久 山口
Yoshihisa Yamaguchi
宜久 山口
拓朗 筒井
Takuro Tsutsui
拓朗 筒井
清水　敏久
Toshihisa Shimizu
敏久 清水
将也 ▲高▼橋
将也 ▲高▼橋
Masaya Takahashi
翔一 竹本
Shoichi Takemoto
翔一 竹本
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PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a resonance inverter capable of suppressing a ripple current of a smoothing capacitor.SOLUTION: A push-pull circuit 11 includes: a resonance tank circuit 12 having a first auxiliary switch 4, a second auxiliary switch 4and an auxiliary capacitor C, and a controller 5. The controller 5 switches between a first period Tfor concurrently turning on a first main switch 3and a second auxiliary switch 4and a second period Tfor concurrently turning on a second main switch 3and the first auxiliary switch 4. Thus, an output current Iis resonated.SELECTED DRAWING: Figure 1

Description

本発明は、プッシュプル回路を用いた共振インバータに関する。   The present invention relates to a resonant inverter using a push-pull circuit.

従来から、プッシュプル回路を用いた共振インバータが知られている（図４６、図４７参照）。上記プッシュプル回路は、直流電源の電圧を平滑化する平滑コンデンサと、トランスと、第１メインスイッチと第２メインスイッチとの一対のメインスイッチとを備える。トランスの二次コイルは、容量性の負荷に接続している。また、トランスの一次コイルにはセンタタップが設けられている。このセンタタップにより、一次コイルを第１コイル部と第２コイル部とに区画してある。   Conventionally, a resonant inverter using a push-pull circuit is known (see FIGS. 46 and 47). The push-pull circuit includes a smoothing capacitor that smoothes the voltage of the DC power supply, a transformer, and a pair of main switches including a first main switch and a second main switch. The secondary coil of the transformer is connected to a capacitive load. A center tap is provided on the primary coil of the transformer. With this center tap, the primary coil is partitioned into a first coil portion and a second coil portion.

センタタップは、平滑コンデンサの正極端子に接続している。また、第１コイル部の、センタタップを設けた側とは反対側の端部と、平滑コンデンサの負極端子との間に、上記第１メインスイッチが設けられている。さらに、第２コイル部の、センタタップを設けた側とは反対側の端部と、平滑コンデンサの負極端子との間に、上記第２メインスイッチが設けられている。上記共振インバータは、第１メインスイッチと第２メインスイッチとを交互にオンオフさせることにより、一次コイルに交流電流を流し、これにより、二次コイルに出力電流を発生させている。また、上記共振インバータでは、上記出力電流の共振周波数に近い周波数で、第１メインスイッチ及び第２メインスイッチを動作させている。これにより、出力電流を共振させ、高い電力を出力できるよう構成してある。   The center tap is connected to the positive terminal of the smoothing capacitor. The first main switch is provided between the end of the first coil portion opposite to the side where the center tap is provided and the negative terminal of the smoothing capacitor. Furthermore, the second main switch is provided between the end of the second coil portion opposite to the side where the center tap is provided and the negative terminal of the smoothing capacitor. The resonant inverter alternately turns on and off the first main switch and the second main switch to cause an alternating current to flow through the primary coil, thereby generating an output current in the secondary coil. In the resonant inverter, the first main switch and the second main switch are operated at a frequency close to the resonant frequency of the output current. Thus, the output current is made to resonate and high power can be output.

特開２０１０−２８３９９８号公報JP 2010-283998 A

しかしながら、上記共振インバータは、第１コイル部及び第２コイル部に流す電流を、主に上記平滑コンデンサから取り出しているため、平滑コンデンサの負担が大きく、リップル電流が大きくなりやすいという課題がある。そのため、大きなリップル電流を流せるように、平滑コンデンサを大型化する必要があった。   However, since the resonant inverter mainly takes out the current flowing through the first coil portion and the second coil portion from the smoothing capacitor, there is a problem that the load on the smoothing capacitor is large and the ripple current tends to increase. Therefore, it is necessary to increase the size of the smoothing capacitor so that a large ripple current can flow.

本発明は、かかる課題に鑑みてなされたものであり、平滑コンデンサのリップル電流を低減できる共振インバータを提供しようとするものである。   The present invention has been made in view of such a problem, and an object of the present invention is to provide a resonant inverter that can reduce the ripple current of a smoothing capacitor.

本発明の一態様は、プッシュプル回路（１１）と、共振タンク回路（１２）と、制御部（５）とを備える共振インバータ（１）であって、
上記プッシュプル回路は、
直流電源（１０）の電圧（Ｖ）を平滑化する平滑コンデンサ（Ｃ1）と、
該平滑コンデンサの正極端子（１３）に接続したセンタタップ（２３）を備える一次コイル（２１）と、負荷（Ｃ3）に接続した二次コイル（２２）とを有し、上記センタタップによって上記一次コイルを、第１コイル部（２１a）と第２コイル部（２１b）とに区画してあるトランス（２）と、
上記第１コイル部の、上記センタタップとは反対側の端部（２１１）と、上記平滑コンデンサの負極端子（１４）との間に設けられた第１メインスイッチ（３a）と、
上記第２コイル部の、上記センタタップとは反対側の端部（２１２）と、上記平滑コンデンサの上記負極端子との間に設けられた第２メインスイッチ（３b）とを備え、
上記共振タンク回路は、第１補助スイッチ（４a）と、第２補助スイッチ（４b）と、補助コンデンサ（Ｃ2）とを有し、
該補助コンデンサの第１の端子（１５）は、上記平滑コンデンサの上記負極端子に接続し、上記第１コイル部と上記第１メインスイッチとの接続点（１７）と、上記補助コンデンサの第２の端子（１６）との間に上記第１補助スイッチが設けられ、上記第２コイル部と上記第２メインスイッチとの接続点（１８）と、上記補助コンデンサの上記第２の端子との間に上記第２補助スイッチが設けられ、
上記制御部は、上記第１メインスイッチと上記第２メインスイッチと上記第１補助スイッチと上記第２補助スイッチとの、各スイッチのオンオフ動作を制御することにより、上記二次コイルの出力電流（ＩO）を共振させるよう構成されている、共振インバータにある。 One aspect of the present invention is a resonant inverter (1) including a push-pull circuit (11), a resonant tank circuit (12), and a control unit (5),
The push-pull circuit is
A smoothing capacitor (C 1 ) for smoothing the voltage (V) of the DC power supply (10);
A primary coil (21) having a center tap (23) connected to the positive terminal (13) of the smoothing capacitor; and a secondary coil (22) connected to a load (C 3 ). A transformer (2) in which a primary coil is partitioned into a first coil part ( 21a ) and a second coil part ( 21b );
A first main switch (3 a ) provided between an end (211) opposite to the center tap of the first coil section and a negative terminal (14) of the smoothing capacitor;
A second main switch (3 b ) provided between an end (212) opposite to the center tap of the second coil part and the negative terminal of the smoothing capacitor;
The resonant tank circuit includes a first auxiliary switch (4 a ), a second auxiliary switch (4 b ), and an auxiliary capacitor (C 2 ).
A first terminal (15) of the auxiliary capacitor is connected to the negative terminal of the smoothing capacitor, a connection point (17) between the first coil portion and the first main switch, and a second terminal of the auxiliary capacitor. The first auxiliary switch is provided between the terminal (16) and the connection point (18) between the second coil part and the second main switch and the second terminal of the auxiliary capacitor. Is provided with the second auxiliary switch,
The control unit controls an on / off operation of each of the first main switch, the second main switch, the first auxiliary switch, and the second auxiliary switch, whereby the output current of the secondary coil ( I O ) in a resonant inverter configured to resonate.

上記共振インバータにおいては、プッシュプル回路に、上記共振タンク回路を設けてある。
そのため、後述するように、平滑コンデンサが放電して発生した電流と、共振タンク回路に含まれる補助コンデンサが放電して発生した電流とが、それぞれ一次コイルに流れる期間が発生する。そのため、平滑コンデンサの負担を減らすことができ、平滑コンデンサのリップル電流を低減できる。特にこの期間は、後述するように、補助コンデンサの放電により発生した電流が、平滑コンデンサを充電する向きに流れる。したがって、平滑コンデンサが大きく放電しなくてもすむようになり、平滑コンデンサのリップル電流を大幅に低減できる。そのため、平滑コンデンサを小型化できる。 In the resonant inverter, the push tank circuit is provided with the resonant tank circuit.
Therefore, as will be described later, a period in which a current generated by discharging the smoothing capacitor and a current generated by discharging the auxiliary capacitor included in the resonant tank circuit flows in the primary coil respectively occurs. Therefore, the burden on the smoothing capacitor can be reduced, and the ripple current of the smoothing capacitor can be reduced. In particular, during this period, as will be described later, the current generated by the discharge of the auxiliary capacitor flows in the direction of charging the smoothing capacitor. Therefore, the smoothing capacitor does not need to be largely discharged, and the ripple current of the smoothing capacitor can be greatly reduced. Therefore, the smoothing capacitor can be reduced in size.

以上のごとく、上記態様によれば、平滑コンデンサのリップル電流を低減できる共振インバータを提供することができる。
なお、特許請求の範囲及び課題を解決する手段に記載した括弧内の符号は、後述する実施形態に記載の具体的手段との対応関係を示すものであり、本発明の技術的範囲を限定するものではない。 As described above, according to the above aspect, it is possible to provide a resonant inverter that can reduce the ripple current of the smoothing capacitor.
In addition, the code | symbol in the parenthesis described in the means to solve a claim and a subject shows the correspondence with the specific means as described in embodiment mentioned later, and limits the technical scope of this invention. It is not a thing.

実施形態１における、共振インバータの回路図であって、図１４の時刻ｔ1に対応する図。FIG. 15 is a circuit diagram of a resonant inverter in the first embodiment, corresponding to time t 1 in FIG. 14. 実施形態１における、共振インバータの回路図であって、図１４の時刻ｔ1〜ｔ2に対応する図。FIG. 15 is a circuit diagram of a resonant inverter in the first embodiment, corresponding to times t 1 to t 2 in FIG. 14. 実施形態１における、共振インバータの回路図であって、図１４の時刻ｔ2に対応する図。FIG. 15 is a circuit diagram of a resonant inverter in the first embodiment, corresponding to time t 2 in FIG. 14. 実施形態１における、共振インバータの回路図であって、図１４の時刻ｔ2〜ｔ3に対応する図。FIG. 15 is a circuit diagram of a resonant inverter in the first embodiment, corresponding to times t 2 to t 3 in FIG. 14. 実施形態１における、共振インバータの回路図であって、図１４の時刻ｔ3に対応する図。FIG. 15 is a circuit diagram of a resonant inverter in the first embodiment, corresponding to time t 3 in FIG. 14. 実施形態１における、共振インバータの回路図であって、図１４の時刻ｔ3〜ｔ4に対応する図。FIG. 15 is a circuit diagram of a resonant inverter in the first embodiment, corresponding to times t 3 to t 4 in FIG. 14. 実施形態１における、共振インバータの回路図であって、図１４の時刻ｔ4に対応する図。FIG. 15 is a circuit diagram of a resonant inverter in the first embodiment, corresponding to time t 4 in FIG. 14. 実施形態１における、共振インバータの回路図であって、図１４の時刻ｔ5に対応する図。FIG. 15 is a circuit diagram of a resonant inverter in the first embodiment, corresponding to time t 5 in FIG. 14. 実施形態１における、共振インバータの回路図であって、図１４の時刻ｔ6に対応する図。FIG. 15 is a circuit diagram of a resonant inverter in the first embodiment, corresponding to time t 6 in FIG. 14. 実施形態１における、共振インバータの回路図であって、図１４の時刻ｔ6〜ｔ7に対応する図。FIG. 15 is a circuit diagram of a resonant inverter in the first embodiment, corresponding to times t 6 to t 7 in FIG. 14. 実施形態１における、共振インバータの回路図であって、図１４の時刻ｔ7に対応する図。FIG. 15 is a circuit diagram of a resonant inverter in the first embodiment, corresponding to time t 7 in FIG. 14. 実施形態１における、共振インバータの回路図であって、図１４の時刻ｔ8に対応する図。FIG. 15 is a circuit diagram of a resonant inverter in the first embodiment, corresponding to time t 8 in FIG. 14. 実施形態１における、共振インバータの回路図であって、図１４の時刻ｔ8〜ｔ1に対応する図。FIG. 15 is a circuit diagram of a resonant inverter in the first embodiment, corresponding to times t 8 to t 1 in FIG. 14. 実施形態１における、第１メインスイッチのゲート電圧ＶG1と、出力電流ＩOと、センタタップ電流ＩCと、第１電流Ｉ1と、第２電流Ｉ2との波形図。FIG. 4 is a waveform diagram of a first main switch gate voltage V G1 , an output current I O , a center tap current I C , a first current I 1, and a second current I 2 in the first embodiment. 実施形態１における、出力電力と駆動周波数の関係を表したグラフ。3 is a graph showing the relationship between output power and drive frequency in the first embodiment. 実施形態１における、制御部のフローチャート。5 is a flowchart of a control unit in the first embodiment. 実施形態１における、結合モードの説明図。Explanatory drawing of the coupling | bonding mode in Embodiment 1. FIG. 実施形態１における、ノーマルモードの説明図。FIG. 3 is an explanatory diagram of a normal mode in the first embodiment. 実施形態１における、結合モードが生じる理由の説明図。Explanatory drawing of the reason in which combined mode arises in Embodiment 1. FIG. 実施形態１における、ノーマルモードが生じる理由の説明図。Explanatory drawing of the reason in which normal mode arises in Embodiment 1. FIG. 実施形態２における、出力電力と駆動周波数との関係を表したグラフ。4 is a graph showing the relationship between output power and drive frequency in the second embodiment. 実施形態２における、制御部のフローチャート。6 is a flowchart of a control unit in the second embodiment. 実施形態２における、共振インバータの回路図。The circuit diagram of the resonant inverter in Embodiment 2. FIG. 実施形態３における、各スイッチの動作波形図。FIG. 10 is an operation waveform diagram of each switch in the third embodiment. 実施形態３における、制御部のフローチャート。10 is a flowchart of a control unit in the third embodiment. 実施形態３における、共振インバータの回路図。The circuit diagram of the resonant inverter in Embodiment 3. FIG. 実施形態４における、第１メインスイッチの動作波形図。FIG. 10 is an operation waveform diagram of the first main switch in the fourth embodiment. 実施形態４における、制御部のフローチャート。10 is a flowchart of a control unit in the fourth embodiment. 実施形態４における、共振インバータの回路図。FIG. 6 is a circuit diagram of a resonant inverter in the fourth embodiment. 実施形態５における、共振インバータの回路図。FIG. 6 is a circuit diagram of a resonant inverter in the fifth embodiment. 実施形態５における、制御部のフローチャート。10 is a flowchart of a control unit in the fifth embodiment. 実施形態６における、共振インバータの回路図。The circuit diagram of the resonant inverter in Embodiment 6. FIG. 実施形態６における、調整用コイルを二次コイルに並列接続した、共振インバータの回路図。The circuit diagram of the resonant inverter which connected the coil for adjustment in Embodiment 6 in parallel with the secondary coil. 実施形態７における、共振インバータの回路図。The circuit diagram of the resonant inverter in Embodiment 7. FIG. 実施形態７における、位相差が０°の場合での、スイッチの駆動電圧と、トランスの電流との関係を表した波形図。FIG. 10 is a waveform diagram illustrating a relationship between a switch drive voltage and a transformer current when the phase difference is 0 ° in the seventh embodiment. 実施形態７における、位相差が１００°の場合での、スイッチの駆動電圧と、トランスの電流との関係を表した波形図。FIG. 10 is a waveform diagram illustrating a relationship between a switch drive voltage and a transformer current when the phase difference is 100 ° in the seventh embodiment. 実施形態７における、制御部のフローチャート。10 is a flowchart of a control unit in the seventh embodiment. 実施形態７における、デューティを小さくした場合にリップル電流が増加することを説明するための概略回路図。The schematic circuit diagram for demonstrating that a ripple current increases when duty is reduced in Embodiment 7. FIG. 図３８の簡易等価回路図。The simple equivalent circuit diagram of FIG. 実施形態８における、共振インバータの回路図。FIG. 10 is a circuit diagram of a resonant inverter in the eighth embodiment. 実施形態８における、出力電力と、位相差と、周波数との関係を３次元的に表したグラフ。10 is a graph that three-dimensionally represents the relationship among output power, phase difference, and frequency in the eighth embodiment. 実施形態８における、出力電力と周波数との関係を表したグラフ。10 is a graph showing the relationship between output power and frequency in the eighth embodiment. 実施形態８における、制御部のフローチャート。10 is a flowchart of a control unit in the eighth embodiment. 実施形態９における、共振インバータの回路図。FIG. 10 is a circuit diagram of a resonant inverter in the ninth embodiment. 実施形態９における、制御部のフローチャート。10 is a flowchart of a control unit in the ninth embodiment. 比較形態１における、第１メインスイッチをオンしたときの、共振インバータの回路図。The circuit diagram of a resonant inverter when the 1st main switch in the comparative form 1 is turned on. 比較形態１における、第２メインスイッチをオンしたときの、共振インバータの回路図。The circuit diagram of a resonant inverter when the 2nd main switch in the comparative form 1 is turned ON.

（実施形態１）
上記共振インバータに係る実施形態について、図１〜図２０を参照して説明する。図１に示すごとく、本形態の共振インバータ１は、プッシュプル回路１１と、共振タンク回路１２と、制御部５とを備える。プッシュプル回路１１は、平滑コンデンサＣ1と、トランス２と、第１メインスイッチ３aと、第２メインスイッチ３bとを有する。 (Embodiment 1)
An embodiment according to the resonant inverter will be described with reference to FIGS. As shown in FIG. 1, the resonant inverter 1 of this embodiment includes a push-pull circuit 11, a resonant tank circuit 12, and a control unit 5. Push-pull circuit 11 includes a smoothing capacitor C 1, a transformer 2, a first main switch 3 a, and a second main switch 3 b.

平滑コンデンサＣ1は、直流電源１０の電圧Ｖを平滑化するため、大きな静電容量を有している。トランス２は、一次コイル２１と二次コイル２２とを備える。一次コイル２１にはセンタタップ２３が設けられており、このセンタタップ２３により、一次コイル２１を、第１コイル部２１aと第２コイル部２１bとに区画してある。センタタップ２３は、平滑コンデンサＣ1の正極端子１３に接続している。また、二次コイル２２は、容量性の負荷Ｃ3に接続している。 The smoothing capacitor C 1 has a large capacitance in order to smooth the voltage V of the DC power supply 10. The transformer 2 includes a primary coil 21 and a secondary coil 22. The primary coil 21 is provided with a center tap 23. The center tap 23 divides the primary coil 21 into a first coil portion 21a and a second coil portion 21b . Center tap 23 is connected to the positive terminal 13 of the smoothing capacitor C 1. The secondary coil 22 is connected to a load C 3 capacitive.

第１メインスイッチ３aは、第１コイル部２１aの、センタタップ２３とは反対側の端部２１１と、平滑コンデンサＣ1の負極端子１４との間に設けられている。また、第２メインスイッチ３bは、第２コイル部２１bの、センタタップ２３とは反対側の端部２１２と、平滑コンデンサＣ1の負極端子１４との間に設けられている。 The first main switch 3 a is provided between the end 211 of the first coil portion 21 a opposite to the center tap 23 and the negative terminal 14 of the smoothing capacitor C 1 . The second main switch 3 b is provided between the end 212 of the second coil portion 21 b opposite to the center tap 23 and the negative terminal 14 of the smoothing capacitor C 1 .

共振タンク回路１２は、第１補助スイッチ４aと、第２補助スイッチ４bと、補助コンデンサＣ2とを備える。補助コンデンサＣ2の第１の端子１５は、平滑コンデンサＣ1の負極端子１４に接続している。第１補助スイッチ４aは、第１コイル部２１aと第１メインスイッチ３aとの接続点１７と、補助コンデンサＣ2の第２の端子１６との間に設けられている。第２補助スイッチ４bは、第２コイル部２１bと第２メインスイッチ３bとの接続点１８と、補助コンデンサＣ2の第２の端子１６との間に設けられている。 Resonant tank circuit 12 includes a first auxiliary switch 4 a, and the second auxiliary switch 4 b, and an auxiliary capacitor C 2. The first terminal 15 of the auxiliary capacitor C 2 is connected to the negative terminal 14 of the smoothing capacitor C 1 . The first auxiliary switch 4 a is provided between the connection point 17 between the first coil portion 21 a and the first main switch 3 a and the second terminal 16 of the auxiliary capacitor C 2 . The second auxiliary switch 4 b is provided between the connection point 18 between the second coil portion 21 b and the second main switch 3 b and the second terminal 16 of the auxiliary capacitor C 2 .

制御部５は、第１メインスイッチ３aと、第２メインスイッチ３bと、第１補助スイッチ４aと、第２補助スイッチ４bとの、各スイッチ３，４のオンオフ動作を制御する。制御部５は、第１期間Ｔ1（図１参照）と第２期間Ｔ2（図６参照）とを切り替える。第１期間Ｔ1では、第１メインスイッチ３a及び第２補助スイッチ４bを両方ともオンし、第２メインスイッチ３b及び第１補助スイッチ４aをオフする。第２期間Ｔ2では、第２メインスイッチ３b及び第１補助スイッチ４aを両方ともオンし、第１メインスイッチ３a及び第２補助スイッチ４bをオフする。 Control unit 5 controls the first main switch 3 a, a second main switch 3 b, a first auxiliary switch 4 a, the second auxiliary switch 4 b, the on-off operation of the switches 3 and 4. The controller 5 switches between the first period T 1 (see FIG. 1) and the second period T 2 (see FIG. 6). In the first period T 1, both the first main switch 3 a and the second auxiliary switch 4 b ON and OFF the second main switch 3 b and the first auxiliary switch 4 a. In the second period T 2, both the second main switch 3 b and the first auxiliary switch 4 a is turned on to turn off the first main switch 3 a and the second auxiliary switch 4 b.

制御部５は、上記第１期間Ｔ1と第２期間Ｔ2とを交互に切り替える。これにより、二次コイル２２の出力電流ＩOを共振させるよう構成されている。 The controller 5 switches the first period T 1 and the second period T 2 alternately. Thereby, the output current IO of the secondary coil 22 is configured to resonate.

本形態の制御部５は、第１コイル部２１aを流れる電流である第１電流Ｉ1と、第２コイル部２１bを流れる電流である第２電流Ｉ2とが等しくなったとき、すなわちこれらの電流の差ΔＩ（＝｜Ｉ1−Ｉ2｜）が０になったときに、第１期間Ｔ1と第２期間Ｔ2とを切り替えるよう構成されている。 When the first current I 1 that is the current flowing through the first coil portion 21 a is equal to the second current I 2 that is the current flowing through the second coil portion 21 b , When the difference ΔI (= | I 1 −I 2 |) between these currents becomes 0, the first period T 1 and the second period T 2 are switched.

本形態の共振インバータ１は、車両に搭載するための、車載用共振インバータである。負荷Ｃ3は、オゾンを発生するための放電リアクタである。本形態では、共振インバータ１を用いて放電リアクタに高い電圧を加え、オゾンを発生させている。このオゾンを用いて、車両の排ガスを改質するよう構成されている。 The resonance inverter 1 of this embodiment is a vehicle-mounted resonance inverter to be mounted on a vehicle. Load C 3 is a discharge reactor for generating ozone. In this embodiment, ozone is generated by applying a high voltage to the discharge reactor using the resonant inverter 1. The ozone is used to reform the exhaust gas of the vehicle.

次に、共振インバータ１の構成および動作について、より詳細に説明する。図１に示すごとく、本形態では、メインスイッチ３（３a，３b）及び補助スイッチ４（４a，４b）として、ＭＯＳＦＥＴを用いている。個々のＭＯＳＦＥＴには、ボディダイオードが逆並列接続している。また、本形態では、共振インバータ１に、第１電流センサ６１及び第２電流センサ６２を設けている。第１電流センサ６１は、第１コイル部２１aを流れる電流（すなわち第１電流Ｉ1）を測定する。また、第２電流センサ６２は、第２コイル部２１bを流れる電流（すなわち第２電流Ｉ2）を測定する。 Next, the configuration and operation of the resonant inverter 1 will be described in more detail. As shown in FIG. 1, in this embodiment, MOSFETs are used as the main switch 3 (3 a , 3 b ) and the auxiliary switch 4 (4 a , 4 b ). A body diode is connected in antiparallel to each MOSFET. In this embodiment, the resonance inverter 1 is provided with the first current sensor 61 and the second current sensor 62. The first current sensor 61 measures a current flowing through the first coil portion 21 a (that is, the first current I 1 ). The second current sensor 62 measures the current flowing through the second coil portion 21 b (that is, the second current I 2 ).

制御部５は、第１電流センサ６１による第１電流Ｉ1の測定値と、第２電流センサ６２による第２電流Ｉ2の測定値とが互いに等しくなったとき、すなわち上記値ΔＩが０になったときに、第１期間Ｔ1と第２期間Ｔ2との切り替えを行う。制御部５には、駆動回路１９が接続している。この駆動回路１９を用いて、各スイッチのゲートに電圧を加え、スイッチング動作させている。 When the measured value of the first current I 1 by the first current sensor 61 and the measured value of the second current I 2 by the second current sensor 62 are equal to each other, that is, the value ΔI is set to 0. When this happens, switching between the first period T 1 and the second period T 2 is performed. A drive circuit 19 is connected to the control unit 5. Using this drive circuit 19, a voltage is applied to the gate of each switch to perform a switching operation.

図１４に、第１メインスイッチ３aのゲート電圧ＶG1と、出力電流ＩOと、センタタップ２３を流れる電流（センタタップ電流ＩC）と、第１電流Ｉ1と、第２電流Ｉ2との波形図を示す。上述したように、本形態では、第１期間Ｔ1と第２期間Ｔ2とを交互に切り替えている。これに伴って、各電流ＩO、ＩC、Ｉ1、Ｉ2が図１４に示すように変化する。 FIG. 14 shows the gate voltage V G1 of the first main switch 3 a , the output current I O , the current flowing through the center tap 23 (center tap current I C ), the first current I 1 , and the second current I 2. A waveform diagram is shown. As described above, in the present embodiment, the first period T 1 and the second period T 2 are switched alternately. Along with this, the currents I O , I C , I 1 and I 2 change as shown in FIG.

第１期間Ｔ1では、第１電流Ｉ1の方が、第２電流Ｉ2よりも多く流れる。また、第２期間Ｔ2では、第２電流Ｉ2の方が、第１電流Ｉ1よりも多く流れる。なお、図１４の波形図では、センタタップ２３から第１コイル部２１a又は第２コイル部２１bに電流Ｉ1，Ｉ2が流れ込む場合を正とし、センタタップ２３側に電流Ｉ1，Ｉ2が流れる場合を負としてある（図１参照）。 In the first period T 1 , the first current I 1 flows more than the second current I 2 . In the second period T 2 , the second current I 2 flows more than the first current I 1 . In the waveform diagram of FIG. 14, positive in the case where the center tap 23 is the current I 1, I 2 flowing in the first coil portion 21 a and the second coil portion 21 b, current I 1 to the center tap 23 side, I The case where 2 flows is negative (see FIG. 1).

以下、図１４の波形図を、図１〜図１３を参照しつつ説明する。図１４に示すごとく、第１期間Ｔ1が始まると、第１電流Ｉ1は増加し、第２電流Ｉ2は減少する。そして、時刻ｔ1において、これらの電流Ｉ1，Ｉ2は極値になる。時刻ｔ1における回路図を図１に示す。同図に示すごとく、時刻ｔ1では、第１電流Ｉ1は、第１コイル部２１aを、センタタップ２３から端部２１１へ向かって流れる。また、第２電流Ｉ2は、第２コイル部２１bを、端部２１２からセンタタップ２３へ向かって流れる。そのため、第２電流Ｉ2は負の値になっている。図１に示すごとく、時刻ｔ1では、トランス２の一次コイル２１全体に流れる、第１電流Ｉ1と第２電流Ｉ2の向きが等しくなっている。そのため、一次コイル２１全体に大きな電流が流れ、二次コイル２２に大きな出力電流ＩOが発生する。時刻ｔ1において、出力電流ＩOは極値となる。 Hereinafter, the waveform diagram of FIG. 14 will be described with reference to FIGS. As shown in FIG. 14, when the first period T 1 starts, the first current I 1 increases and the second current I 2 decreases. At time t 1 , these currents I 1 and I 2 become extreme values. A circuit diagram at time t 1 is shown in FIG. As shown in the figure, at time t 1 , the first current I 1 flows through the first coil portion 21 a from the center tap 23 toward the end portion 211. Further, the second current I 2 flows through the second coil portion 21 b from the end portion 212 toward the center tap 23. For this reason, the second current I 2 has a negative value. As shown in FIG. 1, at the time t 1 , the directions of the first current I 1 and the second current I 2 flowing through the entire primary coil 21 of the transformer 2 are equal. Therefore, a large current flows through the entire primary coil 21, and a large output current I O is generated in the secondary coil 22. At time t 1 , the output current I O becomes an extreme value.

図１に示すごとく、時刻ｔ1では、第１電流Ｉ1は、センタタップ２３、第１コイル部２１a、第１メインスイッチ３aを流れ、さらに平滑コンデンサＣ1を通って、再びセンタタップ２３に戻るループを流れる。また、第２電流Ｉ2は、第２コイル部２１b、センタタップ２３、平滑コンデンサＣ1、補助コンデンサＣ2、第２補助スイッチ４bを通過するループを流れる。図１に示すごとく、時刻ｔ1では、第１電流Ｉ1は、平滑コンデンサＣ1の放電より発生し、第２電流Ｉ2は、補助コンデンサＣ2の放電により発生する。第２電流Ｉ2は、平滑コンデンサＣ1を充電する向きに流れる。 As shown in FIG. 1, at time t 1 , the first current I 1 flows through the center tap 23, the first coil portion 21 a , the first main switch 3 a , and further passes through the smoothing capacitor C 1 and again through the center tap. The loop returns to 23. The second current I 2 flows through a loop passing through the second coil portion 21 b , the center tap 23, the smoothing capacitor C 1 , the auxiliary capacitor C 2 , and the second auxiliary switch 4 b . As shown in FIG. 1, at time t 1 , the first current I 1 is generated by discharging the smoothing capacitor C 1 , and the second current I 2 is generated by discharging the auxiliary capacitor C 2 . The second current I 2 flows in a direction for charging the smoothing capacitor C 1 .

このように本発明では、平滑コンデンサＣ1の放電により発生する電流（第１電流Ｉ1）と、補助コンデンサＣ2の放電により発生する電流（第２電流Ｉ2）とが、両方とも一次コイル２１に流れる期間（図１４の期間ｔ1〜ｔ2、ｔ4〜ｔ6、ｔ8〜ｔ1）が生じるよう構成してある。これにより、平滑コンデンサＣ1の負担を減らし、平滑コンデンサＣ1のリップル電流を低減している。特にこの期間は、図１に示すごとく、補助コンデンサＣ2の放電により発生した電流（第２電流Ｉ2）が、平滑コンデンサＣ1を充電する向きに流れる。そのため、平滑コンデンサＣ1が大きく放電しにくくなり、平滑コンデンサＣ1のリップル電流を低減することができる。 As described above, in the present invention, both the current (first current I 1 ) generated by the discharge of the smoothing capacitor C 1 and the current (second current I 2 ) generated by the discharge of the auxiliary capacitor C 2 are both primary coils. flowing period 21 (the period in FIG. 14 t 1 ~t 2, t 4 ~t 6, t 8 ~t 1) are configured to occur. This reduces the burden of the smoothing capacitor C 1, thereby reducing the ripple current of the smoothing capacitor C 1. Particularly during this period, as shown in FIG. 1, the current (second current I 2 ) generated by the discharge of the auxiliary capacitor C 2 flows in the direction of charging the smoothing capacitor C 1 . For this reason, the smoothing capacitor C 1 becomes large and difficult to discharge, and the ripple current of the smoothing capacitor C 1 can be reduced.

なお、共振インバータ１には、トランス２の一次コイル２１全体を流れる電流も発生するが、この電流は図１〜図１３において、簡略化のため、図示を省略する。   The resonant inverter 1 also generates a current that flows through the entire primary coil 21 of the transformer 2, but this current is not shown in FIGS. 1 to 13 for simplification.

図１４に示すごとく、時刻ｔ1を過ぎると、第１電流Ｉ1は減少し、第２電流Ｉ2は増加する。図２に示すごとく、時刻ｔ1〜ｔ2では、図１と比べて、流れる電流Ｉ1，Ｉ2の量が少なくなっている。そのため、出力電流ＩOも減少する。 As shown in FIG. 14, past the time t 1, the first current I 1 is reduced, the second current I 2 increases. As shown in FIG. 2, the amounts of flowing currents I 1 and I 2 are smaller at times t 1 to t 2 than in FIG. Therefore, the output current I O is also reduced.

図１４、図３に示すごとく、時刻ｔ2において、第２電流Ｉ2は瞬間的に０になる。このとき、一次コイル２１には、第１電流Ｉ1のみが流れる。そのため、第１電流Ｉ1に対応した大きさの出力電流ＩOが発生する。 As shown in FIGS. 14 and 3, the second current I 2 instantaneously becomes 0 at time t 2 . At this time, only the first current I 1 flows through the primary coil 21. Therefore, an output current I O having a magnitude corresponding to the first current I 1 is generated.

時刻ｔ2を経過した後も、図１４に示すごとく、第２電流Ｉ2は増加し続ける。そのため、第２電流Ｉ2は正の値になる。すなわち、図４に示すごとく、第２電流Ｉ2が、センタタップ２３から端部２１２へ向かう方向に流れる。時刻ｔ2〜ｔ3では、第２電流Ｉ2によって、補助コンデンサＣ2が充電される。 Even after the time t 2 has elapsed, as shown in FIG. 14, the second current I 2 continues to increase. For this reason, the second current I 2 has a positive value. That is, as shown in FIG. 4, the second current I 2 flows in a direction from the center tap 23 toward the end portion 212. At time t 2 ~t 3, the second current I 2, the auxiliary capacitor C 2 is charged.

時刻ｔ2〜ｔ3では、第１電流Ｉ1は減少し続け、第２電流Ｉ2は増加し続ける。そして図１４に示すごとく、時刻ｔ3において、第１電流Ｉ1と第２電流Ｉ2との値が等しくなる。このとき、図５に示すごとく、第１電流Ｉ1と第２電流Ｉ2は、両方とも、センタタップ２３から端部２１１，２１２へ向かう方向へ流れ、その大きさは互いに等しい。また、図５に示すごとく、第１コイル部２１aと第２コイル部２１bとは、互いに極性が逆になっている。そのため、第１コイル部２１aと第２コイル部２１bとに、センタタップ２３から大きさが等しい電流Ｉ1，Ｉ2が流れ込むと、これらの電流Ｉ1，Ｉ2によって生じた磁束が互いに打ち消し合い、二次コイル２２に鎖交する磁束が殆ど０になる。そのため、時刻ｔ3では、出力電流ＩOが０になる。 From time t 2 to t 3 , the first current I 1 continues to decrease and the second current I 2 continues to increase. As shown in FIG. 14, at time t 3 , the values of the first current I 1 and the second current I 2 become equal. At this time, as shown in FIG. 5, the first current I 1 and the second current I 2 both flow in the direction from the center tap 23 toward the end portions 211 and 212, and their magnitudes are equal to each other. Further, as shown in FIG. 5, the first coil portion 21 a and the second coil portion 21 b, and the polarity to one another is reversed. Therefore, when currents I 1 and I 2 having the same magnitude flow from the center tap 23 into the first coil portion 21 a and the second coil portion 21 b , the magnetic fluxes generated by these currents I 1 and I 2 are mutually connected. The magnetic fluxes canceling each other and interlinking with the secondary coil 22 become almost zero. Therefore, at time t 3, it becomes the output current I O is 0.

また、時刻ｔ3では、スイッチ３，４の切り替えが行われる。すなわち、第１メインスイッチ３a及び第２補助スイッチ４bをオフし、第２メインスイッチ３b及び第１補助スイッチ４aをオンする。このようにすると、図５に示すごとく、第１電流Ｉ1は、センタタップ２３から第１コイル部２１a、第１補助スイッチ４a、補助コンデンサＣ2を通り、さらに平滑コンデンサＣ1を通るループを流れる。また、第２電流Ｉ2は、センタタップ２３から第２コイル部２１b、第２メインスイッチ３bを通り、さらに平滑コンデンサＣ1を通るループを流れる。このように本形態では、出力電流ＩOが０になる瞬間、すなわち第１電流Ｉ1と第２電流Ｉ2とが互いに等しくなる瞬間に、スイッチ３，４の切り替えを行っている。 At time t 3 , the switches 3 and 4 are switched. That is, the first main switch 3a and the second auxiliary switch 4b are turned off, and the second main switch 3b and the first auxiliary switch 4a are turned on. In this way, as shown in FIG. 5, the first current I 1 passes from the center tap 23 through the first coil section 21 a , the first auxiliary switch 4 a , the auxiliary capacitor C 2 , and further through the smoothing capacitor C 1 . Flow through the loop. The second current I 2 flows from the center tap 23 through the second coil portion 21 b and the second main switch 3 b , and further through a loop passing through the smoothing capacitor C 1 . Thus in this embodiment, the instantaneous output current I O is zero, i.e. the moment when the first current I 1 and the second current I 2 are equal to each other, is performed switching of switches 3 and 4.

図１４に示すごとく、時刻ｔ3を過ぎた後も、第１電流Ｉ1は減少し続け、第２電流Ｉ2は増加し続ける。そのため、第２電流Ｉ2の方が第１電流Ｉ1よりも電流値が大きくなる。図６に示すごとく、時刻ｔ3〜ｔ4では、第１電流Ｉ1と第２電流Ｉ2は互いに向きが逆であるが、第２電流Ｉ2の方が第１電流Ｉ1よりも電流値が大きいため、これらの電流Ｉ2，Ｉ1の差に対応する出力電流ＩOが発生する。このときの出力電流ＩOの向きは、時刻ｔ2〜ｔ3（図４参照）における出力電流ＩOの向きとは逆になっている。 As shown in FIG. 14, even after the time t 3 has elapsed, the first current I 1 continues to decrease and the second current I 2 continues to increase. Therefore, the current value of the second current I 2 is larger than that of the first current I 1 . As shown in FIG. 6, at times t 3 to t 4 , the first current I 1 and the second current I 2 are opposite in direction, but the second current I 2 is more current than the first current I 1. Since the value is large, an output current I O corresponding to the difference between these currents I 2 and I 1 is generated. The direction of the output current I O at this time is opposite to the direction of the output current I O at times t 2 to t 3 (see FIG. 4).

図１４に示すごとく、時刻ｔ4になると、第１電流Ｉ1が０になる。このとき、図７に示すごとく、第１コイル部２１aには電流（すなわち第１電流Ｉ1）は流れず、第２コイル部２１bにのみ電流（すなわち第２電流Ｉ2）が流れる。そのため、この第２電流Ｉ2に対応する大きさの出力電流ＩOが発生する。 As shown in FIG. 14, at time t 4 , the first current I 1 becomes zero. At this time, as shown in FIG. 7, the first coil portion 21 a current (i.e. the first current I 1) does not flow, the current (i.e., second current I 2) flows only in the second coil portion 21 b. Therefore, an output current I O having a magnitude corresponding to the second current I 2 is generated.

図１４に示すごとく、時刻ｔ4を過ぎ、時刻ｔ5になると、第１電流Ｉ1及び第２電流Ｉ2が極値になる。このとき、第１電流Ｉ1は負の値になる。すなわち第１電流Ｉ1は、図８に示すごとく、第１コイル部２１aを、端部２１１からセンタタップ２３に向かって流れる。また、第２電流Ｉ2は、センタタップ２３から端部２１２に向かって流れる。そのため、これらの電流Ｉ1，Ｉ2の向きが等しくなり、トランス２の一次コイル２１全体に大きな電流が流れることになる。したがって、二次コイル２２に大きな出力電流ＩOが流れる。 As shown in FIG. 14, when the time t 4 is passed and the time t 5 is reached, the first current I 1 and the second current I 2 become extreme values. At this time, the first current I 1 has a negative value. That is, the first current I 1 flows through the first coil portion 21 a from the end portion 211 toward the center tap 23 as shown in FIG. Further, the second current I 2 flows from the center tap 23 toward the end portion 212. Therefore, the directions of these currents I 1 and I 2 are equal, and a large current flows through the entire primary coil 21 of the transformer 2. Therefore, a large output current I O flows through the secondary coil 22.

なお、時刻ｔ5では、図８に示すごとく、第１電流Ｉ1は、補助コンデンサＣ2の放電により発生している。また、第２電流Ｉ2は、平滑コンデンサＣ1の放電により発生している。したがって、補助コンデンサＣ2の放電により発生した電流（第１電流Ｉ1）と、平滑コンデンサＣ1の放電により発生した電流（第２電流Ｉ2）とが、両方とも一次コイル２１に流れ、平滑コンデンサＣ1の負担を低減することができる。特にこの時刻ｔ5では、補助コンデンサＣ2の放電により発生した電流（第１電流Ｉ1）が、平滑コンデンサＣ1を充電する向きに流れる。そのため、平滑コンデンサＣ1が大きく放電しにくくなり、平滑コンデンサＣ1のリップル電流を低減できる。 In time t 5, as shown in FIG. 8, the first current I 1 is generated by the discharge of the auxiliary capacitor C 2. The second current I 2 is generated by the discharge of the smoothing capacitor C 1 . Therefore, the current (first current I 1 ) generated by the discharge of the auxiliary capacitor C 2 and the current (second current I 2 ) generated by the discharge of the smoothing capacitor C 1 both flow into the primary coil 21 and are smoothed. it is possible to reduce the burden of the capacitor C 1. Particularly at time t 5 , the current (first current I 1 ) generated by the discharge of the auxiliary capacitor C 2 flows in the direction in which the smoothing capacitor C 1 is charged. For this reason, the smoothing capacitor C 1 becomes large and difficult to discharge, and the ripple current of the smoothing capacitor C 1 can be reduced.

また、図１４に示すごとく、時刻ｔ5を経過すると、第１電流Ｉ1は増加し、第２電流Ｉ2は減少する。そして、時刻ｔ6において、第１電流Ｉ1が瞬間的に０になり、第２電流Ｉ2のみが流れる（図９参照）。そのため、この第２電流Ｉ2に対応した大きさの出力電流ＩOが発生する。 Further, as shown in FIG. 14, when the time t 5 has elapsed, the first current I 1 increases and the second current I 2 decreases. At time t 6 , the first current I 1 instantaneously becomes 0, and only the second current I 2 flows (see FIG. 9). Therefore, an output current I O having a magnitude corresponding to the second current I 2 is generated.

時刻ｔ6を経過した後も、第１電流Ｉ1は増加し続け、第２電流Ｉ2は減少し続ける。時刻ｔ6〜ｔ7では、図１０、図１４に示すごとく、２種類の電流Ｉ1，Ｉ2の向きは互いに逆であり、時間と共に、これらの電流Ｉ1，Ｉ2の差ΔＩは小さくなる。そのため、時刻ｔ6〜ｔ7では、出力電流ＩOは次第に減少する。 Even after the time t 6 has elapsed, the first current I 1 continues to increase and the second current I 2 continues to decrease. At times t 6 to t 7 , the directions of the two types of currents I 1 and I 2 are opposite to each other as shown in FIGS. 10 and 14, and the difference ΔI between these currents I 1 and I 2 decreases with time. Become. Therefore, the output current I O gradually decreases from time t 6 to t 7 .

そして、図１４に示すごとく、時刻ｔ7において、第１電流Ｉ1と第２電流Ｉ2とが再び等しくなる。このとき、図１１に示すごとく、第１電流Ｉ1と第２電流Ｉ2とは互いに向きが異なり、大きさが等しい。そのため、これらの電流Ｉ1，Ｉ2によって発生した磁束が互いに打ち消し合い、二次コイル２２に鎖交する磁束が殆ど０になる。したがって、時刻ｔ7では、出力電流ＩOは０になる。 Then, as shown in FIG. 14, at time t 7 , the first current I 1 and the second current I 2 become equal again. At this time, as shown in FIG. 11, the first current I 1 and the second current I 2 are different in direction and equal in magnitude. Therefore, the magnetic fluxes generated by these currents I 1 and I 2 cancel each other, and the magnetic flux interlinking with the secondary coil 22 becomes almost zero. Therefore, at time t 7 , the output current I O becomes zero.

図１４に示すごとく、時刻ｔ7を過ぎた後も、第２電流Ｉ2は減少し続ける。そして時刻ｔ8において、第２電流Ｉ2は０になる。このとき、図１２に示すごとく、第２電流Ｉ2は流れず、第１電流Ｉ1のみ流れる。そのため、この第１電流Ｉ1に対応した大きさの出力電流ＩOが発生する。 As shown in FIG. 14, even after the time t 7 has passed, the second current I 2 continues to decrease. At time t 8 , the second current I 2 becomes zero. At this time, as shown in FIG. 12, the second current I 2 does not flow, and only the first current I 1 flows. Therefore, an output current I O having a magnitude corresponding to the first current I 1 is generated.

図１４、図１３に示すごとく、時刻ｔ8を過ぎた後も、第１電流Ｉ1は増加し、第２電流Ｉ2は減少する。そして、第１電流Ｉ1、第２電流Ｉ2、出力電流ＩOが極値になる状態（ｔ１：図１参照）に戻る。以下、時刻ｔ1〜ｔ8の状態を繰り返す。 As shown in FIGS. 14 and 13, the first current I 1 increases and the second current I 2 decreases even after the time t 8 has passed. Then, the first current I 1 , the second current I 2 , and the output current I O return to the extreme values (t1: see FIG. 1). Thereafter, the state at times t 1 to t 8 is repeated.

次に、第１電流Ｉ1(図１４参照)と第２電流Ｉ2とが０Ａを中心に変動するのではなく、ＩSHIFTを中心に変動する理由について説明する。本形態の共振インバータ１の動作は、結合モード（図１７参照）とノーマルモード（図１８参照）との重ね合せと考えることができる。結合モードは、図１７に示すごとく、第１電流Ｉ1と第２電流Ｉ2とが磁気的に結合したモードであり、これらの電流Ｉ1，Ｉ2は、それぞれ正の方向に流れる。また、ノーマルモードは、図１８に示すごとく、出力電流ＩOと、一次側の電流Ｉ1，Ｉ2とが磁気的に結合したモードである。ノーマルモードでは、２つの電流Ｉ1，Ｉ2は、それぞれ一次コイル２１を同じ向きに流れる。 Next, the reason why the first current I 1 (see FIG. 14) and the second current I 2 do not fluctuate around 0A but fluctuate around I SHIFT will be described. The operation of the resonant inverter 1 of this embodiment can be considered as a superposition of the coupled mode (see FIG. 17) and the normal mode (see FIG. 18). As shown in FIG. 17, the coupling mode is a mode in which the first current I 1 and the second current I 2 are magnetically coupled, and these currents I 1 and I 2 flow in the positive direction. Further, the normal mode is a mode in which the output current I O and the primary currents I 1 and I 2 are magnetically coupled as shown in FIG. In the normal mode, the two currents I 1 and I 2 flow in the primary coil 21 in the same direction.

結合モードについてより詳細に説明する。図１９に示すごとく、トランス２はコア２９を備えており、このコア２９に、一次コイル２１と二次コイル２２とを巻回してある。ここで例えば、第１メインスイッチ３a（図４参照）をオンし、第１コイル部２１aに正の第１電流Ｉ1が流れた場合、この第１電流Ｉ1によってコア２９に磁束φが発生する。この磁束φの変化を妨げる向きに、第２コイル部２１bに電流が発生する。したがって、第２コイル部２１bに、正の第２電流Ｉ2が流れる。 The combined mode will be described in more detail. As shown in FIG. 19, the transformer 2 includes a core 29, and a primary coil 21 and a secondary coil 22 are wound around the core 29. Here, for example, when the first main switch 3 a (see FIG. 4) is turned on and a positive first current I 1 flows through the first coil portion 21 a , the first current I 1 causes the magnetic flux φ to flow into the core 29. Will occur. A current is generated in the second coil portion 21 b in a direction that prevents the change of the magnetic flux φ. Accordingly, the positive second current I 2 flows through the second coil portion 21 b .

同様に、第２メインスイッチ３bをオンし、第２コイル部２１bに正の第２電流Ｉ2が流れた場合、この第２電流Ｉ2が原因となって、第１コイル部２１aに正の第１電流Ｉ1が流れる。このように結合モードでは、第１電流Ｉ1と第２電流Ｉ2とが磁気的に結合しており、これらの電流Ｉ1，Ｉ2が正になる。 Similarly, when the second main switch 3 b is turned on and a positive second current I 2 flows through the second coil portion 21 b , the first coil portion 21 a is caused by the second current I 2. A positive first current I 1 flows through. Thus, in the coupled mode, the first current I 1 and the second current I 2 are magnetically coupled, and these currents I 1 and I 2 become positive.

次に、ノーマルモードの説明をする。図２０に示すごとく、出力電流ＩOが流れると磁束φが発生し、この磁束φがコア２９を流れる。そのため、この磁束φの変化を妨げる向きに、第１コイル部２１aと第２コイル部２１bとに電流Ｉ1，Ｉ2が流れる。このとき、２つの電流Ｉ1，Ｉ2は、一次コイル２１を同じ向きに流れる。つまり、２つの電流Ｉ1，Ｉ2のうち一方の電流（図では第１電流Ｉ1）は正となり、他方の電流（図では第２電流Ｉ2）は負になる。 Next, the normal mode will be described. As shown in FIG. 20, when the output current I O flows, a magnetic flux φ is generated, and this magnetic flux φ flows through the core 29. Therefore, currents I 1 and I 2 flow through the first coil portion 21 a and the second coil portion 21 b in a direction that hinders the change of the magnetic flux φ. At this time, the two currents I 1 and I 2 flow through the primary coil 21 in the same direction. That is, one of the two currents I 1 and I 2 (first current I 1 in the figure) is positive, and the other current (second current I 2 in the figure) is negative.

本形態の共振インバータ１の動作は、結合モードとノーマルモードとが重ね合さった結果であると考えることができる。すなわち、結合モードとノーマルモードとが常に生じている。したがって、結合モードによる効果、つまり正の第１電流Ｉ1及び第２電流Ｉ2を流そうとする効果が常に生じており、そのため、図１４に示すごとく、これらの電流Ｉ1，Ｉ2は正の値（ＩSHIFT）を中心に変動する。 It can be considered that the operation of the resonant inverter 1 of the present embodiment is a result of overlapping of the coupled mode and the normal mode. That is, the coupling mode and the normal mode are always generated. Therefore, the effect of the coupling mode, that is, the effect of trying to pass the positive first current I 1 and the second current I 2 is always generated. Therefore, as shown in FIG. 14, these currents I 1 and I 2 are It fluctuates around a positive value (I SHIFT ).

このように、本形態の共振インバータ１では、一次側の電流Ｉ1，Ｉ2がＩSHIFTを中心に変動しており、０（Ａ）を中心に変動していない。そのため、出力電流ＩOが０（Ａ）になったときに、一次側の電流Ｉ1，Ｉ2が０（Ａ）にならない。したがって、一次側の電流Ｉ1，Ｉ2がゼロクロスになったときにスイッチ３，４の切り替えを行うと、スイッチ３，４と出力電流ＩOとを同期できない。そのため本形態では、第１電流Ｉ1と第２電流Ｉ2とが互いに等しくなったときに、スイッチ３，４の切り替えを行っている。このようにすると、出力電流ＩOが０（Ａ）になったときにスイッチ３，４を切り替えることができ、スイッチ３，４と出力電流ＩOとを同期させることができる。そのため、出力電流ＩOを効率的に共振させることができる。 Thus, in the resonant inverter 1 of this embodiment, the primary currents I 1 and I 2 fluctuate around I SHIFT and do not fluctuate around 0 (A). Therefore, when the output current I O becomes 0 (A), the current I 1 of the primary side, I 2 does not become 0 (A). Therefore, if the switches 3 and 4 are switched when the primary-side currents I 1 and I 2 are zero-crossed, the switches 3 and 4 cannot be synchronized with the output current I O. Therefore, in this embodiment, the switches 3 and 4 are switched when the first current I 1 and the second current I 2 become equal to each other. In this way, the switches 3 and 4 can be switched when the output current IO becomes 0 (A), and the switches 3 and 4 and the output current IO can be synchronized. Therefore, the output current I O can be efficiently resonated.

次に、図１６を用いて、本形態における制御部５のフローチャートの説明をする。同図に示すごとく、制御部５は、まず、ステップＳ１を行う。ここでは、第１メインスイッチ３a及び第２補助スイッチ４bをオンし、第２メインスイッチ３b及び第１補助スイッチ４aをオフする。その後、ステップＳ２に移る。ここでは、第１電流Ｉ1と第２電流Ｉ2とが互いに等しくなったか否かを判断する。すなわち、図１４の時刻ｔ3になったか否かを判断する。ここでＮｏと判断した場合は、ステップＳ１に戻る。また、Ｙｅｓと判断した場合は、ステップＳ３に移る。 Next, the flowchart of the control part 5 in this embodiment is demonstrated using FIG. As shown in the figure, the controller 5 first performs step S1. Here, the first main switch 3a and the second auxiliary switch 4b are turned on, and the second main switch 3b and the first auxiliary switch 4a are turned off. Thereafter, the process proceeds to step S2. Here, it is determined whether or not the first current I 1 and the second current I 2 are equal to each other. That is, it is determined whether or not time t 3 in FIG. 14 has been reached. If NO is determined here, the process returns to step S1. On the other hand, if the determination is Yes, the process proceeds to step S3.

ステップＳ３では、スイッチ３，４を切り替える。すなわち、第１メインスイッチ３a及び第２補助スイッチ４bをオフし、第２メインスイッチ３b及び第１補助スイッチ４aをオンする。その後、ステップＳ４に移る。ここでは、第１電流Ｉ1と第２電流Ｉ2とが互いに等しくなったか否かを判断する。すなわち、図１４の時刻ｔ7になったか否かを判断する。ステップＳ４でＮｏと判断された場合は、ステップＳ３に戻る。また、Ｙｅｓと判断された場合は、ステップＳ１に戻り、スイッチ３，４の切り替えを行う。すなわち、第１メインスイッチ３a及び第２補助スイッチ４bをオンし、第２メインスイッチ３b及び第１補助スイッチ４aをオフする。 In step S3, the switches 3 and 4 are switched. That is, the first main switch 3a and the second auxiliary switch 4b are turned off, and the second main switch 3b and the first auxiliary switch 4a are turned on. Thereafter, the process proceeds to step S4. Here, it is determined whether or not the first current I 1 and the second current I 2 are equal to each other. That is, it is determined whether or not the time t 7 in FIG. 14 has come. If it is determined No in step S4, the process returns to step S3. If YES is determined, the process returns to step S1 and the switches 3 and 4 are switched. That is, the first main switch 3a and the second auxiliary switch 4b are turned on, and the second main switch 3b and the first auxiliary switch 4a are turned off.

次に、本形態の作用効果について説明する。図１に示すごとく、本形態では、プッシュプル回路１１に、共振タンク回路１２を設けてある。
そのため、平滑コンデンサＣ1のリップル電流を低減することができる。すなわち、共振タンク回路１２を設けると、図１４に示すごとく、第１電流Ｉ1又は第２電流Ｉ2が負の値をとる期間（ｔ1〜ｔ2、ｔ4〜ｔ6、ｔ8〜ｔ1）が発生する。この期間は、例えば図１に示すごとく、補助コンデンサＣ2の放電により発生した電流（第２電流Ｉ2）が第２コイル部２１bを、端部２１２からセンタタップ２３へ向かって流れると共に、平滑コンデンサＣ1の放電により発生した電流（第１電流Ｉ1）が第１コイル部２１aを、センタタップ２３から端部２１１へ向かって流れる。そのため、補助コンデンサＣ2の放電により発生した電流と、平滑コンデンサＣ1の放電により発生した電流とが、両方とも一次コイル２１に流れるようになり、平滑コンデンサＣ1の負担を低減することができる。したがって、平滑コンデンサＣ1のリップル電流を低減できる。特にこの期間は、補助コンデンサＣ2の放電により発生した電流（図１では第２電流Ｉ2）が、平滑コンデンサＣ1を充電する向きに流れる。そのため、平滑コンデンサＣ1が大きく放電しにくくなり、平滑コンデンサＣ1のリップル電流を効果的に低減することができる。したがって、平滑コンデンサＣ1として、リップル電流耐量が小さいものを用いることができ、平滑コンデンサＣ1を小型化することが可能になる。 Next, the effect of this form is demonstrated. As shown in FIG. 1, in this embodiment, the push-pull circuit 11 is provided with a resonant tank circuit 12.
Therefore, it is possible to reduce the ripple current of the smoothing capacitor C 1. That is, when the resonant tank circuit 12 is provided, as shown in FIG. 14, the period during which the first current I 1 or the second current I 2 takes a negative value (t 1 to t 2 , t 4 to t 6 , t 8 to t 1 ) occurs. During this period, for example, as shown in FIG. 1, the current (second current I 2 ) generated by the discharge of the auxiliary capacitor C 2 flows through the second coil portion 21 b from the end portion 212 toward the center tap 23, and A current (first current I 1 ) generated by the discharge of the smoothing capacitor C 1 flows through the first coil portion 21 a from the center tap 23 toward the end portion 211. Therefore, the current generated by the discharge of the auxiliary capacitor C 2 and the current generated by the discharge of the smoothing capacitor C 1 both flow to the primary coil 21, and the burden on the smoothing capacitor C 1 can be reduced. . Therefore, it is possible to reduce the ripple current of the smoothing capacitor C 1. In particular, during this period, a current (second current I 2 in FIG. 1) generated by the discharge of the auxiliary capacitor C 2 flows in a direction to charge the smoothing capacitor C 1 . For this reason, the smoothing capacitor C 1 becomes large and difficult to discharge, and the ripple current of the smoothing capacitor C 1 can be effectively reduced. Therefore, the smoothing capacitor C 1 having a small withstand ripple current can be used, and the smoothing capacitor C 1 can be downsized.

ここで仮に、図４６、図４７に示すごとく、プッシュプル回路１１に共振タンク回路１２を設けず、メインスイッチ３a，３bを交互にオンオフすることにより、トランス２の一次コイル２１に電流Ｉ1，Ｉ2を流したとすると、平滑コンデンサＣ1のリップル電流が大きくなってしまう。すなわち、このように構成すると、例えば図４６に示すごとく、第１メインスイッチ３aをオンしたときに、平滑コンデンサＣ1から第１コイル部２１aに第１電流Ｉ1が流れ、図４７に示すごとく、第２メインスイッチ３bをオンしたときに、平滑コンデンサＣ1から第２コイル部２１bに第２電流Ｉ2が流れることになる。そのため、平滑コンデンサＣ1を補助するコンデンサが存在せず、平滑コンデンサＣ1の負担が大きくなる。したがって、平滑コンデンサＣ1のリップル電流が増加しやすくなる。そのため、平滑コンデンサＣ1として、大きなリップル電流を流すことが可能であるが、必要以上に静電容量の大きなものを使用する必要が生じ、平滑コンデンサＣ1のサイズが大型化しやすくなる。
これに対して、本形態のように、プッシュプル回路１１に共振タンク回路１２を設ければ、図１に示すごとく、補助コンデンサＣ2の放電により発生した電流と、平滑コンデンサＣ1の放電により発生した電流とが、両方とも一次コイル２１に流れる期間が生じる。そのため、平滑コンデンサＣ1の負担を低減でき、平滑コンデンサＣ1のリップル電流を低減できる。したがって、平滑コンデンサＣ1として、リップル電流容量が小さいものを使用することができ、平滑コンデンサＣ1を小型化することができる。 Here, as shown in FIGS. 46 and 47, the resonance tank circuit 12 is not provided in the push-pull circuit 11 and the main switches 3 a and 3 b are alternately turned on and off, whereby the current I is supplied to the primary coil 21 of the transformer 2. If 1 and I 2 are passed, the ripple current of the smoothing capacitor C 1 will increase. That is, according to this structure, for example, as shown in FIG. 46, when the turning on the first main switch 3 a, the first current I 1 flows from the smoothing capacitor C 1 to the first coil portion 21 a, FIG. 47 As shown, the second current I 2 flows from the smoothing capacitor C 1 to the second coil portion 21 b when the second main switch 3 b is turned on. Therefore, there is no capacitor to assist the smoothing capacitor C 1, the burden of the smoothing capacitor C 1 increases. Therefore, the ripple current of the smoothing capacitor C 1 tends to increase. Therefore, a large ripple current can be passed as the smoothing capacitor C 1 , but it is necessary to use a capacitor having a larger capacitance than necessary, and the size of the smoothing capacitor C 1 is easily increased.
On the other hand, if the resonant tank circuit 12 is provided in the push-pull circuit 11 as in this embodiment, the current generated by the discharge of the auxiliary capacitor C 2 and the discharge of the smoothing capacitor C 1 as shown in FIG. A period in which the generated current flows in the primary coil 21 occurs. Therefore, it is possible to reduce the burden of the smoothing capacitor C 1, thereby reducing the ripple current of the smoothing capacitor C 1. Therefore, a smoothing capacitor C 1 having a small ripple current capacity can be used, and the smoothing capacitor C 1 can be downsized.

また、本形態では、第１電流Ｉ1と第２電流Ｉ2とが互いに等しくなったときにスイッチ３，４を切り替えている。
そのため、出力電流ＩOが０になったとき（図１４参照）にスイッチ３，４を切り替えることができる。したがって、出力電流ＩOとスイッチ３，４を同期させることができ、出力電流ＩOを効率的に共振させることができる。そのため、図１５に示すごとく、共振インバータ１を共振点付近で動作させることができ、出力電力を高めることができる。 In this embodiment, the switches 3 and 4 are switched when the first current I 1 and the second current I 2 become equal to each other.
Therefore, the switches 3 and 4 can be switched when the output current IO becomes 0 (see FIG. 14). Therefore, the output current IO can be synchronized with the switches 3 and 4, and the output current IO can be efficiently resonated. Therefore, as shown in FIG. 15, the resonant inverter 1 can be operated near the resonance point, and the output power can be increased.

また、図１に示すごとく、本形態の負荷Ｃ3は、一対の電極８１，８２を備える。負荷Ｃ3は、高い電圧を加えたときに、一対の電極８１，８２間に放電が発生するよう構成されている。
そのため、この放電を利用して、オゾンを発生させることができる。本形態の共振インバータ１は、出力電流ＩOを効率的に共振できるため、負荷Ｃ3（すなわち放電リアクタ）からオゾンを効率的に発生させることができる。 Further, as shown in FIG. 1, the load C 3 of this embodiment includes a pair of electrodes 81 and 82. The load C 3 is configured to generate a discharge between the pair of electrodes 81 and 82 when a high voltage is applied.
Therefore, ozone can be generated using this discharge. Since the resonant inverter 1 of this embodiment can efficiently resonate the output current I O , ozone can be efficiently generated from the load C 3 (that is, the discharge reactor).

以上のごとく、本形態によれば、平滑コンデンサのリップル電流を低減できる共振インバータを提供することができる。   As described above, according to this embodiment, it is possible to provide a resonant inverter that can reduce the ripple current of the smoothing capacitor.

なお、本形態では、第１メインスイッチ３aと第２補助スイッチ４bとを両方ともオンする期間（第１期間）と、第２メインスイッチ３bと第１補助スイッチ４aとを両方ともオンする期間（第２期間）とを交互に切り替えているが、本発明はこれに限るものではない。すなわち、第１メインスイッチ３aと第１補助スイッチ４aとが同時にオンしたり、第２メインスイッチ３bと第２補助スイッチ４bとが同時にオンしたりすることが無い限り、他のスイッチングパターンを採用してもよい。 In this embodiment, both the first main switch 3 a and the second auxiliary switch 4 b are turned on (first period), and both the second main switch 3 b and the first auxiliary switch 4 a are both turned on. Although the ON period (second period) is alternately switched, the present invention is not limited to this. That is, as long as the first main switch 3a and the first auxiliary switch 4a are not turned on at the same time, or the second main switch 3b and the second auxiliary switch 4b are not turned on at the same time, other switching is performed. A pattern may be adopted.

以下の実施形態においては、図面に用いた符号のうち、実施形態１において用いた符号と同一のものは、特に示さない限り、実施形態１と同様の構成要素等を表す。   In the following embodiments, the same reference numerals used in the drawings among the reference numerals used in the drawings represent the same constituent elements as those in the first embodiment unless otherwise indicated.

（実施形態２）
本形態は、制御部５の構成を変更した例である。図２３に示すごとく、本形態の共振インバータ１は、二次コイル２２から出力される出力電力Ｐを検出する電力検出部８０を備える。電力検出部８０は、直流電源１０の電圧Ｖを測定する電圧センサ８Vと、直流電源１０の電流Ｉを測定する電流センサ８Aとからなる。また、制御部５は、掛算器５１と、周波数制御部５２と、ＰＷＭ発生部５４とを備える。制御部５は、スイッチ３，４の駆動周波数ｆを制御することにより、二次コイル２２から出力される出力電力Ｐを制御するよう構成されている。 (Embodiment 2)
This embodiment is an example in which the configuration of the control unit 5 is changed. As shown in FIG. 23, the resonant inverter 1 of this embodiment includes a power detection unit 80 that detects the output power P output from the secondary coil 22. The power detection unit 80 includes a voltage sensor 8 V that measures the voltage V of the DC power supply 10 and a current sensor 8 A that measures the current I of the DC power supply 10. The control unit 5 includes a multiplier 51, a frequency control unit 52, and a PWM generation unit 54. The controller 5 is configured to control the output power P output from the secondary coil 22 by controlling the drive frequency f of the switches 3 and 4.

電圧Ｖと電流Ｉの測定値は、掛算器５１に入力される。掛算器５１は、これらの測定値を乗じて入力電力ＰIを算出する。入力電力ＰIは、出力電力Ｐと略等しい。算出した入力電力ＰI（すなわち、出力電力Ｐ）は、周波数制御部５２に入力される。また、周波数制御部５２には、外部のＥＣＵから、出力電力Ｐの目標値（出力目標値Ｐ*）が入力される。周波数制御部５２は、出力電力Ｐが出力目標値Ｐ*に近づくように、周波数ｆを制御する。 The measured values of voltage V and current I are input to multiplier 51. Multiplier 51 calculates the input power P I by multiplying these measurements. The input power P I is substantially equal to the output power P. The calculated input power P I (that is, output power P) is input to the frequency control unit 52. Further, the target value (output target value P * ) of the output power P is input to the frequency control unit 52 from an external ECU. The frequency control unit 52 controls the frequency f so that the output power P approaches the output target value P * .

図２１に示すごとく、出力電力Ｐは、二次コイル２２と負荷Ｃ3との共振周波数ｆoにおいて、最大値となる。本形態では、スイッチ３，４を共振周波数ｆoで駆動させるのではなく、共振周波数ｆoからずれた駆動周波数ｆでスイッチ３，４をオンオフ動作させる。これにより、出力電力Ｐを調整し、負荷Ｃ3（放電リアクタ）から発生するオゾンの量を調整している。 As shown in FIG. 21, the output power P has a maximum value at the resonance frequency f o between the secondary coil 22 and the load C 3 . In this embodiment, instead of driving the switches 3 and 4 at the resonant frequency f o, the switches 3 and 4 is turned on and off at the drive frequency f shifted from the resonance frequency f o. Thereby, the output power P is adjusted, and the amount of ozone generated from the load C 3 (discharge reactor) is adjusted.

図２２に、本形態における制御部５のフローチャートを示す。制御部５は、まずステップＳ１１を行う。ここでは、上記出力目標値Ｐ*が変更されたか否かを判断する。例えばオゾンの発生量が多すぎた場合、ＥＣＵは出力目標値Ｐ*を低くして、オゾン発生量を低減させる。逆に、オゾンの発生量が少ない場合、ＥＣＵは出力電力Ｐを高くして、オゾン発生量を上昇させる。制御部５は、出力目標値Ｐ*が変動した場合、ステップＳ１１においてＹｅｓと判断し、ステップＳ１２を行う。 In FIG. 22, the flowchart of the control part 5 in this form is shown. The controller 5 first performs step S11. Here, it is determined whether or not the output target value P * has been changed. For example, if the amount of ozone generated is too large, the ECU decreases the output target value P * to reduce the amount of ozone generated. Conversely, when the amount of ozone generated is small, the ECU increases the output power P to increase the amount of ozone generated. When the output target value P * fluctuates, the control unit 5 determines Yes in step S11 and performs step S12.

ステップＳ１２では、スイッチ３，４の駆動周波数ｆを変更する。例えば、図２１に示すグラフを予め記憶しておき、このグラフから、出力目標値Ｐ*に相当する駆動周波数ｆを算出する。そして、この駆動周波数ｆでスイッチ３，４を動作させる。 In step S12, the drive frequency f of the switches 3 and 4 is changed. For example, the graph shown in FIG. 21 is stored in advance, and the drive frequency f corresponding to the output target value P * is calculated from this graph. Then, the switches 3 and 4 are operated at this drive frequency f.

本形態の作用効果について説明する。図２３に示すごとく、本形態の共振インバータ１は、電力検出部８０を備える。
そのため、出力電力Ｐを測定することができ、制御部５によって、出力電力Ｐを監視することができる。 The effect of this form is demonstrated. As shown in FIG. 23, the resonant inverter 1 of this embodiment includes a power detection unit 80.
Therefore, the output power P can be measured, and the output power P can be monitored by the control unit 5.

また、本形態の制御部５は、スイッチ３，４の駆動周波数ｆを制御することにより、出力電力Ｐを制御するよう構成されている。
そのため、出力電力Ｐを正確に制御することができる。したがって、例えば負荷Ｃ3を放電リアクタとした場合、負荷Ｃ3から発生するオゾンの量を調整することができる。
その他、実施形態１と同様の構成および作用効果を備える。 Further, the control unit 5 of this embodiment is configured to control the output power P by controlling the drive frequency f of the switches 3 and 4.
Therefore, the output power P can be accurately controlled. Therefore, for example, when the load C 3 is a discharge reactor, the amount of ozone generated from the load C 3 can be adjusted.
In addition, the same configuration and operational effects as those of the first embodiment are provided.

（実施形態３）
本形態は、出力電力Ｐの調整方法を変更した例である。本形態の制御部５は、スイッチ３，４のデューティＤを制御することにより、出力電力Ｐを制御するよう構成されている。図２４に示すごとく、デューティＤは、下記のように表すことができる。
Ｄ＝Ｔ1／（Ｔ1＋ＴOFF）＝Ｔ2／（Ｔ2＋ＴOFF）
Ｔ１は上記第１期間、Ｔ２は第２期間、ＴOFFは、全てのスイッチ３，４がオフする期間である。図２４では、時刻ｔsまではデューティＤを高くし、時刻ｔs以降はデューティＤを低くしている。 (Embodiment 3)
This embodiment is an example in which the adjustment method of the output power P is changed. The control unit 5 of this embodiment is configured to control the output power P by controlling the duty D of the switches 3 and 4. As shown in FIG. 24, the duty D can be expressed as follows.
D = T 1 / (T 1 + T OFF ) = T 2 / (T 2 + T OFF )
T 1 is the first period, T 2 is the second period, and T OFF is a period in which all the switches 3 and 4 are turned off. In Figure 24, until the time t s to increase the duty D, after the time t s is reduced duty D.

図２６に示すごとく、本形態の共振インバータ１は、実施形態２と同様に、電力検出部８０を備える。また、制御部５は、掛算器５１と、デューティ制御部５６と、ＰＷＭ発生部５４とを備える。掛算器５１は、直流電源１０の電圧Ｖと電流Ｉの測定値を乗じて入力電力ＰI（すなわち出力電力Ｐ）を算出する。算出した出力電力Ｐは、デューティ制御部５６に入力される。また、デューティ制御部５６には、外部のＥＣＵから出力目標値Ｐ*が入力される。デューティ制御部５６は、出力電力Ｐが出力目標値Ｐ*に近づくように、デューティＤを制御する。例えば、出力電力Ｐを増加させる場合は、デューティＤを高くし、出力電力Ｐを低下させる場合は、デューティＤを低減させる。 As shown in FIG. 26, the resonant inverter 1 of this embodiment includes a power detection unit 80 as in the second embodiment. The control unit 5 includes a multiplier 51, a duty control unit 56, and a PWM generation unit 54. Multiplier 51 multiplies the measured value of voltage V and current I of DC power supply 10 to calculate input power P I (ie, output power P). The calculated output power P is input to the duty control unit 56. Further, output target value P * is input to duty control unit 56 from an external ECU. The duty control unit 56 controls the duty D so that the output power P approaches the output target value P * . For example, when the output power P is increased, the duty D is increased, and when the output power P is decreased, the duty D is decreased.

図２５に、本形態における制御部５のフローチャートを示す。同図に示すごとく、制御部５は、まずステップＳ２１を行う。ここでは、実施形態２と同様に、出力目標値Ｐ*の変更指示があったか否かを判断する。ここでＹｅｓと判断した場合は、ステップＳ２２に移る。ステップＳ２２では、スイッチ３，４のデューティＤを変更する。これにより、出力電力Ｐを変更する。 FIG. 25 shows a flowchart of the control unit 5 in this embodiment. As shown in the figure, the controller 5 first performs step S21. Here, as in the second embodiment, it is determined whether or not there is an instruction to change the output target value P * . If it is determined YES, the process proceeds to step S22. In step S22, the duty D of the switches 3 and 4 is changed. Thereby, the output power P is changed.

本形態の作用効果について説明する。本形態においても、実施形態２と同様に、出力電力Ｐを制御することができる。そのため、例えば負荷Ｃ3を放電リアクタとした場合、この負荷Ｃ3から発生するオゾンの量を調整することができる。
その他、実施形態１と同様の構成および作用効果を備える。 The effect of this form is demonstrated. Also in this embodiment, the output power P can be controlled as in the second embodiment. Therefore, for example, when the load C 3 is a discharge reactor, the amount of ozone generated from the load C 3 can be adjusted.
In addition, the same configuration and operational effects as those of the first embodiment are provided.

（実施形態４）
本形態は、出力電力Ｐの制御方法を変更した例である。本形態の制御部５は、図２７に示すごとく、スイッチ３，４をオンオフ動作させる駆動期間ＴDRIVEと、スイッチ３，４をオンオフ動作させない停止期間ＴSTOPとを切り替えるよう構成されている。また、制御部５は、下記式によって表される間欠率Ｂを制御することにより、出力電力Ｐを制御するよう構成されている。
Ｂ＝ＴDRIVE／（ＴDRIVE＋ＴSTOP） (Embodiment 4)
This embodiment is an example in which the method for controlling the output power P is changed. As shown in FIG. 27, the control unit 5 of this embodiment is configured to switch between a drive period T DRIVE in which the switches 3 and 4 are turned on and off and a stop period T STOP in which the switches 3 and 4 are not turned on and off. The control unit 5 is configured to control the output power P by controlling the intermittent rate B expressed by the following equation.
B = T DRIVE / (T DRIVE + T STOP )

図２９に示すごとく、本形態の共振インバータ１は、実施形態２と同様に、電力検出部８０を備える。また、制御部５は、掛算器５１と、バースト制御部５５と、ＰＷＭ発生部５４とを備える。掛算器５１は、直流電源１０の電圧Ｖと電流Ｉを乗じて入力電力ＰI（すなわち出力電力Ｐ）を算出する。バースト制御部５５には、出力電力Ｐと、出力目標値Ｐ*とが入力される。バースト制御部５５は、出力電力Ｐが出力目標値Ｐ*に近づくように、間欠率Ｂを制御する。例えば、出力電力Ｐを高くする場合は、間欠率Ｂを高くし、出力電力Ｐを低減する場合は、間欠率Ｂを低減させる。 As shown in FIG. 29, the resonant inverter 1 of the present embodiment includes a power detection unit 80 as in the second embodiment. The control unit 5 includes a multiplier 51, a burst control unit 55, and a PWM generation unit 54. Multiplier 51 multiplies voltage V and current I of DC power supply 10 to calculate input power P I (ie, output power P). The burst control unit 55 receives the output power P and the output target value P * . The burst control unit 55 controls the intermittent rate B so that the output power P approaches the output target value P * . For example, when the output power P is increased, the intermittent rate B is increased, and when the output power P is decreased, the intermittent rate B is decreased.

図２８に、本形態における制御部５のフローチャートを示す。同図に示すごとく、制御部５は、まずステップＳ３１を行う。ここでは、実施形態２と同様に、出力目標値Ｐ*が変動したか否かを判断する。ここでＹｅｓと判断した場合は、ステップＳ３２に移る。ステップＳ３２では、スイッチ３，４の間欠率Ｂを変更する。これにより、出力電力Ｐを変更する。 FIG. 28 shows a flowchart of the control unit 5 in this embodiment. As shown in the figure, the controller 5 first performs step S31. Here, as in the second embodiment, it is determined whether or not the output target value P * has fluctuated. If it is determined YES, the process proceeds to step S32. In step S32, the intermittent rate B of the switches 3 and 4 is changed. Thereby, the output power P is changed.

本形態の作用効果について説明する。本形態においても、実施形態２と同様に、出力電力Ｐを制御することができる。そのため、例えば負荷Ｃ3を放電リアクタとした場合、この負荷Ｃ3から発生するオゾンの量を調整することができる。
その他、実施形態１と同様の構成および作用効果を備える。 The effect of this form is demonstrated. Also in this embodiment, the output power P can be controlled as in the second embodiment. Therefore, for example, when the load C 3 is a discharge reactor, the amount of ozone generated from the load C 3 can be adjusted.
In addition, the same configuration and operational effects as those of the first embodiment are provided.

（実施形態５）
本形態は、出力電力Ｐの調整方法を変更した例である。図３０に示すごとく、本形態の共振インバータ１は、ＤＣＤＣコンバータ７を備える。ＤＣＤＣコンバータ７は、直流電源１０の電圧Ｖを変圧して平滑コンデンサＣ1に加える。制御部５は、ＤＣＤＣコンバータ７の出力電圧ＶDCDCを制御することにより、出力電力Ｐを制御するよう構成されている。 (Embodiment 5)
This embodiment is an example in which the adjustment method of the output power P is changed. As shown in FIG. 30, the resonant inverter 1 of this embodiment includes a DCDC converter 7. DCDC converter 7 is added to the smoothing capacitor C 1 and transforms the voltage V of the DC power supply 10. The control unit 5 is configured to control the output power P by controlling the output voltage V DCDC of the DCDC converter 7.

また、本形態の共振インバータ１は、実施形態２と同様に、電力検出部８０を備える。制御部５は、掛算器５１と、電圧制御部５７と、ＰＷＭ発生部５４とを備える。電圧制御部５７には、出力電力Ｐの算出値と、出力目標値Ｐ*とが入力される。電圧制御部５７は、出力電力Ｐが出力目標値Ｐ*に近づくように、ＤＣＤＣコンバータ７の出力電圧ＶDCDCを制御する。電圧制御部５７は、例えば、出力電力Ｐを増加するときは、ＤＣＤＣコンバータ７の出力電圧ＶDCDCを上げ、出力電力Ｐを低減するときは、ＤＣＤＣコンバータの出力電力ＶDCDCを下げる。 Moreover, the resonant inverter 1 of this form is provided with the electric power detection part 80 similarly to Embodiment 2. FIG. The control unit 5 includes a multiplier 51, a voltage control unit 57, and a PWM generation unit 54. The voltage control unit 57 receives the calculated value of the output power P and the output target value P * . The voltage control unit 57 controls the output voltage V DCDC of the DCDC converter 7 so that the output power P approaches the output target value P * . For example, the voltage control unit 57 increases the output voltage V DCDC of the DCDC converter 7 when increasing the output power P, and decreases the output power V DCDC of the DCDC converter when decreasing the output power P.

図３１に、本形態における制御部５のフローチャートを示す。同図に示すごとく、制御部５は、まずステップＳ４１を行う。ここでは、実施形態２と同様に、出力目標値Ｐ*が変動したか否かを判断する。ここでＹｅｓと判断した場合は、ステップＳ４２に移る。ステップＳ４２では、ＤＣＤＣコンバータ７の出力電圧ＶDCDCを変更する。これにより、出力電力Ｐを変更する。 FIG. 31 shows a flowchart of the control unit 5 in this embodiment. As shown in the figure, the control unit 5 first performs step S41. Here, as in the second embodiment, it is determined whether or not the output target value P * has fluctuated. If it is determined YES, the process proceeds to step S42. In step S42, the output voltage V DCDC of the DCDC converter 7 is changed. Thereby, the output power P is changed.

本形態の作用効果について説明する。本形態においても、実施形態２と同様に、出力電力Ｐを制御することができる。そのため、例えば負荷Ｃ3を放電リアクタとした場合、この負荷Ｃ3から発生するオゾンの量を調整することができる。
その他、実施形態１と同様の構成および作用効果を備える。 The effect of this form is demonstrated. Also in this embodiment, the output power P can be controlled as in the second embodiment. Therefore, for example, when the load C 3 is a discharge reactor, the amount of ozone generated from the load C 3 can be adjusted.
In addition, the same configuration and operational effects as those of the first embodiment are provided.

（実施形態６）
本形態は、二次コイル２２に調整用コイル８９を接続した例である。本形態では、図３２に示すごとく、二次コイル２２に直列に、出力電流ＩOの共振周波数ｆoを調整するための調整用コイル８９を接続してある。このようにすると、二次コイル２２と調整用コイル８９の合計のインダクタンスＬを大きくすることができる。そのため、出力電流ＩOの共振周波数ｆo（＝１／２π√ＬＣ）を小さくすることができる。したがって、スイッチ３，４の駆動周波数ｆを充分に高くすることができない場合でも、出力電流ＩOを効率的に共振させることができ、高い出力電力Ｐを得ることができる。
その他、実施形態１と同様の構成要素および作用効果を備える。 (Embodiment 6)
In the present embodiment, an adjustment coil 89 is connected to the secondary coil 22. In this embodiment, as shown in FIG. 32, an adjustment coil 89 for adjusting the resonance frequency f o of the output current I O is connected in series with the secondary coil 22. In this way, the total inductance L of the secondary coil 22 and the adjustment coil 89 can be increased. Therefore, it is possible to reduce the output current I O of the resonance frequency f o (= 1 / 2π√LC) . Therefore, even when the drive frequency f of the switches 3 and 4 cannot be made sufficiently high, the output current IO can be efficiently resonated and a high output power P can be obtained.
In addition, the same components and operational effects as those of the first embodiment are provided.

なお、本形態では、調整用コイル８９を二次コイル２２に直列に接続したが、本発明はこれに限るものではない。すなわち、図３３に示すごとく、調整用コイル８９を二次コイル２２に並列に接続してもよい。このようにすると、共振周波数を任意に調整することが可能になる。   In this embodiment, the adjustment coil 89 is connected to the secondary coil 22 in series, but the present invention is not limited to this. That is, as shown in FIG. 33, the adjustment coil 89 may be connected to the secondary coil 22 in parallel. In this way, it is possible to arbitrarily adjust the resonance frequency.

（実施形態７）
本形態は、共振インバータ１の回路構成を変更した例である。図３４に示すごとく、本形態の共振インバータ１は、２個のトランス２（２A，２B）を備える。また、共振インバータ１は、第１メインスイッチ３aと第２メインスイッチ３bと第１補助スイッチ４aと第２補助スイッチ４bとの４個の上記スイッチからなるブリッジ回路６（６A，６B）を２個備える。２個のブリッジ回路６A，６Bは互いに並列に接続されている。また、２個のトランス２A，２Bのセンタタップ２３は互いに接続され、個々のトランス２の二次コイル２２は直列に接続されている。個々のトランス２の一次コイル２１はそれぞれ別のブリッジ回路６に接続している。制御部５は、２個のブリッジ回路６にそれぞれ含まれるスイッチ３，４のオンオフ動作を制御することにより、二次コイル２２の出力電流ＩOを共振させるよう構成されている。 (Embodiment 7)
This embodiment is an example in which the circuit configuration of the resonant inverter 1 is changed. As shown in FIG. 34, the resonant inverter 1 of this embodiment includes two transformers 2 (2 A and 2 B ). The resonant inverter 1 includes a bridge circuit 6 (6 A , 6A, 4B ) composed of four switches: a first main switch 3a, a second main switch 3b , a first auxiliary switch 4a, and a second auxiliary switch 4b . Two 6 B ) are provided. The two bridge circuits 6 A and 6 B are connected in parallel to each other. The center taps 23 of the two transformers 2 A and 2 B are connected to each other, and the secondary coils 22 of the individual transformers 2 are connected in series. The primary coils 21 of the individual transformers 2 are connected to different bridge circuits 6, respectively. The control unit 5 is configured to resonate the output current I O of the secondary coil 22 by controlling the on / off operation of the switches 3 and 4 included in the two bridge circuits 6 respectively.

本形態の共振インバータ１は、上記ブリッジ回路６として、第１ブリッジ回路６Aと第２ブリッジ回路６Bとを備える。また、トランス２として、第１トランス２Aと第２トランス２Bとを備える。これらのトランス２A，２Bのコアは別体にされている。第１トランス２Aの一次コイル２１Aは、第１ブリッジ回路６Aに接続している。すなわち、第１トランス２Aの第１コイル部２１aAは、第１ブリッジ回路６Aの、第１メインスイッチ３aAと第１補助スイッチ４aAとの間に接続している。また、第１トランス２Aの第２コイル部２１bAは、第１ブリッジ回路６Aの、第２メインスイッチ３bAと第２補助スイッチ４bAとの間に接続している。同様に、第２トランス２Bの第１コイル部２１aBは、第２ブリッジ回路６Bの、第１メインスイッチ３aBと第１補助スイッチ４aBとの間に接続している。また、第２トランス２Bの第２コイル部２１bBは、第２ブリッジ回路６Bの、第２メインスイッチ３bBと第２補助スイッチ４bBとの間に接続している。 The resonant inverter 1 of the present embodiment includes a first bridge circuit 6 A and a second bridge circuit 6 B as the bridge circuit 6. The transformer 2 includes a first transformer 2 A and a second transformer 2 B. The cores of these transformers 2 A and 2 B are separated. The primary coil 21 A of the first transformer 2 A is connected to the first bridge circuit 6 A. That is, the first coil portion 21 aA of the first transformer 2 A is connected between the first main switch 3 aA and the first auxiliary switch 4 aA of the first bridge circuit 6 A. The second coil portion 21 bA of the first transformer 2 A is connected between the second main switch 3 bA and the second auxiliary switch 4 bA of the first bridge circuit 6 A. Similarly, the first coil portion 21 aB of the second transformer 2 B is connected between the first main switch 3 aB and the first auxiliary switch 4 aB of the second bridge circuit 6 B. The second coil portion 21 bB of the second transformer 2 B is connected between the second main switch 3 bB and the second auxiliary switch 4 bB of the second bridge circuit 6 B.

制御部５は、２個のブリッジ回路６A，６Bにそれぞれ含まれるスイッチ３，４のオンオフ動作を制御する。これにより、出力電流ＩOを共振させている。制御部５は、実施形態１と同様に、第１メインスイッチ３aと第２補助スイッチ４bとをオンする第１期間Ｔ1と、第２メインスイッチ３bと第１補助スイッチ４aとをオンする第２期間Ｔ2とを交互に切り替える。 The control unit 5 controls the on / off operation of the switches 3 and 4 included in the two bridge circuits 6 A and 6 B , respectively. This resonates the output current IO . As in the first embodiment, the control unit 5 includes a first period T 1 during which the first main switch 3 a and the second auxiliary switch 4 b are turned on, the second main switch 3 b and the first auxiliary switch 4 a switch to alternately and the second period T 2 to turn on the.

本形態では、個々のスイッチ３，４の電流量は、実施形態１の１／２になっている。また、個々の一次コイル２１A，２１Bの巻数は、実施形態１と同一であり、個々の二次コイル２２A，２２Bの巻数は、実施形態１の１／２である。 In this embodiment, the current amount of each of the switches 3 and 4 is ½ that of the first embodiment. Further, the number of turns of the individual primary coils 21 A and 21 B is the same as that of the first embodiment, and the number of turns of the individual secondary coils 22 A and 22 B is ½ of that of the first embodiment.

本形態の制御部５は、第１ブリッジ回路６Aに含まれるスイッチ３，４と、第２ブリッジ回路６Bに含まれるスイッチ３，４との位相差φを制御することにより、二次コイル２２から出力される出力電力Ｐを制御するよう構成されている。例えば、図３５に示すごとく、出力電力Ｐを高くする場合は、第１ブリッジ回路６Aのスイッチ３，４をオンする期間（図３５では第１期間Ｔ1）と、第２ブリッジ回路６Bのスイッチ３，４をオンする期間との位相差φを０°にする。このようにすると、第１トランス２Aの一次電流ｉ1Aと、第２トランス２Bの一次電流ｉ1Bとの位相差φが０°になり、高い出力電流ＩOが発生する。そのため、出力電力Ｐを高くすることができる。 The control unit 5 of the present embodiment controls the phase difference φ between the switches 3 and 4 included in the first bridge circuit 6 A and the switches 3 and 4 included in the second bridge circuit 6 B , so that the secondary coil 22 is configured to control the output power P output from 22. For example, as shown in FIG. 35, when the output power P is increased, the period when the switches 3 and 4 of the first bridge circuit 6 A are turned on (the first period T 1 in FIG. 35) and the second bridge circuit 6 B. The phase difference φ with the period during which the switches 3 and 4 are turned on is set to 0 °. In this way, the phase difference φ between the primary current i 1A of the first transformer 2 A and the primary current i 1B of the second transformer 2 B becomes 0 °, and a high output current I O is generated. Therefore, the output power P can be increased.

また、出力電力Ｐを低くする場合は、図３６に示すごとく、第１ブリッジ回路６Aのスイッチ３，４をオンする期間と、第２ブリッジ回路６Bのスイッチ３，４をオンする期間との位相差φを大きくする。このようにすると、第１トランス２Aの一次電流ｉ1Aと、第２トランス２Bの一次電流ｉ1Bとの位相差φが大きくなり、出力電流ＩOが低減する。そのため、出力電力Ｐを低減することができる。 In the case of low output power P is, as shown in FIG. 36, a period for turning on the switches 3 and 4 of the first bridge circuit 6 A, a period for turning on the second bridge circuit 6 B of the switches 3 and 4 The phase difference φ is increased. In this way, the phase difference φ between the primary current i 1A of the first transformer 2 A and the primary current i 1B of the second transformer 2 B increases, and the output current I O decreases. Therefore, the output power P can be reduced.

次に、制御部５のフローチャートについて説明する。図３７に示すごとく、制御部５は、先ずステップＳ５１を行う。ここでは、出力目標値Ｐ*が変動したか否かを判断する。ここでＹｅｓと判断した場合は、ステップＳ５２に移る。そして、出力電力Ｐが出力目標値Ｐ*に近づくように、位相差φを制御する。 Next, a flowchart of the control unit 5 will be described. As shown in FIG. 37, the control unit 5 first performs step S51. Here, it is determined whether or not the output target value P * has fluctuated. If it is determined YES, the process proceeds to step S52. Then, the phase difference φ is controlled so that the output power P approaches the output target value P * .

次に、本形態の作用効果について説明する。本形態の共振インバータ１は、２個のトランス２A，２Bと、２個のブリッジ回路６A，６Bとを備える。
このようにすると、個々のトランス２の、二次コイル２２の巻数を半分にすることができる。したがって、各トランス２の、二次コイル２２の巻回軸方向における長さを短くすることができ、個々のトランス２を低背化することができる。そのため、共振インバータ１を小型化しやすくなる。 Next, the effect of this form is demonstrated. The resonant inverter 1 of this embodiment includes two transformers 2 A and 2 B and two bridge circuits 6 A and 6 B.
In this way, the number of turns of the secondary coil 22 of each transformer 2 can be halved. Therefore, the length of each transformer 2 in the winding axis direction of the secondary coil 22 can be shortened, and the individual transformer 2 can be reduced in height. Therefore, the resonant inverter 1 can be easily downsized.

また、本形態の制御部５は、第１ブリッジ回路６Aに含まれるスイッチ３，４と、第２ブリッジ回路６Bに含まれるスイッチ３，４との位相差φを制御する。これにより、出力電力Ｐを制御するよう構成されている。
このようにすると、平滑コンデンサＣ1のリップル電流を更に低減することができる。すなわち、ブリッジ回路６を１個のみ設け、スイッチ３，４のデューティＤを制御することにより、出力電力Ｐの制御をすることも可能であるが、この場合、デューティＤを低減したときに、リップル電流が若干増加する可能性が考えられる。
すなわち、図３８に示すごとく、例えば第２メインスイッチ３bと第１補助スイッチ４aとをオンすると、上記第１電流Ｉ1及び第２電流Ｉ2が流れる。これらの電流Ｉ1，Ｉ2は、平滑コンデンサＣ1を互いに逆向きに流れ、打ち消し合う。そのため、スイッチ３，４がオンしている時間は、平滑コンデンサＣ1に大きなリップル電流は発生しにくい。しかし、デューティＤが低減すると、全てのスイッチ３，４がオフになる時間が長くなり、リップル電流が若干、増加する可能性がある。
これを、図３９（図３８の等価回路図）を用いて、次のように説明することができる。すなわち、スイッチ３，４のデューティＤが大きい場合は、２つのメインスイッチ３a，３bのどちらかがオンしている時間が長い。この時間は、入力電圧Ｖと放電等価抵抗Ｒとによって決まる一定の入力電流Ｉinが流れる。そのため、大きなリップル電流は発生しにくい。しかし、デューティＤを低減すると、２つのメインスイッチ３a，３bが両方ともオフした時間が増加する。この時間は、トランス２の漏れインダクタンスＬ’と補助コンデンサＣ2との値に依存した傾きで入力電流Ｉinが流れる。そのため、入力電流Ｉinが脈動しやすくなり、リップル電流が若干、増加する可能性が考えられる。
これに対して、本形態のように２個のブリッジ回路６A，６Bを設け、これらのブリッジ回路６A，６Bの位相差φを調整すれば、デューティＤを高くしたまま、出力電力Ｐを制御することができる。したがって、平滑コンデンサＣ1のリップル電流をより低減でき、平滑コンデンサＣ1として、リップル耐量のより小さい、小型のコンデンサを用いることが可能になる。
その他、実施形態１と同様の構成および作用効果を備える。 The control unit 5 of this embodiment, the switch 3 and 4 included in the first bridge circuit 6 A, to control the phase difference φ between the switches 3 and 4 included in the second bridge circuit 6 B. Thus, the output power P is controlled.
In this way, it is possible to further reduce the ripple current of the smoothing capacitor C 1. That is, it is possible to control the output power P by providing only one bridge circuit 6 and controlling the duty D of the switches 3 and 4, but in this case, when the duty D is reduced, the ripple is reduced. There is a possibility that the current increases slightly.
That is, as shown in FIG. 38, for example, when the second main switch 3 b and the first auxiliary switch 4 a are turned on, the first current I 1 and the second current I 2 flow. These currents I 1 and I 2 flow through the smoothing capacitor C 1 in opposite directions and cancel each other. Therefore, a large ripple current hardly occurs in the smoothing capacitor C 1 during the time when the switches 3 and 4 are on. However, when the duty D decreases, the time during which all the switches 3 and 4 are turned off becomes longer, and the ripple current may increase slightly.
This can be explained as follows using FIG. 39 (an equivalent circuit diagram of FIG. 38). That is, when the duty D of the switches 3 and 4 is large, the time during which one of the two main switches 3 a and 3 b is on is long. This time, a constant input current I in flows determined by the input voltage V and the discharge equivalent resistance R. Therefore, a large ripple current is unlikely to occur. However, when the duty D is reduced, the time during which both of the two main switches 3 a and 3 b are turned off increases. During this time, the input current I in flows with a slope depending on the values of the leakage inductance L ′ of the transformer 2 and the auxiliary capacitor C 2 . Therefore, the input current I in is easily pulsating ripple current slightly, can increase can be considered.
On the other hand, if two bridge circuits 6 A and 6 B are provided as in the present embodiment and the phase difference φ between these bridge circuits 6 A and 6 B is adjusted, the output power can be maintained while the duty D is kept high. P can be controlled. Therefore, it is possible to further reduce the ripple current of the smoothing capacitor C 1, a smoothing capacitor C 1, a smaller ripple capability, it becomes possible to use a small capacitor.
In addition, the same configuration and operational effects as those of the first embodiment are provided.

なお、本形態では、トランス２とブリッジ回路６とをそれぞれ２個設けたが、本発明はこれに限るものではない。すなわち、トランス２及びブリッジ回路６をそれぞれ３個以上設け、個々のトランス２をそれぞれ別のブリッジ回路６に接続しても良い。   In this embodiment, two transformers 2 and two bridge circuits 6 are provided, but the present invention is not limited to this. That is, three or more transformers 2 and bridge circuits 6 may be provided, and each transformer 2 may be connected to another bridge circuit 6.

（実施形態８）
本形態は、制御部５による、出力電力Ｐの制御方法を変更した例である。図４０に示すごとく、本形態の共振インバータ１は、実施形態７と同様に、２個のトランス２と、２個のブリッジ回路６とを備える。また、本形態の共振インバータ１は、直流電源１０の電圧Ｖを測定する電圧センサ８Vと、電流Ｉを測定する電流センサ８Aとを備える。これら電圧センサ８Vと電流センサ８Aとによって、電力検出部８０を構成してある。また、制御部５は、掛算器５１と、周波数制御部５２と、位相制御部５３と、ＰＷＭ発生部５４とを備える。 (Embodiment 8)
In this embodiment, the control method of the output power P by the control unit 5 is changed. As shown in FIG. 40, the resonant inverter 1 of the present embodiment includes two transformers 2 and two bridge circuits 6 as in the seventh embodiment. The resonant inverter 1 of this embodiment includes a voltage sensor 8 V that measures the voltage V of the DC power supply 10 and a current sensor 8 A that measures the current I. These voltage sensor 8 V and current sensor 8 A constitute a power detection unit 80. The control unit 5 includes a multiplier 51, a frequency control unit 52, a phase control unit 53, and a PWM generation unit 54.

電圧センサ８Vによる電圧Ｖの測定値は、位相制御部５３に入力される。位相制御部５３は、電圧Ｖの測定値に基づいて、第１ブリッジ回路６Aと、第２ブリッジ回路６Bとの位相差φをフィードフォワード制御する。すなわち、本形態の直流電源１０は、共振インバータ１の他に、上記車両のエアコンやライト等の、複数の負荷に接続しており、これらの負荷の稼働状態によって、直流電源１０の電圧Ｖが急に変動することがある。この場合、制御部５による制御を行わないと、出力電力Ｐが急に変動してしまう。そのため制御部５は、電圧Ｖが変動した場合、位相差φをフィードフォワード制御し、出力電力Ｐを出力目標値Ｐ*に近づける。例えば、電圧Ｖが低下した場合、位相差φを０°に近づけ、出力電力Ｐを増加させる。また、電圧Ｖが上昇した場合、位相差φを大きくし、出力電力Ｐを低減させる。 The measured value of the voltage V by the voltage sensor 8 V is input to the phase control unit 53. The phase control unit 53 performs feedforward control on the phase difference φ between the first bridge circuit 6 A and the second bridge circuit 6 B based on the measured value of the voltage V. That is, the DC power supply 10 of this embodiment is connected to a plurality of loads such as the air conditioner and lights of the vehicle in addition to the resonant inverter 1, and the voltage V of the DC power supply 10 depends on the operating state of these loads. May fluctuate suddenly. In this case, if the control by the control unit 5 is not performed, the output power P will fluctuate suddenly. Therefore, when the voltage V fluctuates, the control unit 5 performs feedforward control on the phase difference φ, and brings the output power P close to the output target value P * . For example, when the voltage V decreases, the phase difference φ is brought close to 0 ° and the output power P is increased. When the voltage V rises, the phase difference φ is increased and the output power P is reduced.

また、電圧センサ８Vによる電圧Ｖの測定値と、電流センサ８Aによる電流Ｉの測定値とは、掛算器５１に入力される。掛算器５１は、これらの測定値を乗じて、入力電力ＰIを算出する。入力電力ＰIは、出力電力Ｐと略等しい。算出した入力電力ＰI（すなわち出力電力Ｐ）は、周波数制御部５２に入力される。また、周波数制御部５２には、外部のＥＣＵから、出力電力Ｐの目標値（出力目標値Ｐ*）が入力される。周波数制御部５２は、出力電力Ｐが出力目標値Ｐ*に近づくように、スイッチ３，４の駆動周波数ｆをフィードバック制御する。
このように、本形態の制御部５は、位相差φと駆動周波数ｆを制御することにより、出力電力Ｐを出力目標値Ｐ*に近づける制御を行っている。 The measured value of the voltage V by the voltage sensor 8 V and the measured value of the current I by the current sensor 8 A are input to the multiplier 51. Multiplier 51 multiplies these measurements to calculate the input power P I. The input power P I is substantially equal to the output power P. The calculated input power P I (that is, output power P) is input to the frequency control unit 52. Further, the target value (output target value P * ) of the output power P is input to the frequency control unit 52 from an external ECU. The frequency control unit 52 feedback-controls the drive frequency f of the switches 3 and 4 so that the output power P approaches the output target value P * .
As described above, the control unit 5 of the present embodiment controls the output power P to be close to the output target value P * by controlling the phase difference φ and the drive frequency f.

図４１に、駆動周波数ｆと、位相差φと、出力電力Ｐとの関係を三次元的に表したグラフを示す。同図に示すごとく、位相差φを一定の値に維持した状態で、駆動周波数ｆを共振周波数ｆoに近づけると、出力電力Ｐは増加する。また、駆動周波数ｆを一定の値に維持した状態で、位相差φを０°に近づけると、出力電力Ｐは増加し、位相差φを１８０°に近づけると、出力電力Ｐは低下する。 FIG. 41 shows a graph that three-dimensionally represents the relationship among the drive frequency f, the phase difference φ, and the output power P. As shown in the drawing, while maintaining the phase difference φ to a certain value, the closer the driving frequency f to the resonance frequency f o, the output power P increases. In addition, when the phase difference φ is brought close to 0 ° with the drive frequency f maintained at a constant value, the output power P increases, and when the phase difference φ approaches 180 °, the output power P decreases.

図４２に、駆動周波数ｆと出力電力Ｐとの関係を、直流電源１０の電圧Ｖごとに分けて描いたグラフを示す。同図に示すごとく、駆動周波数ｆが共振周波数ｆoに近づくほど、出力電力Ｐは増加する。また、直流電源１０の電圧Ｖが高いと出力電力Ｐは高くなり、電圧Ｖが低いと出力電力Ｐは低くなる。本形態では上述したように、電圧Ｖが急に変動した場合、位相差φのフィードフォワード制御と、駆動周波数ｆのフィードバック制御とを行って、出力電力Ｐを出力目標値Ｐ*に近づける。このようにすると、出力電力Ｐを出力目標値Ｐ*に、短時間で正確に近づけることができる。すなわち、フィードフォワード制御は高速で制御できる方法であるため、位相差φをフィードフォワード制御することにより、出力電力Ｐを短時間で、出力目標値Ｐ*に比較的近い値に近づけることができる。また、共振周波数ｆoは、トランス２のコイル２１，２２の漏れインダクタンスや、負荷Ｃ3の静電容量等によって大きく変動するため、製品ばらつきが大きい。しかしながら、本形態では周波数ｆをフィードバック制御するため、共振周波数ｆoが製品ごとに大きく異なっていても、出力電力Ｐを出力目標値Ｐ*に正確に近づけることができる。 FIG. 42 shows a graph in which the relationship between the drive frequency f and the output power P is drawn separately for each voltage V of the DC power supply 10. As shown in the figure, as the driving frequency f is closer to the resonance frequency f o, the output power P increases. Further, when the voltage V of the DC power supply 10 is high, the output power P is high, and when the voltage V is low, the output power P is low. In the present embodiment, as described above, when the voltage V suddenly fluctuates, the feedforward control of the phase difference φ and the feedback control of the drive frequency f are performed to bring the output power P closer to the output target value P * . In this way, the output power P can be brought close to the output target value P * accurately in a short time. That is, since the feedforward control is a method that can be controlled at high speed, the output power P can be brought close to the output target value P * in a short time by performing the feedforward control on the phase difference φ. Further, the resonance frequency f o is and leakage inductance of the coil 21 of the transformer 2, in order to vary greatly depending on the electrostatic capacity of the load C 3, a large product variation. However, since the frequency f is feedback-controlled in this embodiment, the output power P can be accurately approximated to the output target value P * even if the resonance frequency f o varies greatly from product to product.

次に、制御部５のフローチャートの説明をする。図４３に示すごとく、制御部５は、まずステップＳ６１を行う。ここでは、直流電源１０の電圧Ｖが変動したか否かを判断する。ここでＹｅｓと判断した場合は、ステップＳ６２に移る。ここでは、電圧Ｖに基づいて、位相差φをフィードフォワード制御する。その後、ステップＳ６３に移る。ここでは、出力電力Ｐが出力目標値Ｐ*に近づくように、駆動周波数ｆをフィードバック制御する。
その他、実施形態７と同様の構成および作用効果を備える。 Next, the flowchart of the control unit 5 will be described. As shown in FIG. 43, the controller 5 first performs step S61. Here, it is determined whether or not the voltage V of the DC power supply 10 has fluctuated. If it is determined YES, the process proceeds to step S62. Here, the phase difference φ is feedforward controlled based on the voltage V. Thereafter, the process proceeds to step S63. Here, the drive frequency f is feedback-controlled so that the output power P approaches the output target value P * .
In addition, the configuration and operational effects similar to those of the seventh embodiment are provided.

（実施形態９）
本形態は、制御部５による出力電力Ｐの制御方法を変更した例である。図４４に示すごとく、本形態の制御部５は、掛算器５１と、位相制御部５３と、ＰＷＭ発生部５４と、バースト制御部５５を備える。掛算器５１は、直流電源１０の電圧Ｖの測定値と、電流Ｉの測定値とを乗じ、入力電力ＰI（すなわち出力電力Ｐ）を算出する。算出された出力電力Ｐは、バースト制御部５５に入力される。また、バースト制御部５５には、外部のＥＣＵから、出力目標値Ｐ*が入力される。バースト制御部５５は、２個のブリッジ回路６A，６Bにそれぞれ含まれるスイッチ３，４の上記間欠率Ｂ（図２７参照）をフィードバック制御する。これにより、出力電力Ｐを出力目標値Ｐ*に近づける。 (Embodiment 9)
This embodiment is an example in which the control method of the output power P by the control unit 5 is changed. As shown in FIG. 44, the control unit 5 of this embodiment includes a multiplier 51, a phase control unit 53, a PWM generation unit 54, and a burst control unit 55. The multiplier 51 multiplies the measured value of the voltage V of the DC power supply 10 and the measured value of the current I to calculate the input power P I (that is, the output power P). The calculated output power P is input to the burst control unit 55. The burst control unit 55 receives an output target value P * from an external ECU. The burst control unit 55 performs feedback control on the intermittent rate B (see FIG. 27) of the switches 3 and 4 included in the two bridge circuits 6 A and 6 B , respectively. Thereby, the output power P is brought close to the output target value P * .

また、制御部５は、実施形態８と同様に、直流電源１０の電圧Ｖの測定値に基づいて、位相差φをフィードフォワード制御し、出力目標値Ｐを出力目標値Ｐ*に近づける。 Further, similarly to the eighth embodiment, the control unit 5 performs the feedforward control on the phase difference φ based on the measured value of the voltage V of the DC power supply 10 and brings the output target value P closer to the output target value P * .

次に、制御部５のフローチャートの説明をする。図４５に示すごとく、本形態の制御部５は、まずステップＳ７１を行う。ここでは、直流電源１０の電圧Ｖは変動したか否かを判断する。ここでＹｅｓと判断した場合は、ステップＳ７２に移る。ここでは、電圧Ｖの測定値に基づいて位相差φをフィードフォワード制御し、出力電力Ｐを出力目標値Ｐ*に近づける。この後、ステップＳ７３に移る。ここでは、間欠率Ｂをフィードバック制御し、出力電力Ｐを出力目標値Ｐ*に近づける。 Next, the flowchart of the control unit 5 will be described. As shown in FIG. 45, the control unit 5 of the present embodiment first performs step S71. Here, it is determined whether or not the voltage V of the DC power supply 10 has fluctuated. If it is determined YES, the process proceeds to step S72. Here, the phase difference φ is feedforward controlled based on the measured value of the voltage V, and the output power P is brought close to the output target value P * . Thereafter, the process proceeds to step S73. Here, the intermittent rate B is feedback-controlled so that the output power P approaches the output target value P * .

本形態の作用効果について説明する。本形態では、直流電源１０の電圧Ｖの測定値に基づいて位相差φをフィードフォワード制御すると共に、間欠率Ｂをフィードバック制御する。そのため、出力電力Ｐを出力目標値Ｐ*に、短時間で正確に近づけることができる。すなわち、フィードフォワード制御は高速で行える制御であるため、位相差φのフィードフォワード制御を行うことにより、出力電力Ｐを短時間で、出力目標値Ｐ*に比較的近い値に近づけることができる。また、間欠率Ｂのフィードバック制御を行うことにより、出力電力Ｐを出力目標値Ｐ*に正確に近づけることができる。
その他、実施形態４、８と同様の構成および作用効果を備える。 The effect of this form is demonstrated. In this embodiment, the phase difference φ is feedforward controlled based on the measured value of the voltage V of the DC power supply 10 and the intermittent rate B is feedback controlled. Therefore, the output power P can be brought close to the output target value P * accurately in a short time. That is, since the feedforward control is a control that can be performed at high speed, the output power P can be brought close to the output target value P * in a short time by performing the feedforward control of the phase difference φ. Further, by performing feedback control of the intermittent rate B, the output power P can be accurately approximated to the output target value P * .
In addition, the same configuration and operation effects as those of the fourth and eighth embodiments are provided.

本発明は上記各実施形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲において種々の実施形態に適用することが可能である。   The present invention is not limited to the above embodiments, and can be applied to various embodiments without departing from the scope of the invention.

１ 共振インバータ
２ トランス
２１ 一次コイル
２２ 二次コイル
３a 第１メインスイッチ
３b 第２メインスイッチ
４a 第１補助スイッチ
４b 第２補助スイッチ
Ｃ2 補助コンデンサ
５ 制御部 DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Resonant inverter 2 Transformer 21 Primary coil 22 Secondary coil 3 a 1st main switch 3 b 2nd main switch 4 a 1st auxiliary switch 4 b 2nd auxiliary switch C 2 Auxiliary capacitor 5 Control part

Claims (13)

プッシュプル回路（１１）と、共振タンク回路（１２）と、制御部（５）とを備える共振インバータ（１）であって、
上記プッシュプル回路は、
直流電源（１０）の電圧（Ｖ）を平滑化する平滑コンデンサ（Ｃ1）と、
該平滑コンデンサの正極端子（１３）に接続したセンタタップ（２３）を備える一次コイル（２１）と、負荷（Ｃ3）に接続した二次コイル（２２）とを有し、上記センタタップによって上記一次コイルを、第１コイル部（２１a）と第２コイル部（２１b）とに区画してあるトランス（２）と、
上記第１コイル部の、上記センタタップとは反対側の端部（２１１）と、上記平滑コンデンサの負極端子（１４）との間に設けられた第１メインスイッチ（３a）と、
上記第２コイル部の、上記センタタップとは反対側の端部（２１２）と、上記平滑コンデンサの上記負極端子との間に設けられた第２メインスイッチ（３b）とを備え、
上記共振タンク回路は、第１補助スイッチ（４a）と、第２補助スイッチ（４b）と、補助コンデンサ（Ｃ2）とを有し、
該補助コンデンサの第１の端子（１５）は、上記平滑コンデンサの上記負極端子に接続し、上記第１コイル部と上記第１メインスイッチとの接続点（１７）と、上記補助コンデンサの第２の端子（１６）との間に上記第１補助スイッチが設けられ、上記第２コイル部と上記第２メインスイッチとの接続点（１８）と、上記補助コンデンサの上記第２の端子との間に上記第２補助スイッチが設けられ、
上記制御部は、上記第１メインスイッチと上記第２メインスイッチと上記第１補助スイッチと上記第２補助スイッチとの、各スイッチのオンオフ動作を制御することにより、上記二次コイルの出力電流（ＩO）を共振させるよう構成されている、共振インバータ。 A resonant inverter (1) comprising a push-pull circuit (11), a resonant tank circuit (12), and a controller (5),
The push-pull circuit is
A smoothing capacitor (C 1 ) for smoothing the voltage (V) of the DC power supply (10);
A primary coil (21) having a center tap (23) connected to the positive terminal (13) of the smoothing capacitor; and a secondary coil (22) connected to a load (C 3 ). A transformer (2) in which a primary coil is partitioned into a first coil part ( 21a ) and a second coil part ( 21b );
A first main switch (3 a ) provided between an end (211) opposite to the center tap of the first coil section and a negative terminal (14) of the smoothing capacitor;
A second main switch (3 b ) provided between an end (212) opposite to the center tap of the second coil part and the negative terminal of the smoothing capacitor;
The resonant tank circuit includes a first auxiliary switch (4 a ), a second auxiliary switch (4 b ), and an auxiliary capacitor (C 2 ).
A first terminal (15) of the auxiliary capacitor is connected to the negative terminal of the smoothing capacitor, a connection point (17) between the first coil portion and the first main switch, and a second terminal of the auxiliary capacitor. The first auxiliary switch is provided between the terminal (16) and the connection point (18) between the second coil part and the second main switch and the second terminal of the auxiliary capacitor. Is provided with the second auxiliary switch,
The control unit controls an on / off operation of each of the first main switch, the second main switch, the first auxiliary switch, and the second auxiliary switch, whereby the output current of the secondary coil ( A resonant inverter configured to resonate I O ). 上記二次コイルから出力される出力電力（Ｐ）を検出する電力検出部（８０）をさらに備える、請求項１に記載の共振インバータ。   The resonance inverter according to claim 1, further comprising a power detection unit (80) for detecting output power (P) output from the secondary coil. 上記制御部は、上記スイッチの駆動周波数（ｆ）を制御することにより、上記出力電力を制御するよう構成されている、請求項２に記載の共振インバータ。   The resonant inverter according to claim 2, wherein the control unit is configured to control the output power by controlling a drive frequency (f) of the switch. 上記制御部は、上記スイッチのデューティ（Ｄ）を制御することにより、上記出力電力を制御するよう構成されている、請求項２に記載の共振インバータ。   The resonant inverter according to claim 2, wherein the control unit is configured to control the output power by controlling a duty (D) of the switch. 上記制御部は、上記スイッチをオンオフ動作させる駆動期間ＴDRIVEと、上記スイッチをオンオフ動作させない停止期間ＴSTOPとを切り替えるよう構成され、上記制御部は、下記式によって表される間欠率Ｂを制御することにより、上記出力電力を制御するよう構成されている、請求項２に記載の共振インバータ。
Ｂ＝ＴDRIVE／（ＴDRIVE＋ＴSTOP） The control unit is configured to switch between a drive period T DRIVE in which the switch is turned on and off and a stop period T STOP in which the switch is not turned on and off, and the control unit controls an intermittent rate B expressed by the following equation: The resonant inverter according to claim 2, wherein the resonant inverter is configured to control the output power.
B = T DRIVE / (T DRIVE + T STOP ) 上記直流電源の電圧を変圧して上記平滑コンデンサに加えるＤＣＤＣコンバータ（７）をさらに備え、上記制御部は、上記ＤＣＤＣコンバータの出力電圧（ＶDCDC）を制御することにより、上記出力電力を制御するよう構成されている、請求項２に記載の共振インバータ。 A DCDC converter (7) that transforms the voltage of the DC power supply and applies it to the smoothing capacitor is further provided, and the control unit controls the output power by controlling an output voltage (V DCDC ) of the DCDC converter. The resonant inverter according to claim 2, configured as described above. 上記二次コイルに直列又は並列に、上記出力電流の共振周波数を調整するための調整用コイル（８９）を接続してある、請求項１〜６のいずれか一項に記載の共振インバータ。   The resonance inverter according to any one of claims 1 to 6, wherein an adjustment coil (89) for adjusting a resonance frequency of the output current is connected in series or in parallel with the secondary coil. 複数の上記トランスを備えると共に、上記第１メインスイッチと上記第２メインスイッチと上記第１補助スイッチと上記第２補助スイッチとの４個の上記スイッチからなるブリッジ回路（６）を複数備え、該複数のブリッジ回路は互いに並列に接続され、個々の上記トランスの上記センタタップは互いに接続され、上記複数のトランスの上記二次コイルは直列に接続され、個々の上記トランスの上記一次コイルはそれぞれ別の上記ブリッジ回路に接続し、上記制御部は、個々の上記ブリッジ回路に含まれる上記スイッチのオンオフ動作を制御することにより、上記二次コイルの出力電流を共振させるよう構成されている、請求項１に記載の共振インバータ。   A plurality of transformers, and a plurality of bridge circuits (6) including four switches, the first main switch, the second main switch, the first auxiliary switch, and the second auxiliary switch, A plurality of bridge circuits are connected in parallel to each other, the center taps of the individual transformers are connected to each other, the secondary coils of the plurality of transformers are connected in series, and the primary coils of the individual transformers are separated from each other. The controller is configured to resonate the output current of the secondary coil by controlling the on / off operation of the switch included in each of the bridge circuits. The resonance inverter according to 1. 上記二次コイルから出力される出力電力を検出する電力検出部をさらに備え、上記制御部は、第１の上記ブリッジ回路（６A）に含まれる上記スイッチと、第２の上記ブリッジ回路（６B）に含まれる上記スイッチとの位相差（φ）を制御することにより、上記出力電力を制御するよう構成されている、請求項８に記載の共振インバータ。 The power detection unit further detects an output power output from the secondary coil, and the control unit includes the switch included in the first bridge circuit (6 A ) and the second bridge circuit (6 The resonance inverter according to claim 8, wherein the output power is controlled by controlling a phase difference (φ) with the switch included in B ). 上記直流電源の電圧を測定する電圧センサ（８V）を備え、上記制御部は、上記出力電力が出力目標値（Ｐ*）に近づくように、上記電圧の測定値に基づいて、上記位相差をフィードフォワード制御するよう構成されている、請求項９に記載の共振インバータ。 A voltage sensor (8 V ) for measuring the voltage of the DC power supply is provided, and the control unit determines the phase difference based on the measured value of the voltage so that the output power approaches an output target value (P * ). The resonant inverter according to claim 9, wherein the resonant inverter is configured to perform feedforward control. 上記制御部は、上記位相差をフィードフォワード制御すると共に、上記出力電力が上記出力目標値に近づくように、個々の上記ブリッジ回路に含まれる上記スイッチの駆動周波数をフィードバック制御するよう構成されている、請求項１０に記載の共振インバータ。   The control unit is configured to feed-forward control the phase difference and to feedback control the drive frequency of the switch included in each of the bridge circuits so that the output power approaches the output target value. The resonant inverter according to claim 10. 上記制御部は、上記スイッチをオンオフ動作させる駆動期間ＴDRIVEと、上記スイッチをオンオフ動作させない停止期間ＴSTOPとを切り替えるよう構成され、上記制御部は、上記位相差をフィードフォワード制御すると共に、上記出力電力が上記出力目標値に近づくように、個々の上記ブリッジ回路に含まれる上記スイッチの、下記式によって表される間欠率Ｂをフィードバック制御するよう構成されている、請求項１０に記載の共振インバータ。
Ｂ＝ＴDRIVE／（ＴDRIVE＋ＴSTOP） The control unit is configured to switch between a drive period T DRIVE in which the switch is turned on and off and a stop period T STOP in which the switch is not turned on and off. The control unit performs feedforward control of the phase difference, and 11. The resonance according to claim 10, wherein the intermittent rate B represented by the following equation is feedback-controlled for the switch included in each of the bridge circuits so that the output power approaches the output target value. Inverter.
B = T DRIVE / (T DRIVE + T STOP ) 上記負荷は、一対の電極（８１，８２）を備え、これら一対の電極間に放電が発生するよう構成されている、請求項１〜１２のいずれか一項に記載の共振インバータ。   The resonant inverter according to any one of claims 1 to 12, wherein the load includes a pair of electrodes (81, 82) and is configured to generate a discharge between the pair of electrodes.
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