JP2018042416A - Switching circuit device - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、スイッチ機能とダイオード機能とを有する主回路部と、スイッチ機能のＯＮ状態又はＯＦＦ状態の切り替え制御をする制御部と、を備えるスイッチング回路装置に関する。 The present invention relates to a switching circuit device including a main circuit unit having a switch function and a diode function, and a control unit that performs switching control of an ON state or an OFF state of the switch function.
従来、半導体スイッチング素子のＯＮ状態／ＯＦＦ状態時に適用される駆動制御装置が知られている。この半導体スイッチング素子には、ダイオードを並列に接続したＩＧＢＴが代表的に適用される。ダイオード電圧は、低電流領域では、比較的早く立ち上がるとともに、ピーク値も高くなる。その一方で、ダイオード電圧は、高電流領域では、比較的遅く立ち上がるとともに、ピーク値も低くなる特性を有する。半導体スイッチング素子のターンオン指令時には、電流指令値に基づいて通電電流が推定される。通電電流に基づき、低電流領域での動作と判定されるときには、低速スイッチングによりターンオンが実行される。一方、高電流領域での動作と判定されるときには、高速スイッチングによりターンオンが実行される。低電流領域では、ターンオン開始から所定時間が経過して、サージ電圧のピークが過ぎたと推定されると、低速スイッチングから高速スイッチングへ切り換えられる。この切換タイミングも、通電電流に応じて設定される（例えば、特許文献１参照）。 2. Description of the Related Art Conventionally, a drive control device that is applied when a semiconductor switching element is in an ON state / OFF state is known. As this semiconductor switching element, an IGBT in which diodes are connected in parallel is typically applied. In the low current region, the diode voltage rises relatively quickly and the peak value increases. On the other hand, in the high current region, the diode voltage has a characteristic that it rises relatively slowly and has a low peak value. At the time of turn-on command of the semiconductor switching element, the energization current is estimated based on the current command value. When it is determined that the operation is in the low current region based on the energized current, turn-on is executed by low-speed switching. On the other hand, when it is determined that the operation is in the high current region, turn-on is executed by high-speed switching. In the low current region, when it is estimated that the surge voltage peak has passed after a predetermined time has elapsed from the start of turn-on, the switching is made from the low speed switching to the high speed switching. This switching timing is also set according to the energization current (see, for example, Patent Document 1).
従来の駆動制御装置では、上アーム素子及び下アーム素子を構成する半導体スイッチング素子にＩＧＢＴが適用される。この半導体スイッチング素子では、例えば、上アーム素子のターンオフに伴い、フライホイールダイオードによって、負荷への供給電流（モータ電流）が還流される。つまり、半導体スイッチング素子と別に設けたフライホイールダイオードを介して、供給電流が流れる。 In the conventional drive control device, the IGBT is applied to the semiconductor switching elements constituting the upper arm element and the lower arm element. In this semiconductor switching element, for example, with the turn-off of the upper arm element, the supply current (motor current) to the load is returned by the flywheel diode. That is, the supply current flows through a flywheel diode provided separately from the semiconductor switching element.
一方、上アーム素子及び下アーム素子に、ＳｉＣ等のワイドバンドギャップ半導体を用いたＭＯＳＦＥＴ等のスイッチング素子を使用できるようになった。ＭＯＳＦＥＴでは、ソース―ドレイン間にボディダイオードが形成される。従って、インバータ等で使われるＭＯＳＦＥＴの場合、ボディダイオードを介して供給電流（モータ電流）を逆方向に流すモードが存在する（逆方向時）。しかし、ボディダイオードを活用すると、ボディダイオードを介して電流が流れる逆方向時の損失を低減できない、という問題がある。 On the other hand, a switching element such as a MOSFET using a wide band gap semiconductor such as SiC can be used for the upper arm element and the lower arm element. In the MOSFET, a body diode is formed between the source and the drain. Therefore, in the case of a MOSFET used in an inverter or the like, there is a mode in which a supply current (motor current) flows in the reverse direction via the body diode (in the reverse direction). However, when the body diode is used, there is a problem that the loss in the reverse direction in which a current flows through the body diode cannot be reduced.
本発明の目的は、上記問題に着目してなされたもので、ダイオード機能を介して電流が流れる逆方向時の損失を低減できるスイッチング回路装置を提供することを目的とする。 An object of the present invention is made by paying attention to the above problem, and an object of the present invention is to provide a switching circuit device capable of reducing a loss in the reverse direction in which a current flows through a diode function.
上記目的を達成するため、本発明は、主回路部と、制御部と、を備える。主回路部は、スイッチ機能と、ダイオード機能と、を有する。スイッチ機能は、主電流経路の順方向と逆方向の両方向に電流を流すことが可能である。ダイオード機能は、スイッチ機能と並列かつ逆方向に電流を流すことが可能である。制御部は、スイッチ機能のＯＮ状態又はＯＦＦ状態の切り替え制御をする制御信号を、制御電圧又は制御電流に応じてスイッチ機能へ入力する。ＯＮ状態にあるスイッチ機能をＯＦＦ状態にする制御信号が制御部からスイッチ機能に対して入力されたときに、スイッチ機能がＯＮ状態からＯＦＦ状態に切り替わる期間については、少なくとも主電流経路において順方向に電流が流れるときの期間より、主電流経路において逆方向に電流が流れるときの期間の方が短く設定される。 In order to achieve the above object, the present invention includes a main circuit unit and a control unit. The main circuit unit has a switch function and a diode function. The switch function allows current to flow in both the forward and reverse directions of the main current path. The diode function can pass a current in parallel and in the opposite direction to the switch function. The control unit inputs a control signal for performing switching control of the ON state or OFF state of the switch function to the switch function according to the control voltage or the control current. When a control signal for switching the switch function in the ON state to the OFF state is input from the control unit to the switch function, at least in the forward direction in the main current path during the period when the switch function is switched from the ON state to the OFF state. The period when the current flows in the reverse direction in the main current path is set shorter than the period when the current flows.
この結果、ダイオード機能を介して電流が流れる逆方向時の損失を低減できるスイッチング回路装置を提供することができる。 As a result, it is possible to provide a switching circuit device that can reduce the loss in the reverse direction in which current flows through the diode function.
以下、本発明のスイッチング回路装置を実現する最良の形態を、図面に示す実施例１〜実施例６に基づいて説明する。また、実施例１〜実施例６を説明するにあたって、用語を下記のとおりに定義付けする。
「ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）」とは、半導体素子の一つであり、ＭＯＳＦＥＴをゲートに組み込んだバイポーラトランジスタである。「フライホイールダイオード」とは、半導体スイッチング素子で発生した起電力を一定の方向へ流したり、サージ電圧を吸収したりして、半導体スイッチング素子が破損しないように保護する機能を持つ素子のことをいう。「低電流領域」とは、通電電流が比較的低い領域のことをいう。「高電流領域」とは、通電電流が比較的高い領域のことをいう。「通電電流」とは、半導体スイッチング素子がＯＮ状態の時に流れる電流のことをいう。「ターンオン指令」とは、半導体スイッチング素子のＯＮ期間を指示する指令のことをいう。「ターンオフ指令」とは、半導体スイッチング素子のＯＦＦ期間を指示する指令のことをいう。「サージ電圧」とは、半導体スイッチング素子に瞬間的に定常状態を超えて発生する電圧のことをいい、例えば、半導体スイッチング素子の定格電圧に対応して決定される。
Hereinafter, the best mode for realizing the switching circuit device of the present invention will be described based on Examples 1 to 6 shown in the drawings. In describing Examples 1 to 6, terms are defined as follows.
“IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor)” is one of semiconductor elements, and is a bipolar transistor in which a MOSFET is incorporated in a gate. “Flywheel diode” refers to an element that protects the semiconductor switching element from damage by causing the electromotive force generated in the semiconductor switching element to flow in a certain direction or absorbing surge voltage. Say. The “low current region” refers to a region where the energization current is relatively low. The “high current region” refers to a region where the energization current is relatively high. “Energizing current” refers to a current that flows when the semiconductor switching element is in an ON state. The “turn-on command” refers to a command for instructing an ON period of the semiconductor switching element. The “turn-off command” refers to a command for instructing an OFF period of the semiconductor switching element. “Surge voltage” refers to a voltage that instantaneously occurs in a semiconductor switching element beyond a steady state, and is determined, for example, corresponding to the rated voltage of the semiconductor switching element.
まず、構成を説明する。
実施例１におけるスイッチング回路装置は、走行用駆動源などとして車両に搭載されるモータジェネレータのインバータに用いられるスイッチング回路装置に適用したものである。以下、実施例１におけるスイッチング回路装置の構成を、「モータ駆動ユニットの全体構成」と、「スイッチング回路装置の回路構成」と、「還流動作基本構成」に分けて説明する。
First, the configuration will be described.
The switching circuit device according to the first embodiment is applied to a switching circuit device used as an inverter of a motor generator mounted on a vehicle as a driving source for traveling. Hereinafter, the configuration of the switching circuit device according to the first embodiment will be described by dividing it into “the overall configuration of the motor drive unit”, “the circuit configuration of the switching circuit device”, and “the basic configuration of the reflux operation”.
［モータ駆動ユニットの全体構成］
図１は実施例１におけるスイッチング回路装置を含むモータ駆動ユニットの全体構成を示す。以下、図１に基づいて、モータ駆動ユニットの全体構成を説明する。
[Overall configuration of motor drive unit]
FIG. 1 shows an overall configuration of a motor drive unit including a switching circuit device according to the first embodiment. Hereinafter, based on FIG. 1, the whole structure of a motor drive unit is demonstrated.
モータ駆動ユニット１００は、直流電源Ｖｉｎと、平滑コンデンサＣと、インバータＩＶと、モータＭと、を備える。 The motor drive unit 100 includes a DC power source Vin, a smoothing capacitor C, an inverter IV, and a motor M.
直流電源Ｖｉｎは、モータＭの駆動用の高電圧バッテリである。直流電源Ｖｉｎは、電源線ＰＬ及びアース線ＥＬの間に直流電圧を出力する。 The DC power source Vin is a high voltage battery for driving the motor M. The DC power supply Vin outputs a DC voltage between the power supply line PL and the ground line EL.
平滑コンデンサＣは、電源線ＰＬ及びアース線ＥＬに接続される。平滑コンデンサＣは、電圧変動を平滑にする。平滑コンデンサＣは、電圧が高いときに蓄電し、電圧が低いときに放電して電圧の変動を抑える。 Smoothing capacitor C is connected to power supply line PL and ground line EL. The smoothing capacitor C smoothes voltage fluctuations. The smoothing capacitor C stores electricity when the voltage is high, and discharges when the voltage is low to suppress voltage fluctuation.
インバータＩＶは、モータＭを駆動制御し、モータＭの回転数を調節する。インバータＩＶは、ＰＷＭ制御により、直流電流を交流電流に変換して、モータＭへ供給する。インバータＩＶは、Ｕ相回路ＵＣと、Ｖ相回路ＶＣと、Ｗ相回路ＷＣと、を備える。Ｕ相回路ＵＣ、Ｖ相回路ＶＣ及びＷ相回路ＷＣの夫々は、電源線ＰＬ及びアース線ＥＬの間に直列接続された上下二段のＭＯＳＦＥＴ２０を備える。インバータＩＶは、ＭＯＳＦＥＴ２０のＯＮ状態又はＯＦＦ状態のタイミングを任意の周期で制御して、パルス幅の変調された矩形波電圧を生成する。インバータＩＶは、矩形波電圧を平滑化した交流電流をモータＭへ供給する。
ここで、「ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）」とは、パルス幅変調を意味する。「ＰＷＭ制御」とは、パルス幅を変調させることで所望の出力電圧（出力電流）を得る制御のことをいう。
The inverter IV controls the drive of the motor M and adjusts the rotation speed of the motor M. The inverter IV converts a direct current into an alternating current by PWM control and supplies the alternating current to the motor M. Inverter IV includes a U-phase circuit UC, a V-phase circuit VC, and a W-phase circuit WC. Each of U-phase circuit UC, V-phase circuit VC, and W-phase circuit WC includes upper and lower two-stage MOSFETs 20 connected in series between power supply line PL and ground line EL. The inverter IV controls the timing of the ON state or the OFF state of the MOSFET 20 with an arbitrary period to generate a rectangular wave voltage with a modulated pulse width. The inverter IV supplies an alternating current obtained by smoothing the rectangular wave voltage to the motor M.
Here, “PWM (Pulse Width Modulation)” means pulse width modulation. “PWM control” refers to control for obtaining a desired output voltage (output current) by modulating the pulse width.
モータＭは、インバータＩＶから供給される交流電流を受けて駆動する。モータＭは、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相の三つのコイル（不図示）の一端が中性点（不図示）に共通接続される。三つのコイルの他端は、Ｕ相回路、Ｖ相回路及びＷ相回路に接続される。 The motor M is driven by receiving an alternating current supplied from the inverter IV. In the motor M, one end of three coils (not shown) of U phase, V phase and W phase is commonly connected to a neutral point (not shown). The other ends of the three coils are connected to a U-phase circuit, a V-phase circuit, and a W-phase circuit.
［スイッチング回路装置の回路構成］
図２は、実施例１におけるスイッチング回路装置の回路構成を示す。以下、図２に基づいて、回路構成を説明する。
[Circuit configuration of switching circuit device]
FIG. 2 shows a circuit configuration of the switching circuit device according to the first embodiment. Hereinafter, the circuit configuration will be described with reference to FIG.
スイッチング回路装置１Ａは、主回路部２と、駆動回路３と、を備える。 The switching circuit device 1 </ b> A includes a main circuit unit 2 and a drive circuit 3.
主回路部２は、ＭＯＳＦＥＴ２０（スイッチ機能）と、フライホイールダイオード２１（ダイオード機能）と、を備える。ＭＯＳＦＥＴ２０は、ターンオン指令又はターンオフ指令を受けて、ターンオン又はターンオフする。そして、ＭＯＳＦＥＴ２０は、任意の周期でＯＮ動作とＯＦＦ動作を繰り返す。ＭＯＳＦＥＴ２０は、ボディダイオード２０Ａ（ダイオード機能）を備える。このボディダイオード２０Ａは、ソースＳ→ドレインＤに向かう方向が順方向となる。主回路部２のＯＮ期間は、少なくとも主電流経路の順方向に電流が流れるときのＯＮ期間より、逆方向に電流が流れるときのＯＮ期間の方が長く設定される。ＭＯＳＦＥＴ２０は、主電流経路の順方向と逆方向の両方向に電流を流すことが可能である。ＭＯＳＦＥＴ２０のゲートＧは、第１可変抵抗装置３３Ａ及び第２可変抵抗装置３３Ｂに接続される。ＭＯＳＦＥＴ２０のドレインＤは、接続点Ｐ１に接続される。この接続点Ｐ１は、直流電源Ｖｉｎの正電圧（＋）側と、フライホイールダイオード２１のカソードＫと、電圧センサー３５とを接続する接続点である。ＭＯＳＦＥＴ２０のソースＳは、接続点Ｐ２に接続される。この接続点Ｐ２は、フライホイールダイオード２１のアノードＡと、電圧センサー３５と、接続点Ｐ３とを接続する接続点である。この接続点Ｐ３は、信号発生器３１と、第１駆動用電圧可変電源３２Ａ及び第２駆動用電圧可変電源３２Ｂとを接続する接続点である。フライホイールダイオード２１は、ＭＯＳＦＥＴ２０と並列に接続される。即ち、フライホイールダイオード２１は、接続点Ｐ１及び接続点Ｐ２に接続される。フライホイールダイオード２１は、主電流経路の逆方向に電流を流すことが可能である。即ち、フライホイールダイオード２１は、ボディダイオード２０Ａの機能を補完する。
ここで、「ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）」とは、双方向駆動素子であり、ドレインＤ→ソースＳに向かう方向、ソースＳ→ドレインＤに向かう方向の両方向へ電流を流すことができる素子のことをいう。「ターンオン」とは、ＭＯＳＦＥＴ２０がＯＦＦ状態からＯＮ状態に切り替わる動作のことをいう。「ターンオフ」とは、ＭＯＳＦＥＴ２０がＯＮ状態からＯＦＦ状態に切り替わる動作のことをいう。「ＯＮ期間」とは、ＭＯＳＦＥＴがＯＮ状態となる期間をいう。「順方向」とは、ドレインＤ→ソースＳに向かう方向のことをいう。「逆方向」とは、ソースＳ→ドレインＤに向かう方向のことをいう。「主電流経路」とは、ＭＯＳＦＥＴ２０のドレインＤ−ソースＳ間の電流経路のことをいう。「ボディダイオード」とは、ＭＯＳＦＥＴに寄生的に形成されるダイオードのことをいう。
The main circuit unit 2 includes a MOSFET 20 (switch function) and a flywheel diode 21 (diode function). The MOSFET 20 is turned on or turned off in response to a turn-on command or a turn-off command. The MOSFET 20 repeats an ON operation and an OFF operation at an arbitrary cycle. The MOSFET 20 includes a body diode 20A (diode function). In the body diode 20A, the direction from the source S to the drain D is the forward direction. The ON period of the main circuit unit 2 is set to be longer than the ON period when the current flows at least in the forward direction of the main current path. The MOSFET 20 can flow current in both the forward direction and the reverse direction of the main current path. The gate G of the MOSFET 20 is connected to the first variable resistance device 33A and the second variable resistance device 33B. The drain D of the MOSFET 20 is connected to the connection point P1. This connection point P1 is a connection point that connects the positive voltage (+) side of the DC power supply Vin, the cathode K of the flywheel diode 21, and the voltage sensor 35. The source S of the MOSFET 20 is connected to the connection point P2. This connection point P2 is a connection point that connects the anode A of the flywheel diode 21, the voltage sensor 35, and the connection point P3. This connection point P3 is a connection point for connecting the signal generator 31 to the first driving voltage variable power source 32A and the second driving voltage variable power source 32B. The flywheel diode 21 is connected in parallel with the MOSFET 20. That is, the flywheel diode 21 is connected to the connection point P1 and the connection point P2. The flywheel diode 21 can flow current in the reverse direction of the main current path. That is, the flywheel diode 21 complements the function of the body diode 20A.
Here, the “MOSFET (Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor)” is a bidirectional drive element, and can flow a current in both directions from the drain D to the source S and from the source S to the drain D. Refers to an element. “Turn-on” refers to an operation in which the MOSFET 20 is switched from an OFF state to an ON state. “Turn off” refers to an operation in which the MOSFET 20 is switched from an ON state to an OFF state. The “ON period” refers to a period during which the MOSFET is in an ON state. The “forward direction” means a direction from the drain D to the source S. “Reverse direction” refers to the direction from the source S to the drain D. The “main current path” refers to a current path between the drain D and the source S of the MOSFET 20. “Body diode” refers to a diode formed parasitically on the MOSFET.
ＭＯＳＦＥＴ２０がターンオンする期間については、少なくとも主電流経路において順方向に電流が流れるときの期間より、主電流経路において逆方向に電流が流れるときの期間の方が短く設定される。ＭＯＳＦＥＴ２０がターンオンするためのゲート電圧の時間当たりの変化量については、少なくとも順方向に電流が流れるときの変化量より、逆方向に電流が流れるときの変化量の方が大きく設定される。ＭＯＳＦＥＴ２０がターンオンするためのゲート電流の時間当たりの変化量については、少なくとも順方向に電流が流れるときの変化量より、逆方向に電流が流れるときの変化量の方が大きく設定される。ＭＯＳＦＥＴ２０のターンオンについては、ＭＯＳＦＥＴ２０が動作する期間、ゲート電圧の時間当たりの変化量及びゲート電流の時間当たりの変化量が、ゲート電圧及びゲート電流の両方で調整される。ＭＯＳＦＥＴ２０のターンオンについては、ゲート電流が通る電流経路の抵抗値が、少なくとも順方向に電流が流れるときの抵抗値より、逆方向に電流が流れるときの抵抗値の方が低く設定される。
ここで、「ゲート電圧」とは、ＭＯＳＦＥＴ２０のゲートＧに印加される電圧のことをいう。「ゲート電流」とは、ＭＯＳＦＥＴ２０のゲートＧに注入されたり、ゲートＧから放電されたりする電流のことをいう。
About the period when MOSFET20 turns on, the period when a current flows in the reverse direction in the main current path is set shorter than the period when the current flows in the forward direction at least in the main current path. About the amount of change per hour of the gate voltage for turning on the MOSFET 20, the amount of change when the current flows in the reverse direction is set to be larger than the amount of change when the current flows at least in the forward direction. About the amount of change per hour of the gate current for turning on the MOSFET 20, the amount of change when the current flows in the reverse direction is set larger than at least the amount of change when the current flows in the forward direction. Regarding the turn-on of the MOSFET 20, the amount of change of the gate voltage per time and the amount of change of the gate current per time are adjusted by both the gate voltage and the gate current during the period in which the MOSFET 20 operates. Regarding the turn-on of the MOSFET 20, the resistance value of the current path through which the gate current passes is set to be lower than the resistance value when the current flows at least in the forward direction.
Here, “gate voltage” refers to a voltage applied to the gate G of the MOSFET 20. The “gate current” refers to a current that is injected into the gate G of the MOSFET 20 or discharged from the gate G.
ＭＯＳＦＥＴ２０がターンオフする期間については、少なくとも主電流経路において順方向に電流が流れるときの期間より、主電流経路において逆方向に電流が流れるときの期間の方が短く設定される。ＭＯＳＦＥＴ２０がターンオフするためのゲート電圧の時間当たりの変化量については、少なくとも順方向に電流が流れるときの変化量より、逆方向に電流が流れるときの変化量の方が大きく設定される。ＭＯＳＦＥＴ２０がターンオフするためのゲート電流の時間当たりの変化量については、少なくとも順方向に電流が流れるときの変化量より、逆方向に電流が流れるときの変化量の方が大きく設定される。ＭＯＳＦＥＴ２０のターンオフについては、ＭＯＳＦＥＴ２０が動作する期間、ゲート電圧の時間当たりの変化量及びゲート電流の時間当たりの変化量が、ゲート電圧及びゲート電流の両方で調整される。ＭＯＳＦＥＴ２０のターンオフについては、ゲート電流が通る電流経路の抵抗値が、少なくとも順方向に電流が流れるときの抵抗値より、逆方向に電流が流れるときの抵抗値の方が低く設定される。 About the period when MOSFET20 turns off, the period when a current flows in the reverse direction in the main current path is set shorter than the period when the current flows in the forward direction at least in the main current path. About the amount of change per hour of the gate voltage for turning off the MOSFET 20, the amount of change when the current flows in the reverse direction is set to be larger than the amount of change when the current flows at least in the forward direction. About the amount of change per time of the gate current for turning off the MOSFET 20, the amount of change when the current flows in the reverse direction is set larger than at least the amount of change when the current flows in the forward direction. Regarding the turn-off of the MOSFET 20, the amount of change of the gate voltage per hour and the amount of change of the gate current per time are adjusted by both the gate voltage and the gate current during the operation of the MOSFET 20. Regarding the turn-off of the MOSFET 20, the resistance value of the current path through which the gate current passes is set to be lower than the resistance value when the current flows at least in the forward direction.
駆動回路３は、主回路部２を駆動する。駆動回路３は、プッシュプル回路３０と、信号発生器３１と、第１駆動用電圧可変電源３２Ａと、第２駆動用電圧可変電源３２Ｂと、第１可変抵抗装置３３Ａと、第２可変抵抗装置３３Ｂと、第１ダイオード３４Ａと、第２ダイオード３４Ｂと、電圧センサー３５と、位置検出素子３６と、制御装置３７（制御部）と、を備える。 The drive circuit 3 drives the main circuit unit 2. The drive circuit 3 includes a push-pull circuit 30, a signal generator 31, a first drive voltage variable power supply 32A, a second drive voltage variable power supply 32B, a first variable resistance device 33A, and a second variable resistance device. 33B, a first diode 34A, a second diode 34B, a voltage sensor 35, a position detection element 36, and a control device 37 (control unit).
プッシュプル回路３０は、ＮＰＮ型トランジスタ３０Ａと、ＰＮＰ型トランジスタ３０Ｂと、を備える。ＮＰＮ型トランジスタ３０ＡのベースＢは、信号入力部Ｖｓｉｇを介して信号発生器３１に接続される。ＮＰＮ型トランジスタ３０ＡのコレクタＣは、第１駆動用電圧可変電源３２Ａに接続される。ＮＰＮ型トランジスタ３０ＡのエミッタＥは、第１ダイオード３４ＡのアノードＡと、第２ダイオード３４ＢのカソードＫと、ＰＮＰ型トランジスタ３０ＢのエミッタＥに接続される。ＰＮＰ型トランジスタ３０ＢのベースＢは、信号入力部Ｖｓｉｇを介して信号発生器３１に接続される。ＰＮＰ型トランジスタ３０ＢのコレクタＣは、第２駆動用電圧可変電源３２Ｂに接続される。ＰＮＰ型トランジスタ３０ＢのエミッタＥは、第２ダイオード３４ＢのカソードＫと、第１ダイオード３４ＡのアノードＡと、ＮＰＮ型トランジスタ３０ＡのエミッタＥに接続される。信号入力部Ｖｓｉｇは、ＮＰＮ型トランジスタ３０Ａ及びＰＮＰ型トランジスタ３０ＢのベースＢ同士を接続した信号入力部である。信号入力部Ｖｓｉｇは、ＮＰＮ型トランジスタ３０Ａ及びＰＮＰ型トランジスタ３０Ｂに共通の信号入力部となる。信号入力部Ｖｓｉｇには、信号発生器３１からゲート信号（制御信号）が入力される。
ここで、「プッシュプル（Push Pull）回路」とは、二つの増幅素子を正負対称に接続して、それぞれ一方の極性の信号を増幅する回路のことをいう。「ＮＰＮ型トランジスタ」とは、Ｎ型とＰ型の半導体がＮ−Ｐ−Ｎの接合構造を持つ３端子のバイポーラトランジスタ（Bipolar Transistor）のことをいう。「ＰＮＰ型トランジスタ」とは、Ｎ型とＰ型の半導体がＰ−Ｎ−Ｐの接合構造を持つ３端子のバイポーラトランジスタのことをいう。「ゲート信号」とは、ＭＯＳＦＥＴ２０をターンオフ又はターンオンするための信号のことをいう。
The push-pull circuit 30 includes an NPN transistor 30A and a PNP transistor 30B. The base B of the NPN transistor 30A is connected to the signal generator 31 via the signal input unit Vsig. The collector C of the NPN transistor 30A is connected to the first drive voltage variable power source 32A. The emitter E of the NPN transistor 30A is connected to the anode A of the first diode 34A, the cathode K of the second diode 34B, and the emitter E of the PNP transistor 30B. The base B of the PNP transistor 30B is connected to the signal generator 31 via the signal input unit Vsig. The collector C of the PNP transistor 30B is connected to the second drive voltage variable power source 32B. The emitter E of the PNP transistor 30B is connected to the cathode K of the second diode 34B, the anode A of the first diode 34A, and the emitter E of the NPN transistor 30A. The signal input unit Vsig is a signal input unit in which the bases B of the NPN transistor 30A and the PNP transistor 30B are connected to each other. The signal input unit Vsig is a signal input unit common to the NPN transistor 30A and the PNP transistor 30B. A gate signal (control signal) is input from the signal generator 31 to the signal input unit Vsig.
Here, the “push pull circuit” refers to a circuit that amplifies a signal of one polarity by connecting two amplifying elements symmetrically. The “NPN transistor” refers to a three-terminal bipolar transistor in which an N-type semiconductor and a P-type semiconductor have an N—P—N junction structure. “PNP transistor” refers to a three-terminal bipolar transistor in which an N-type semiconductor and a P-type semiconductor have a PNP junction structure. The “gate signal” refers to a signal for turning off or turning on the MOSFET 20.
信号発生器３１（例えば、ＦＰＧＡ等）は、信号入力部Ｖｓｉｇを介してＮＰＮ型トランジスタ３０Ａ及びＰＮＰ型トランジスタ３０Ｂの各ベースＢに接続される。信号発生器３１は、制御装置３７からの出力に基づいて、ゲート信号を信号入力部Ｖｓｉｇに出力する。
ここで、「ＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）」とは、プログラミングできるＬＳＩ（Large Scale Integration）のことをいう。
The signal generator 31 (for example, FPGA) is connected to each base B of the NPN transistor 30A and the PNP transistor 30B via the signal input unit Vsig. The signal generator 31 outputs a gate signal to the signal input unit Vsig based on the output from the control device 37.
Here, “FPGA (Field Programmable Gate Array)” refers to LSI (Large Scale Integration) that can be programmed.
第１駆動用電圧可変電源３２Ａ及び第２駆動用電圧可変電源３２Ｂは、制御装置３７により制御される。第１駆動用電圧可変電源３２Ａ及び第２駆動用電圧可変電源３２Ｂは、プッシュプル回路３０に駆動用電圧を供給する。この駆動用電圧は、第１可変抵抗装置３３Ａ及び第２可変抵抗装置３３Ｂの各抵抗値に応じて、所定の可変幅で可変する。第１駆動用電圧可変電源３２Ａは、ＮＰＮ型トランジスタ３０ＡのコレクタＣに正電圧を印加する。第２駆動用電圧可変電源３２Ｂは、ＰＮＰ型トランジスタ３０ＢのコレクタＣに負電圧を印加する。 The first driving voltage variable power source 32A and the second driving voltage variable power source 32B are controlled by the control device 37. The first driving voltage variable power source 32 </ b> A and the second driving voltage variable power source 32 </ b> B supply a driving voltage to the push-pull circuit 30. The driving voltage is varied with a predetermined variable width according to the resistance values of the first variable resistance device 33A and the second variable resistance device 33B. The first drive voltage variable power supply 32A applies a positive voltage to the collector C of the NPN transistor 30A. The second driving voltage variable power supply 32B applies a negative voltage to the collector C of the PNP transistor 30B.
第１可変抵抗装置３３Ａ及び第２可変抵抗装置３３Ｂは、制御装置３７により制御される。第１可変抵抗装置３３Ａは、ゲートＧに電荷を蓄積する際にゲートＧに注入される電流量を調整する。即ち、第１可変抵抗装置３３Ａは、ＭＯＳＦＥＴ２０をターンオンするときに、第１駆動用電圧可変電源３２ＡからゲートＧに至る電流供給路となる。第２可変抵抗装置３３Ｂは、ゲートＧから電荷を抜く際にゲートＧから放電される電流量を調整する。即ち、第２可変抵抗装置３３Ｂは、ＭＯＳＦＥＴ２０をターンオフするときに、ゲートＧから第２駆動用電圧可変電源３２Ｂに至る電流供給路となる。 The first variable resistance device 33A and the second variable resistance device 33B are controlled by the control device 37. The first variable resistance device 33A adjusts the amount of current injected into the gate G when the electric charge is accumulated in the gate G. That is, the first variable resistance device 33A serves as a current supply path from the first driving voltage variable power source 32A to the gate G when the MOSFET 20 is turned on. The second variable resistance device 33B adjusts the amount of current discharged from the gate G when the charge is extracted from the gate G. That is, the second variable resistance device 33B serves as a current supply path from the gate G to the second drive voltage variable power source 32B when the MOSFET 20 is turned off.
第１ダイオード３４Ａは、第１可変抵抗装置３３Ａと連係して、ゲートＧに注入される電流量を調整する。第１ダイオード３４Ａは、第１可変抵抗装置３３Ａと同様に、ＭＯＳＦＥＴ２０をターンオンするときに、第１駆動用電圧可変電源３２ＡからゲートＧに至る電流供給路となる。第２ダイオード３４Ｂは、第２可変抵抗装置３３Ｂと連係して、ゲートＧから放電される電流量を調整する。第２ダイオード３４Ｂは、第２可変抵抗装置３３Ｂと同様に、ＭＯＳＦＥＴ２０をターンオフするときに、ゲートＧから第２駆動用電圧可変電源３２Ｂに至る電流供給路となる。 The first diode 34A adjusts the amount of current injected into the gate G in conjunction with the first variable resistance device 33A. Similar to the first variable resistance device 33A, the first diode 34A serves as a current supply path from the first drive voltage variable power supply 32A to the gate G when the MOSFET 20 is turned on. The second diode 34B adjusts the amount of current discharged from the gate G in cooperation with the second variable resistance device 33B. Similar to the second variable resistance device 33B, the second diode 34B serves as a current supply path from the gate G to the second drive voltage variable power supply 32B when the MOSFET 20 is turned off.
電圧センサー３５は、主電流経路の電流の方向をセンシングする。電圧センサー３５は、抵抗タイプの電圧センサーである。電圧センサー３５には、主電流経路に直列接続されたシャント抵抗（不図示）が搭載される。電圧センサー３５は、シャント抵抗の両端に発生する電位差によって、ＭＯＳＦＥＴ２０のドレインＤ−ソースＳ間の電流方向をセンシングする。即ち、ダイオード特性のＶｆ、又は、ＭＯＳＦＥＴ２０のＯＮ抵抗の影響により、順方向時は、ソースＳの電位よりドレインＤの電位が高い。逆方向時は、ソースＳの電位よりドレインＤの電位が低い。電圧センサー３５は、ドレインＤ−ソースＳ間の電位差に基づいて、電流の方向を判断することが可能となる。
ここで、「Ｖｆ（順方向電圧）」とは、アノードＡからカソードＫの方へ電流が流れ始める時の電圧のことをいう。「ＯＮ抵抗」とは、ＭＯＳＦＥＴがＯＮ状態となり、電流が流れ始めるときに、ＭＯＳＦＥＴの内部に発生する抵抗成分のことをいう。「順方向時」とは、ドレインＤ→ソースＳに向かう方向に電流が流れる期間のことをいう。「逆方向時」とは、ソースＳ→ドレインＤに向かう方向に電流が流れる期間のことをいう。
The voltage sensor 35 senses the direction of the current in the main current path. The voltage sensor 35 is a resistance type voltage sensor. The voltage sensor 35 is mounted with a shunt resistor (not shown) connected in series to the main current path. The voltage sensor 35 senses the current direction between the drain D and the source S of the MOSFET 20 based on a potential difference generated at both ends of the shunt resistor. That is, the potential of the drain D is higher than the potential of the source S in the forward direction due to the influence of the diode characteristic Vf or the ON resistance of the MOSFET 20. In the reverse direction, the drain D potential is lower than the source S potential. The voltage sensor 35 can determine the direction of the current based on the potential difference between the drain D and the source S.
Here, “Vf (forward voltage)” refers to a voltage when current starts to flow from the anode A to the cathode K. The “ON resistance” refers to a resistance component generated inside the MOSFET when the MOSFET is turned on and current starts to flow. The “forward direction” refers to a period during which current flows in the direction from the drain D to the source S. “In the reverse direction” means a period during which a current flows in a direction from the source S to the drain D.
位置検出素子３６は、モータＭ（不図示）の回転位置を検出する。位置検出素子３６は、ダイオード３６Ａと、ホールＩＣ３６Ｂと、を備える。ダイオード３６Ａは、ホールＩＣ３６Ｂと、制御装置３７に接続される。ホールＩＣ３６Ａは、ホール効果を利用して、モータＭのロータ（不図示）の位置を検出する。ホールＩＣ３６Ａは、ダイオード３６Ａを介して、ロータの位置検出信号を制御装置３７に出力する。
ここで、「ホール効果」とは、半導体に電流を流し、それと直角に磁界を印加すると、電流と磁界に直角に電位差を生じる現象のことをいう。
The position detection element 36 detects the rotational position of the motor M (not shown). The position detection element 36 includes a diode 36A and a Hall IC 36B. The diode 36A is connected to the Hall IC 36B and the control device 37. The Hall IC 36A detects the position of the rotor (not shown) of the motor M using the Hall effect. The Hall IC 36A outputs a rotor position detection signal to the control device 37 via the diode 36A.
Here, the “Hall effect” refers to a phenomenon in which when a current is applied to a semiconductor and a magnetic field is applied at a right angle thereto, a potential difference is generated at a right angle between the current and the magnetic field.
制御装置３７は、電圧センサー３５のセンシング結果に基づき、主電流経路の電流の方向を判断する。その判断結果に基づき、制御装置３７は、第１可変抵抗装置３３Ａ及び第２可変抵抗装置３３Ｂの各抵抗値を増減させたり、第１駆動用電圧可変電源３２Ａ及び第２駆動用電圧可変電源３２Ｂを可変させたりする。制御装置３７は、ゲート電圧Ｖｇ（制御電圧）又はゲート電流Ｉｇ（制御電流）を調整する。制御装置３７は、ホールＩＣ３６Ａから入力されるロータの位置検出信号に基づき、ゲート信号のデューティ幅を調整する。
ここで、「デューティ幅」とは、スイッチング素子のＯＮ状態／ＯＦＦ状態の周期に占めるＯＮ期間の割合である。
The control device 37 determines the direction of current in the main current path based on the sensing result of the voltage sensor 35. Based on the determination result, the control device 37 increases or decreases the resistance values of the first variable resistance device 33A and the second variable resistance device 33B, or the first driving voltage variable power source 32A and the second driving voltage variable power source 32B. Or make it variable. The control device 37 adjusts the gate voltage Vg (control voltage) or the gate current Ig (control current). The control device 37 adjusts the duty width of the gate signal based on the rotor position detection signal input from the Hall IC 36A.
Here, the “duty width” is a ratio of the ON period to the cycle of the ON state / OFF state of the switching element.
［還流動作基本構成]
図３は、実施例１におけるスイッチング回路装置にて実行される還流動作基本構成を示す。図３には、インバータＩＶ（不図示）の一相分を示す。図３では、下段ＭＯＳＦＥＴ２０のＯＮ期間に流れる電流Ｉ１を一点鎖線で示す。上段ＭＯＳＦＥＴ２０及び下段ＭＯＳＦＥＴ２０のＯＦＦ期間に流れる電流Ｉ２を二点鎖線で示す。上段ＭＯＳＦＴ２０のＯＮ期間に流れる電流Ｉ２，Ｉ３，Ｉ４を破線で示す。なお、図３中の駆動回路３は、ＭＯＳＦＥＴ２０の駆動回路を示す。以下、図３に基づいて、還流動作基本構成を説明する。上段ＭＯＳＦＥＴ２０には、コイルＬが並列に接続される。還流動作は、上段ＭＯＳＦＥＴ２０及び下段ＭＯＳＦＥＴ２０が共にＯＦＦ状態にある期間に開始される。この期間をデットタイムという。
ここで、「デットタイム（Dead Time）」とは、ＭＯＳＦＥＴがスイッチングする間、上段ＭＯＳＦＥＴ及び下段ＭＯＳＦＥＴのＯＮ区間が互いに重ならないように設定される期間のことをいう。
[Reflux operation basic configuration]
FIG. 3 shows a basic configuration of a reflux operation executed by the switching circuit device according to the first embodiment. FIG. 3 shows one phase of the inverter IV (not shown). In FIG. 3, the current I1 that flows during the ON period of the lower MOSFET 20 is indicated by a one-dot chain line. A current I2 flowing during the OFF period of the upper MOSFET 20 and the lower MOSFET 20 is indicated by a two-dot chain line. Currents I2, I3 and I4 flowing during the ON period of the upper MOSFT 20 are indicated by broken lines. A drive circuit 3 in FIG. 3 indicates a drive circuit for the MOSFET 20. Hereinafter, the basic configuration of the reflux operation will be described with reference to FIG. A coil L is connected to the upper MOSFET 20 in parallel. The reflux operation is started during a period in which both the upper MOSFET 20 and the lower MOSFET 20 are in the OFF state. This period is called dead time.
Here, “Dead Time” refers to a period set so that the ON periods of the upper MOSFET and the lower MOSFET do not overlap each other while the MOSFET switches.
デットタイムが経過した後、下段ＭＯＳＦＥＴ２０のＯＮ期間では、下段ＭＯＳＦＥＴ２０がＯＮ状態となる。このＯＮ状態の間、電流Ｉ１は、直流電源Ｖｉｎの正電圧（＋）側→コイルＬ→下段ＭＯＳＦＥＴ２０のドレインＤ→下段ＭＯＳＦＥＴ２０のソースＳ→直流電源Ｖｉｎの負電圧（−）側の順に流れる。そして、コイルＬにエネルギーが蓄積される。
即ち、下段ＭＯＳＦＥＴ２０のＯＮ期間では、下段ＭＯＳＦＥＴ２０において、順方向（ドレインＤ→ソースＳ）に電流Ｉ１が流れることによる順方向動作が行われる。
After the dead time elapses, the lower MOSFET 20 is turned on during the ON period of the lower MOSFET 20. During this ON state, the current I1 flows in the order of the positive voltage (+) side of the DC power source Vin → the coil L → the drain D of the lower MOSFET 20 → the source S of the lower MOSFET 20 → the negative voltage (−) side of the DC power source Vin. Then, energy is accumulated in the coil L.
That is, during the ON period of the lower MOSFET 20, the forward operation is performed in the lower MOSFET 20 by the current I1 flowing in the forward direction (drain D → source S).
そして、下段ＭＯＳＦＥＴ２０のＯＮ期間でのコイルＬへのエネルギーの蓄積に続き、下段ＭＯＳＦＥＴ２０をＯＦＦ状態とした後に、デッドタイムが設定される。このデッドタイムの間、電流Ｉ２は、コイルＬ→上段ボディダイオード２０Ａ→コイルＬの順に流れる。
即ち、上段ＭＯＳＦＥＴ２０及び下段ＭＯＳＦＥＴ２０のＯＦＦ期間では、上段ＭＯＳＦＥＴ２０において、逆方向（ソースＳ→ドレインＤ）に電流Ｉ２が流れることによる還流動作が行われる。
Then, following the accumulation of energy in the coil L during the ON period of the lower MOSFET 20, the dead time is set after the lower MOSFET 20 is turned OFF. During this dead time, the current I2 flows in the order of the coil L → the upper body diode 20A → the coil L.
That is, in the OFF period of the upper MOSFET 20 and the lower MOSFET 20, a reflux operation is performed in the upper MOSFET 20 due to the current I2 flowing in the reverse direction (source S → drain D).
上段ＭＯＳＦＴ２０のＯＮ期間では、上段ＭＯＳＦＥＴ２０及び下段ＭＯＳＦＥＴ２０のＯＦＦ期間にて設定されたデッドタイムの経過に続き、上段ＭＯＳＦＥＴ２０がＯＮ状態となる。このＯＮ状態の間、電流Ｉ２は、上段ＭＯＳＦＥＴ２０のソースＳにおいて、ソースＳ→ドレインＤに流れる電流Ｉ３と、上段ボディダイオード２０Ａに流れる電流Ｉ４と、に分かれる。そして、上段ＭＯＳＦＥＴ２０のドレインＤにおいて、電流Ｉ３及び電流Ｉ４は再び合流する。 In the ON period of the upper MOSFT 20, the upper MOSFET 20 is turned on following the elapse of the dead time set in the OFF period of the upper MOSFET 20 and the lower MOSFET 20. During this ON state, the current I2 is divided into a current I3 flowing from the source S to the drain D and a current I4 flowing through the upper body diode 20A at the source S of the upper MOSFET 20. Then, in the drain D of the upper MOSFET 20, the current I3 and the current I4 are merged again.
次に、作用を説明する。
実施例１のスイッチング回路装置における作用を、「還流動作基本作用」と、「順方向時及び逆方向時におけるスイッチング制御作用」と、「スイッチング回路装置１Ａにおける特徴作用」に分けて説明する。
Next, the operation will be described.
The operation of the switching circuit device according to the first embodiment will be described by dividing it into “basic operation of reflux operation”, “switching control operation during forward direction and reverse direction”, and “characteristic operation in switching circuit device 1A”.
［還流動作基本作用]
以下、図３に基づき、還流動作基本作用を説明する。
[Reflux operation basic action]
Hereinafter, the basic operation of the reflux operation will be described with reference to FIG.
上段ＭＯＳＦＥＴ２０及び下段ＭＯＳＦＥＴ２０が共にＯＦＦ状態にあると、下段ＭＯＳＦＥＴ２０のＯＮ期間→上段ＭＯＳＦＥＴ２０及び下段ＭＯＳＦＥＴ２０のＯＦＦ期間→上段ＭＯＳＦＴ２０のＯＮ期間と進む。上段ＭＯＳＦＥＴ２０及び下段ＭＯＳＦＥＴ２０のＯＦＦ期間では、下段ＭＯＳＦＥＴ２０をＯＦＦ状態とした後に、デッドタイムが設定される。このデッドタイムの間、上段ＭＯＳＦＥＴ２０において、逆方向（ソースＳ→ドレインＤ）に電流Ｉ２が流れることによる還流動作が行われる。このデッドタイムの間、上段ＭＯＳＦＥＴ２０はＯＦＦ状態にあるので、上段ボディダイオード２０Ａを介して電流Ｉ２が還流する（還流電流）。この還流電流Ｉ２により、上段ボディダイオード２０Ａには、電流Ｉ２分の損失（＝Ｖｆ×電流Ｉ２）が発生する。そして、上段ＭＯＳＦＴ２０のＯＮ期間では、上段ＭＯＳＦＥＴ２０がＯＮ状態となる。このＯＮ状態の間、電流Ｉ２は、逆方向（ソースＳ→ドレインＤ）に流れる電流Ｉ３と、上段ボディダイオード２０Ａに流れる電流Ｉ４と、に分かれる。即ち、還流電流Ｉ２の一部（電流Ｉ３）は上段ＭＯＳＦＥＴ２０に向かって流れる。このため、上段ボディダイオード２０Ａに流れ込む電流は、電流Ｉ２より小さい電流Ｉ４となる（Ｉ２＜Ｉ４）。つまり、上段ボディダイオード２０Ａには、電流Ｉ４分の損失（＝Ｖｆ×電流Ｉ４）が発生する。この損失は、電流Ｉ２分の損失（＝Ｖｆ×電流Ｉ２）よりも小さい。これにより、上段ＭＯＳＦＴ２０のＯＮ期間では、上段ボディダイオード２０Ａにおける損失を、損失（＝Ｖｆ×電流Ｉ２）から、これより小さい損失（＝Ｖｆ×電流Ｉ４）に低下できる。 When both the upper MOSFET 20 and the lower MOSFET 20 are in the OFF state, the ON period of the lower MOSFET 20 → the OFF period of the upper MOSFET 20 and the lower MOSFET 20 → the ON period of the upper MOSFT 20 proceeds. In the OFF period of the upper MOSFET 20 and the lower MOSFET 20, the dead time is set after the lower MOSFET 20 is turned OFF. During this dead time, the upper MOSFET 20 performs a reflux operation by the current I2 flowing in the reverse direction (source S → drain D). During this dead time, the upper MOSFET 20 is in the OFF state, so that the current I2 circulates through the upper body diode 20A (reflux current). Due to the return current I2, a loss corresponding to the current I2 (= Vf × current I2) occurs in the upper body diode 20A. In the ON period of the upper MOSFT 20, the upper MOSFET 20 is turned on. During this ON state, the current I2 is divided into a current I3 flowing in the reverse direction (source S → drain D) and a current I4 flowing in the upper body diode 20A. That is, a part of the return current I2 (current I3) flows toward the upper MOSFET 20. For this reason, the current flowing into the upper body diode 20A becomes a current I4 smaller than the current I2 (I2 <I4). That is, a loss corresponding to the current I4 (= Vf × current I4) occurs in the upper body diode 20A. This loss is smaller than the loss for current I2 (= Vf × current I2). Thereby, during the ON period of the upper MOSFT 20, the loss in the upper body diode 20A can be reduced from the loss (= Vf × current I2) to a smaller loss (= Vf × current I4).
［順方向時及び逆方向時におけるスイッチング制御作用]
図４は、実施例１におけるスイッチング回路装置における順方向時及び逆方向時のスイッチング制御を示す。以下、図２及び図４に基づき、順方向時及び逆方向時におけるスイッチング制御作用を説明する。
ここで、図４中の電圧Ｖｓｉｇ１，Ｖｓｉｇ２は、信号入力部Ｖｓｉｇにおける電圧である。ゲート電圧Ｖｇ１は、ＭＯＳＦＥＴ２０がＯＦＦ状態にあるときのゲート電圧である。ゲート電圧Ｖｇ２は、ＭＯＳＦＥＴ２０がＯＮ状態にあるときのゲート電圧である。ＭＯＳＦＥＴ２０の閾値電圧特性に合わせ、ゲート電圧Ｖｇ１はＭＯＳＦＥＴ２０の閾値電圧より低い値に調整される。ゲート電圧Ｖｇ２は閾値電圧より高い値に調整される。閾値電圧とは、この電圧を超えたらＭＯＳＦＥＴ２０がターンオンするという電圧をいう。ゲート電流Ｉｇは、ゲートＧに注入されたり、ゲートＧから放電されたりする電流である。
[Switching control action in forward and reverse directions]
FIG. 4 shows switching control in the forward direction and in the reverse direction in the switching circuit device according to the first embodiment. Hereinafter, based on FIG.2 and FIG.4, the switching control effect | action at the time of the forward direction and the reverse direction is demonstrated.
Here, the voltages Vsig1 and Vsig2 in FIG. 4 are voltages at the signal input unit Vsig. The gate voltage Vg1 is a gate voltage when the MOSFET 20 is in the OFF state. The gate voltage Vg2 is a gate voltage when the MOSFET 20 is in the ON state. The gate voltage Vg1 is adjusted to a value lower than the threshold voltage of the MOSFET 20 in accordance with the threshold voltage characteristics of the MOSFET 20. The gate voltage Vg2 is adjusted to a value higher than the threshold voltage. The threshold voltage is a voltage at which the MOSFET 20 is turned on when this voltage is exceeded. The gate current Ig is a current that is injected into the gate G or discharged from the gate G.
時刻ｔ０のとき、制御装置３７は、図２に示すように、電圧センサー３５のセンシング結果に基づき、主電流経路の電流の方向を判断する。主電流経路の順方向時のスイッチング速度は、通常ではＯＦＦ時において主回路部２のサージ抑制のためスイッチング速度の高速化には制限がある。一方、逆方向時は、スイッチング速度によるサージの影響がないため、スイッチング速度の高速化が可能である。
ここで、「サージ抑制」とは、上アーム素子又は下アーム素子がターンオフするときに発生するサージ電圧を抑制することをいう。
At time t0, the control device 37 determines the direction of the current in the main current path based on the sensing result of the voltage sensor 35, as shown in FIG. The switching speed in the forward direction of the main current path is normally limited to increase the switching speed in order to suppress surge of the main circuit section 2 when the main current path is OFF. On the other hand, in the reverse direction, there is no influence of surge due to the switching speed, so that the switching speed can be increased.
Here, “surge suppression” refers to suppression of a surge voltage generated when the upper arm element or the lower arm element is turned off.
順方向時と判断した場合、制御装置３７は、図２に示すように、誤ターンオン抑制及びサージ抑制のために、スイッチング速度を制限する。即ち、制御装置３７は、図２に示すように、第１可変抵抗装置３３Ａ及び第２可変抵抗装置３３Ｂの各抵抗値を順方向時と比べて全体的に高くする。時刻ｔ１のとき、信号発生器３１から信号入力部Ｖｓｉｇに、図２及び図４に示すように、ＭＯＳＦＥＴ２０をターンオンするための電圧値Ｖｓｉｇ２が入力される（図４中のＴ−ｏｎ）。これに同期して、制御装置３７は、図２に示すように、第１駆動用電圧可変電源３２Ａ及び第１可変抵抗装置３３Ａを制御して、ＯＦＦ状態にあるＭＯＳＦＥＴ２０のゲートＧへの電流の注入を開始する。時刻ｔ１からの注入の開始により、ゲート電圧Ｖｇは、図４に示すように、時刻ｔ１〜時刻ｔ５の間、ゲート電圧Ｖｇ１からゲート電圧Ｖｇ２まで上昇する。ゲート電圧Ｖｇが上昇すると、ターンオンのスイッチングが遅くなる。このため、ＭＯＳＦＥＴ２０における誤ターンオン抑制の面で有利である。ゲート電流Ｉｇは、図４に示すように、時刻ｔ１〜時刻ｔ４の間、ゲート電流Ｉｇ３からゲート電流Ｉｇ４まで上昇する。ゲート電流Ｉｇは、図４に示すように、時刻ｔ４〜時刻ｔ５の間、ゲート電流Ｉｇ４からゲート電流Ｉｇ３まで降下する。そして、ＭＯＳＦＥＴ２０は、図４に示すように、時刻ｔ５〜時刻ｔ６の間、ＯＮ状態となる（図４中のＯＮ期間）。
ここで、「誤ターンオン抑制」とは、下アーム素子がターンオンしたときに、上アーム素子が誤ってターンオンすることを抑制したり、上アーム素子がターンオンしたときに、下アーム素子が誤ってターンオンすることを抑制したりすることをいう。
When it is determined that the time is forward, the control device 37 limits the switching speed in order to suppress erroneous turn-on and surge as shown in FIG. That is, as shown in FIG. 2, the control device 37 increases the resistance values of the first variable resistance device 33A and the second variable resistance device 33B as a whole as compared with those in the forward direction. At time t1, as shown in FIGS. 2 and 4, the voltage value Vsig2 for turning on the MOSFET 20 is input from the signal generator 31 to the signal input unit Vsig (T-on in FIG. 4). In synchronization with this, as shown in FIG. 2, the control device 37 controls the first driving voltage variable power supply 32A and the first variable resistance device 33A, and the current to the gate G of the MOSFET 20 in the OFF state is controlled. Start infusion. With the start of the injection from time t1, the gate voltage Vg rises from the gate voltage Vg1 to the gate voltage Vg2 between time t1 and time t5 as shown in FIG. As the gate voltage Vg rises, turn-on switching becomes slower. This is advantageous in terms of suppressing erroneous turn-on in the MOSFET 20. As shown in FIG. 4, the gate current Ig rises from the gate current Ig3 to the gate current Ig4 between time t1 and time t4. As shown in FIG. 4, the gate current Ig falls from the gate current Ig4 to the gate current Ig3 between time t4 and time t5. Then, as shown in FIG. 4, the MOSFET 20 is in the ON state between time t5 and time t6 (ON period in FIG. 4).
Here, “false turn-on suppression” means that when the lower arm element is turned on, the upper arm element is prevented from being turned on accidentally, or when the upper arm element is turned on, the lower arm element is erroneously turned on. It means to suppress it.
そして、時刻ｔ６のとき、図２及び図４に示すように、信号発生器３１から信号入力部Ｖｓｉｇに、ＭＯＳＦＥＴ２０をターンオフするための電圧値Ｖｓｉｇ１が入力される（図４中のＴ−ｏｆｆ）。これに同期して、制御装置３７は、図２に示すように、第２駆動用電圧可変電源３２Ｂ及び第２可変抵抗装置３３Ｂを制御して、ＭＯＳＦＥＴ２０のゲートＧからの放電を開始する。時刻ｔ６からの放電の開始により、ゲート電圧Ｖｇは、図４に示すように、時刻ｔ６〜時刻ｔ１０の間、ゲート電圧Ｖｇ２からゲート電圧Ｖｇ１まで降下する。ゲート電圧Ｖｇが降下すると、ターンオフのスイッチングが遅くなる。このため、ＭＯＳＦＥＴ２０におけるサージ抑制の面で有利である。ゲートＧにおけるゲート電流Ｉｇは、図４に示すように、時刻ｔ６〜時刻ｔ７の間、ゲート電流Ｉｇ３からゲート電流Ｉｇ２まで降下する。ゲート電流Ｉｇは、図４に示すように、時刻ｔ７〜時刻ｔ１０の間、ゲート電流Ｉｇ２からゲート電流Ｉｇ３まで上昇する。そして、ＭＯＳＦＥＴ２０は、図４に示すように、時刻ｔ１０のとき、ＯＦＦ状態となる。 At time t6, as shown in FIGS. 2 and 4, the voltage value Vsig1 for turning off the MOSFET 20 is input from the signal generator 31 to the signal input unit Vsig (T-off in FIG. 4). . In synchronization with this, the control device 37 controls the second drive voltage variable power supply 32B and the second variable resistance device 33B to start discharging from the gate G of the MOSFET 20 as shown in FIG. As the discharge starts from time t6, the gate voltage Vg drops from the gate voltage Vg2 to the gate voltage Vg1 between time t6 and time t10, as shown in FIG. When the gate voltage Vg drops, turn-off switching is delayed. This is advantageous in terms of surge suppression in the MOSFET 20. As shown in FIG. 4, the gate current Ig at the gate G falls from the gate current Ig3 to the gate current Ig2 between time t6 and time t7. As shown in FIG. 4, the gate current Ig rises from the gate current Ig2 to the gate current Ig3 between time t7 and time t10. Then, as shown in FIG. 4, the MOSFET 20 is in an OFF state at time t10.
一方、逆方向時と判断した場合、制御装置３７は、図２に示すように、スイッチング速度を順方向時と比べて高速化する。即ち、制御装置３７は、図２に示すように、第１可変抵抗装置３３Ａ及び第２可変抵抗装置３３Ｂの各抵抗値を順方向時と比べて全体的に低くする。時刻ｔ１のとき、信号発生器３１から信号入力部Ｖｓｉｇに、図２に示すように、ＭＯＳＦＥＴ２０をターンオンするための電圧値Ｖｓｉｇ２が入力される（Ｔ−ｏｎ）。これに同期して、制御装置３７は、図２に示すように、第１駆動用電圧可変電源３２Ａ及び第１可変抵抗装置３３Ａを制御して、ＯＦＦ状態にあるＭＯＳＦＥＴ２０のゲートＧへの電流の注入を開始する。時刻ｔ１からの注入の開始により、ゲート電圧Ｖｇは、図４に示すように、時刻ｔ１〜時刻ｔ３の間、ゲート電圧Ｖｇ１からゲート電圧Ｖｇ２まで上昇する。ゲート電圧Ｖｇが上昇すると、ターンオンのスイッチングが速くなる。このため、ＭＯＳＦＥＴ２０におけるスイッチング損失を減らせる点で有利である。ゲートＧにおけるゲート電流Ｉｇは、図４に示すように、時刻ｔ１〜時刻ｔ２の間、ゲート電流Ｉｇ２からゲート電流Ｉｇ３まで上昇する。ゲート電流Ｉｇは、図４に示すように、時刻ｔ２〜時刻ｔ３の間、ゲート電流Ｉｇ３からゲート電流Ｉｇ２まで降下する。そして、ＭＯＳＦＥＴ２０は、図４に示すように、時刻ｔ３〜時刻ｔ８の間、ＯＮ状態となる（図４中のＯＮ期間）。 On the other hand, when it is determined that the vehicle is in the reverse direction, the control device 37 increases the switching speed compared to that in the forward direction, as shown in FIG. That is, as shown in FIG. 2, the control device 37 lowers the resistance values of the first variable resistance device 33 </ b> A and the second variable resistance device 33 </ b> B as a whole as compared with those in the forward direction. At time t1, as shown in FIG. 2, a voltage value Vsig2 for turning on the MOSFET 20 is input from the signal generator 31 to the signal input unit Vsig (T-on). In synchronization with this, as shown in FIG. 2, the control device 37 controls the first driving voltage variable power supply 32A and the first variable resistance device 33A, and the current to the gate G of the MOSFET 20 in the OFF state is controlled. Start infusion. With the start of the injection from time t1, the gate voltage Vg rises from the gate voltage Vg1 to the gate voltage Vg2 between time t1 and time t3 as shown in FIG. As the gate voltage Vg rises, turn-on switching becomes faster. This is advantageous in that the switching loss in the MOSFET 20 can be reduced. As shown in FIG. 4, the gate current Ig at the gate G rises from the gate current Ig2 to the gate current Ig3 between time t1 and time t2. As shown in FIG. 4, the gate current Ig falls from the gate current Ig3 to the gate current Ig2 between time t2 and time t3. Then, as shown in FIG. 4, the MOSFET 20 is in an ON state between time t3 and time t8 (ON period in FIG. 4).
そして、時刻ｔ８のとき、図２及び図４に示すように、信号発生器３１から信号入力部Ｖｓｉｇに、ＭＯＳＦＥＴ２０をターンオフするための電圧値Ｖｓｉｇ１が入力される（Ｔ−ｏｆｆ）。これに同期して、制御装置３７は、図２に示すように、第２駆動用電圧可変電源３２Ｂ及び第２可変抵抗装置３３Ｂを制御して、ＭＯＳＦＥＴ２０のゲートＧからの放電を開始する。時刻ｔ８からの放電の開始により、ゲート電圧Ｖｇは、図４に示すように、時刻ｔ８〜時刻ｔ１０の間、ゲート電圧Ｖｇ２からゲート電圧Ｖｇ１まで降下する。ゲート電圧Ｖｇが降下すると、ターンオフのスイッチングが速くなる。ＭＯＳＦＥＴ２０におけるスイッチング損失を減らせる点で有利である。ゲート電流Ｉｇは、図４に示すように、時刻ｔ８〜時刻ｔ９の間、ゲート電流Ｉｇ２からゲート電流Ｉｇ１まで降下する。ゲート電流Ｉｇは、図４に示すように、時刻ｔ９〜時刻ｔ１０の間、ゲート電流Ｉｇ１からゲート電流Ｉｇ２まで上昇する。そして、ＭＯＳＦＥＴ２０は、図４に示すように、時刻ｔ１０のとき、ＯＦＦ状態となる。 At time t8, as shown in FIGS. 2 and 4, the voltage value Vsig1 for turning off the MOSFET 20 is input from the signal generator 31 to the signal input unit Vsig (T-off). In synchronization with this, the control device 37 controls the second drive voltage variable power supply 32B and the second variable resistance device 33B to start discharging from the gate G of the MOSFET 20 as shown in FIG. As the discharge starts from time t8, the gate voltage Vg drops from the gate voltage Vg2 to the gate voltage Vg1 between time t8 and time t10, as shown in FIG. When the gate voltage Vg drops, the turn-off switching becomes faster. This is advantageous in that the switching loss in the MOSFET 20 can be reduced. As shown in FIG. 4, the gate current Ig falls from the gate current Ig2 to the gate current Ig1 between time t8 and time t9. As shown in FIG. 4, the gate current Ig rises from the gate current Ig1 to the gate current Ig2 between time t9 and time t10. Then, as shown in FIG. 4, the MOSFET 20 is in an OFF state at time t10.
［スイッチング回路装置１Ａにおける特徴作用]
実施例１では、ＭＯＳＦＥＴ２０がターンオフする期間については、少なくとも主電流経路において順方向に電流が流れるときの期間より、主電流経路において逆方向に電流が流れるときの期間の方が短く設定される。
即ち、ＭＯＳＦＥＴ２０のＯＮ条件であるゲート電圧Ｖｇ２からＯＦＦ条件であるゲート電圧Ｖｇ１に変更する期間は、順方向時において時刻ｔ６〜時刻ｔ１０までの期間を要するのに対し、逆方向時においては時刻ｔ８〜時刻ｔ１０までの期間に短縮される。このため、時刻ｔ１〜時刻ｔ１０までの期間が順方向時と逆方向時で同一となる条件下で、ＮＰＮ型トランジスタ３０Ａ及びＰＮＰ型トランジスタ３０ＢのＯＮ期間を順方向時と比べて逆方向時に長くできる。これにより、逆方向時の主電流経路のＭＯＳＦＥＴ２０のＯＮ期間を順方向時と比べて長くできる。つまり、逆方向時にボディダイオード２０Ａに低損失な電流が流れる時間を長くできる。
その結果、ボディダイオード２０Ａを介して電流が流れる逆方向時の損失を低減できる。
[Characteristic Action in Switching Circuit Device 1A]
In the first embodiment, the period when the MOSFET 20 is turned off is set to be shorter than the period when the current flows in the forward direction in at least the main current path.
That is, the period during which the gate voltage Vg2 that is the ON condition of the MOSFET 20 is changed to the gate voltage Vg1 that is the OFF condition requires a period from time t6 to time t10 in the forward direction, whereas time t8 in the reverse direction. The time is shortened to a time period until time t10. Therefore, the ON period of the NPN transistor 30A and the PNP transistor 30B is longer in the reverse direction than in the forward direction under the condition that the period from time t1 to time t10 is the same in the forward direction and the reverse direction. it can. Thereby, the ON period of the MOSFET 20 in the main current path in the reverse direction can be made longer than that in the forward direction. That is, the time during which a low-loss current flows through the body diode 20A in the reverse direction can be lengthened.
As a result, it is possible to reduce a loss in the reverse direction in which a current flows through the body diode 20A.
実施例１では、ＭＯＳＦＥＴ２０がターンオンする期間については、少なくとも主電流経路において順方向に電流が流れるときの期間より、主電流経路において逆方向に電流が流れるときの期間の方が短く設定される。
即ち、ゲート電圧Ｖｇ１からゲート電圧Ｖｇ２に変更される期間は、順方向時において時刻ｔ１〜時刻ｔ５までの期間を要するのに対し、逆方向時においては時刻ｔ１〜時刻ｔ３までの期間に短縮される。このため、ＭＯＳＦＥＴ２０でのターンオンのスイッチングが順方向時と比べて逆方向時に速くなる。これにより、主電流経路のＭＯＳＦＥＴ２０のＯＮ期間を順方向時と比べて逆方向時に長くできる。つまり、逆方向時にボディダイオード２０Ａに低損失な電流が流れる時間を長くできる。
従って、ボディダイオード２０Ａを介して電流が流れる逆方向時の損失をより低減できる。
In the first embodiment, the period when the MOSFET 20 is turned on is set to be shorter than the period when the current flows in the forward direction in at least the main current path.
That is, the period during which the gate voltage Vg1 is changed to the gate voltage Vg2 requires a period from time t1 to time t5 in the forward direction, but is shortened to a period from time t1 to time t3 in the reverse direction. The For this reason, turn-on switching in the MOSFET 20 is faster in the reverse direction than in the forward direction. As a result, the ON period of the MOSFET 20 in the main current path can be made longer in the reverse direction than in the forward direction. That is, the time during which a low-loss current flows through the body diode 20A in the reverse direction can be lengthened.
Accordingly, it is possible to further reduce the loss in the reverse direction in which the current flows through the body diode 20A.
実施例１では、ＭＯＳＦＥＴ２０がターンオンするためのゲート電圧Ｖｇの時間当たりの変化量については、少なくとも順方向に電流が流れるときの変化量より、逆方向に電流が流れるときの変化量の方が大きく設定される。
即ち、ゲート電圧Ｖｇの時間当たりの変化量は、順方向時において（ゲート電圧Ｖｇ２−ゲート電圧Ｖｇ１）／（時刻ｔ５−時刻ｔ１）であるのに対し、逆方向時においては（ゲート電圧Ｖｇ２−ゲート電圧Ｖｇ１）／（時刻ｔ３−時刻ｔ１）に増加する。このため、ＭＯＳＦＥＴ２０でのターンオンのスイッチングが順方向時と比べて逆方向時に速くなる。
従って、主電流経路のＭＯＳＦＥＴ２０のＯＮ期間を順方向時と比べて逆方向時に長くできる。
In the first embodiment, the amount of change per time of the gate voltage Vg for turning on the MOSFET 20 is at least larger when the current flows in the reverse direction than when the current flows in the forward direction. Is set.
That is, the amount of change of the gate voltage Vg per time is (gate voltage Vg2−gate voltage Vg1) / (time t5−time t1) in the forward direction, whereas (gate voltage Vg2−) in the reverse direction. Gate voltage Vg1) / (time t3−time t1). For this reason, turn-on switching in the MOSFET 20 is faster in the reverse direction than in the forward direction.
Therefore, the ON period of the MOSFET 20 in the main current path can be made longer in the reverse direction than in the forward direction.
実施例１では、ＭＯＳＦＥＴ２０がターンオンするためのゲート電流Ｉｇの時間当たりの変化量については、少なくとも順方向に電流が流れるときの変化量より、逆方向に電流が流れるときの変化量の方が大きく設定される。
即ち、ゲート電流Ｉｇの時間当たりの変化量は、順方向時において（ゲート電流Ｉｇ４−ゲート電流Ｉｇ３）／（時刻ｔ４−時刻ｔ１）であるのに対し、逆方向時においては（ゲート電流Ｉｇ３−ゲート電流Ｉｇ２）／（時刻ｔ２−時刻ｔ１）に増加する。このため、ＭＯＳＦＥＴ２０でのターンオンのスイッチングが順方向時と比べて逆方向時に速くなる。
従って、主電流経路のＭＯＳＦＥＴ２０のＯＮ期間を順方向時と比べて逆方向時に長くできる。
In the first embodiment, the amount of change per time of the gate current Ig for turning on the MOSFET 20 is at least larger when the current flows in the reverse direction than when the current flows in the forward direction. Is set.
That is, the amount of change per time of the gate current Ig is (gate current Ig4-gate current Ig3) / (time t4-time t1) in the forward direction, whereas (gate current Ig3- Gate current Ig2) / (time t2−time t1). For this reason, turn-on switching in the MOSFET 20 is faster in the reverse direction than in the forward direction.
Therefore, the ON period of the MOSFET 20 in the main current path can be made longer in the reverse direction than in the forward direction.
実施例１では、ＭＯＳＦＥＴ２０がターンオフするためのゲート電圧Ｖｇの時間当たりの変化量については、少なくとも順方向に電流が流れるときの変化量より、逆方向に電流が流れるときの変化量の方が大きく設定される。
即ち、ゲート電圧Ｖｇの時間当たりの変化量は、順方向時において（ゲート電圧Ｖｇ２−ゲート電圧Ｖｇ１）／（時刻ｔ１０−時刻ｔ６）であるのに対し、逆方向時においては（ゲート電圧Ｖｇ２−ゲート電圧Ｖｇ１）／（時刻ｔ１０−時刻ｔ８）に増加する。このため、ＭＯＳＦＥＴ２０でのターンオフのスイッチングが順方向時と比べて逆方向時に速くなる。
従って、主電流経路のＭＯＳＦＥＴ２０のＯＮ期間を順方向時と比べて逆方向時に長くできる。
In the first embodiment, the amount of change per hour of the gate voltage Vg for turning off the MOSFET 20 is larger at least when the current flows in the reverse direction than when the current flows in the forward direction. Is set.
That is, the amount of change per time of the gate voltage Vg is (gate voltage Vg2−gate voltage Vg1) / (time t10−time t6) in the forward direction, whereas (gate voltage Vg2−) in the reverse direction. Gate voltage Vg1) / (time t10-time t8). For this reason, switching of turn-off in the MOSFET 20 is faster in the reverse direction than in the forward direction.
Therefore, the ON period of the MOSFET 20 in the main current path can be made longer in the reverse direction than in the forward direction.
実施例１では、ＭＯＳＦＥＴ２０がターンオフするためのゲート電流Ｉｇの時間当たりの変化量については、少なくとも順方向に電流が流れるときの変化量より、逆方向に電流が流れるときの変化量の方が大きく設定される。
即ち、ゲート電流Ｉｇの時間当たりの変化量は、順方向時において（ゲート電流Ｉｇ３−ゲート電流Ｉｇ２）／（時刻ｔ１０−時刻ｔ７）であるのに対し、逆方向時においては（ゲート電流Ｉｇ２−ゲート電流Ｉｇ１）／（時刻ｔ１０−時刻ｔ９）に増加する。このため、ＭＯＳＦＥＴ２０でのターンオンのスイッチングが順方向時と比べて逆方向時に速くなる。
従って、主電流経路のＭＯＳＦＥＴ２０のＯＮ期間を順方向時と比べて逆方向時に長くできる。
In the first embodiment, the amount of change per time of the gate current Ig for turning off the MOSFET 20 is at least larger when the current flows in the reverse direction than when the current flows in the forward direction. Is set.
That is, the amount of change per time of the gate current Ig is (gate current Ig3-gate current Ig2) / (time t10-time t7) in the forward direction, whereas (gate current Ig2-) in the reverse direction. Gate current Ig1) / (time t10-time t9). For this reason, turn-on switching in the MOSFET 20 is faster in the reverse direction than in the forward direction.
Therefore, the ON period of the MOSFET 20 in the main current path can be made longer in the reverse direction than in the forward direction.
実施例１では、ＭＯＳＦＥＴ２０のターンオフについては、ＭＯＳＦＥＴ２０が動作する期間、ゲート電圧Ｖｇの時間当たりの変化量及びゲート電流Ｉｇの時間当たりの変化量が、ゲート電圧Ｖｇ及びゲート電流Ｉｇの両方で調整される。
即ち、例えば逆方向時であれば、ＭＯＳＦＥＴ２０の動作期間（時刻ｔ１０−時刻ｔ８）、ゲート電圧Ｖｇの変化量（ゲート電圧Ｖｇ２−ゲート電圧Ｖｇ１）／（時刻ｔ１０−時刻ｔ８）及びゲート電流Ｉｇの変化量（ゲート電流Ｉｇ２−ゲート電流Ｉｇ１）／（時刻ｔ１０−時刻ｔ９）は、ゲート電圧Ｖｇ及びゲート電流Ｉｇで調整される。このため、既存のＭＯＳＦＥＴ２０を用いて、ＭＯＳＦＥＴ２０の動作期間、ゲート電圧Ｖｇの変化量及びゲート電流Ｉｇの変化量を調整できる。これにより、別途の調整機構を設ける必要がない。
従って、ＭＯＳＦＥＴ２０をターンオフさせるときに、ＭＯＳＦＥＴ２０の動作期間、ゲート電圧Ｖｇの変化量及びゲート電流Ｉｇの変化量の調整を低コストに実現できる。
In the first embodiment, regarding the turn-off of the MOSFET 20, the amount of change of the gate voltage Vg per time and the amount of change of the gate current Ig per time are adjusted by both the gate voltage Vg and the gate current Ig during the period in which the MOSFET 20 operates. The
That is, for example, in the reverse direction, the operation period of the MOSFET 20 (time t10-time t8), the amount of change in the gate voltage Vg (gate voltage Vg2-gate voltage Vg1) / (time t10-time t8), and the gate current Ig The amount of change (gate current Ig2−gate current Ig1) / (time t10−time t9) is adjusted by the gate voltage Vg and the gate current Ig. For this reason, using the existing MOSFET 20, the operation period of the MOSFET 20, the change amount of the gate voltage Vg, and the change amount of the gate current Ig can be adjusted. Thereby, it is not necessary to provide a separate adjustment mechanism.
Therefore, when the MOSFET 20 is turned off, adjustment of the operation period of the MOSFET 20, the amount of change in the gate voltage Vg and the amount of change in the gate current Ig can be realized at low cost.
実施例１では、ＭＯＳＦＥＴ２０のターンオンについては、ＭＯＳＦＥＴ２０が動作する期間、ゲート電圧Ｖｇの時間当たりの変化量及びゲート電流Ｉｇの時間当たりの変化量が、ゲート電圧Ｖｇ及びゲート電流Ｉｇの両方で調整される。
即ち、例えば逆方向時であれば、ＭＯＳＦＥＴ２０の動作期間（時刻ｔ３−時刻ｔ１）、ゲート電圧Ｖｇの変化量（ゲート電圧Ｖｇ２−ゲート電圧Ｖｇ１）／（時刻ｔ３−時刻ｔ１）及びゲート電流Ｉｇの変化量（ゲート電流Ｉｇ３−ゲート電流Ｉｇ２）／（時刻ｔ２−時刻ｔ１）は、ゲート電圧Ｖｇ及びゲート電流Ｉｇで調整される。このため、既存のＭＯＳＦＥＴ２０を用いて、ＭＯＳＦＥＴ２０の動作期間、ゲート電圧Ｖｇの変化量及びゲート電流Ｉｇの変化量を調整できる。これにより、別途の調整機構を設ける必要がない。
従って、ＭＯＳＦＥＴ２０をターンオンさせるときに、ＭＯＳＦＥＴ２０の動作期間、ゲート電圧Ｖｇの変化量及びゲート電流Ｉｇの変化量の調整を低コストに実現できる。
In the first embodiment, regarding the turn-on of the MOSFET 20, the amount of change of the gate voltage Vg per time and the amount of change of the gate current Ig per time are adjusted by both the gate voltage Vg and the gate current Ig during the operation of the MOSFET 20. The
That is, for example, in the reverse direction, the operation period of MOSFET 20 (time t3—time t1), the amount of change in gate voltage Vg (gate voltage Vg2−gate voltage Vg1) / (time t3—time t1), and gate current Ig The amount of change (gate current Ig3−gate current Ig2) / (time t2−time t1) is adjusted by the gate voltage Vg and the gate current Ig. For this reason, using the existing MOSFET 20, the operation period of the MOSFET 20, the change amount of the gate voltage Vg, and the change amount of the gate current Ig can be adjusted. Thereby, it is not necessary to provide a separate adjustment mechanism.
Therefore, when the MOSFET 20 is turned on, adjustment of the operation period of the MOSFET 20, the amount of change in the gate voltage Vg, and the amount of change in the gate current Ig can be realized at low cost.
実施例１では、ＭＯＳＦＥＴ２０のターンオフについては、ゲート電流Ｉｇが通る電流経路の抵抗値が、少なくとも順方向に電流が流れるときの抵抗値より、逆方向に電流が流れるときの抵抗値の方が低く設定される。
即ち、逆方向時には、順方向時と比べて抵抗値を低く設定した可変抵抗装置３３Ｂを介して、ＭＯＳＦＥＴ２０のゲートＧからゲート電流Ｉｇが放電される。このため、ターンオフのスイッチングが順方向時と比べて逆方向時に速くなる。
従って、主電流経路のＭＯＳＦＥＴ２０のＯＮ期間を順方向時と比べて逆方向時に長くできる。
In the first embodiment, with respect to the turn-off of the MOSFET 20, the resistance value of the current path through which the gate current Ig passes is at least lower than the resistance value when the current flows in the forward direction. Is set.
That is, in the reverse direction, the gate current Ig is discharged from the gate G of the MOSFET 20 through the variable resistance device 33B whose resistance value is set lower than that in the forward direction. For this reason, turn-off switching is faster in the reverse direction than in the forward direction.
Therefore, the ON period of the MOSFET 20 in the main current path can be made longer in the reverse direction than in the forward direction.
実施例１では、ＭＯＳＦＥＴ２０のターンオンについては、ゲート電流Ｉｇが通る電流経路の抵抗値が、少なくとも順方向に電流が流れるときの抵抗値より、逆方向に電流が流れるときの抵抗値の方が低く設定される。
即ち、逆方向時には、順方向時と比べて抵抗値を低く設定した可変抵抗装置３３Ａを介して、ＭＯＳＦＥＴ２０のゲートＧにゲート電流Ｉｇが注入される。このため、ターンオンのスイッチングが順方向時と比べて逆方向時に速くなる。
従って、主電流経路のＭＯＳＦＥＴ２０のＯＮ期間を順方向時と比べて逆方向時に長くできる。
In the first embodiment, when the MOSFET 20 is turned on, the resistance value of the current path through which the gate current Ig passes is at least lower when the current flows in the reverse direction than when the current flows in the forward direction. Is set.
That is, in the reverse direction, the gate current Ig is injected into the gate G of the MOSFET 20 through the variable resistance device 33A whose resistance value is set lower than that in the forward direction. Therefore, turn-on switching is faster in the reverse direction than in the forward direction.
Therefore, the ON period of the MOSFET 20 in the main current path can be made longer in the reverse direction than in the forward direction.
実施例１では、主回路部２のＯＮ期間は、少なくとも順方向に電流が流れるときのＯＮ期間より、逆方向に電流が流れるときのＯＮ期間の方が長く設定される。
即ち、逆方向時にボディダイオード２０Ａに低損失な電流が流れる時間を長くできる。
従って、ボディダイオード２０Ａを介して電流が流れる逆方向時の損失を低減できる。
In the first embodiment, the ON period of the main circuit unit 2 is set to be longer than at least the ON period when the current flows in the forward direction.
That is, the time during which a low-loss current flows through the body diode 20A in the reverse direction can be lengthened.
Accordingly, it is possible to reduce a loss in the reverse direction in which a current flows through the body diode 20A.
次に、効果を説明する。
実施例１におけるスイッチング回路装置１Ａにあっては、下記に列挙する効果が得られる。
Next, the effect will be described.
In the switching circuit device 1A according to the first embodiment, the effects listed below can be obtained.
(1) 主電流経路の順方向と逆方向の両方向に電流を流すことが可能なスイッチ機能（ＭＯＳＦＥＴ２０）と、スイッチ機能（ＭＯＳＦＥＴ２０）と並列かつ逆方向（ソースＳ→ドレインＤ）に電流を流すことが可能なダイオード機能（ボディダイオード２０Ａ）と、を有する主回路部（主回路部２）と、
スイッチ機能（ＭＯＳＦＥＴ２０）のＯＮ状態又はＯＦＦ状態の切り替え制御をする制御信号（ゲート信号）を、制御電圧（ゲート電圧Ｖｇ）又は制御電流（ゲート電流Ｉｇ）に応じてスイッチ機能（ＭＯＳＦＥＴ２０）へ入力する制御部（制御装置３７）と、を備えるスイッチング回路装置（スイッチング回路装置１Ａ）であって、
ＯＮ状態にあるスイッチ機能（ＭＯＳＦＥＴ２０）をＯＦＦ状態にする制御信号（ゲート信号）が制御部（制御装置３７）からスイッチ機能（ＭＯＳＦＥＴ２０）に対して入力されたときに、スイッチ機能（ＭＯＳＦＥＴ２０）がＯＮ状態からＯＦＦ状態に切り替わる期間については、
少なくとも主電流経路において順方向に電流が流れるときの期間より、主電流経路において逆方向に電流が流れるときの期間の方が短く設定される（図２）。
このため、ダイオード機能（ボディダイオード２０Ａ）を介して電流が流れる逆方向時の損失を低減できるスイッチング回路装置（スイッチング回路装置１Ａ）を提供することができる。
(1) A switch function (MOSFET 20) that allows current to flow in both the forward and reverse directions of the main current path, and a current that flows in parallel to the switch function (MOSFET 20) and in the reverse direction (source S → drain D) A main circuit part (main circuit part 2) having a diode function (body diode 20A) capable of
A control signal (gate signal) for controlling switching of the switch function (MOSFET 20) between the ON state and the OFF state is input to the switch function (MOSFET 20) according to the control voltage (gate voltage Vg) or the control current (gate current Ig). A switching circuit device (switching circuit device 1A) comprising a control unit (control device 37),
When the control signal (gate signal) for turning off the switch function (MOSFET 20) in the ON state is input from the control unit (control device 37) to the switch function (MOSFET 20), the switch function (MOSFET 20) is turned on. For the period of switching from the state to the OFF state,
The period when the current flows in the reverse direction in the main current path is set shorter than the period when the current flows in the forward direction at least in the main current path (FIG. 2).
Therefore, it is possible to provide a switching circuit device (switching circuit device 1A) that can reduce a loss in the reverse direction in which a current flows through the diode function (body diode 20A).
(2) ＯＦＦ状態にあるスイッチ機能（ＭＯＳＦＥＴ２０）をＯＮ状態にする制御信号（ゲート信号）が制御部（制御装置３７）からスイッチ機能（ＭＯＳＦＥＴ２０）に対して入力されたときに、スイッチ機能（ＭＯＳＦＥＴ２０）がＯＦＦ状態からＯＮ状態に切り替わる期間については、
少なくとも主電流経路において順方向に電流が流れるときの期間より、主電流経路において逆方向に電流が流れるときの期間の方が短く設定される（図２）。
このため、(1)の効果に加え、ダイオード機能（ボディダイオード２０Ａ）を介して電流が流れる逆方向時の損失をより低減できる。
(2) When a control signal (gate signal) for turning on the switch function (MOSFET 20) in the OFF state is input from the control unit (control device 37) to the switch function (MOSFET 20), the switch function (MOSFET 20) ) For the period of time when it is switched from the OFF state to the ON state,
The period when the current flows in the reverse direction in the main current path is set shorter than the period when the current flows in the forward direction at least in the main current path (FIG. 2).
For this reason, in addition to the effect of (1), the loss in the reverse direction in which a current flows through the diode function (body diode 20A) can be further reduced.
(3) ＯＦＦ状態にあるスイッチ機能（ＭＯＳＦＥＴ２０）をＯＮ状態にする制御信号（ゲート信号）が制御部（制御装置３７）からスイッチ機能（ＭＯＳＦＥＴ２０）に対して入力されたときに、スイッチ機能（ＭＯＳＦＥＴ２０）がＯＦＦ状態からＯＮ状態に切り替わるための主電流経路の制御電圧（ゲート電圧Ｖｇ）の時間当たりの変化量又は制御電流（ゲート電流Ｉｇ）の時間当たりの変化量については、
少なくとも主電流経路において順方向に電流が流れるときの変化量より、主電流経路において逆方向に電流が流れるときの変化量の方が大きく設定される（図２）。
このため、(1)又は(2)の効果に加え、主電流経路のスイッチ機能（ＭＯＳＦＥＴ２０）のＯＮ期間を順方向時と比べて逆方向時に長くできる。
(3) When a control signal (gate signal) for turning on the switch function (MOSFET 20) in the OFF state is input from the control unit (control device 37) to the switch function (MOSFET 20), the switch function (MOSFET 20) ) For the change amount per hour of the control voltage (gate voltage Vg) of the main current path for switching from the OFF state to the ON state or the change amount per time of the control current (gate current Ig),
The amount of change when the current flows in the reverse direction in the main current path is set to be larger than the amount of change when the current flows in the forward direction at least in the main current path (FIG. 2).
For this reason, in addition to the effect of (1) or (2), the ON period of the switch function (MOSFET 20) of the main current path can be made longer in the reverse direction than in the forward direction.
(4) ＯＮ状態にあるスイッチ機能（ＭＯＳＦＥＴ２０）をＯＦＦ状態にする制御信号（ゲート信号）が制御部（制御装置３７）からスイッチ機能（ＭＯＳＦＥＴ２０）に対して入力されたときに、スイッチ機能（ＭＯＳＦＥＴ２０）がＯＮ状態からＯＦＦ状態に切り替わるための主電流経路の制御電圧（ゲート電圧Ｖｇ）の時間当たりの変化量又は制御電流（ゲート電流Ｉｇ）の時間当たりの変化量については、
少なくとも主電流経路において順方向に電流が流れるときの変化量より、主電流経路において逆方向に電流が流れるときの変化量の方が大きく設定される（図２）。
このため、(1)〜(3)の効果に加え、主電流経路のスイッチ機能（ＭＯＳＦＥＴ２０）のＯＮ期間を順方向時と比べて逆方向時により長くできる。
(4) When a control signal (gate signal) for turning off the switch function (MOSFET 20) in the ON state is input from the control unit (control device 37) to the switch function (MOSFET 20), the switch function (MOSFET 20) ) For the change amount per hour of the control voltage (gate voltage Vg) of the main current path or the change amount per time of the control current (gate current Ig) for switching from the ON state to the OFF state,
The amount of change when the current flows in the reverse direction in the main current path is set to be larger than the amount of change when the current flows in the forward direction at least in the main current path (FIG. 2).
For this reason, in addition to the effects (1) to (3), the ON period of the switch function (MOSFET 20) of the main current path can be made longer in the reverse direction than in the forward direction.
(5) スイッチ機能（ＭＯＳＦＥＴ２０）がＯＮ状態からＯＦＦ状態に切り替わる動作については、
ＯＮ状態からＯＦＦ状態にスイッチ機能（ＭＯＳＦＥＴ２０）が動作する期間、主電流経路の制御電圧（ゲート電圧Ｖｇ）の時間当たりの変化量及び制御電流（ゲート電流Ｉｇ）の時間当たりの変化量の少なくとも一方が、
制御電圧（ゲート電圧Ｖｇ）の電圧値及び制御電流（ゲート電流Ｉｇ）の電流値の何れか一方もしくは両方で調整される（図２）。
このため、(1)〜(4)の効果に加え、スイッチ機能（ＭＯＳＦＥＴ２０）をＯＮ状態からＯＦＦ状態に切り替えるときに、スイッチ機能（ＭＯＳＦＥＴ２０）の動作期間、制御電圧（ゲート電圧Ｖｇ）の変化量及び制御電流（ゲート電流Ｉｇ）の変化量の調整を低コストに実現できる。
(5) Regarding the operation that the switch function (MOSFET 20) switches from the ON state to the OFF state,
At least one of the change amount per hour of the control voltage (gate voltage Vg) of the main current path and the change amount per time of the control current (gate current Ig) during the switch function (MOSFET 20) is operated from the ON state to the OFF state. But,
It is adjusted by either one or both of the voltage value of the control voltage (gate voltage Vg) and the current value of the control current (gate current Ig) (FIG. 2).
For this reason, in addition to the effects (1) to (4), when the switch function (MOSFET 20) is switched from the ON state to the OFF state, the operation period of the switch function (MOSFET 20) and the amount of change in the control voltage (gate voltage Vg) In addition, adjustment of the amount of change in the control current (gate current Ig) can be realized at low cost.
(6) スイッチ機能（ＭＯＳＦＥＴ２０）がＯＦＦ状態からＯＮ状態に切り替わる動作については、
ＯＦＦ状態からＯＮ状態にスイッチ機能（ＭＯＳＦＥＴ２０）が動作する期間、主電流経路の制御電圧（ゲート電圧Ｖｇ）の時間当たりの変化量及び制御電流（ゲート電流Ｉｇ）の時間当たりの変化量の少なくとも一方が、
制御電圧（ゲート電圧Ｖｇ）の電圧値及び制御電流（ゲート電流Ｉｇ）の電流値の何れか一方もしくは両方で調整される（図２）。
このため、(1)〜(5)の効果に加え、スイッチ機能（ＭＯＳＦＥＴ２０）をＯＦＦ状態からＯＮ状態に切り替えるときに、ＭＯＳＦＥＴ２０の動作期間、ゲート電圧Ｖｇの変化量及びゲート電流Ｉｇの変化量の調整を低コストに実現できる。
(6) Regarding the operation that the switch function (MOSFET 20) switches from the OFF state to the ON state,
At least one of the amount of change per hour of the control voltage (gate voltage Vg) of the main current path and the amount of change per hour of the control current (gate current Ig) during the period when the switch function (MOSFET 20) operates from the OFF state to the ON state. But,
It is adjusted by either one or both of the voltage value of the control voltage (gate voltage Vg) and the current value of the control current (gate current Ig) (FIG. 2).
For this reason, in addition to the effects (1) to (5), when the switch function (MOSFET 20) is switched from the OFF state to the ON state, the operating period of the MOSFET 20, the change amount of the gate voltage Vg, and the change amount of the gate current Ig Adjustment can be realized at low cost.
(7) スイッチ機能（ＭＯＳＦＥＴ２０）がＯＮ状態からＯＦＦ状態に切り替わる動作については、
制御電流（ゲート電流Ｉｇ）が通る電流経路（可変抵抗装置３３Ｂ）の抵抗値が、
少なくとも主電流経路において順方向に電流が流れるときの抵抗値より、主電流経路において逆方向に電流が流れるときの抵抗値の方が低く設定される（図２）。
このため、(5)の効果に加え、逆方向時の主電流経路のＭＯＳＦＥＴ２０のＯＮ期間を順方向時と比べて逆方向時に長くできる。
(7) Regarding the operation that the switch function (MOSFET 20) switches from the ON state to the OFF state,
The resistance value of the current path (variable resistance device 33B) through which the control current (gate current Ig) passes is
The resistance value when the current flows in the reverse direction in the main current path is set lower than the resistance value when the current flows in the forward direction at least in the main current path (FIG. 2).
For this reason, in addition to the effect of (5), the ON period of the MOSFET 20 in the main current path in the reverse direction can be made longer in the reverse direction than in the forward direction.
(8) スイッチ機能（ＭＯＳＦＥＴ２０）がＯＦＦ状態からＯＮ状態に切り替わる動作については、
制御電流（ゲート電流Ｉｇ）が通る電流経路（可変抵抗装置３３Ａ）の抵抗値が、
少なくとも主電流経路において順方向に電流が流れるときの抵抗値より、主電流経路において逆方向に電流が流れるときの抵抗値の方が低く設定される（図２）。
このため、(6)の効果に加え、逆方向時の主電流経路のＭＯＳＦＥＴ２０のＯＮ期間を順方向時と比べて逆方向時に長くできる。
(8) Regarding the operation that the switch function (MOSFET 20) switches from the OFF state to the ON state,
The resistance value of the current path (variable resistance device 33A) through which the control current (gate current Ig) passes is
The resistance value when the current flows in the reverse direction in the main current path is set lower than the resistance value when the current flows in the forward direction at least in the main current path (FIG. 2).
For this reason, in addition to the effect of (6), the ON period of the MOSFET 20 in the main current path in the reverse direction can be made longer in the reverse direction than in the forward direction.
(9) 主回路部（主回路部２）が任意の周期でＯＮ動作とＯＦＦ動作を繰り返す場合について、
主回路部（主回路部２）のＯＮ期間は、
少なくとも主電流経路において順方向に電流が流れるときのＯＮ期間より、主電流経路において逆方向に電流が流れるときのＯＮ期間の方が長く設定される（図２）。
このため、(1)〜(8)の効果に加え、ダイオード機能（ボディダイオード２０Ａ）を介して電流が流れる逆方向時の損失を低減できる。
(9) When the main circuit section (main circuit section 2) repeats ON and OFF operations at an arbitrary cycle,
The ON period of the main circuit part (main circuit part 2) is
The ON period when the current flows in the reverse direction in the main current path is set longer than the ON period when the current flows in the forward direction at least in the main current path (FIG. 2).
For this reason, in addition to the effects (1) to (8), it is possible to reduce the loss in the reverse direction in which the current flows through the diode function (body diode 20A).
実施例２は、電流センサーを用いて主電流経路の電流方向を判断する例である。 The second embodiment is an example in which the current direction of the main current path is determined using a current sensor.
まず、構成を説明する。
実施例２におけるスイッチング回路装置は、実施例１と同様に、走行用駆動源などとして車両に搭載されるモータジェネレータのインバータに用いられるスイッチング回路装置に適用したものである。図５は実施例２におけるスイッチング回路装置の回路構成を示す。以下、図５に基づいて、実施例２における「スイッチング回路装置の回路構成」について説明する。なお、実施例２における「モータ駆動ユニットの全体構成」と、「還流動作基本構成」については、実施例１と同様であるので説明を省略する。
First, the configuration will be described.
Similar to the first embodiment, the switching circuit device according to the second embodiment is applied to a switching circuit device used as an inverter of a motor generator mounted on a vehicle as a driving source for traveling. FIG. 5 shows a circuit configuration of the switching circuit device according to the second embodiment. The “circuit configuration of the switching circuit device” in the second embodiment will be described below with reference to FIG. Note that “the overall configuration of the motor drive unit” and “the basic configuration of the reflux operation” in the second embodiment are the same as those in the first embodiment, and thus the description thereof is omitted.
スイッチング回路装置１Ｂは、主回路部２と、駆動回路３と、を備える。 The switching circuit device 1 </ b> B includes a main circuit unit 2 and a drive circuit 3.
駆動回路３は、プッシュプル回路３０と、信号発生器３１と、第１駆動用電圧可変電源３２Ａと、第２駆動用電圧可変電源３２Ｂと、第１可変抵抗装置３３Ａと、第２可変抵抗装置３３Ｂと、第１ダイオード３４Ａと、第２ダイオード３４Ｂと、電流センサー３８と、制御装置３７（制御部）と、を備える。 The drive circuit 3 includes a push-pull circuit 30, a signal generator 31, a first drive voltage variable power supply 32A, a second drive voltage variable power supply 32B, a first variable resistance device 33A, and a second variable resistance device. 33B, a first diode 34A, a second diode 34B, a current sensor 38, and a control device 37 (control unit).
電流センサー３８は、主電流経路の電流の方向をセンシングする。電流センサー３８は、非接触タイプの電流センサーである。即ち、電流センサー３８は、ホール素子を利用して磁界を検出する。電流センサー３８は、主電流経路においてフライホイールダイオード２１のアノードＡ側に配置される。電流センサー３８は、検出した磁界に応じて、ＭＯＳＦＥＴ２０のドレインＤ−ソースＳ間を流れる電流の向きをセンシングする。即ち、電流センサー３８は、順方向（ドレインＤ→ソースＳ）又は逆方向（ソースＳ→ドレインＤ）をセンシングする。
ここで、「ホール素子」とは、ホール効果を利用した素子のことをいう。
The current sensor 38 senses the direction of the current in the main current path. The current sensor 38 is a non-contact type current sensor. That is, the current sensor 38 detects a magnetic field using a Hall element. The current sensor 38 is disposed on the anode A side of the flywheel diode 21 in the main current path. The current sensor 38 senses the direction of the current flowing between the drain D and the source S of the MOSFET 20 according to the detected magnetic field. That is, the current sensor 38 senses the forward direction (drain D → source S) or the reverse direction (source S → drain D).
Here, “Hall element” refers to an element utilizing the Hall effect.
制御装置３７は、電流センサー３８のセンシング結果に基づき、主電流経路の電流の方向を判断する。その判断結果に基づき、制御装置３７は、第１可変抵抗装置３３Ａ及び第２可変抵抗装置３３Ｂの抵抗値を増減させたり、第１駆動用電圧可変電源３２Ａ及び第２駆動用電圧可変電源３２Ｂを可変させたりする。制御装置３７は、ゲート電圧Ｖｇ（制御電圧）又はゲート電流Ｉｇ（制御電流）を調整する。
他の構成は、実施例１と同様であるので、対応する構成に同一符号を付して説明を省略する。
The control device 37 determines the direction of current in the main current path based on the sensing result of the current sensor 38. Based on the determination result, the control device 37 increases or decreases the resistance values of the first variable resistance device 33A and the second variable resistance device 33B, or sets the first driving voltage variable power source 32A and the second driving voltage variable power source 32B. Or make it variable. The control device 37 adjusts the gate voltage Vg (control voltage) or the gate current Ig (control current).
Since other configurations are the same as those of the first embodiment, the corresponding components are denoted by the same reference numerals and description thereof is omitted.
次に、作用を説明する。
実施例２では、電流センサー３８は、主電流経路の電流の方向をセンシングする。
即ち、電流センサー３８により、順方向（ドレインＤ→ソースＳ）又は逆方向（ソースＳ→ドレインＤ）がセンシングされる。このため、ダイオード特性のＶｆが低い場合や、ＭＯＳＦＥＴ２０のＯＮ抵抗が低い条件でも、電流方向の判断が可能となる。
従って、電圧によるセンシング困難な場合でも、制御装置３７は、順方向（ドレインＤ→ソースＳ）又は逆方向（ソースＳ→ドレインＤ）の判断が可能となる。
なお、他の作用は、実施例１と同様であるので、説明を省略する。
Next, the operation will be described.
In the second embodiment, the current sensor 38 senses the direction of the current in the main current path.
That is, the forward direction (drain D → source S) or the reverse direction (source S → drain D) is sensed by the current sensor 38. Therefore, it is possible to determine the current direction even when the diode characteristic Vf is low or the ON resistance of the MOSFET 20 is low.
Therefore, even when sensing by voltage is difficult, the control device 37 can determine the forward direction (drain D → source S) or the reverse direction (source S → drain D).
Since other operations are the same as those of the first embodiment, description thereof is omitted.
次に、効果を説明する。
実施例２におけるスイッチング回路装置１Ｂにあっては、実施例１の(1)〜(9)と同様の効果を得ることができる。
Next, the effect will be described.
In the switching circuit device 1B according to the second embodiment, the same effects as (1) to (9) of the first embodiment can be obtained.
実施例３は、信号発生器からの情報を用いて主電流経路の電流方向を判断する例である。 The third embodiment is an example in which the current direction of the main current path is determined using information from the signal generator.
まず、構成を説明する。
実施例３におけるスイッチング回路装置は、実施例１と同様に、走行用駆動源などとして車両に搭載されるモータジェネレータのインバータに用いられるスイッチング回路装置に適用したものである。図６は実施例３におけるスイッチング回路装置の回路構成を示す。以下、図６に基づいて、実施例３における「スイッチング回路装置の回路構成」について説明する。なお、実施例３における「モータ駆動ユニットの全体構成」と、「還流動作基本構成」については、実施例１と同様であるので説明を省略する。
First, the configuration will be described.
Similar to the first embodiment, the switching circuit device according to the third embodiment is applied to a switching circuit device used as an inverter of a motor generator mounted on a vehicle as a driving source for traveling. FIG. 6 shows a circuit configuration of the switching circuit device according to the third embodiment. The “circuit configuration of the switching circuit device” in the third embodiment will be described below with reference to FIG. Note that “the overall configuration of the motor drive unit” and “the basic configuration of the return operation” in the third embodiment are the same as those in the first embodiment, and thus the description thereof is omitted.
スイッチング回路装置１Ｃは、主回路部２と、駆動回路３と、を備える。 The switching circuit device 1 </ b> C includes a main circuit unit 2 and a drive circuit 3.
駆動回路３は、プッシュプル回路３０と、信号発生器３１と、第１駆動用電圧可変電源３２Ａと、第２駆動用電圧可変電源３２Ｂと、第１可変抵抗装置３３Ａと、第２可変抵抗装置３３Ｂと、第１ダイオード３４Ａと、第２ダイオード３４Ｂと、制御装置３７（制御部）と、を備える。 The drive circuit 3 includes a push-pull circuit 30, a signal generator 31, a first drive voltage variable power supply 32A, a second drive voltage variable power supply 32B, a first variable resistance device 33A, and a second variable resistance device. 33B, the 1st diode 34A, the 2nd diode 34B, and the control apparatus 37 (control part) are provided.
信号発生器３１（例えば、ＦＰＧＡ等）は、ゲート信号（制御信号）を信号入力部Ｖｓｉｇに出力する。 The signal generator 31 (for example, FPGA or the like) outputs a gate signal (control signal) to the signal input unit Vsig.
制御装置３７は、信号発生器３１から出力される情報に基づき、主電流経路の電流の方向を判断する。その判断結果に基づき、制御装置３７は、第１可変抵抗装置３３Ａ及び第２可変抵抗装置３３Ｂの抵抗値を増減させたり、第１駆動用電圧可変電源３２Ａ及び第２駆動用電圧可変電源３２Ｂを可変させたりする。制御装置３７は、ゲート電圧Ｖｇ（制御電圧）又はゲート電流Ｉｇ（制御電流）を調整する。
他の構成は、実施例１と同様であるので、対応する構成に同一符号を付して説明を省略する。
The control device 37 determines the direction of the current in the main current path based on the information output from the signal generator 31. Based on the determination result, the control device 37 increases or decreases the resistance values of the first variable resistance device 33A and the second variable resistance device 33B, or sets the first driving voltage variable power source 32A and the second driving voltage variable power source 32B. Or make it variable. The control device 37 adjusts the gate voltage Vg (control voltage) or the gate current Ig (control current).
Since other configurations are the same as those of the first embodiment, the corresponding components are denoted by the same reference numerals and description thereof is omitted.
次に、作用を説明する。
実施例３では、制御装置３７は、信号発生器３１から出力される情報に基づき、主電流経路の電流の方向を判断する。
即ち、制御装置３７は、信号発生器３１からの情報で、順方向（ドレインＤ→ソースＳ）又は逆方向（ソースＳ→ドレインＤ）を判断する。このため、既存の信号発生器３１を用いて、順方向（ドレインＤ→ソースＳ）又は逆方向（ソースＳ→ドレインＤ）を判断できる。これにより、電圧センサーや電流センサーを別途に設ける必要がない。
従って、順方向（ドレインＤ→ソースＳ）又は逆方向（ソースＳ→ドレインＤ）の判断を低コストに実現できる。
なお、他の作用は、実施例１と同様であるので、説明を省略する。
Next, the operation will be described.
In the third embodiment, the control device 37 determines the direction of the current in the main current path based on the information output from the signal generator 31.
That is, the control device 37 determines the forward direction (drain D → source S) or the reverse direction (source S → drain D) based on the information from the signal generator 31. Therefore, it is possible to determine the forward direction (drain D → source S) or the reverse direction (source S → drain D) using the existing signal generator 31. This eliminates the need for a separate voltage sensor or current sensor.
Accordingly, determination of the forward direction (drain D → source S) or the reverse direction (source S → drain D) can be realized at low cost.
Since other operations are the same as those of the first embodiment, description thereof is omitted.
次に、効果を説明する。
実施例３におけるスイッチング回路装置１Ｃにあっては、実施例１の(1)〜(9)と同様の効果を得ることができる。
Next, the effect will be described.
In the switching circuit device 1C according to the third embodiment, the same effects as (1) to (9) of the first embodiment can be obtained.
実施例４は、駆動用可変電圧電源の制御により、順方向時及び逆方向時におけるスイッチング素子のＯＮ期間を調整する例である。 The fourth embodiment is an example in which the ON period of the switching element in the forward direction and in the reverse direction is adjusted by controlling the driving variable voltage power source.
実施例４におけるスイッチング回路装置は、実施例１と同様に、走行用駆動源などとして車両に搭載されるモータジェネレータのインバータに用いられるスイッチング回路装置に適用したものである。図７は実施例４におけるスイッチング回路装置の回路構成を示す。以下、図７に基づいて、実施例４における「スイッチング回路装置の回路構成」について説明する。なお、実施例４における「モータ駆動ユニットの全体構成」と、「還流動作基本構成」については、実施例１と同様であるので説明を省略する。 Similar to the first embodiment, the switching circuit device according to the fourth embodiment is applied to a switching circuit device used as an inverter of a motor generator mounted on a vehicle as a driving source for traveling. FIG. 7 shows a circuit configuration of the switching circuit device according to the fourth embodiment. The “circuit configuration of the switching circuit device” in the fourth embodiment will be described below with reference to FIG. The “overall configuration of the motor drive unit” and “basic configuration of the reflux operation” in the fourth embodiment are the same as those in the first embodiment, and thus the description thereof is omitted.
スイッチング回路装置１Ｄは、主回路部２と、駆動回路３と、を備える。 The switching circuit device 1 </ b> D includes a main circuit unit 2 and a drive circuit 3.
駆動回路３は、主回路部２を駆動する。駆動回路３は、プッシュプル回路３０と、信号発生器３１と、第１駆動用電圧可変電源３２Ａと、第２駆動用電圧可変電源３２Ｂと、第１固定抵抗器３９Ａと、第２固定抵抗器３９Ｂと、第１ダイオード３４Ａと、第２ダイオード３４Ｂと、電圧センサー３５と、制御装置３７（制御部）と、を備える。 The drive circuit 3 drives the main circuit unit 2. The drive circuit 3 includes a push-pull circuit 30, a signal generator 31, a first drive voltage variable power supply 32A, a second drive voltage variable power supply 32B, a first fixed resistor 39A, and a second fixed resistor. 39B, the 1st diode 34A, the 2nd diode 34B, the voltage sensor 35, and the control apparatus 37 (control part) are provided.
第１駆動用電圧可変電源３２Ａ及び第２駆動用電圧可変電源３２Ｂは、制御装置３７により制御される。第１駆動用電圧可変電源３２Ａ及び第２駆動用電圧可変電源３２Ｂは、順方向時及び逆方向時におけるＭＯＳＦＥＴ２０のＯＮ期間の制御に作用する。第１駆動用電圧可変電源３２Ａ及び第２駆動用電圧可変電源３２Ｂは、プッシュプル回路３０に駆動用電圧を供給する。第１駆動用電圧可変電源３２Ａは、ＮＰＮ型トランジスタ３０ＡのコレクタＣに正電圧を印加する。第２駆動用電圧可変電源３２Ｂは、ＰＮＰ型トランジスタ３０ＢのコレクタＣに負電圧を印加する。 The first driving voltage variable power source 32A and the second driving voltage variable power source 32B are controlled by the control device 37. The first drive voltage variable power supply 32A and the second drive voltage variable power supply 32B act to control the ON period of the MOSFET 20 in the forward direction and in the reverse direction. The first driving voltage variable power source 32 </ b> A and the second driving voltage variable power source 32 </ b> B supply a driving voltage to the push-pull circuit 30. The first drive voltage variable power supply 32A applies a positive voltage to the collector C of the NPN transistor 30A. The second driving voltage variable power supply 32B applies a negative voltage to the collector C of the PNP transistor 30B.
第１固定抵抗器３９Ａ及び第２固定抵抗器３９Ｂは、抵抗値が一定の抵抗器である。第１固定抵抗器３９Ａは、ゲートＧに電荷を蓄積する際にゲートＧに注入される電流量を調整する。即ち、第１固定抵抗器３９Ａは、ＭＯＳＦＥＴ２０をターンオンするときに、第１駆動用電圧可変電源３２ＡからゲートＧに至る電流供給路となる。第２固定抵抗器３９Ｂは、ゲートＧから電荷を抜く際にゲートＧから放電される電流量を調整する。即ち、第２固定抵抗器３３Ｂは、ＭＯＳＦＥＴ２０をターンオフするときに、ゲートＧから第２駆動用電圧可変電源３２Ｂに至る電流供給路となる。 The first fixed resistor 39A and the second fixed resistor 39B are resistors having a constant resistance value. The first fixed resistor 39A adjusts the amount of current injected into the gate G when charges are accumulated in the gate G. That is, the first fixed resistor 39A serves as a current supply path from the first driving voltage variable power supply 32A to the gate G when the MOSFET 20 is turned on. The second fixed resistor 39B adjusts the amount of current discharged from the gate G when the charge is extracted from the gate G. That is, the second fixed resistor 33B serves as a current supply path from the gate G to the second drive voltage variable power supply 32B when the MOSFET 20 is turned off.
制御装置３７は、電圧センサー３５のセンシング結果に基づき、主電流経路の電流の方向を判断する。その判断結果に基づき、制御装置３７は、第１駆動用電圧可変電源３２Ａ及び第２駆動用電圧可変電源３２Ｂを可変させて、順方向時及び逆方向時のＭＯＳＦＥＴ２０のＯＮ期間を制御する。
他の構成は、実施例１と同様であるので、対応する構成に同一符号を付して説明を省略する。
The control device 37 determines the direction of current in the main current path based on the sensing result of the voltage sensor 35. Based on the determination result, the control device 37 varies the first drive voltage variable power supply 32A and the second drive voltage variable power supply 32B to control the ON period of the MOSFET 20 in the forward direction and in the reverse direction.
Since other configurations are the same as those of the first embodiment, the corresponding components are denoted by the same reference numerals and description thereof is omitted.
次に、作用を説明する。
実施例４のスイッチング回路装置における作用を、「順方向時及び逆方向時におけるスイッチング制御作用」と、「スイッチング回路装置１Ｄにおける特徴作用」に分けて説明する。
Next, the operation will be described.
The operation of the switching circuit device according to the fourth embodiment will be described by dividing it into “switching control operation in the forward direction and in the reverse direction” and “characteristic operation in the switching circuit device 1D”.
［順方向時及び逆方向時におけるスイッチング制御作用]
図８は、実施例４におけるスイッチング回路装置における順方向時及び逆方向時のスイッチング制御を示す。以下、図７及び図８に基づき、順方向時及び逆方向時におけるスイッチング制御作用を説明する。
ここで、図８中の電圧値Ｖｓｉｇ１，Ｖｓｉｇ２は、信号入力部Ｖｓｉｇにおける電圧値である。ゲート電圧Ｖｇ１は、ゲート電圧Ｖｇ２よりも低い値に調整される。ゲート電圧Ｖｇ２は、ＭＯＳＦＥＴ２０がＯＦＦ状態にあるときのゲート電圧である。ＭＯＳＦＥＴ２０の閾値電圧特性に合わせ、ゲート電圧Ｖｇ２はＭＯＳＦＥＴ２０の閾値電圧より低い値に調整される。この閾値電圧は実施例１と同様のものである。ゲート電圧Ｖｇ３は、閾値電圧以下であり、ゲート電圧Ｖｇ２より高い値に調整される。ゲート電圧Ｖｇ４は、ＭＯＳＦＥＴ２０がＯＮ状態にあるときのゲート電圧である。ゲート電圧Ｖｇ４は閾値電圧より高い値に調整される。ゲート電流Ｉｇは、ゲートＧに注入されたり、ゲートＧから放電されたりする電流である。
[Switching control action in forward and reverse directions]
FIG. 8 shows switching control in the forward direction and in the reverse direction in the switching circuit device according to the fourth embodiment. Hereinafter, based on FIG.7 and FIG.8, the switching control effect | action at the time of the forward direction and the reverse direction is demonstrated.
Here, the voltage values Vsig1 and Vsig2 in FIG. 8 are voltage values at the signal input unit Vsig. The gate voltage Vg1 is adjusted to a value lower than the gate voltage Vg2. The gate voltage Vg2 is a gate voltage when the MOSFET 20 is in the OFF state. In accordance with the threshold voltage characteristics of the MOSFET 20, the gate voltage Vg2 is adjusted to a value lower than the threshold voltage of the MOSFET 20. This threshold voltage is the same as that in the first embodiment. The gate voltage Vg3 is lower than the threshold voltage and is adjusted to a value higher than the gate voltage Vg2. The gate voltage Vg4 is a gate voltage when the MOSFET 20 is in the ON state. The gate voltage Vg4 is adjusted to a value higher than the threshold voltage. The gate current Ig is a current that is injected into the gate G or discharged from the gate G.
時刻ｔ０のとき、制御装置３７は、図７に示すように、電圧センサー３５のセンシング結果に基づき、主電流経路の電流の方向を判断する。 At time t0, the control device 37 determines the direction of the current in the main current path based on the sensing result of the voltage sensor 35, as shown in FIG.
順方向時と判断した場合、時刻ｔ３のとき、図７及び図８に示すように、信号発生器３１から信号入力部Ｖｓｉｇに、ＭＯＳＦＥＴ２０をターンオンするための電圧値Ｖｓｉｇ２が入力される（図８中のＴ−ｏｎ）。これに同期して、制御装置３７は、図７に示すように、第１駆動用電圧可変電源３２Ａを制御して、ＯＦＦ状態にあるＭＯＳＦＥＴ２０のゲートＧへの電流の注入を開始する。時刻ｔ３からの注入の開始により、図８に示すように、ゲート電圧Ｖｇは、時刻ｔ３〜時刻ｔ５の間では、ゲート電圧Ｖｇ２からゲート電圧Ｖｇ４まで上昇する。ゲート電圧Ｖｇが上昇すると、図８に示すように、ターンオンのスイッチングが遅くなる。そして、ＭＯＳＦＥＴ２０は、図８に示すように、時刻ｔ５〜時刻ｔ６の間では、ＯＮ状態となる（図８中のＯＮ期間）。 When it is determined that the time is forward, at time t3, as shown in FIGS. 7 and 8, the voltage value Vsig2 for turning on the MOSFET 20 is input from the signal generator 31 to the signal input unit Vsig (FIG. 8). T-on). In synchronization with this, as shown in FIG. 7, the control device 37 controls the first drive voltage variable power supply 32 </ b> A to start injecting current into the gate G of the MOSFET 20 in the OFF state. With the start of injection from time t3, as shown in FIG. 8, the gate voltage Vg rises from the gate voltage Vg2 to the gate voltage Vg4 between time t3 and time t5. When the gate voltage Vg increases, as shown in FIG. 8, the turn-on switching is delayed. As shown in FIG. 8, the MOSFET 20 is in the ON state between time t5 and time t6 (ON period in FIG. 8).
そして、時刻ｔ６のとき、図７及び図８に示すように、信号発生器３１から信号入力部Ｖｓｉｇに、ＭＯＳＦＥＴ２０をターンオフするための電圧値Ｖｓｉｇ１が入力される（図８中のＴ−ｏｆｆ）。これに同期して、制御装置３７は、図７に示すように、第２駆動用電圧可変電源３２Ｂを制御して、ＭＯＳＦＥＴ２０のゲートＧからの放電を開始する。時刻ｔ６からの放電の開始により、図８に示すように、ゲート電圧Ｖｇは、時刻ｔ６〜時刻ｔ８の間には、ゲート電圧Ｖｇ４からゲート電圧Ｖｇ２まで降下する。ゲート電圧Ｖｇが降下すると、図８に示すように、ターンオフのスイッチングが遅くなる。そして、ＭＯＳＦＥＴ２０は、時刻ｔ８のとき、ＯＦＦ状態となる。 At time t6, as shown in FIGS. 7 and 8, the voltage value Vsig1 for turning off the MOSFET 20 is input from the signal generator 31 to the signal input unit Vsig (T-off in FIG. 8). . In synchronization with this, as shown in FIG. 7, the control device 37 controls the second drive voltage variable power supply 32 </ b> B and starts discharging from the gate G of the MOSFET 20. With the start of discharge from time t6, as shown in FIG. 8, the gate voltage Vg falls from the gate voltage Vg4 to the gate voltage Vg2 between time t6 and time t8. When the gate voltage Vg falls, as shown in FIG. 8, the turn-off switching is delayed. Then, the MOSFET 20 is turned off at time t8.
一方、逆方向時と判断した場合、制御装置３７は、図７及び図８に示すように、Ｔ−ｏｎ手前の時刻ｔ１〜時刻ｔ２の間、第１駆動用電圧可変電源３２Ａを制御して、ゲート電圧Ｖｇをゲート電圧Ｖｇ２からゲート電圧Ｖｇ３まで上昇させる。ゲート電圧Ｖｇをゲート電圧Ｖｇ４まで迅速に到達させるため、図８に示すように、ゲート電圧Ｖｇはゲート電圧Ｖｇ３（＞ゲート電圧Ｖｇ２）に保持される。このように、逆方向時には、図８に示すように、ターンオンを高速化するための制御がなされる。そして、時刻ｔ３のとき、図７及び図８に示すように、信号発生器３１から信号入力部Ｖｓｉｇに、ＭＯＳＦＥＴ２０をターンオンするための電圧値Ｖｓｉｇ２が入力される（図８中のＴ−ｏｎ）。これに同期して、制御装置３７は、図７に示すように、第１駆動用電圧可変電源３２Ａを制御して、ＯＦＦ状態にあるＭＯＳＦＥＴ２０のゲートＧへの電流の注入を開始する。時刻ｔ３からの注入の開始により、図８に示すように、ゲート電圧Ｖｇは、時刻ｔ３〜時刻ｔ４の間には、ゲート電圧Ｖｇ３からゲート電圧Ｖｇ４まで上昇する。このため、逆方向時には、図８に示すように、ターンオンを高速化する制御を使わない順方向時と比べて、期間（時刻ｔ５−時刻ｔ４）の分だけ短い期間でＭＯＳＦＥＴ２０がターンオンできる。これにより、ＯＮ条件となるゲート電圧Ｖｇ２までの到達時間が、図８に示すように、順方向時と比べて期間（時刻ｔ５−時刻ｔ４）の分だけ短くなる。つまり、ターンオンのスイッチングが速くなるので、ＭＯＳＦＥＴ２０のＯＮ期間を長くできる面で有利である。そして、ＭＯＳＦＥＴ２０は、図８に示すように、時刻ｔ４〜時刻ｔ７の間には、ＯＮ状態となる（図８中のＯＮ期間）。 On the other hand, when it is determined that the time is in the reverse direction, the control device 37 controls the first drive voltage variable power supply 32A between time t1 and time t2 before T-on, as shown in FIGS. The gate voltage Vg is increased from the gate voltage Vg2 to the gate voltage Vg3. In order to quickly reach the gate voltage Vg to the gate voltage Vg4, as shown in FIG. 8, the gate voltage Vg is held at the gate voltage Vg3 (> gate voltage Vg2). Thus, in the reverse direction, as shown in FIG. 8, control for speeding up the turn-on is performed. At time t3, as shown in FIGS. 7 and 8, the voltage value Vsig2 for turning on the MOSFET 20 is input from the signal generator 31 to the signal input unit Vsig (T-on in FIG. 8). . In synchronization with this, as shown in FIG. 7, the control device 37 controls the first drive voltage variable power supply 32 </ b> A to start injecting current into the gate G of the MOSFET 20 in the OFF state. With the start of injection from time t3, as shown in FIG. 8, the gate voltage Vg rises from the gate voltage Vg3 to the gate voltage Vg4 between time t3 and time t4. Therefore, in the reverse direction, as shown in FIG. 8, the MOSFET 20 can be turned on in a period shorter by a period (time t5−time t4) than in the forward direction without using the control for increasing the turn-on speed. Thereby, as shown in FIG. 8, the arrival time to the gate voltage Vg2 which is the ON condition is shortened by the period (time t5 to time t4) as compared with the forward direction. That is, since turn-on switching becomes faster, it is advantageous in that the ON period of the MOSFET 20 can be lengthened. Then, as shown in FIG. 8, the MOSFET 20 is in an ON state between time t4 and time t7 (ON period in FIG. 8).
そして、時刻ｔ７のとき、図７及び図８に示すように、信号発生器３１から信号入力部Ｖｓｉｇに、ＭＯＳＦＥＴ２０をターンオフするための電圧値Ｖｓｉｇ１が入力される（図８中のＴ−ｏｆｆ）。これに同期して、制御装置３７は、図７に示すように、第２駆動用電圧可変電源３２Ｂを制御して、ＭＯＳＦＥＴ２０のゲートＧからの放電を開始する。時刻ｔ７からの放電の開始により、図８に示すように、ゲート電圧Ｖｇは、時刻ｔ７〜時刻ｔ８の間には、ゲート電圧Ｖｇ４からゲート電圧Ｖｇ１（＜ゲート電圧Ｖｇ２）まで降下する。図８に示すように、ゲート電圧Ｖｇが降下すると、ターンオフのスイッチングが速くなる。このため、ＭＯＳＦＥＴ２０のＯＮ期間を長くできる面で有利である。 At time t7, as shown in FIGS. 7 and 8, the voltage value Vsig1 for turning off the MOSFET 20 is input from the signal generator 31 to the signal input unit Vsig (T-off in FIG. 8). . In synchronization with this, as shown in FIG. 7, the control device 37 controls the second drive voltage variable power supply 32 </ b> B and starts discharging from the gate G of the MOSFET 20. With the start of discharge from time t7, as shown in FIG. 8, the gate voltage Vg drops from the gate voltage Vg4 to the gate voltage Vg1 (<gate voltage Vg2) between time t7 and time t8. As shown in FIG. 8, when the gate voltage Vg drops, the turn-off switching becomes faster. This is advantageous in that the ON period of the MOSFET 20 can be lengthened.
図８に示すように、時刻ｔ３〜時刻ｔ８までの期間が順方向時と逆方向時と同一となる条件下で、ＮＰＮ型トランジスタ３０Ａ及びＰＮＰ型トランジスタ３０ＢのＯＮ期間を順方向時と比べて逆方向時に長くできる。このため、主電流経路のＭＯＳＦＥＴ２０のＯＮ期間が順方向時と比べて逆方向時に長くなる。これにより、逆方向時にボディダイオード２０Ａに低損失な電流が流れる時間を長くできる。そして、ゲート電圧Ｖｇは、図８に示すように、時刻ｔ８〜時刻ｔ９の間には、ゲート電圧Ｖｇ１に保持される。そして、ゲート電圧Ｖｇは、図８に示すように、時刻ｔ９〜時刻ｔ１０の間には、ゲート電圧Ｖｇ１からゲート電圧Ｖｇ２まで上昇する。ゲート電圧Ｖｇは、図８に示すように、時刻ｔ１０以降、Ｖｇ１で保持される。 As shown in FIG. 8, the ON periods of the NPN transistor 30A and the PNP transistor 30B are compared with those in the forward direction under the condition that the period from the time t3 to the time t8 is the same as that in the forward direction and in the reverse direction. Can be longer in the reverse direction. For this reason, the ON period of the MOSFET 20 in the main current path is longer in the reverse direction than in the forward direction. Thereby, the time during which a low-loss current flows through the body diode 20A in the reverse direction can be lengthened. As shown in FIG. 8, the gate voltage Vg is held at the gate voltage Vg1 between time t8 and time t9. As shown in FIG. 8, the gate voltage Vg rises from the gate voltage Vg1 to the gate voltage Vg2 between time t9 and time t10. As shown in FIG. 8, the gate voltage Vg is held at Vg1 after time t10.
［スイッチング回路装置１Ｄにおける特徴作用]
実施例４では、制御装置３７は、駆動用電圧可変電源３２Ａ，３２Ｂを可変させて、逆方向時のＭＯＳＦＥＴ２０のＯＮ期間を制御する。
即ち、逆方向時において、制御装置３７は、Ｔ−ｏｎ手前の時刻ｔ１〜時刻ｔ２の間には、駆動用電圧可変電源３２Ａを制御して、ゲート電圧Ｖｇをゲート電圧Ｖｇ２からゲート電圧Ｖｇ３まで上昇させる。このため、ゲート電圧Ｖｇをゲート電圧Ｖｇ４まで迅速に到達させることができる。これにより、ターンオンのスイッチングが速くなる。
従って、ＭＯＳＦＥＴ２０のＯＮ期間を順方向時と比べて逆方向時に長くできる。
加えて、逆方向時において、ゲート電圧Ｖｇは、時刻ｔ７〜時刻ｔ８の間には、ゲート電圧Ｖｇ４からゲート電圧Ｖｇ１（＜ゲート電圧Ｖｇ２）まで降下する。このため、ターンオフのスイッチングが速くなる。従って、ＭＯＳＦＥＴ２０のＯＮ期間を順方向時と比べて逆方向時により長くできる。
なお、他の作用は、実施例１と同様であるので、説明を省略する。
[Characteristic Action in Switching Circuit Device 1D]
In the fourth embodiment, the control device 37 varies the driving voltage variable power sources 32A and 32B to control the ON period of the MOSFET 20 in the reverse direction.
That is, in the reverse direction, the control device 37 controls the drive voltage variable power source 32A between time t1 and time t2 before T-on to change the gate voltage Vg from the gate voltage Vg2 to the gate voltage Vg3. Raise. For this reason, the gate voltage Vg can be rapidly reached to the gate voltage Vg4. This speeds up turn-on switching.
Therefore, the ON period of the MOSFET 20 can be made longer in the reverse direction than in the forward direction.
In addition, in the reverse direction, the gate voltage Vg drops from the gate voltage Vg4 to the gate voltage Vg1 (<gate voltage Vg2) between time t7 and time t8. For this reason, turn-off switching becomes faster. Accordingly, the ON period of the MOSFET 20 can be made longer in the reverse direction than in the forward direction.
Since other operations are the same as those of the first embodiment, description thereof is omitted.
次に、効果を説明する。
実施例４におけるスイッチング回路装置１Ｄにあっては、実施例１の(1)〜(6),(9)と同様の効果を得ることができる。
Next, the effect will be described.
In the switching circuit device 1D according to the fourth embodiment, the same effects as (1) to (6) and (9) of the first embodiment can be obtained.
実施例５は、信号発生器からＮＰＮ型トランジスタ３０Ａ及びＰＮＰ型トランジスタ３０Ｂの夫々のベースＢに至る入力経路が２つある例である。 The fifth embodiment is an example in which there are two input paths from the signal generator to the bases B of the NPN transistor 30A and the PNP transistor 30B.
実施例５におけるスイッチング回路装置は、実施例１と同様に、走行用駆動源などとして車両に搭載されるモータジェネレータのインバータに用いられるスイッチング回路装置に適用したものである。図９は実施例５におけるスイッチング回路装置の回路構成を示す。以下、図９に基づいて、実施例５における「スイッチング回路装置の回路構成」について説明する。なお、実施例５における「モータ駆動ユニットの全体構成」と、「還流動作基本構成」については、実施例１と同様であるので説明を省略する。 Similar to the first embodiment, the switching circuit device according to the fifth embodiment is applied to a switching circuit device used as an inverter of a motor generator mounted on a vehicle as a driving source for traveling. FIG. 9 shows a circuit configuration of the switching circuit device according to the fifth embodiment. Hereinafter, the “circuit configuration of the switching circuit device” in the fifth embodiment will be described with reference to FIG. 9. In addition, since “the whole configuration of the motor drive unit” and “the basic configuration of the reflux operation” in the fifth embodiment are the same as those in the first embodiment, the description thereof is omitted.
スイッチング回路装置１Ｅは、主回路部２と、駆動回路３と、を備える。 The switching circuit device 1E includes a main circuit unit 2 and a drive circuit 3.
駆動回路３は、主回路部２を駆動する。駆動回路３は、プッシュプル回路３０と、信号発生器３１と、第１駆動用電圧可変電源３２Ａと、第２駆動用電圧可変電源３２Ｂと、第１固定抵抗器３９Ａと、第２固定抵抗器３９Ｂと、第３固定抵抗器３９Ｃと、第４固定抵抗器３９Ｄと、第１ダイオード３４Ａと、第２ダイオード３４Ｂと、電圧センサー３５と、制御装置３７（制御部）と、を備える。 The drive circuit 3 drives the main circuit unit 2. The drive circuit 3 includes a push-pull circuit 30, a signal generator 31, a first drive voltage variable power supply 32A, a second drive voltage variable power supply 32B, a first fixed resistor 39A, and a second fixed resistor. 39B, a third fixed resistor 39C, a fourth fixed resistor 39D, a first diode 34A, a second diode 34B, a voltage sensor 35, and a control device 37 (control unit).
信号発生器３１（例えば、ＦＰＧＡ等）は、ＮＰＮ型トランジスタ３０Ａ及びＰＮＰ型トランジスタ３０Ｂの夫々に対して、入力経路を２本ずつ備える。信号発生器３１は、２本の第１入力経路３１Ａ及び第２入力経路３１Ｂを介してＮＰＮ型トランジスタ３０ＡのベースＢに接続される。信号発生器３１は、２本の第３入力経路３１Ｃ及び第４入力経路３１Ｄを介してＰＮＰ型トランジスタ３０ＢのベースＢに接続される。順方向時、信号発生器３１は、第２入力経路３１ＢからＮＰＮ型トランジスタ３０Ａにベース電流を供給すると共に、第４入力経路３１ＤからＰＮＰ型トランジスタ３０Ｂにベース電流を供給する。逆方向時、信号発生器３１は、第１入力経路３１ＡからＰＮＰ型トランジスタ３０Ｂにベース電流を供給すると共に、第３入力経路３１ＣからＰＮＰ型トランジスタ３０Ｂにベース電流を供給する。 The signal generator 31 (for example, FPGA) includes two input paths for each of the NPN transistor 30A and the PNP transistor 30B. The signal generator 31 is connected to the base B of the NPN transistor 30A via the two first input paths 31A and the second input path 31B. The signal generator 31 is connected to the base B of the PNP transistor 30B through two third input paths 31C and a fourth input path 31D. In the forward direction, the signal generator 31 supplies a base current from the second input path 31B to the NPN transistor 30A and supplies a base current from the fourth input path 31D to the PNP transistor 30B. In the reverse direction, the signal generator 31 supplies the base current to the PNP transistor 30B from the first input path 31A and supplies the base current to the PNP transistor 30B from the third input path 31C.
第１駆動用電圧可変電源３２Ａ及び第２駆動用電圧可変電源３２Ｂは、制御装置３７により制御される。第１駆動用電圧可変電源３２Ａ及び第２駆動用電圧可変電源３２Ｂは、順方向時及び逆方向時のＭＯＳＦＥＴ２０のＯＮ期間の制御に作用する。第１駆動用電圧可変電源３２Ａ及び第２駆動用電圧可変電源３２Ｂは、プッシュプル回路３０に駆動用電圧を供給する。第１駆動用電圧可変電源３２Ａは、ＮＰＮ型トランジスタ３０ＡのコレクタＣに正電圧を印加する。第２駆動用電圧可変電源３２Ｂは、ＰＮＰ型トランジスタ３０ＢのコレクタＣに負電圧を印加する。 The first driving voltage variable power source 32A and the second driving voltage variable power source 32B are controlled by the control device 37. The first driving voltage variable power source 32A and the second driving voltage variable power source 32B act to control the ON period of the MOSFET 20 in the forward direction and in the reverse direction. The first driving voltage variable power source 32 </ b> A and the second driving voltage variable power source 32 </ b> B supply a driving voltage to the push-pull circuit 30. The first drive voltage variable power supply 32A applies a positive voltage to the collector C of the NPN transistor 30A. The second driving voltage variable power supply 32B applies a negative voltage to the collector C of the PNP transistor 30B.
第１固定抵抗器３９Ａ、第２固定抵抗器３９Ｂ、第３固定抵抗器３９Ｃ、第４固定抵抗器３９Ｄは、抵抗値が一定の抵抗器である。第１固定抵抗器３９Ａは、ゲートＧに電荷を蓄積する際にゲートＧに注入される電流量を調整する。即ち、第１固定抵抗器３９Ａは、ＭＯＳＦＥＴ２０をターンオンするときに、第１駆動用電圧可変電源３２ＡからゲートＧに至る電流供給路となる。第２固定抵抗器３９Ｂは、ゲートＧから電荷を抜く際にゲートＧから放電される電流量を調整する。即ち、第２固定抵抗器３３Ｂは、ＭＯＳＦＥＴ２０をターンオフするときに、ゲートＧから第２駆動用電圧可変電源３２Ｂに至る電流供給路となる。第３固定抵抗器３９Ｃは、第２入力経路３１Ｂに直列に接続される。第３固定抵抗器３９Ｃは、信号発生器３１からＮＰＮ型トランジスタ３０Ａに供給されるベース電流を制限する。第４固定抵抗器３９Ｄは、第４入力経路３１Ｄに直列に接続される。第４固定抵抗器３９Ｄは、信号発生器３１からＰＮＰ型トランジスタ３０Ｂに供給されるベース電流を制限する。 The first fixed resistor 39A, the second fixed resistor 39B, the third fixed resistor 39C, and the fourth fixed resistor 39D are resistors having a constant resistance value. The first fixed resistor 39A adjusts the amount of current injected into the gate G when charges are accumulated in the gate G. That is, the first fixed resistor 39A serves as a current supply path from the first driving voltage variable power supply 32A to the gate G when the MOSFET 20 is turned on. The second fixed resistor 39B adjusts the amount of current discharged from the gate G when the charge is extracted from the gate G. That is, the second fixed resistor 33B serves as a current supply path from the gate G to the second drive voltage variable power supply 32B when the MOSFET 20 is turned off. The third fixed resistor 39C is connected in series to the second input path 31B. The third fixed resistor 39C limits the base current supplied from the signal generator 31 to the NPN transistor 30A. The fourth fixed resistor 39D is connected in series to the fourth input path 31D. The fourth fixed resistor 39D limits the base current supplied from the signal generator 31 to the PNP transistor 30B.
制御装置３７は、電圧センサー３５のセンシング結果に基づき、主電流経路の電流の方向を判断する。制御装置３７は、第１駆動用電圧可変電源３２Ａ及び第２駆動用電圧可変電源３２Ｂを可変させて、ゲート電圧Ｖｇ（制御電圧）又はゲート電流Ｉｇ（制御電流）を調整する。
他の構成は、実施例１と同様であるので、対応する構成に同一符号を付して説明を省略する。
The control device 37 determines the direction of current in the main current path based on the sensing result of the voltage sensor 35. The control device 37 adjusts the gate voltage Vg (control voltage) or the gate current Ig (control current) by changing the first drive voltage variable power supply 32A and the second drive voltage variable power supply 32B.
Since other configurations are the same as those of the first embodiment, the corresponding components are denoted by the same reference numerals and description thereof is omitted.
次に、作用を説明する。
実施例５では、信号発生器３１は、順方向時、第２入力経路３１Ｂ及び第４入力経路３１Ｄを用いてＮＰＮ型トランジスタ３０Ａに電流を供給し、逆方向時、第１入力経路３１Ａ及び第３入力経路３１Ｃを用いてＰＮＰ型トランジスタ３０Ｂに電流を供給する。
即ち、信号発生器３１は、順方向時、第３固定抵抗器３９Ｃ及び第４固定抵抗器３９Ｄが接続された方の経路を用いて電流を供給し、逆方向時、第３固定抵抗器３９Ｃ及び第４固定抵抗器３９Ｄが接続されていない方の経路を用いて電流を供給する。このため、ＭＯＳＦＥＴ２０は、順方向時において緩やかにターンオン及びターンオフし、逆方向時において迅速にターンオン及びターンオフする。これにより、ターンオン及びターンオフのスイッチングが順方向時と比べて逆方向時に速くなる。つまり、ＭＯＳＦＥＴ２０のＯＮ期間を順方向時と比べて逆方向時に長くできる。
従って、ボディダイオード２０Ａに低損失な電流が流れる時間を長くできる。
なお、他の作用は、実施例１と同様であるので、説明を省略する。
Next, the operation will be described.
In the fifth embodiment, the signal generator 31 supplies current to the NPN transistor 30A using the second input path 31B and the fourth input path 31D in the forward direction, and supplies the first input path 31A and the first input in the reverse direction. A current is supplied to the PNP transistor 30B using the three-input path 31C.
That is, the signal generator 31 supplies current using a path to which the third fixed resistor 39C and the fourth fixed resistor 39D are connected in the forward direction, and in the reverse direction, the signal generator 31 supplies the third fixed resistor 39C. In addition, the current is supplied using the path to which the fourth fixed resistor 39D is not connected. Therefore, the MOSFET 20 is gently turned on and turned off in the forward direction, and quickly turned on and turned off in the reverse direction. Thereby, turn-on and turn-off switching is faster in the reverse direction than in the forward direction. That is, the ON period of the MOSFET 20 can be made longer in the reverse direction than in the forward direction.
Accordingly, it is possible to lengthen the time during which a low-loss current flows through the body diode 20A.
Since other operations are the same as those of the first embodiment, description thereof is omitted.
次に、効果を説明する。
実施例５におけるスイッチング回路装置１Ｅにあっては、実施例１の(1)〜(9)と同様の効果を得ることができる。
Next, the effect will be described.
In the switching circuit device 1E according to the fifth embodiment, the same effects as (1) to (9) of the first embodiment can be obtained.
実施例６は、信号発生器とスイッチング素子とを繋ぐプッシュプル回路を２つ設ける例である。 Example 6 is an example in which two push-pull circuits that connect a signal generator and a switching element are provided.
実施例６におけるスイッチング回路装置は、実施例１と同様に、走行用駆動源などとして車両に搭載されるモータジェネレータのインバータに用いられるスイッチング回路装置に適用したものである。図１０は実施例６におけるスイッチング回路装置の回路構成を示す。以下、図１０に基づいて、実施例６における「スイッチング回路装置の回路構成」について説明する。なお、実施例６における「モータ駆動ユニットの全体構成」と、「還流動作基本構成」については、実施例１と同様であるので説明を省略する。 Similar to the first embodiment, the switching circuit device according to the sixth embodiment is applied to a switching circuit device used as an inverter of a motor generator mounted on a vehicle as a driving source for traveling. FIG. 10 shows a circuit configuration of the switching circuit device according to the sixth embodiment. The “circuit configuration of the switching circuit device” in the sixth embodiment will be described below with reference to FIG. In addition, since “the whole configuration of the motor drive unit” and “the basic configuration of the reflux operation” in the sixth embodiment are the same as those in the first embodiment, description thereof is omitted.
スイッチング回路装置１Ｆは、主回路部２と、駆動回路３と、を備える。 The switching circuit device 1 </ b> F includes a main circuit unit 2 and a drive circuit 3.
主回路部２は、ＭＯＳＦＥＴ２０（スイッチ機能）と、フライホイールダイオード２１（ダイオード機能）と、を備える。ＭＯＳＦＥＴ２０は、ターンオン指令又はターンオフ指令を受けて、ターンオン又はターンオフする。そして、ＭＯＳＦＥＴ２０は、任意の周期でＯＮ動作とＯＦＦ動作を繰り返す。ＭＯＳＦＥＴ２０は、ボディダイオード２０Ａ（ダイオード機能）を備える。このボディダイオード２０Ａは、ソースＳ→ドレインＤに向かう方向が順方向となる。主回路部２のＯＮ期間は、少なくとも主電流経路の順方向に電流が流れるときのＯＮ期間より、逆方向に電流が流れるときのＯＮ期間の方が長く設定される。ＭＯＳＦＥＴ２０は、主電流経路の順方向と逆方向の両方向に電流を流すことが可能である。ＭＯＳＦＥＴ２０のゲートＧは、第１固定抵抗器３９Ａ、第２固定抵抗器３９Ｂ、第３固定抵抗器３９Ｃ及び第４固定抵抗器３９Ｄに接続される。ＭＯＳＦＥＴ２０のドレインＤは、接続点Ｐ１に接続される。この接続点Ｐ１は、直流電源の正電圧（＋）側（不図示）と、フライホイールダイオード２１のカソードＫと、電圧センサー３５とを接続する接続点である。ＭＯＳＦＥＴ２０のソースＳは、接続点Ｐ２に接続される。この接続点Ｐ２は、フライホイールダイオード２１のアノードＡと、電圧センサー３５と、接続点Ｐ３とを接続する接続点である。接続点Ｐ３は、信号発生器３１と、第１駆動用電圧可変電源３２Ａと、第２駆動用電圧可変電源３２Ｂとを接続する接続点である。フライホイールダイオード２１は、ＭＯＳＦＥＴ２０と並列に接続される。即ち、フライホイールダイオード２１は、接続点Ｐ１及び接続点Ｐ２に接続される。フライホイールダイオード２１は、逆方向に電流を流すことが可能である。即ち、フライホイールダイオード２１は、ボディダイオード２０Ａの機能を補完する。 The main circuit unit 2 includes a MOSFET 20 (switch function) and a flywheel diode 21 (diode function). The MOSFET 20 is turned on or turned off in response to a turn-on command or a turn-off command. The MOSFET 20 repeats an ON operation and an OFF operation at an arbitrary cycle. The MOSFET 20 includes a body diode 20A (diode function). In the body diode 20A, the direction from the source S to the drain D is the forward direction. The ON period of the main circuit unit 2 is set to be longer than the ON period when the current flows at least in the forward direction of the main current path. The MOSFET 20 can flow current in both the forward direction and the reverse direction of the main current path. The gate G of the MOSFET 20 is connected to the first fixed resistor 39A, the second fixed resistor 39B, the third fixed resistor 39C, and the fourth fixed resistor 39D. The drain D of the MOSFET 20 is connected to the connection point P1. This connection point P1 is a connection point that connects the positive voltage (+) side (not shown) of the DC power source, the cathode K of the flywheel diode 21, and the voltage sensor 35. The source S of the MOSFET 20 is connected to the connection point P2. This connection point P2 is a connection point that connects the anode A of the flywheel diode 21, the voltage sensor 35, and the connection point P3. The connection point P3 is a connection point for connecting the signal generator 31, the first driving voltage variable power source 32A, and the second driving voltage variable power source 32B. The flywheel diode 21 is connected in parallel with the MOSFET 20. That is, the flywheel diode 21 is connected to the connection point P1 and the connection point P2. The flywheel diode 21 can flow a current in the reverse direction. That is, the flywheel diode 21 complements the function of the body diode 20A.
駆動回路３は、主回路部２を駆動する。駆動回路３は、第１プッシュプル回路３０Ａと、第２プッシュプル回路３０Ｂと、信号発生器３１と、第１駆動用電圧可変電源３２Ａと、第２駆動用電圧可変電源３２Ｂと、第１固定抵抗器３９Ａと、第２固定抵抗器３９Ｂと、第３固定抵抗器３９Ｃと、第４固定抵抗器３９Ｄと、第１ダイオード３４Ａと、第２ダイオード３４Ｂと、第３ダイオード３４Ｃと、第４ダイオード３４Ｄと、電圧センサー３５と、制御装置３７（制御部）と、を備える。 The drive circuit 3 drives the main circuit unit 2. The drive circuit 3 includes a first push-pull circuit 30A, a second push-pull circuit 30B, a signal generator 31, a first drive voltage variable power supply 32A, a second drive voltage variable power supply 32B, and a first fixed voltage. Resistor 39A, second fixed resistor 39B, third fixed resistor 39C, fourth fixed resistor 39D, first diode 34A, second diode 34B, third diode 34C, and fourth diode 34D, the voltage sensor 35, and the control apparatus 37 (control part) are provided.
第１プッシュプル回路３０Ａは、第１ＮＰＮ型トランジスタ３０Ａａと、第１ＰＮＰ型トランジスタ３０Ｂａと、を備える。第１プッシュプル回路３０Ａは、順方向時に、第１駆動用電圧可変電源３２Ａ又は第２駆動用電圧可変電源３２ＢからゲートＧに至る電流供給路となる。即ち、第１ＮＰＮ型トランジスタ３０Ａａは、主電流経路において順方向（ドレインＤ→ソースＳ）に電流が流れる時に、第１駆動用電圧可変電源３２ＡからゲートＧに至る電流供給路となる。第１ＰＮＰ型トランジスタ３０Ｂａは、主電流経路において順方向（ドレインＤ→ソースＳ）に電流が流れる時に、ゲートＧから第２駆動用電圧可変電源３２Ｂに至る電流供給路となる。第１ＮＰＮ型トランジスタ３０ＡａのベースＢは、第１信号入力部Ｖｓｉｇ１を介して信号発生器３１に接続される。第１ＮＰＮ型トランジスタ３０ＡａのコレクタＣは、第１駆動用電圧可変電源３２Ａと、第２ＮＰＮ型トランジスタ３０ＡｂのコレクタＣに接続される。第１ＮＰＮ型トランジスタ３０ＡａのエミッタＥは、第１ダイオード３４ＡのアノードＡと、第２ダイオード３４ＢのカソードＫと、第１ＰＮＰ型トランジスタ３０ＢａのエミッタＥに接続される。第１ＰＮＰ型トランジスタ３０ＢａのベースＢは、第１信号入力部Ｖｓｉｇ１を介して信号発生器３１に接続される。第１ＰＮＰ型トランジスタ３０ＢａのコレクタＣは、第２駆動用電圧可変電源３２Ｂと、第２ＰＮＰ型トランジスタ３０ＢｂのコレクタＣに接続される。第１ＰＮＰ型トランジスタ３０ＢａのエミッタＥは、第２ダイオード３４ＢのカソードＫと、第１ダイオード３４ＡのアノードＡと、第１ＮＰＮ型トランジスタ３０ＡａのエミッタＥに接続される。第１信号入力部Ｖｓｉｇ１は、第１ＮＰＮ型トランジスタ３０Ａａ及び第１ＰＮＰ型トランジスタ３０ＢａのベースＢ同士を接続した信号入力部である。第１信号入力部Ｖｓｉｇは、第１ＮＰＮ型トランジスタ３０Ａａ及び第１ＰＮＰ型トランジスタ３０Ｂａに共通の信号入力部となる。第１信号入力部Ｖｓｉｇ１には、信号発生器３１からゲート信号（制御信号）が入力される。 The first push-pull circuit 30A includes a first NPN transistor 30Aa and a first PNP transistor 30Ba. The first push-pull circuit 30A serves as a current supply path from the first driving voltage variable power source 32A or the second driving voltage variable power source 32B to the gate G in the forward direction. That is, the first NPN transistor 30Aa serves as a current supply path from the first drive voltage variable power supply 32A to the gate G when current flows in the forward direction (drain D → source S) in the main current path. The first PNP transistor 30Ba serves as a current supply path from the gate G to the second drive voltage variable power supply 32B when current flows in the forward direction (drain D → source S) in the main current path. The base B of the first NPN transistor 30Aa is connected to the signal generator 31 via the first signal input unit Vsig1. The collector C of the first NPN transistor 30Aa is connected to the first driving voltage variable power supply 32A and the collector C of the second NPN transistor 30Ab. The emitter E of the first NPN transistor 30Aa is connected to the anode A of the first diode 34A, the cathode K of the second diode 34B, and the emitter E of the first PNP transistor 30Ba. The base B of the first PNP transistor 30Ba is connected to the signal generator 31 via the first signal input unit Vsig1. The collector C of the first PNP transistor 30Ba is connected to the second drive voltage variable power supply 32B and the collector C of the second PNP transistor 30Bb. The emitter E of the first PNP transistor 30Ba is connected to the cathode K of the second diode 34B, the anode A of the first diode 34A, and the emitter E of the first NPN transistor 30Aa. The first signal input unit Vsig1 is a signal input unit that connects bases B of the first NPN transistor 30Aa and the first PNP transistor 30Ba. The first signal input unit Vsig is a signal input unit common to the first NPN transistor 30Aa and the first PNP transistor 30Ba. A gate signal (control signal) is input from the signal generator 31 to the first signal input unit Vsig1.
第２プッシュプル回路３０Ｂは、第２ＮＰＮ型トランジスタ３０Ａｂと、第２ＰＮＰ型トランジスタ３０Ｂｂと、を備える。第２プッシュプル回路３０Ｂは、逆方向時に、第１駆動用電圧可変電源３２Ａ又は第２駆動用電圧可変電源３２ＢからゲートＧに至る電流供給路となる。即ち、第２ＮＰＮ型トランジスタ３０Ａｂは、主電流経路において逆方向（ソースＳ→ドレインＤ）に電流が流れる時に、第１駆動用電圧可変電源３２ＡからゲートＧに至る電流供給路となる。第２ＰＮＰ型トランジスタ３０Ｂｂは、主電流経路において逆方向（ソースＳ→ドレインＤ）に電流が流れる時に、ゲートＧから第２駆動用電圧可変電源３２Ｂに至る電流供給路となる。第２ＮＰＮ型トランジスタ３０ＡｂのベースＢは、第２信号入力部Ｖｓｉｇ２を介して信号発生器３１に接続される。第２ＮＰＮ型トランジスタ３０ＡｂのコレクタＣは、第１駆動用電圧可変電源３２Ａに接続される。第２ＮＰＮ型トランジスタ３０ＡｂのエミッタＥは、第３ダイオード３４ＡのアノードＡと、第２ダイオード３４ＢのカソードＫと、第２ＰＮＰ型トランジスタ３０ＢｂのエミッタＥに接続される。第２ＰＮＰ型トランジスタ３０ＢｂのベースＢは、第２信号入力部Ｖｓｉｇ２を介して信号発生器３１に接続される。第２ＰＮＰ型トランジスタ３０ＢｂのコレクタＣは、第２駆動用電圧可変電源３２Ｂと、第２ＰＮＰ型トランジスタ３０ＢｂのコレクタＣに接続される。第２ＰＮＰ型トランジスタ３０ＢｂのエミッタＥは、第４ダイオード３４ＤのカソードＫと、第３ダイオード３４ＣのアノードＡと、第２ＮＰＮ型トランジスタ３０ＡｂのエミッタＥに接続される。第２信号入力部Ｖｓｉｇ２は、第２ＮＰＮ型トランジスタ３０Ａｂ及び第２ＰＮＰ型トランジスタ３０ＢｂのベースＢ同士を接続した信号入力部である。第２信号入力部Ｖｓｉｇ２は、第２ＮＰＮ型トランジスタ３０Ａｂ及び第２ＰＮＰ型トランジスタ３０Ｂｂに共通の信号入力部となる。第２信号入力部Ｖｓｉｇ２には、信号発生器３１からゲート信号が入力される。 The second push-pull circuit 30B includes a second NPN transistor 30Ab and a second PNP transistor 30Bb. The second push-pull circuit 30B serves as a current supply path from the first driving voltage variable power source 32A or the second driving voltage variable power source 32B to the gate G in the reverse direction. That is, the second NPN transistor 30Ab serves as a current supply path from the first driving voltage variable power supply 32A to the gate G when current flows in the reverse direction (source S → drain D) in the main current path. The second PNP transistor 30Bb serves as a current supply path from the gate G to the second drive voltage variable power supply 32B when current flows in the reverse direction (source S → drain D) in the main current path. The base B of the second NPN transistor 30Ab is connected to the signal generator 31 via the second signal input unit Vsig2. The collector C of the second NPN transistor 30Ab is connected to the first driving voltage variable power supply 32A. The emitter E of the second NPN transistor 30Ab is connected to the anode A of the third diode 34A, the cathode K of the second diode 34B, and the emitter E of the second PNP transistor 30Bb. The base B of the second PNP transistor 30Bb is connected to the signal generator 31 via the second signal input unit Vsig2. The collector C of the second PNP transistor 30Bb is connected to the second drive voltage variable power supply 32B and the collector C of the second PNP transistor 30Bb. The emitter E of the second PNP transistor 30Bb is connected to the cathode K of the fourth diode 34D, the anode A of the third diode 34C, and the emitter E of the second NPN transistor 30Ab. The second signal input unit Vsig2 is a signal input unit that connects the bases B of the second NPN transistor 30Ab and the second PNP transistor 30Bb. The second signal input unit Vsig2 is a signal input unit common to the second NPN transistor 30Ab and the second PNP transistor 30Bb. A gate signal is input from the signal generator 31 to the second signal input unit Vsig2.
信号発生器３１（例えば、ＦＰＧＡ等）は、第１信号入力部Ｖｓｉｇ１を介して、第１ＮＰＮ型トランジスタ３０Ａａ及び第１ＰＮＰ型トランジスタ３０Ｂａの各ベースＢに接続される。信号発生器３１は、第２信号入力部Ｖｓｉｇ２を介して、第２ＮＰＮ型トランジスタ３０Ａｂ及び第２ＰＮＰ型トランジスタ３０Ｂｂの各ベースＢに接続される。信号発生器３１は、制御装置３７からの出力に基づいて、ゲート信号を第１信号入力部Ｖｓｉｇ１及び第２信号入力部Ｖｓｉｇ２に出力する。 The signal generator 31 (for example, FPGA) is connected to each base B of the first NPN transistor 30Aa and the first PNP transistor 30Ba via the first signal input unit Vsig1. The signal generator 31 is connected to the bases B of the second NPN transistor 30Ab and the second PNP transistor 30Bb via the second signal input unit Vsig2. Based on the output from the control device 37, the signal generator 31 outputs a gate signal to the first signal input unit Vsig1 and the second signal input unit Vsig2.
第１駆動用電圧可変電源３２Ａ及び第２駆動用電圧可変電源３２Ｂは、制御装置３７により制御される。第１駆動用電圧可変電源３２Ａ及び第２駆動用電圧可変電源３２Ｂは、第１プッシュプル回路３０Ａに駆動用電圧を供給する。この駆動用電圧は、第１固定抵抗器３９Ａ及び第２固定抵抗値３９Ｂの各抵抗値に応じて調整される。第１駆動用電圧可変電源３２Ａは、第１ＮＰＮ型トランジスタ３０ＡａのコレクタＣに正電圧を印加する。第２駆動用電圧可変電源３２Ｂは、第１ＰＮＰ型トランジスタ３０ＢａのコレクタＣに負電圧を印加する。第１駆動用電圧可変電源３２Ａ及び第２駆動用電圧可変電源３２Ｂは、第１プッシュプル回路３０Ａと同様に、第２プッシュプル回路３０Ｂに駆動用電圧を供給する。この駆動用電圧は、第３固定抵抗器３９Ｃ及び第４固定抵抗値３９Ｄの各抵抗値に応じて調整される。第１駆動用電圧可変電源３２Ａは、第２ＮＰＮ型トランジスタ３０ＡｂのコレクタＣに正電圧を印加する。第２駆動用電圧可変電源３２Ｂは、第２ＰＮＰ型トランジスタ３０ＢｂのコレクタＣに負電圧を印加する。 The first driving voltage variable power source 32A and the second driving voltage variable power source 32B are controlled by the control device 37. The first driving voltage variable power supply 32A and the second driving voltage variable power supply 32B supply a driving voltage to the first push-pull circuit 30A. This driving voltage is adjusted according to the resistance values of the first fixed resistor 39A and the second fixed resistance value 39B. The first driving voltage variable power supply 32A applies a positive voltage to the collector C of the first NPN transistor 30Aa. The second driving voltage variable power supply 32B applies a negative voltage to the collector C of the first PNP transistor 30Ba. Similar to the first push-pull circuit 30A, the first drive voltage variable power supply 32A and the second drive voltage variable power supply 32B supply a drive voltage to the second push-pull circuit 30B. This driving voltage is adjusted according to the resistance values of the third fixed resistor 39C and the fourth fixed resistance value 39D. The first driving voltage variable power supply 32A applies a positive voltage to the collector C of the second NPN transistor 30Ab. The second driving voltage variable power supply 32B applies a negative voltage to the collector C of the second PNP transistor 30Bb.
第１固定抵抗器３９Ａ、第２固定抵抗器３９Ｂ、第３固定抵抗器３９Ｃ及び第４固定抵抗器３９Ｄは、抵抗値が一定の抵抗器である。第１固定抵抗器３９Ａは、第３固定抵抗器３９Ｃよりも抵抗値が大きい。第２固定抵抗器３９Ｂは、第４固定抵抗器３９Ｄよりも抵抗値が大きい。第１固定抵抗器３９Ａ及び第３固定抵抗器３９Ｃは、ゲートＧに電荷を蓄積する際にゲートＧに注入される電流量を調整する。即ち、第１固定抵抗器３９Ａ及び第３固定抵抗器３９Ｃは、ＭＯＳＦＥＴ２０をターンオンするときに、第１駆動用電圧可変電源３２ＡからゲートＧに至る電流供給路となる。第２固定抵抗器３９Ｂ及び第４固定抵抗器３９Ｄは、ゲートＧから電荷を抜く際にゲートＧから放電される電流量を調整する。即ち、第２固定抵抗器３９Ｂ及び第４固定抵抗器３９Ｄは、ＭＯＳＦＥＴ２０をターンオフするときに、ゲートＧから第２駆動用電圧可変電源３２Ｂに至る電流供給路となる。 The first fixed resistor 39A, the second fixed resistor 39B, the third fixed resistor 39C, and the fourth fixed resistor 39D are resistors having a constant resistance value. The first fixed resistor 39A has a larger resistance value than the third fixed resistor 39C. The second fixed resistor 39B has a larger resistance value than the fourth fixed resistor 39D. The first fixed resistor 39A and the third fixed resistor 39C adjust the amount of current injected into the gate G when charges are accumulated in the gate G. That is, the first fixed resistor 39A and the third fixed resistor 39C serve as a current supply path from the first driving voltage variable power supply 32A to the gate G when the MOSFET 20 is turned on. The second fixed resistor 39B and the fourth fixed resistor 39D adjust the amount of current discharged from the gate G when the charge is extracted from the gate G. That is, the second fixed resistor 39B and the fourth fixed resistor 39D serve as a current supply path from the gate G to the second drive voltage variable power supply 32B when the MOSFET 20 is turned off.
第１ダイオード３４Ａは、ＭＯＳＦＥＴ２０をターンオンするときに、第１固定抵抗器３９Ａと連係して、ゲートＧに注入される電流量を調整する。第２ダイオード３４Ｂは、ＭＯＳＦＥＴ２０をターンオフするときに、第２固定抵抗器３９Ｂと連係して、ゲートＧから放電される電流量を調整する。第３ダイオード３４Ｃは、ＭＯＳＦＥＴ２０をターンオンするときに、第３固定抵抗器３９Ｃと連係して、ゲートＧに注入される電流量を調整する。第４ダイオード３４Ｄは、ＭＯＳＦＥＴ２０をターンオフするときに、第４固定抵抗器３９Ｄと連係して、ゲートＧから放電される電流量を調整する。 The first diode 34A adjusts the amount of current injected into the gate G in conjunction with the first fixed resistor 39A when the MOSFET 20 is turned on. The second diode 34B adjusts the amount of current discharged from the gate G in conjunction with the second fixed resistor 39B when the MOSFET 20 is turned off. The third diode 34C adjusts the amount of current injected into the gate G in conjunction with the third fixed resistor 39C when the MOSFET 20 is turned on. The fourth diode 34D adjusts the amount of current discharged from the gate G in conjunction with the fourth fixed resistor 39D when the MOSFET 20 is turned off.
制御装置３７は、電圧センサー３５のセンシング結果に基づき、主電流経路の電流の方向を判断する。順方向時において、制御装置３７は、第１固定抵抗器３９Ａ及び第２固定抵抗器３９Ｂのセットを用いて、ゲート電圧Ｖｇ（制御電圧）又はゲート電流Ｉｇ（制御電流）を調整する。逆方向時において、制御装置３７は、第３固定抵抗器３９Ｃ及び第４固定抵抗器３９Ｄのセットを用いて、ゲート電圧Ｖｇ又はゲート電流Ｉｇを調整する。
他の構成は、実施例１と同様であるので、対応する構成に同一符号を付して説明を省略する。
The control device 37 determines the direction of current in the main current path based on the sensing result of the voltage sensor 35. In the forward direction, the control device 37 adjusts the gate voltage Vg (control voltage) or the gate current Ig (control current) using the set of the first fixed resistor 39A and the second fixed resistor 39B. In the reverse direction, the control device 37 adjusts the gate voltage Vg or the gate current Ig using the set of the third fixed resistor 39C and the fourth fixed resistor 39D.
Since other configurations are the same as those of the first embodiment, the corresponding components are denoted by the same reference numerals and description thereof is omitted.
次に、作用を説明する。
実施例６では、制御装置３７は、順方向時、第１固定抵抗器３９Ａ及び第２固定抵抗器３９Ｂを用いて、逆方向時、第３固定抵抗器３９Ｃ及び第４固定抵抗器３９Ｄを用いて、ゲート電圧Ｖｇ又はゲート電流Ｉｇを調整する。第１固定抵抗器３９Ａは、第３固定抵抗器３９Ｃよりも抵抗値が大きい。第２固定抵抗器３９Ｂは、第４固定抵抗器３９Ｄよりも抵抗値が大きい。
即ち、順方向時、制御装置３７は、抵抗値が大きい固定抵抗器のセットを用いて、ゲート電圧Ｖｇ又はゲート電流Ｉｇを調整する。また、逆方向時、制御装置３７は、抵抗値が小さい固定抵抗器のセットを用いて、ゲート電圧Ｖｇ又はゲート電流Ｉｇを調整する。このため、ＭＯＳＦＥＴ２０は、順方向時において緩やかにオンし、逆方向時において迅速にオンする。これにより、ＭＯＳＦＥＴ２０は、順方向時において緩やかにターンオン及びターンオフし、逆方向時において迅速にターンオン及びターンオフする。つまり、逆方向時においては、ターンオン及びターンオフのスイッチングが順方向時と比べて速くなる。
従って、逆方向時にボディダイオード２０Ａに低損失な電流が流れる時間を長くできる。
なお、他の作用は、実施例１と同様であるので、説明を省略する。
Next, the operation will be described.
In the sixth embodiment, the control device 37 uses the first fixed resistor 39A and the second fixed resistor 39B in the forward direction, and uses the third fixed resistor 39C and the fourth fixed resistor 39D in the reverse direction. Thus, the gate voltage Vg or the gate current Ig is adjusted. The first fixed resistor 39A has a larger resistance value than the third fixed resistor 39C. The second fixed resistor 39B has a larger resistance value than the fourth fixed resistor 39D.
That is, in the forward direction, the control device 37 adjusts the gate voltage Vg or the gate current Ig using a fixed resistor set having a large resistance value. In the reverse direction, the control device 37 adjusts the gate voltage Vg or the gate current Ig using a fixed resistor set having a small resistance value. For this reason, the MOSFET 20 is gently turned on in the forward direction and quickly turned on in the reverse direction. As a result, the MOSFET 20 is gently turned on and off in the forward direction, and quickly turned on and off in the reverse direction. That is, in the reverse direction, turn-on and turn-off switching is faster than in the forward direction.
Accordingly, it is possible to lengthen the time during which a low-loss current flows through the body diode 20A in the reverse direction.
Since other operations are the same as those of the first embodiment, description thereof is omitted.
次に、効果を説明する。
実施例６におけるスイッチング回路装置１Ｆにあっては、実施例１の(1)〜(9)と同様の効果を得ることができる。
Next, the effect will be described.
In the switching circuit device 1F according to the sixth embodiment, the same effects as (1) to (9) of the first embodiment can be obtained.
以上、本発明のスイッチング回路装置を実施例１〜実施例６に基づいて説明してきたが、具体的な構成については、これらの実施例に限られるものではなく、特許請求の範囲の各請求項に係る発明の要旨を逸脱しない限り、設計の変更や追加などは許容される。 As mentioned above, although the switching circuit device of the present invention has been described based on the first to sixth embodiments, the specific configuration is not limited to these embodiments, and each claim of the claims Design changes and additions are allowed without departing from the spirit of the invention.
実施例１〜実施例６では、スイッチ機能をＭＯＳＦＥＴとする例を示した。しかし、これに限られない。例えば、スイッチ機能が、Ｓｉ（シリコン）、ＳｉＣ（シリコンカーバイド）及びＧａＮ（窒化ガリウム）等のワイドバンドギャップ半導体材料を用いて構成されても良い。要するに、スイッチ機能は、逆耐圧機能のないユニポーラ又はバイポーラ構造のスイッチング素子であれば良い。 In the first to sixth embodiments, an example in which the switch function is a MOSFET has been described. However, it is not limited to this. For example, the switch function may be configured using a wide band gap semiconductor material such as Si (silicon), SiC (silicon carbide), and GaN (gallium nitride). In short, the switching function may be a unipolar or bipolar switching element having no reverse withstand voltage function.
実施例１〜実施例６では、ダイオード機能をボディダイオード２０Ａ及びフライホイールダイオード２１の両方とする例を示した。しかし、これに限られない。例えば、ダイオード機能が、ボディダイオード２０Ａで構成されても良い。要するに、ダイオード機能は、デッドタイムの間の還流電流による損失を低下できれば良い。 In the first to sixth embodiments, an example in which the diode function is both the body diode 20A and the flywheel diode 21 has been described. However, it is not limited to this. For example, the diode function may be configured by the body diode 20A. In short, the diode function only needs to reduce the loss due to the return current during the dead time.
実施例１〜実施例６では、ＭＯＳＦＥＴ２０及びフライホイールダイオード２１を並列に構成する例を示した。しかし、これに限られない。例えば、複数のＭＯＳＦＥＴ２０及び複数のフライホイールダイオード２１を並列に構成しても良い。要するに、ＭＯＳＦＥＴ２０及びフライホイールダイオード２１は、主電流経路に大電流を流すことが可能な大出力装置に適応できれば良い。 In the first to sixth embodiments, the MOSFET 20 and the flywheel diode 21 are configured in parallel. However, it is not limited to this. For example, a plurality of MOSFETs 20 and a plurality of flywheel diodes 21 may be configured in parallel. In short, the MOSFET 20 and the flywheel diode 21 only need to be applicable to a large output device capable of flowing a large current in the main current path.
実施例１〜実施例６では、ゲート電圧の時間当たりの変化量及びゲート電流の時間当たりの変化量は、ゲート電圧及びゲート電流の両方で調整される例を示した。しかし、これに限られない。例えば、ゲート電圧の時間当たりの変化量及びゲート電流の時間当たりの変化量は、ゲート電圧及びゲート電流のいずれか一方で調整されても良い。要するに、ゲート電圧の時間当たりの変化量及びゲート電流の時間当たりの変化量は、別途の調整機構を設けずに調整できれば良い。 In the first to sixth embodiments, an example in which the amount of change in the gate voltage per time and the amount of change in the gate current per time are adjusted by both the gate voltage and the gate current is shown. However, it is not limited to this. For example, the amount of change in the gate voltage per time and the amount of change in the gate current per time may be adjusted by either the gate voltage or the gate current. In short, the amount of change in the gate voltage per time and the amount of change in the gate current per time may be adjusted without providing a separate adjustment mechanism.
実施例２では、ホール効果を利用した電流センサー３８を、主電流経路においてフライホイールダイオード２１のアノードＡ側に配置する例を示した。しかし、これに限られない。例えば、電流センサー３８を、主電流経路においてフライホイールダイオード２１のカソードＫ側に配置しても良い。要するに、電流センサー３８は、主電流経路の電流の方向をセンシングできれば良い。 In the second embodiment, the example in which the current sensor 38 using the Hall effect is arranged on the anode A side of the flywheel diode 21 in the main current path is shown. However, it is not limited to this. For example, the current sensor 38 may be disposed on the cathode K side of the flywheel diode 21 in the main current path. In short, the current sensor 38 only needs to be able to sense the direction of the current in the main current path.
実施例１〜実施例６では、本発明のスイッチング回路装置を、Ｕ相回路、Ｖ相回路及びＷ相回路を備える三相インバータ回路に適用する例を示した。しかし、本発明のスイッチング回路装置は、単相インバータについても同様に適用できる。また、本発明のスイッチング回路装置は、インバータ回路以外に、無停電電源装置及び充電器などの様々な電力変換装置に対しても適用できる。 In the first to sixth embodiments, the switching circuit device according to the present invention is applied to a three-phase inverter circuit including a U-phase circuit, a V-phase circuit, and a W-phase circuit. However, the switching circuit device of the present invention can be similarly applied to a single-phase inverter. In addition to the inverter circuit, the switching circuit device of the present invention can be applied to various power conversion devices such as an uninterruptible power supply and a charger.
１Ａ，１Ｂ，１Ｃ，１Ｄ，１Ｅ，１Ｆ スイッチング回路装置
２ 主回路部
２０ ＭＯＳＦＥＴ（スイッチ機能）
２０Ａ ボディダイオード（ダイオード機能）
２１ フライホイールダイオード（ダイオード機能）
３７ 制御装置（制御部）
Ｉｇ ゲート電流（制御電流）
Ｖｇ ゲート電圧（制御電圧）
Ｖｓｉｇ ゲート信号（制御信号）
1A, 1B, 1C, 1D, 1E, 1F Switching circuit device 2 Main circuit section 20 MOSFET (switch function)
20A body diode (diode function)
21 Flywheel diode (diode function)
37 Control device (control unit)
Ig gate current (control current)
Vg Gate voltage (control voltage)
Vsig gate signal (control signal)
Claims (9)
前記スイッチ機能のＯＮ状態又はＯＦＦ状態の切り替え制御をする制御信号を、制御電圧又は制御電流に応じて前記スイッチ機能へ入力する制御部と、を備えるスイッチング回路装置であって、
前記ＯＮ状態にある前記スイッチ機能を前記ＯＦＦ状態にする前記制御信号が前記制御部から前記スイッチ機能に対して入力されたときに、前記スイッチ機能が前記ＯＮ状態から前記ＯＦＦ状態に切り替わる期間については、
少なくとも前記主電流経路において前記順方向に電流が流れるときの期間より、前記主電流経路において前記逆方向に電流が流れるときの期間の方が短く設定される
ことを特徴とするスイッチング回路装置。 A main circuit unit having a switch function capable of flowing a current in both the forward and reverse directions of the main current path, and a diode function capable of flowing a current in parallel with the switch function and in the reverse direction; ,
A switching circuit device comprising: a control unit that inputs a control signal for switching the ON or OFF state of the switch function to the switch function according to a control voltage or a control current;
Regarding a period during which the switch function is switched from the ON state to the OFF state when the control signal for setting the switch function in the ON state to the OFF state is input from the control unit to the switch function. ,
The switching circuit device, wherein at least a period when current flows in the reverse direction in the main current path is set shorter than a period when current flows in the forward direction at least in the main current path.
前記ＯＦＦ状態にある前記スイッチ機能を前記ＯＮ状態にする前記制御信号が前記制御部から前記スイッチ機能に対して入力されたときに、前記スイッチ機能が前記ＯＦＦ状態から前記ＯＮ状態に切り替わる期間については、
少なくとも前記主電流経路において前記順方向に電流が流れるときの期間より、前記主電流経路において前記逆方向に電流が流れるときの期間の方が短く設定される
ことを特徴とするスイッチング回路装置。 The switching circuit device according to claim 1,
Regarding a period during which the switch function is switched from the OFF state to the ON state when the control signal for setting the switch function in the OFF state to the ON state is input from the control unit to the switch function. ,
The switching circuit device, wherein at least a period when current flows in the reverse direction in the main current path is set shorter than a period when current flows in the forward direction at least in the main current path.
前記ＯＦＦ状態にある前記スイッチ機能を前記ＯＮ状態にする前記制御信号が前記制御部から前記スイッチ機能に対して入力されたときに、前記スイッチ機能が前記ＯＦＦ状態から前記ＯＮ状態に切り替わるための前記主電流経路の前記制御電圧の時間当たりの変化量又は前記制御電流の時間当たりの変化量については、
少なくとも前記主電流経路において前記順方向に電流が流れるときの変化量より、前記主電流経路において前記逆方向に電流が流れるときの変化量の方が大きく設定される
ことを特徴とするスイッチング回路装置。 In the switching circuit device according to claim 1 or 2,
The switch function is switched from the OFF state to the ON state when the control signal for setting the switch function in the OFF state to the ON state is input from the control unit to the switch function. About the amount of change per hour of the control voltage in the main current path or the amount of change per hour of the control current,
The switching circuit device is characterized in that the amount of change when current flows in the reverse direction in the main current path is set to be larger than the amount of change when current flows in the forward direction at least in the main current path. .
前記ＯＮ状態にある前記スイッチ機能を前記ＯＦＦ状態にする前記制御信号が前記制御部から前記スイッチ機能に対して入力されたときに、前記スイッチ機能が前記ＯＮ状態から前記ＯＦＦ状態に切り替わるための前記主電流経路の前記制御電圧の時間当たりの変化量又は前記制御電流の時間当たりの変化量については、
少なくとも前記主電流経路において前記順方向に電流が流れるときの変化量より、前記主電流経路において前記逆方向に電流が流れるときの変化量の方が大きく設定される
ことを特徴とするスイッチング回路装置。 In the switching circuit device according to any one of claims 1 to 3,
The switch function is switched from the ON state to the OFF state when the control signal for switching the switch function in the ON state to the OFF state is input from the control unit to the switch function. About the amount of change per hour of the control voltage in the main current path or the amount of change per hour of the control current,
The switching circuit device is characterized in that the amount of change when current flows in the reverse direction in the main current path is set to be larger than the amount of change when current flows in the forward direction at least in the main current path. .
前記スイッチ機能が前記ＯＮ状態から前記ＯＦＦ状態に切り替わる動作については、
前記ＯＮ状態から前記ＯＦＦ状態に前記スイッチ機能が動作する期間、前記主電流経路の前記制御電圧の時間当たりの変化量及び前記制御電流の時間当たりの変化量の少なくとも一方が、
前記制御電圧の電圧値及び前記制御電流の電流値の何れか一方もしくは両方で調整される
ことを特徴とするスイッチング回路装置。 In the switching circuit device according to any one of claims 1 to 4,
Regarding the operation of switching the switch function from the ON state to the OFF state,
At least one of a change amount per hour of the control voltage and a change amount per hour of the control current in the main current path, a period during which the switch function operates from the ON state to the OFF state,
The switching circuit device is characterized by being adjusted by one or both of a voltage value of the control voltage and a current value of the control current.
前記スイッチ機能が前記ＯＦＦ状態から前記ＯＮ状態に切り替わる動作については、
前記ＯＦＦ状態から前記ＯＮ状態に前記スイッチ機能が動作する期間、前記主電流経路の前記制御電圧の時間当たりの変化量及び前記制御電流の時間当たりの変化量の少なくとも一方が、
前記制御電圧の電圧値及び前記制御電流の電流値の何れか一方もしくは両方で調整される
ことを特徴とするスイッチング回路装置。 In the switching circuit device according to any one of claims 1 to 5,
Regarding the operation of switching the switch function from the OFF state to the ON state,
At least one of the amount of change per hour of the control voltage of the main current path and the amount of change per hour of the control current during a period when the switch function operates from the OFF state to the ON state,
The switching circuit device is characterized by being adjusted by one or both of a voltage value of the control voltage and a current value of the control current.
前記スイッチ機能が前記ＯＮ状態から前記ＯＦＦ状態に切り替わる動作については、
前記制御電流が通る電流経路の抵抗値が、
少なくとも前記主電流経路において前記順方向に電流が流れるときの抵抗値より、前記主電流経路において前記逆方向に電流が流れるときの抵抗値の方が低く設定される
ことを特徴とするスイッチング回路装置。 In the switching circuit device according to claim 5,
Regarding the operation of switching the switch function from the ON state to the OFF state,
The resistance value of the current path through which the control current passes is
A switching circuit device characterized in that a resistance value when a current flows in the reverse direction in the main current path is set lower than a resistance value when a current flows in the forward direction at least in the main current path. .
前記スイッチ機能が前記ＯＦＦ状態から前記ＯＮ状態に切り替わる動作については、
前記制御電流が通る電流経路の抵抗値が、
少なくとも前記主電流経路において前記順方向に電流が流れるときの抵抗値より、前記主電流経路において前記逆方向に電流が流れるときの抵抗値の方が低く設定される
ことを特徴とするスイッチング回路装置。 The switching circuit device according to claim 6, wherein
Regarding the operation of switching the switch function from the OFF state to the ON state,
The resistance value of the current path through which the control current passes is
A switching circuit device characterized in that a resistance value when a current flows in the reverse direction in the main current path is set lower than a resistance value when a current flows in the forward direction at least in the main current path. .
前記主回路部が任意の周期でＯＮ動作とＯＦＦ動作を繰り返す場合について、
前記主回路部のＯＮ期間は、
少なくとも前記主電流経路において前記順方向に電流が流れるときのＯＮ期間より、前記主電流経路において前記逆方向に電流が流れるときのＯＮ期間の方が長く設定される
ことを特徴とするスイッチング回路装置。 In the switching circuit device according to any one of claims 1 to 8,
When the main circuit unit repeats ON and OFF operations at an arbitrary cycle,
The ON period of the main circuit unit is
At least the ON period when the current flows in the reverse direction in the main current path is set to be longer than the ON period when the current flows in the forward direction at least in the main current path. .
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