JP2018032974A - 自動整合装置および自動整合方法 - Google Patents

Abstract

【課題】マイクロ波の周波数の変更に対応すること。【解決手段】伝送路を伝搬するマイクロ波の周波数情報を取得する周波数取得手段と、伝送路における負荷側基準点の反射係数である負荷側反射係数を変更するためのインピーダンス変更手段と、マイクロ波の周波数情報に基づいて、インピーダンス変更手段の調整量と相関をもつ制御パラメータを設定するパラメータ設定部と、設定後の制御パラメータと負荷側反射係数とを用いてインピーダンス変更手段の調整量を算出する調整量演算部と、算出された調整量に基づいてインピーダンス変更手段を制御する制御部とを備える自動整合装置。【選択図】図１

Description

本発明は、自動整合装置および自動整合方法に関する。

マイクロ波電源の種類としては、マグネトロン方式とソリッドステート方式の２つが挙げられる。ソリッドステート方式はマグネトロン方式と比べて高い周波数、出力安定度が得られ、周波数および出力の精密制御が可能という特徴をもつ。したがってソリッドステート方式のマイクロ波電源は、例えばマイクロ波プラズマ発生装置において周波数および出力の精密制御によるプラズマの安定性向上が期待されている。

ところで、マイクロ波の伝送路では、インピーダンスの整合が重要になる。伝送路間または伝送路と負荷との間にインピーダンスの不整合が発生すると、伝送するマイクロ波に反射が発生してしまい、マイクロ波の伝送効率が低下してしまうからである。そこで、マイクロ波の伝送路の途中には、伝送路中に挿入するスタブの長さを調整するなどのインピーダンス調節機構が一般に設けられている。また、これらインピーダンス調節機構を自動的に制御する技術に関しても知られている（例えば、特許文献１または特許文献２参照）。

特許第２８１７２８８号公報 特許第３３７５５９１号公報

しかしながら、伝送路中のマイクロ波の周波数の変更をする場合、インピーダンス調節機構を制御することに困難が生じる。なぜならば、伝送路中に挿入するスタブの長さ等の制御パラメータが周波数に依存するからである。つまり、インピーダンス調節機構の構成が同じであっても、マイクロ波の周波数の変更前後で制御パラメータの異なるものを使用する必要がある。結果、マイクロ波の周波数の変更に対応したインピーダンス調節機構の自動制御を行うことができなかった。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、その目的は、マイクロ波の周波数の変更に対応した自動整合装置および自動整合方法を提供することにある。

上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明の一態様に係る自動整合装置は、マイクロ波電源と負荷との間でマイクロ波を伝送する伝送路と、前記伝送路を伝搬するマイクロ波の周波数情報を取得する周波数取得手段と、前記伝送路中のモニタ基準点における前記マイクロ波の進行波および反射波それぞれの利得情報および位相情報を取得するモニタ手段と、前記伝送路における前記負荷の近傍に設定される負荷側基準点の反射係数である負荷側反射係数を変更するための調整量を有するインピーダンス変更手段と、前記マイクロ波の周波数情報に基づいて、前記インピーダンス変更手段の調整量と相関をもつ制御パラメータを設定するパラメータ設定部と、前記モニタ基準点における前記マイクロ波の進行波および反射波それぞれの利得情報および位相情報とから前記負荷側反射係数を算出し、前記設定後の制御パラメータと前記負荷側反射係数とを用いて前記インピーダンス変更手段の調整量を算出する調整量演算部と、算出された前記調整量に基づいて前記インピーダンス変更手段を制御する制御部と、を備えることを特徴とする。

また、本発明の一態様に係る自動整合装置は、前記調整量演算部は、前記負荷側反射係数と前記設定後の制御パラメータとに基づいて前記インピーダンス変更手段における反射係数の目標値としてチューニング目標値を算出し、前記インピーダンス変更手段における反射係数が前記チューニング目標値に一致するように前記インピーダンス変更手段の調整量を算出することを特徴とする。

また、本発明の一態様に係る自動整合装置は、前記インピーダンス変更手段は、それぞれ独立した調整量に応じて前記伝送路のインピーダンスを変更する少なくとも３つのインピーダンス変更素子を備えることを特徴とする。

また、本発明の一態様に係る自動整合装置は、前記インピーダンス変更手段は、第１、第２、および第３インピーダンス変更素子を少なくとも備え、前記調整量演算部は、前記負荷側反射係数と前記設定後の制御パラメータとに基づいて前記第１インピーダンス変更素子における反射係数の目標値として第１チューニング目標値を算出し、前記第１チューニング目標値と前記設定後の制御パラメータとに基づいて前記第１インピーダンス変更素子に対する第１調整量を算出し、前記第１調整量に基づいて前記第２インピーダンス変更素子における反射係数の目標値として第２チューニング目標値を算出し、前記第２チューニング目標値と前記設定後の制御パラメータとに基づいて前記第２インピーダンス変更素子に対する第２調整量を算出し、前記第２調整量に基づいて前記第３インピーダンス変更素子における反射係数の目標値として第３チューニング目標値を算出し、前記第３チューニング目標値と前記設定後の制御パラメータとに基づいて前記第３インピーダンス変更素子に対する第３調整量を算出し、前記制御部は、前記第１調整量と前記第２調整量と前記第３調整量との組に基づいて、前記第１インピーダンス変更素子と前記第２インピーダンス変更素子と前記第３インピーダンス変更素子とを制御することを特徴とする。

また、本発明の一態様に係る自動整合装置は、前記調整量演算部は、前記負荷側反射係数と前記設定後の制御パラメータとに基づいて、前記３つのインピーダンス制御素子のうちいずれか１つのインピーダンス変更素子における反射係数の目標値として第１チューニング目標値を算出し、前記第１チューニング目標値と前記設定後の制御パラメータとに基づいて、該インピーダンス変更素子に対する第１調整量を算出し、前記第１調整量に基づいて、前記３つのインピーダンス制御素子のうち残りのいずれか１つのインピーダンス変更素子における反射係数の目標値として第２チューニング目標値を算出し、前記第２チューニング目標値と前記設定後の制御パラメータとに基づいて、該インピーダンス変更素子に対する第２調整量を算出し、前記制御部は、前記第１調整量と前記第２調整量との組に基づいて、２つのインピーダンス変更素子を制御することを特徴とする。

また、本発明の一態様に係る自動整合装置は、前記インピーダンス変更手段は、それぞれ独立した調整量に応じて前記伝送路のインピーダンスを変更する２つのインピーダンス変更素子を備え、前記調整量演算部は、前記負荷側反射係数と前記設定後の制御パラメータとに基づいて、前記２つのインピーダンス制御素子のうちいずれか一方のインピーダンス変更素子における反射係数の目標値として第１チューニング目標値を算出し、前記第１チューニング目標値と前記設定後の制御パラメータとに基づいて、該インピーダンス変更素子に対する第１調整量を算出し、前記第１調整量に基づいて、前記２つのインピーダンス制御素子のうちいずれか他方のインピーダンス変更素子における反射係数の目標値として第２チューニング目標値を算出し、前記第２チューニング目標値と前記設定後の制御パラメータとに基づいて、該インピーダンス変更素子に対する第２調整量を算出し、前記制御部は、前記第１調整量と前記第２調整量との組に基づいて、２つのインピーダンス変更素子を制御することを特徴とする。

また、本発明の一態様に係る自動整合装置は、前記インピーダンス変更素子は、前記伝送路中に挿入される長さを前記調整量とするスタブであることを特徴とする。

また、本発明の一態様に係る自動整合装置は、前記インピーダンス変更素子は、前記伝送路から分岐された導波管内における短絡面の位置を前記調整量とする導波管分岐可変リアクタンスであることを特徴とする。

また、本発明の一態様に係る自動整合装置は、前記インピーダンス変更素子は、前記伝送路から分岐された同軸管内における短絡面の位置を前記調整量とする同軸管分岐可変リアクタンスであることを特徴とする。

また、本発明の一態様に係る自動整合装置は、前記周波数取得手段は、前記マイクロ波電源がマイクロ波を発振する周波数を取得することを特徴とする。

また、本発明の一態様に係る自動整合装置は、前記周波数取得手段は、前記伝送路を伝搬するマイクロ波の周波数を測定することを特徴とする。

また、本発明の一態様に係る自動整合装置は、前記制御パラメータは、前記インピーダンス変更手段のＳパラメータを含むことを特徴とする。

また、本発明の一態様に係る自動整合装置は、前記制御パラメータは、前記インピーダンス変更手段の調整量を算出する際の反復計算に用いられることを特徴とする。

また、本発明の一態様に係る自動整合方法は、マイクロ波電源と負荷との間でマイクロ波を伝送する伝送路と、前記伝送路における前記負荷の近傍に設定される負荷側基準点の反射係数である負荷側反射係数を変更するための調整量を有するインピーダンス変更手段と、前記インピーダンス変更手段の調整量を制御する制御部と、を備える整合装置の自動整合方法であって、前記制御部は、前記伝送路を伝搬するマイクロ波の周波数情報を取得し、前記伝送路中のモニタ基準点における前記マイクロ波の進行波および反射波それぞれの利得情報および位相情報を取得し、前記マイクロ波の周波数情報に基づいて、前記インピーダンス変更手段の調整量と相関をもつ制御パラメータを設定し、前記モニタ基準点における前記マイクロ波の進行波および反射波それぞれの利得情報および位相情報とから、前記負荷側反射係数を算出し、前記設定後の制御パラメータと前記負荷側反射係数とを用いて前記インピーダンス変更手段の調整量を算出する、ことを特徴とする。

本発明に係る自動整合装置および自動整合方法は、マイクロ波の周波数の変更に対応することができるという効果を奏する。

図１は、第１実施形態に係る自動整合装置の概略構成を示す図である。 図２は、利得位相検出器の構成例を示す図である。 図３は、２端子対回路として表現したモデルを示す図である。 図４は、周波数と位相差の関係の例を示すグラフである。 図５は、Ｓ（Ｓ１）_１１とスタブの挿入長との関係を極座標表示したグラフである。 図６は、Ｓ（Ｓ１）_１２とスタブの挿入長との関係を極座標表示したグラフである。 図７は、周波数と実部ｒｅＳ（Ｓ１）_１１との関係を示すグラフである。 図８は、周波数と虚部ｉｍＳ（Ｓ１）_１１との関係を示すグラフである。 図９は、周波数と実部ｒｅＳ（Ｓ１）_１２との関係を示すグラフである。 図１０は、周波数と虚部ｉｍＳ（Ｓ１）_１２との関係を示すグラフである。 図１１は、チューナー反射係数の調整可能領域を示す図である。 図１２は、チューナー反射係数Γｔ１２の変化を示すグラフである。 図１３は、周波数と円弧の中心の実部ｒｅＯ１２の関係を示すグラフである。 図１４は、周波数と円弧の中心の虚部ｉｍＯ１２の関係を示すグラフである。 図１５は、チューナー反射係数Γｔ２３の変化を示すグラフである。 図１６は、周波数と円弧の中心の実部ｒｅＯ２３の関係を示すグラフである。 図１７は、周波数と円弧の中心の虚部ｉｍＯ２３の関係を示すグラフである。 図１８は、スタブの挿入長の制御方法を示すフローチャートである。 図１９は、スタブの挿入長の制御方法を示すフローチャートである。 図２０は、スタブの挿入長の制御方法を示すフローチャートである。 図２１は、周波数測定部の構成例を示す図である。 図２２は、周波数測定部の構成例を示す図である。

以下に、本発明の実施形態に係る自動整合装置および自動整合方法を図面に基づいて詳細に説明する。なお、以下に説明する実施形態によって本発明が限定されるものではない。

（第１実施形態）
図１は、第１実施形態に係る自動整合装置の概略構成を示す図である。図１に示すように、第１実施形態に係る自動整合装置１００は、マイクロ波電源１０１と負荷１０４とを繋ぐ導波管１０３の一部として構成されたものであり、方向性結合器１０２と３つのスタブＳ１，Ｓ２，Ｓ３と制御部１０６とを備えている。

導波管１０３は、中空の金属管で構成されており、当該中空の管内に電界および磁界を形成しながらマイクロ波を伝播する伝送路であり、ここでは、マイクロ波電源１０１と負荷１０４との間でマイクロ波を伝送する伝送路として機能している。なお、マイクロ波電源１０１と負荷１０４との間でマイクロ波を伝送する伝送路は、導波管１０３に限らず、同軸ケーブルとしてもよい。

マイクロ波電源１０１は、導波管１０３に出力するマイクロ波の周波数情報を取得する周波数取得手段を有しており、取得された周波数情報を制御部１０６に送信することができるように構成されている。なお、周波数取得手段が取得するマイクロ波の周波数情報とは、マイクロ波の測定結果とは限らず、マイクロ波電源１０１が所望の周波数のマイクロ波を発振するための設定パラメータから決定される周波数情報としてもよい。ここでマイクロ波電源１０１は、例えばソリッドステート方式などの周波数の変更可能なマイクロ波電源を用い、変更可能な周波数の範囲は例えばＩＳＭ周波数帯とする。

方向性結合器１０２は、導波管１０３の途中に設定されたモニタ基準点Ｐ１におけるマイクロ波の進行波および反射波を取得するための機構であり、導波管１０３内を伝播するマイクロ波の進行波および反射波の一部を分岐することができるように構成されている。方向性結合器１０２によって一部が分岐されたマイクロ波の進行波および反射波は、利得位相検出器１１６によってそれぞれの利得情報および位相情報が取得される。方向性結合器１０２および利得位相検出器１１６を介して取得されたモニタ基準点Ｐ１におけるマイクロ波の進行波および反射波それぞれの利得情報および位相情報は、制御部１０６に送信される。なお、導波管１０３の代わりに同軸ケーブルを用いる構成では、同軸導波管変換器を介して方向性結合器１０２と接続しても良い。

図２は、利得位相検出器の構成例を示す図である。本実施形態に係る利得位相検出器１１６は、必ずしも図２に示される構成に限定されるものではないが、図２に示される利得位相検出器１１６は、本実施形態に利用可能な構成例を与えている。図２に示すように、利得位相検出器１１６は、進行波用および反射波用のログアンプ２０１と、位相検出部２０２と、利得出力インターフェイス回路２０３と、位相出力インターフェイス回路２０４とを備えている。ログアンプ２０１は、進行波と反射波とをそれぞれ対数的に増幅し、位相検出器２０３と利得出力インターフェイス回路２０３とに出力を供給する。位相検出部２０２は、進行波と反射波とのそれぞれの位相を検出し、その結果を位相出力インターフェイス回路２０４へ出力する。そして、利得出力インターフェイス回路２０３とおよび位相出力インターフェイス回路２０４は、進行波と反射波とのそれぞれの利得情報および位相情報を出力する構成である。尚、利得情報、位相情報としては、進行波および反射波から得られる利得、位相の情報を所定の関係式にて電圧情報に変換した値を用いてもよい。

ここで、図１の参照に戻る。３つのスタブＳ１，Ｓ２，Ｓ３は、それぞれが導波管１０３に挿入される棒形の金属であり、各スタブＳ１，Ｓ２，Ｓ３の挿入箇所におけるマイクロ波の反射を調整するためのインピーダンス調整素子である。各スタブＳ１，Ｓ２，Ｓ３の挿入箇所におけるマイクロ波の反射量を定める反射係数は、導波管１０３に挿入されるスタブＳ１，Ｓ２，Ｓ３の挿入長によって変更可能である。結果、３つのスタブＳ１，Ｓ２，Ｓ３は、各挿入長を調整することによって、導波管１０３における負荷１０４に設定される負荷側基準点Ｐ５の反射係数を変更することができるインピーダンス変更手段として機能する。なお、本実施形態では、３つのスタブＳ１，Ｓ２，Ｓ３によって負荷側基準点Ｐ５の反射係数を変更する構成としているが、各スタブＳ１，Ｓ２，Ｓ３の代わりとして、導波管から分岐した副導波管にプランジャー（可動短絡板）を設け、当該プランジャーを移動することでインピーダンスを可変とする導波管分岐可変リアクタンスや、導波管を同軸管に置き換えた同軸管分岐可変リアクタンス等を用いるようにしてもよい。

制御部１０６は、パラメータ設定部１１０と調整量演算部１０７と駆動制御部１０９とを備えている。なお、図１に示される制御部１０６の概略構成は、機能ブロックとして記載したものであり、制御部１０６の実体が図１のように分離されるとは限らない。例えば、パラメータ設定部１１０と調整量演算部１０７とを、１つの演算装置上で実行されるプログラムとして実現することも可能である。また、制御部１０６は、パラメータ設定部１１０および調整量演算部１０７と相互に通信可能に構成された記憶装置１０８を備え、後述する各種パラメータを記憶し得るように構成することが好ましい。また、記憶装置１０８は、パラメータ設定部１１０と調整量演算部１０７とを演算装置上に実現するためのプログラムも記憶するように構成してもよい。

パラメータ設定部１１０は、マイクロ波電源１０１が発振するマイクロ波の周波数情報に基づいて、３つのスタブＳ１，Ｓ２，Ｓ３の挿入長と相関をもつ制御パラメータを設定ないし補正する。ここで、３つのスタブＳ１，Ｓ２，Ｓ３の挿入長と相関をもつ制御パラメータとは、後述するスタブＳ１，Ｓ２，Ｓ３のＳパラメータなどを意味する。なお、パラメータ設定部１１０は、現在のスタブＳ１，Ｓ２，Ｓ３の位置を知り得るように、調整量演算部１０７が算出した各スタブＳ１，Ｓ２，Ｓ３の挿入長を受信し得るように構成されている。

調整量演算部１０７は、モニタ基準点Ｐ１におけるマイクロ波の進行波および反射波それぞれの利得情報および位相情報に基づいて、モニタ基準点Ｐ１における基準点反射係数Γｉｎを算出する。さらに、調整量演算部１０７は、パラメータ設定部１１０によって設定ないし補正された制御パラメータを用いて負荷側基準点Ｐ５における負荷側反射係数ΓＬを算出する。その後、調整量演算部１０７は、負荷側基準点Ｐ５における負荷側反射係数ΓＬが所望の反射係数になるような各スタブＳ１，Ｓ２，Ｓ３の挿入長を算出する。

駆動制御部１０９は、調整量演算部１０７によって算出されたスタブＳ１，Ｓ２，Ｓ３の挿入長に基づいて、各スタブＳ１，Ｓ２，Ｓ３の挿入長を制御する。具体的には、駆動制御部１０９は、各スタブＳ１，Ｓ２，Ｓ３に設けられたモータ１０５ａ，１０５ｂ，１０５ｃに制御指令を送信し、各モータ１０５ａ，１０５ｂ，１０５ｃを動力として各スタブＳ１，Ｓ２，Ｓ３の導波管１０３に対する挿入長を制御する。なお、各スタブＳ１，Ｓ２，Ｓ３の代わりに導波管分岐可変リアクタンスや同軸管分岐可変リアクタンスを用いる場合、リアクタンスの一面を短絡面としてその位置を変更すればよい。

（負荷側反射係数ΓＬの算出方法）
ここで、スタブＳ１，Ｓ２，Ｓ３の挿入長を求めるために必要な負荷側反射係数ΓＬの算出方法について説明する。

図１に示すようにモニタ基準点Ｐ１と負荷側基準点Ｐ５との間に、点Ｐ２，Ｐ３，Ｐ４を設定する。モニタ基準点Ｐ１から点Ｐ２までの距離はｄ２であり、点Ｐ２からスタブＳ１までの距離はｄ１であり、スタブＳ１から点Ｐ３までの距離はｄ１であり、点Ｐ３からスタブＳ２までの距離はｄ１であり、スタブＳ２から点Ｐ４までの距離はｄ１であり、点Ｐ４からスタブＳ３までの距離はｄ１であり、スタブＳ３から負荷側基準点Ｐ５までの距離はｄ１である。

以上のようにモニタ基準点Ｐ１と負荷側基準点Ｐ５との間を分割したとき、モニタ基準点Ｐ１と点Ｐ２との間、点Ｐ２と点Ｐ３との間、点Ｐ３と点Ｐ４との間、および、点Ｐ４と負荷側基準点Ｐ５との間のＳパラメータをそれぞれ、Ｓ（Ｅ），Ｓ（Ｓ１），Ｓ（Ｓ２），Ｓ（Ｓ３）とすると、これらＳパラメータは以下のように表現することができる。

上記ＳパラメータＳ（Ｅ），Ｓ（Ｓ１），Ｓ（Ｓ２），Ｓ（Ｓ３）は、モニタ基準点Ｐ１と負荷側基準点Ｐ５との間の進行波および反射波の関係を２端子対回路として表現したものとなっている。図３は、モニタ基準点Ｐ１と負荷側基準点Ｐ５との間の進行波および反射波の関係を２端子対回路として表現したモデルを示す図である。

ここで、Ｓ（Ｅ）について検討すると、モニタ基準点Ｐ１と点Ｐ２との間にスタブが存在しないので、
Ｓ（Ｅ）_１１＝Ｓ（Ｅ）_２２＝０ （５）
Ｓ（Ｅ）_１２＝Ｓ（Ｅ）_２１ （６）
である。

また、モニタ基準点Ｐ１と点Ｐ２との間の位相差θ_Ｅは、導波管１０３の形状とモニタ基準点Ｐ１と点Ｐ２との間の距離ｄ２と伝送されているマイクロ波の周波数とによって定まる。そして、上記Ｓ（Ｅ）_１２は、この位相差θ_Ｅを用いて、以下のように表すことができる。

ここで、位相差θ_Ｅは、周波数と相関があるので、使用候補の周波数における位相差θ_Ｅの値を条件式ないしテーブルとして予め取得しておくことで、現在の使用周波数に応じて位相差θ_Ｅを設定ないし補正することができる。一例として周波数の可変範囲が２．４ＧＨｚ〜２．５ＧＨｚの場合において、周波数とθ_Ｅとの関係を図４に示す。図４は、周波数と位相差θ_Ｅの関係の例を示すグラフである。

以上のように、Ｓパラメータの要素Ｓ（Ｅ）_１２、すなわちＳパラメータＳ（Ｅ）は、マイクロ波の周波数に依存する制御パラメータの一つであり、マイクロ波の周波数情報に基づき、パラメータ設定部１１０によって設定ないし補正される制御パラメータである。使用候補の周波数における位相差θ_Ｅの値の条件式ないしテーブルは、予め記憶装置１０８に記憶しておき、パラメータ設定部１１０は、周波数取得手段によって取得されたマイクロ波の周波数情報に基づいて、ＳパラメータＳ（Ｅ）の設定ないし補正を行う。

次に、点Ｐ２と点Ｐ３との間のＳパラメータＳ（Ｓ１）について検討を行う。点Ｐ２と点Ｐ３とは、スタブＳ１を中心として等しい距離ｄ１の位置に配置されているので、ＳパラメータＳ（Ｓ１）の要素に関して、
Ｓ（Ｓ１）_１１＝Ｓ（Ｓ１）_２２ （８）
Ｓ（Ｓ１）_１２＝Ｓ（Ｓ１）_２１ （９）
という関係が成り立つ。

なお、Ｓ（Ｓ１）_１１およびＳ（Ｓ１）_１２は、スタブＳ１の挿入長Ｌ１に変化する複素数である。図５は、Ｓ（Ｓ１）_１１とスタブＳ１の挿入長Ｌ１との関係を極座標表示したグラフであり、図６は、Ｓ（Ｓ１）_１２とスタブＳ１の挿入長Ｌ１との関係を極座標表示したグラフである。

ここで、スタブの一般論として次のことが知られている。任意のスタブ挿入長Ｄにおけるスタブの反射係数Γ（Ｄ）は、入射波Ｖｉと反射波Ｖｒを用いて、以下のように表すことができる。

そして、位相定数をβとし、スタブの挿入長をΔｄだけ変化させた場合の反射係数Γ（Ｄ＋Δｄ）は、以下のように表すことができる。

つまり、Γ（Ｄ＋Δｄ）は、スタブの挿入長がΔｄだけ変化することによって、Γ（Ｄ）に対して右回りに回転する変化を受ける。

以上の一般論から解るように、スタブＳ１の挿入長Ｌ１を大きくすると、Ｓ（Ｓ１）_１１およびＳ（Ｓ１）_１２は、円の軌跡を描きながら変化する。図５および図６は、この軌跡を示したものである。

また、Ｓ（Ｓ１）_１１およびＳ（Ｓ１）_１２は、スタブＳ１の挿入長Ｌ１と相関があることから、予めスタブＳ１の任意の挿入長Ｌ１におけるＳ（Ｓ１）_１１およびＳ（Ｓ１）_１２をそれぞれ１条件以上取得しておくことで、スタブＳ１の挿入長Ｌ１からＳ（Ｓ１）_１１およびＳ（Ｓ１）_１２を算出することができる。ここで、Ｓ（Ｓ１）_１１およびＳ（Ｓ１）_１２は、マイクロ波の周波数に対して依存性を有しているが、Ｓ（Ｓ１）_１１およびＳ（Ｓ１）_１２の実部ｒｅＳ（Ｓ１）_１１と虚部ｉｍＳ（Ｓ１）_１１、および、実部ｒｅＳ（Ｓ１）_１２と虚部ｉｍＳ（Ｓ１）_１２は、それぞれマイクロ波の周波数に相関があるので、マイクロ波の周波数情報に基づいてＳ（Ｓ１）_１１およびＳ（Ｓ１）_１２のいずれも補正することができる。

図７から図１０は、スタブ挿入長Ｌ１の最大の長さをＭａｘとし、スタブ挿入長Ｌ１がＬ１＝Ｍａｘ×１／４，Ｌ１＝Ｍａｘ×１／２，Ｌ１＝Ｍａｘ×３／４の場合において、周波数の可変範囲が２．４ＧＨｚ〜２．５ＧＨｚの例に関する、それぞれ、周波数と実部ｒｅＳ（Ｓ１）_１１、虚部ｉｍＳ（Ｓ１）_１１、実部ｒｅＳ（Ｓ１）_１２、および、虚部ｉｍＳ（Ｓ１）_１２との関係を示すグラフである。

以上の検討から解るように、Ｓパラメータの要素Ｓ（Ｓ１）_１１およびＳ（Ｓ１）_１２、すなわちＳパラメータＳ（Ｓ１）は、マイクロ波の周波数に依存する制御パラメータの一つであり、マイクロ波の周波数情報に基づき、パラメータ設定部１１０によって設定ないし補正される制御パラメータである。使用候補の周波数における実部ｒｅＳ（Ｓ１）_１１、虚部ｉｍＳ（Ｓ１）_１１、実部ｒｅＳ（Ｓ１）_１２、および、虚部ｉｍＳ（Ｓ１）_１２の値の条件式ないしテーブルは、予め記憶装置１０８に記憶しておき、パラメータ設定部１１０は、周波数取得手段によって取得されたマイクロ波の周波数情報に基づいて、ＳパラメータＳ（Ｓ１）の設定ないし補正を行う。

次に、点Ｐ３と点Ｐ４との間のＳパラメータＳ（Ｓ２）および点Ｐ４と負荷側基準点Ｐ５との間のＳパラメータＳ（Ｓ３）について検討を行う。ところで、これらＳパラメータＳ（Ｓ２）およびＳ（Ｓ３）の各要素は、ＳパラメータＳ（Ｓ１）と同様の議論により、以下の関係が成り立つ。

Ｓ（Ｓ２）_１１＝Ｓ（Ｓ２）_２２ （１２）
Ｓ（Ｓ２）_１２＝Ｓ（Ｓ２）_２１ （１３）
Ｓ（Ｓ３）_１１＝Ｓ（Ｓ３）_２２ （１４）
Ｓ（Ｓ３）_１２＝Ｓ（Ｓ３）_２１ （１５）

また、点Ｐ３から点Ｐ４の区間および点Ｐ４から負荷側基準点Ｐ５の区間は、点Ｐ２から点Ｐ３の区間と同じ構造であることから、スタブＳ２の挿入長Ｌ２およびスタブＳ３の挿入長Ｌ３に対するＳ（Ｓ２）_１１、Ｓ（Ｓ２）_１２、Ｓ（Ｓ３）_１１、Ｓ（Ｓ３）_１２の挙動は、ＳパラメータＳ（Ｓ１）と同様に、図５ないし図６のような挙動となる。さらに、Ｓ（Ｓ２）_１１、Ｓ（Ｓ２）_１２、Ｓ（Ｓ３）_１１、Ｓ（Ｓ３）_１２の実部および虚部は、マイクロ波の周波数と相関がある。したがって、Ｓ（Ｓ２）_１１、Ｓ（Ｓ２）_１２、Ｓ（Ｓ３）_１１、Ｓ（Ｓ３）_１２は、スタブＳ２の挿入長Ｌ２およびスタブＳ３の挿入長Ｌ３から算出可能であり、マイクロ波の周波数を用いて補正することが可能である。

モニタ基準点Ｐ１から負荷側基準点Ｐ５までの間の各ＳパラメータＳ（Ｅ），Ｓ（Ｓ１），Ｓ（Ｓ２），Ｓ（Ｓ３）の特徴が解ったところで、ＳパラメータＳ（Ｅ），Ｓ（Ｓ１），Ｓ（Ｓ２），Ｓ（Ｓ３）を合成したモニタ基準点Ｐ１と負荷側基準点Ｐ５との間のＳパラメータＳ（Ｔ）を算出することを考える。このために、各ＳパラメータＳ（Ｅ），Ｓ（Ｓ１），Ｓ（Ｓ２），Ｓ（Ｓ３）をＴパラメータに変換すると、以下のようになる。

そして、上記ＴパラメータＴ（Ｅ），Ｔ（Ｓ１），Ｔ（Ｓ２），Ｔ（Ｓ３）を合成すると以下のようになる。

上記Ｔ（Ｔ）をＳパラメータに変換することにより、以下を得る。

以上により、２端子対回路における関係から、負荷側反射係数ΓＬは以下のように算出される。

上記式（２２）から解るように、負荷側反射係数ΓＬは、モニタ基準点Ｐ１と負荷側基準点Ｐ５との間のＳパラメータＳ（Ｔ）とモニタ基準点Ｐ１における基準点反射係数Γｉｎとを用いて計算することができる。

ここで、モニタ基準点Ｐ１における基準点反射係数Γｉｎは、上述のように、方向性結合器１０２を介して取得されたモニタ基準点Ｐ１におけるマイクロ波の進行波および反射波それぞれの利得情報および位相情報から算出可能である。また、モニタ基準点Ｐ１と負荷側基準点Ｐ５との間のＳパラメータＳ（Ｔ）は、ＳパラメータＳ（Ｅ），Ｓ（Ｓ１），Ｓ（Ｓ２），Ｓ（Ｓ３）から算出可能であり、各ＳパラメータＳ（Ｅ），Ｓ（Ｓ１），Ｓ（Ｓ２），Ｓ（Ｓ３）は、各スタブＳ１，Ｓ２，Ｓ３の挿入長Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３から算出可能である。このとき、各ＳパラメータＳ（Ｅ），Ｓ（Ｓ１），Ｓ（Ｓ２），Ｓ（Ｓ３）は、マイクロ波の周波数に依存するが、本実施形態では、マイクロ波電源１０１が、導波管１０３に出力するマイクロ波の周波数情報を取得する周波数取得手段を有しており、取得された周波数情報をパラメータ設定部１１０に送信することができるように構成されているので、パラメータ設定部１１０は、マイクロ波の周波数情報に基づいて、各ＳパラメータＳ（Ｅ），Ｓ（Ｓ１），Ｓ（Ｓ２），Ｓ（Ｓ３）を設定ないし補正することが可能である。

（負荷側反射係数ΓＬの調整方法）
次に負荷側反射係数ΓＬの調整方法を説明する。

まず、負荷側反射係数ΓＬを以下のように表現し、モニタ基準点Ｐ１と負荷側基準点Ｐ５との間の反射係数をチューナー反射係数Γｔとする。
ΓＬ＝Ｒ＋ｊＸ （２３）
Γｔ＝Ｓ（Ｔ）_２２ （２４）

例えば、モニタ基準点Ｐ１におけるＶＳＷＲ（ｖｏｌｔａｇｅ ｓｔａｎｄｉｎｇ ｗａｖｅ ｒａｔｉｏ）を最小とする場合、目標値Γｓｅｔは、式（２３）で表現される負荷側反射係数ΓＬの複素共役となるときであり、モニタ基準点Ｐ１と負荷側基準点Ｐ５との間の反射係数Γｔが目標値Γｓｅｔとなるように各スタブＳ１，Ｓ２，Ｓ３の挿入長Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３を調整する必要がある。
Γｓｅｔ＝Ｒ−ｊＸ （２５）
Γｔ＝Γｓｅｔ （２６）

ここで、スタブＳ１の挿入長をｍとし、スタブＳ２の挿入長をｎとし、スタブＳ３の挿入長を０とした場合のチューナー反射係数をΓｔ１２（ｍ，ｎ）とする。一方、スタブＳ１の挿入長を０とし、スタブＳ２の挿入長をｔとし、スタブＳ３の挿入長をｕとした場合のチューナー反射係数をΓｔ２３（ｔ，ｕ）とする。すると、チューナー反射係数Γｔ１２（ｍ，ｎ）とチューナー反射係数Γｔ２３（ｔ，ｕ）は、図１１に示すように、調整可能範囲を分割することができる。図１１は、チューナー反射係数の調整可能領域を示す図であり、図１１において、チューナー反射係数Γｔ１２（ｍ，ｎ）は実線内の領域で示され、チューナー反射係数Γｔ２３（ｔ，ｕ）は、破線内の領域で示されている。

なお、図１１におけるチューナー反射係数Γｔ１２（ｍ，ｎ）の境界線は、式（１）〜式（９）および式（１２）〜式（２１）から求めることができる。なお、境界線データは、マイクロ波の周波数に依存するが、Ｓ（Ｓ１）_１２とスタブＳ１の挿入長Ｌ１の関係を用いるので、既述の議論により、周波数情報により補正することができる。

ここで、スタブＳ１，Ｓ２の挿入長Ｌ１，Ｌ２とチューナー反射係数Γｔ１２との関係について説明する。

図１２は、スタブＳ１の挿入長Ｌ１をＬ１＝０，Ｌ１＝Ｍａｘ×１／２，Ｌ１＝Ｍａｘ×３／４，Ｌ１＝Ｍａｘのそれぞれに固定した条件において、スタブＳ２の挿入長Ｌ２を変化させた場合のチューナー反射係数Γｔ１２の変化を示すグラフである。ただし、Ｍａｘは、スタブＳ１の挿入長の最大値を意味する。

式（１１）から解るように、１つのスタブのみ変化させる場合は円の軌跡を描きながら右回りに回転する。そのため、スタブＳ１の挿入長Ｌ１を固定し、スタブＳ２の挿入長Ｌ２を０からＭａｘまで変化させると、図１２に示すように実線矢印の方向に円の軌跡を描きながら変化する。一方、スタブＳ２の挿入長Ｌ２を任意の長さｎに固定して、スタブＳ１の挿入長Ｌ１を０からＭａｘまで変化させると、式（１１）から、チューナー反射係数Γｔ１２は、始点Γｔ１２（０，ｎ）から円の軌跡を描きながら右回りに変化する。このことから、図１２に示すように、スタブＳ１の挿入長Ｌ１を固定し、スタブＳ２の挿入長Ｌ２を変化させたときのチューナー反射係数Γｔ１２の変化により描かれる円の軌跡は、スタブＳ１の挿入長Ｌ１が大きいほど外側に描かれる。

ここで、スタブＳ１の挿入長Ｌ１をｍに固定し、スタブＳ２の挿入長Ｌ２を変化させたときのチューナー反射係数Γｔ１２の変化により描かれる円弧の中心をＯ１２（ｍ）としたとき、スタブＳ１の挿入長Ｌ１を０からＭａｘまで変化させると、図１２に示すように円弧の中心Ｏ１２は破線矢印の方向に変化する。

また、円弧の中心Ｏ１２の実部ｒｅＯ１２および虚部ｉｍＯ１２は、周波数に対してそれぞれ相関があり、周波数情報により補正することができる。図１３および図１４は、スタブＳ１の挿入長Ｌ１がＬ１＝Ｍａｘ×１／４，Ｌ１＝Ｍａｘ×１／２，Ｌ１＝Ｍａｘ×３／４の場合について、周波数の可変範囲が２．４ＧＨｚ〜２．５ＧＨｚの例における、それぞれの周波数と円弧の中心Ｏ１２の実部ｒｅＯ１２および虚部ｉｍＯ１２の関係を示すグラフである。

一方、スタブＳ２，Ｓ３の挿入長Ｌ２，Ｌ３とチューナー反射係数Γｔ２３との関係は以下のようである。

図１５は、スタブＳ２の挿入長Ｌ２をＬ２＝０，Ｌ２＝Ｍａｘ×１／２，Ｌ２＝Ｍａｘ×３／４，Ｌ２＝Ｍａｘのそれぞれに固定した条件において、スタブＳ３の挿入長Ｌ３を変化させた場合のチューナー反射係数Γｔ２３の変化を示すグラフである。ただし、Ｍａｘは、スタブＳ２の挿入長の最大値を意味する。

式（１１）から解るように、１つのスタブのみ変化させる場合は円の軌跡を描きながら右回りに回転する。そのため、スタブＳ２の挿入長Ｌ２を固定し、スタブＳ３の挿入長Ｌ３を０からＭａｘまで変化させると、図１５に示すように実線矢印の方向に円の軌跡を描きながら変化する。一方、スタブＳ３の挿入長Ｌ３を任意の長さｕに固定して、スタブＳ２の挿入長Ｌ２を０からＭａｘまで変化させると、式（１１）から、チューナー反射係数Γｔ２３は、始点Γｔ２３（０，ｕ）から円の軌跡を描きながら右回りに変化する。このことから、図１５に示すように、スタブＳ２の挿入長Ｌ２を固定し、スタブＳ３の挿入長Ｌ３を変化させたときのチューナー反射係数Γｔ２３の変化により描かれる円の軌跡は、スタブＳ２の挿入長Ｌ２が大きいほど外側に描かれる。

ここで、スタブＳ２の挿入長Ｌ２をｔに固定し、スタブＳ３の挿入長Ｌ３を変化させたときのチューナー反射係数Γｔ２３の変化により描かれる円弧の中心をＯ２３（ｔ）としたとき、スタブＳ２の挿入長Ｌ２を０からＭａｘまで変化させると、図１５に示すように円弧の中心Ｏ２３は破線矢印の方向に変化する。

また、円弧の中心Ｏ２３の実部ｒｅＯ２３および虚部ｉｍＯ２３は、周波数に対してそれぞれ相関があり、周波数情報により補正することができる。図１６および図１７は、スタブＳ２の挿入長Ｌ２がＬ２＝Ｍａｘ×１／４，Ｌ２＝Ｍａｘ×１／２，Ｌ２＝Ｍａｘ×３／４の場合について、周波数の可変範囲が２．４ＧＨｚ〜２．５ＧＨｚの例における、それぞれの周波数と円弧の中心Ｏ２３の実部ｒｅＯ２３および虚部ｉｍＯ２３の関係を示すグラフである。

次に、式（２６）を満たす各スタブＳ１，Ｓ２，Ｓ３の挿入長Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３の制御方法を図１８から図２０を参照しながら説明する。図１８から図２０は、紙面の都合上分割して記載しているが、各スタブＳ１，Ｓ２，Ｓ３の挿入長Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３の制御方法を示す連続したフローチャートである。

本実施形態に係る制御方法は、図１８に示されるフローチャートの上部から始まる。ステップＳ２０１にて、方向性結合器１０２を介して取得されたモニタ基準点Ｐ１におけるマイクロ波の進行波および反射波それぞれの利得情報および位相情報から、調整量演算部１０７がモニタ基準点Ｐ１おける基準点反射係数Γｉｎを算出する。

次に、ステップＳ２０２にて、周波数取得手段を用いてマイクロ波電源１０１が導波管１０３に出力するマイクロ波の周波数情報を取得する。

次に、ステップＳ２０３にて、パラメータ設定部１１０が、周波数取得手段を用いて取得されたマイクロ波の周波数情報を用いて、制御パラメータＡ，Ｂ，Ｃ，Ｄを設定ないし補正する。ここで、制御パラメータＡとは、モニタ基準点Ｐ１と点Ｐ２との間の位相差θ_Ｅであり、制御パラメータＢとは、スタブＳ１の挿入長Ｌ１とＳ（Ｓ１）_１１との関係式またはテーブル値であり、制御パラメータＣとは、スタブＳ１の挿入長Ｌ１とＳ（Ｓ１）_１２との関係式またはテーブル値であり、制御パラメータＤとは、スタブＳ１とスタブＳ２とを組み合わせて変更した場合のチューナー反射係数の調整が可能な領域の境界線のデータである。上述のように、これら制御パラメータＡ，Ｂ，Ｃ，Ｄは、周波数に対する依存性を有するので、パラメータ設定部１１０にてマイクロ波の周波数情報を用いて設定ないし補正する。

次に、ステップＳ２０４にて、調整量演算部１０７は、ステップＳ２０１にて算出された基準点反射係数ΓｉｎとステップＳ２０３にて設定ないし補正された制御パラメータＡ，Ｂ，Ｃ，Ｄを用いて、負荷側基準点Ｐ５における反射係数ΓＬを算出する。具体的には、上述の式（１）〜式（９）および式（１２）〜式（２２）を用いれば、負荷側基準点Ｐ５における反射係数ΓＬを算出することができる。

次に、ステップＳ２０５にて、調整量演算部１０７は、式（２３）および式（２５）を用いて目標値Γｓｅｔを求める。

ここで、ステップＳ２０６にて、調整量演算部１０７は、目標値ΓｓｅｔがスタブＳ１とスタブＳ２とを組み合わせて変更した場合のチューナー反射係数の調整が可能な領域Ｒに属しているか否かを判定する。具体的には、調整量演算部１０７は、ステップＳ２０３にて設定ないし補正した制御パラメータＤを用いて、制御パラメータＤが定める領域Ｒ内に目標値Γｓｅｔが属するか否かを判定する。結果、目標値Γｓｅｔが領域Ｒ内であればＺ１の処理へ進み、領域Ｒ外であればＺ２の処理へ進む。

まず、目標値Γｓｅｔが領域Ｒ内である場合のＺ１の処理について説明する。図１９は、Ｚ１の処理についてのフローチャートである。

Ｚ１の処理では、最初に、ステップＳ３０１にて、パラメータ設定部１１０が、周波数取得手段を用いて取得されたマイクロ波の周波数情報を用いて、制御パラメータＥを設定ないし補正する。ここで制御パラメータＥとは、スタブＳ１の挿入長Ｌ１と中心Ｏ１２（ｍ）の関係式またはテーブル値である。なお、既述であるが、中心Ｏ１２（ｍ）は、スタブＳ１の挿入長Ｌ１をｍに固定し、スタブＳ２の挿入長Ｌ２を変化させたときのチューナー反射係数Γｔ１２の変化により描かれる円弧の中心である。当該ステップにて設定ないし補正した制御パラメータＥをＯ’１２（ｍ）とし、このＯ’１２（ｍ）の実部をｒｅＯ’１２（ｍ）とし、虚部をｉｍＯ’１２（ｍ）とする。

次に、ステップＳ３０２にて、調整量演算部１０７は、ステップＳ３０１にて設定ないし補正された制御パラメータＥを用いて、以下のように、スタブＳ１の挿入長の設定値Ｌ１ｓｅｔを算出する。

スタブＳ１，Ｓ２の挿入長をそれぞれｍ，ｎとしたとき、補正後の制御パラメータＡ，Ｂ，Ｃと式（１）〜式（９），式（１２）〜式（２２），式（２４）とからチューナー反射係数Γｔ１２（ｍ，ｎ）が求まる。このチューナー反射係数Γｔ１２（ｍ，ｎ）の実部をｒｅΓｔ１２（ｍ，ｎ）とし、虚部をｉｍΓｔ１２（ｍ，ｎ）とする。

すると、チューナー反射係数Γｔ１２（ｍ，ｎ）と補正後の中心Ｏ’１２（ｍ）との間の距離の２乗Ｖａは、以下のようになる。

一方、目標値Γｓｅｔと補正後の中心Ｏ’１２（ｍ）との間の距離の２乗Ｖｂは、以下のようになる。

ここで、スタブＳ１，Ｓ２の挿入長Ｌ１，Ｌ２とチューナー反射係数Γｔ１２との関係から、
Ｖｂ−Ｖａ＞０ （２９）
となる場合は、設定値Ｌ１ｓｅｔがｍよりも挿入長が大きいことを意味する。したがって、スタブＳ１の挿入長であるｍを大きな値に変更し、再度、式（２７）および式（２８）の計算を行う。

一方、
Ｖｂ−Ｖａ＜０ （３０）
となる場合は、設定値Ｌ１ｓｅｔがｍよりも挿入長が小さいことを意味する。したがって、スタブＳ１の挿入長であるｍを小さな値に変更し、再度、式（２７）および式（２８）の計算を行う。

上記計算を繰り返すことで、
Ｖｂ−Ｖａ＝０ （３１）
となるｍを探索する。このように得られたｍがスタブＳ１の設定値Ｌ１ｓｅｔである。

次に、ステップＳ３０３にて、上記求められた設定値Ｌ１ｓｅｔを用いて、式（２６）を満たすスタブＳ２の挿入長の設定値Ｌ２ｓｅｔを以下のように求める。

中心Ｏ’１２（ｍ）に上記求められた設定値Ｌ１ｓｅｔを代入し、中心Ｏ’１２（Ｌ１ｓｅｔ）を考える。この中心Ｏ’１２（Ｌ１ｓｅｔ）を始点とした２つのベクトルであるベクトルＯ’１２（Ｌ１ｓｅｔ）ΓｓｅｔとベクトルＯ’１２（Ｌ１ｓｅｔ）Γｔ１２（Ｌ１ｓｅｔ，ｎ）の外積をＷａとすると、外積Ｗａは以下のようになる。

ここで、スタブＳ１，Ｓ２の挿入長Ｌ１，Ｌ２とチューナー反射係数Γｔ１２との関係から、
Ｗａ＜０ （３３）
となる場合は、設定値Ｌ２ｓｅｔがｎよりも挿入長が大きいことを意味する。したがって、スタブＳ２の挿入長であるｎを大きな値に変更し、再度、式（３２）の計算を行う。

一方、
Ｗａ＞０ （３４）
となる場合は、設定値Ｌ２ｓｅｔがｎよりも挿入長が小さいことを意味する。したがって、スタブＳ２の挿入長であるｎを小さな値に変更し、再度、式（３２）の計算を行う。

上記計算を繰り返すことで、
Ｗａ＝０ （３５）
となるｎを探索する。このように得られたｎがスタブＳ２の設定値Ｌ２ｓｅｔである。

最後に、ステップＳ３０４では、調整量演算部１０７は、上記のように算出されたスタブＳ１，Ｓ２のそれぞれの設定値Ｌ１ｓｅｔ，Ｌ２ｓｅｔを駆動制御部１０９へ送信し、駆動制御部１０９は、スタブＳ１，Ｓ２の挿入長がそれぞれ設定値Ｌ１ｓｅｔ，Ｌ２ｓｅｔになるように、モータ１０５ａ，１０５ｂを駆動する。なお、このときにスタブＳ３の挿入長は変更する必要はない。

一方、目標値Γｓｅｔが領域Ｒ外である場合のＺ２の処理は以下のように行われる。図２０は、Ｚ２の処理についてのフローチャートである。

Ｚ２の処理では、最初に、ステップＳ４０１にて、パラメータ設定部１１０が、周波数取得手段を用いて取得されたマイクロ波の周波数情報を用いて、制御パラメータＦを設定ないし補正する。ここで制御パラメータＦとは、スタブＳ２の挿入長Ｌ２と中心Ｏ２３（ｔ）の関係式またはテーブル値である。なお、既述であるが、中心Ｏ２３（ｔ）は、スタブＳ２の挿入長Ｌ２をｔに固定し、スタブＳ３の挿入長Ｌ３を変化させたときのチューナー反射係数Γｔ２３の変化により描かれる円弧の中心である。当該ステップにて設定ないし補正した制御パラメータＦをＯ’２３（ｔ）とし、このＯ’２３（ｔ）の実部をｒｅＯ’２３（ｔ）とし、虚部をｉｍＯ’２３（ｔ）とする。

次に、ステップＳ４０２にて、調整量演算部１０７は、ステップＳ４０１にて設定ないし補正された制御パラメータＦを用いて、以下のように、スタブＳ２の挿入長の設定値Ｌ２ｓｅｔを算出する。

スタブＳ２，Ｓ３の挿入長をそれぞれｔ，ｕとしたとき、補正後の制御パラメータＡ，Ｂ，Ｃと式（１）〜式（９），式（１２）〜式（２２），式（２４）とからチューナー反射係数Γｔ２３（ｔ，ｕ）が求まる。このチューナー反射係数Γｔ２３（ｔ，ｕ）の実部をｒｅΓｔ２３（ｔ，ｕ）とし、虚部をｉｍΓｔ２３（ｔ，ｕ）とする。

すると、チューナー反射係数Γｔ２３（ｔ，ｕ）と補正後の中心Ｏ’２３（ｔ）との間の距離の２乗Ｖｃは、以下のようになる。

一方、目標値Γｓｅｔと補正後の中心Ｏ’２３（ｔ）との間の距離の２乗Ｖｄは、以下のようになる。

ここで、スタブＳ２，Ｓ３の挿入長Ｌ２，Ｌ３とチューナー反射係数Γｔ２３との関係から、
Ｖｄ−Ｖｃ＞０ （３８）
となる場合は、設定値Ｌ２ｓｅｔがｔよりも挿入長が大きいことを意味する。したがって、スタブＳ２の挿入長であるｔを大きな値に変更し、再度、式（３６）および式（３７）の計算を行う。

一方、
Ｖｄ−Ｖｃ＜０ （３９）
となる場合は、設定値Ｌ２ｓｅｔがｔよりも挿入長が小さいことを意味する。したがって、スタブＳ２の挿入長であるｔを小さな値に変更し、再度、式（３６）および式（３７）の計算を行う。

上記計算を繰り返すことで、
Ｖｄ−Ｖｃ＝０ （４０）
となるｔを探索する。このように得られたｔがスタブＳ２の設定値Ｌ２ｓｅｔである。

次に、ステップＳ４０３にて、上記求められた設定値Ｌ２ｓｅｔを用いて、式（２６）を満たすスタブＳ３の挿入長の設定値Ｌ３ｓｅｔを以下のように求める。

中心Ｏ’２３（ｔ）に上記求められた設定値Ｌ２ｓｅｔを代入し、中心Ｏ’２３（Ｌ２ｓｅｔ）を考える。この中心Ｏ’２３（Ｌ２ｓｅｔ）を始点とした２つのベクトルであるベクトルＯ’２３（Ｌ２ｓｅｔ）ΓｓｅｔとベクトルＯ’２３（Ｌ２ｓｅｔ）Γｔ２３（Ｌ２ｓｅｔ，ｕ）の外積をＷｂとすると、外積Ｗｂは以下のようになる。

ここで、スタブＳ２，Ｓ３の挿入長Ｌ２，Ｌ３とチューナー反射係数Γｔ２３との関係から、
Ｗｂ＜０ （４２）
となる場合は、設定値Ｌ３ｓｅｔがｕよりも挿入長が大きいことを意味する。したがって、スタブＳ３の挿入長であるｕを大きな値に変更し、再度、式（４１）の計算を行う。

一方、
Ｗｂ＞０ （４３）
となる場合は、設定値Ｌ３ｓｅｔがｕよりも挿入長が小さいことを意味する。したがって、スタブＳ３の挿入長であるｕを小さな値に変更し、再度、式（４１）の計算を行う。

上記計算を繰り返すことで、
Ｗｂ＝０ （４４）
となるｕを探索する。このように得られたｕがスタブＳ３の設定値Ｌ３ｓｅｔである。

最後に、ステップＳ４０４では、調整量演算部１０７は、上記のように算出されたスタブＳ２，Ｓ３のそれぞれの設定値Ｌ２ｓｅｔ，Ｌ３ｓｅｔを駆動制御部１０９へ送信し、駆動制御部１０９は、スタブＳ２，Ｓ３の挿入長がそれぞれ設定値Ｌ２ｓｅｔ，Ｌ３ｓｅｔになるように、モータ１０５ｂ，１０５ｃを駆動する。なお、このときにスタブＳ１の挿入長は変更する必要はない。

以上のように、各スタブＳ１，Ｓ２，Ｓ３の挿入長を制御すれば、式（２６）を満たし、ＶＳＷＲを最小にすることが可能である。

なお、上記計算は、モニタ基準点Ｐ１おけるＶＳＷＲを最小とする場合に関する計算例であるが、モニタ基準点Ｐ１におけるＶＳＷＲを任意の値Ｙａとする場合も、上記と同様の計算方法を利用することができる。以下、モニタ基準点Ｐ１におけるＶＳＷＲを任意の値Ｙａとする場合について簡単に説明する。

仮に目標値を以下のように設定する。
Γｓｅｔ＝Ｒ−ｊＸ＋α （４５）

この目標値Γｓｅｔに対して、図１８におけるＳ２０１からＳ２０６と図１９におけるＳ３０１からＳ３０３と図２０におけるＳ４０１からＳ４０３の処理を行うことにより、各スタブＳ１，Ｓ２，Ｓ３の挿入長の設定値Ｌ１ｓｅｔ，Ｌ２ｓｅｔ，Ｌ３ｓｅｔを得ることができる。

一方、２端子対回路における関係から、モニタ基準点Ｐ１における基準点反射係数Γｉｎは、以下のように表すことができる。

また、モニタ基準点Ｐ１におけるＶＳＷＲは以下のように表すことができる。

そこで、各スタブＳ１，Ｓ２，Ｓ３の挿入長の設定値Ｌ１ｓｅｔ，Ｌ２ｓｅｔ，Ｌ３ｓｅｔと式（１）〜式（９），式（１２）〜式（２２），式（２４），式（４６），式（４７）とを用いて、式（４５）を目標値とした場合のモニタ基準点Ｐ１におけるＶＳＷＲの値Ｙｂを得ることができる。

このように得られたＶＳＷＲの値Ｙｂに関し、
Ｙｂ＞Ｙａ （４８）
となる場合は、式（４５）の値αを小さな値に変更し、再度、式（４５）を目標値とした場合のモニタ基準点Ｐ１におけるＶＳＷＲの値Ｙｂを得る。一方、
Ｙｂ＜Ｙａ （４９）
となる場合は、式（４５）の値αを大きな値に変更し、再度、式（４５）を目標値とした場合のモニタ基準点Ｐ１におけるＶＳＷＲの値Ｙｂを得る。

上記ように値αの調整を繰り返すことで、
Ｙｂ＝Ｙａ （５０）
となる値αが得られる。

この値αを用いた式（４５）の目標値Γｓｅｔを用いて、図１８から図２０に示されるフローチャートを実行することでＶＳＷＲを値Ｙａに調整することができる。

なお、上記制御方法は、導波管を用いた３スタブチューナーの例を用いているが、導波管と導波管分岐リアクタンスまたは同軸と同軸分岐リアクタンスの組み合わせにおいても適用可能である。１つの分岐リアクタンス調整量を変更した時の分岐リアクタンスの反射係数の変化は、式（１１）の任意のスタブ挿入長Ｄを分岐リアクタンス調整量、スタブ挿入長の変化量Δｄをリアクタンス変化量とすることで同様に表すことができる。そのことから、分岐リアクタンス調整量と分岐リアクタンスのＳパラメータの関係式またはテーブル値をもつことで、導波管を用いた３スタブチューナーと同様の手順でモニタ基準点Ｐ１におけるＶＳＷＲ値を任意の値に調整可能である。

（第２実施形態）
図２１は、周波数測定部の構成例を示す図である。図２１に示すように、第２実施形態に係る自動整合装置１００ａは、第１実施形態に係る自動整合装置１００と略同様の構成を有しているが、第１実施形態に係る自動整合装置１００では、マイクロ波電源１０１からマイクロ波の周波数情報を取得しているが、第２実施形態に係る自動整合装置１００ａでは、方向性結合器１０２を介してマイクロ波の周波数情報を取得している点で異なる。したがって、以下では、方向性結合器１０２を介してマイクロ波の周波数情報を取得するための構成についてのみ説明する。

図２１に示すように、第２実施形態に係る自動整合装置１００ａは、方向性結合器１０２を介してマイクロ波の周波数情報を取得するために、周波数測定部１１１を備えている。周波数測定部１１１は、方向性結合器１０２を介してマイクロ波の進行波を取得し、当該進行波から周波数を測定し、その測定結果をパラメータ設定部１１０へ送信するように構成されている。

周波数測定部１１１における周波数の測定方法は、例えばダイレクト方式周波数カウンタやレシプロカル方式周波数カウンタを用いることができるが、図２２に示す構成を用いることも可能である。図２２は、周波数測定部の構成例を示す図である。

図２２に示すように、周波数測定部１１１は、分配器１１２とフィルタ１１３と２つのパワー検出器１１４ａ，１１４ｂとパワー比較部１１５とを備えている。

周波数測定部１１１に入力された進行波は、分配器１１２によって２つに分配され、一方はパワー検出器１１４ａに直接入力され、もう一方はフィルタ１１３を介してパワー検出器１１４ｂに入力される。ここで、フィルタ１１３は、ローパスフィルタまたはハイパスフィルタであり、使用する周波数の範囲内でフィルタ１１３の挿入損失が周波数と相関をもって変化するように選択されている。

パワー比較部１１５は、パワー検出器１１４ａが検出した出力Ｐａとパワー検出器１１４ｂが検出した出力Ｐｂとを比較し、パワー比ΔＰを求める。予めパワー比ΔＰと周波数の関係を取得して記憶しておくことで、パワー比較部１１５は、パワー比ΔＰからマイクロ波の周波数を決定することができる。

上記のようにパワー比較部１１５によって測定されたマイクロ波の周波数情報は、パラメータ設定部１１０へ送信されるが、その後の処理は第１実施形態の場合と同一である。

なお、本実施形態でも、各スタブＳ１，Ｓ２，Ｓ３の代わりに導波管分岐可変リアクタンスや同軸管分岐可変リアクタンスを用いることが可能である。

なお、以上の実施形態においては、スタブＳ１，Ｓ２，Ｓ３の３つのスタブを備えて３つのスタブを操作する構成を示したが、これ以外の態様としてもよいのは言うまでもない。

例えば、３つのスタブＳ１，Ｓ２，Ｓ３ないし４つ以上を備えているものの、そのうちの２つのスタブ（例えばＳ１，Ｓ２）のみを操作することでも、マイクロ波の周波数の変更に対応した自動整合を実現することも条件によっては可能となる。この場合、調整量演算部１０７は、負荷側反射係数と設定ないし補正後の制御パラメータとに基づいて、操作する２つのスタブのうちいずれか一方のスタブ（例えばＳ１）における反射係数の目標値として第１チューニング目標値を算出し、第１チューニング目標値と設定ないし補正後の制御パラメータとに基づいて、スタブ（例えばＳ１）に対する第１調整量を算出し、第１調整量に基づいて、他方のスタブ（例えばＳ２）における反射係数の目標値として第２チューニング目標値を算出し、第２チューニング目標値と設定ないし補正後の制御パラメータとに基づいて、スタブ（例えばＳ２）に対する第２調整量を算出し、駆動制御部１０９が第１調整量と第２調整量との組に基づいて、２つのスタブ（例えばＳ１，Ｓ２）制御することになる。

また、自動整合装置および自動整合方法を適用する用途によっては、インピーダンスの調整範囲が限定され、２つのスタブ（例えばＳ１，Ｓ２）のみを備えることでも十分に自動整合を実行することが可能となる。この場合、調整量演算部１０７は、負荷側反射係数と設定ないし補正後の制御パラメータとに基づいて、２つのスタブ（例えばＳ１，Ｓ２）のうちいずれか一方のスタブ（例えばＳ１）における反射係数の目標値として第１チューニング目標値を算出し、第１チューニング目標値と設定ないし補正後の制御パラメータとに基づいて、スタブ（例えばＳ１）に対する第１調整量を算出し、第１調整量に基づいて、他方のスタブ（例えばＳ２）における反射係数の目標値として第２チューニング目標値を算出し、第２チューニング目標値と設定ないし補正後の制御パラメータとに基づいて、スタブ（例えばＳ２）に対する第２調整量を算出し、駆動制御部１０９が第１調整量と第２調整量との組に基づいて、２つのスタブ（例えばＳ１，Ｓ２）を制御することになる。

さらに、上記変形例に関しても、スタブの代わりに導波管分岐可変リアクタンスや同軸管分岐可変リアクタンスを用いることが可能である。

以上、本発明を実施形態に基づいて説明してきたが、上記実施形態により本発明が限定されるものではない。上記各実施形態の各構成要素を適宜組み合わせて構成したものも本発明に含まれる。また、さらなる効果や変形例は、当業者によって容易に導き出すことができる。よって、本発明のより広範な態様は、上記の実施形態に限定されるものではなく、様々な変更が可能である。

１００，１００ａ 自動整合装置
１０１ マイクロ波電源
１０２ 方向性結合器
１０３ 導波管
１０４ 負荷
１０５ａ，１０５ｂ，１０５ｃ モータ
１０６ 制御部
１０７ 調整量演算部
１０８ 記憶装置
１０９ 駆動制御部
１１０ パラメータ設定部
１１１ 周波数測定部
１１２ 分配器
１１３ フィルタ
１１４ａ，１１４ｂ パワー検出器
１１５ パワー比較部
１１６ 位相利得検出器
２０１ ログアンプ
２０２ 位相検出部
２０３ 利得出力インターフェイス回路
２０４ 位相検出インターフェイス回路

Claims (14)

1. マイクロ波電源と負荷との間でマイクロ波を伝送する伝送路と、
   前記伝送路を伝搬するマイクロ波の周波数情報を取得する周波数取得手段と、
   前記伝送路中のモニタ基準点における前記マイクロ波の進行波および反射波それぞれの利得情報および位相情報を取得するモニタ手段と、
   前記伝送路における前記負荷の近傍に設定される負荷側基準点の反射係数である負荷側反射係数を変更するための調整量を有するインピーダンス変更手段と、
   前記マイクロ波の周波数情報に基づいて、前記インピーダンス変更手段の調整量と相関をもつ制御パラメータを設定するパラメータ設定部と、
   前記モニタ基準点における前記マイクロ波の進行波および反射波それぞれの利得情報および位相情報とから前記負荷側反射係数を算出し、前記設定後の制御パラメータと前記負荷側反射係数とを用いて前記インピーダンス変更手段の調整量を算出する調整量演算部と、
   算出された前記調整量に基づいて前記インピーダンス変更手段を制御する制御部と、
   を備えることを特徴とする自動整合装置。
2. 前記調整量演算部は、前記負荷側反射係数と前記設定後の制御パラメータとに基づいて前記インピーダンス変更手段における反射係数の目標値としてチューニング目標値を算出し、前記インピーダンス変更手段における反射係数が前記チューニング目標値に一致するように前記インピーダンス変更手段の調整量を算出することを特徴とする請求項１に記載の自動整合装置。
3. 前記インピーダンス変更手段は、それぞれ独立した調整量に応じて前記伝送路のインピーダンスを変更する少なくとも３つのインピーダンス変更素子を備えることを特徴とする請求項１に記載の自動整合装置。
4. 前記インピーダンス変更手段は、第１、第２、および第３インピーダンス変更素子を少なくとも備え、
   前記調整量演算部は、前記負荷側反射係数と前記設定後の制御パラメータとに基づいて前記第１インピーダンス変更素子における反射係数の目標値として第１チューニング目標値を算出し、
   前記第１チューニング目標値と前記設定後の制御パラメータとに基づいて前記第１インピーダンス変更素子に対する第１調整量を算出し、
   前記第１調整量に基づいて前記第２インピーダンス変更素子における反射係数の目標値として第２チューニング目標値を算出し、
   前記第２チューニング目標値と前記設定後の制御パラメータとに基づいて前記第２インピーダンス変更素子に対する第２調整量を算出し、
   前記第２調整量に基づいて前記第３インピーダンス変更素子における反射係数の目標値として第３チューニング目標値を算出し、
   前記第３チューニング目標値と前記設定後の制御パラメータとに基づいて前記第３インピーダンス変更素子に対する第３調整量を算出し、
   前記制御部は、前記第１調整量と前記第２調整量と前記第３調整量との組に基づいて、前記第１インピーダンス変更素子と前記第２インピーダンス変更素子と前記第３インピーダンス変更素子とを制御することを特徴とする請求項３に記載の自動整合装置。
5. 前記調整量演算部は、前記負荷側反射係数と前記設定後の制御パラメータとに基づいて、前記３つのインピーダンス制御素子のうちいずれか１つのインピーダンス変更素子における反射係数の目標値として第１チューニング目標値を算出し、
   前記第１チューニング目標値と前記設定後の制御パラメータとに基づいて、該インピーダンス変更素子に対する第１調整量を算出し、
   前記第１調整量に基づいて、前記３つのインピーダンス制御素子のうち残りのいずれか１つのインピーダンス変更素子における反射係数の目標値として第２チューニング目標値を算出し、
   前記第２チューニング目標値と前記設定後の制御パラメータとに基づいて、該インピーダンス変更素子に対する第２調整量を算出し、
   前記制御部は、前記第１調整量と前記第２調整量との組に基づいて、２つのインピーダンス変更素子を制御することを特徴とする請求項３に記載の自動整合装置。
6. 前記インピーダンス変更手段は、それぞれ独立した調整量に応じて前記伝送路のインピーダンスを変更する２つのインピーダンス変更素子を備え、
   前記調整量演算部は、前記負荷側反射係数と前記設定後の制御パラメータとに基づいて、前記２つのインピーダンス制御素子のうちいずれか一方のインピーダンス変更素子における反射係数の目標値として第１チューニング目標値を算出し、
   前記第１チューニング目標値と前記設定後の制御パラメータとに基づいて、該インピーダンス変更素子に対する第１調整量を算出し、
   前記第１調整量に基づいて、前記２つのインピーダンス制御素子のうちいずれか他方のインピーダンス変更素子における反射係数の目標値として第２チューニング目標値を算出し、
   前記第２チューニング目標値と前記設定後の制御パラメータとに基づいて、該インピーダンス変更素子に対する第２調整量を算出し、
   前記制御部は、前記第１調整量と前記第２調整量との組に基づいて、２つのインピーダンス変更素子を制御することを特徴とする請求項１または２に記載の自動整合装置。
7. 前記インピーダンス変更素子は、前記伝送路中に挿入される長さを前記調整量とするスタブであることを特徴とする請求項３から請求項６の何れか１項に記載の自動整合装置。
8. 前記インピーダンス変更素子は、前記伝送路から分岐された導波管内における短絡面の位置を前記調整量とする導波管分岐可変リアクタンスであることを特徴とする請求項３から請求項６の何れか１項に記載の自動整合装置。
9. 前記インピーダンス変更素子は、前記伝送路から分岐された同軸管内における短絡面の位置を前記調整量とする同軸管分岐可変リアクタンスであることを特徴とする請求項３から請求項６の何れか１項に記載の自動整合装置。
10. 前記周波数取得手段は、前記マイクロ波電源がマイクロ波を発振する周波数を取得することを特徴とする請求項１から請求項９の何れか１項に記載の自動整合装置。
11. 前記周波数取得手段は、前記伝送路を伝搬するマイクロ波の周波数を測定することを特徴とする請求項１から請求項９の何れか１項に記載の自動整合装置。
12. 前記制御パラメータは、前記インピーダンス変更手段のＳパラメータを含むことを特徴とする請求項１から請求項１１の何れか１項に記載の自動整合装置。
13. 前記制御パラメータは、前記インピーダンス変更手段の調整量を算出する際の反復計算に用いられることを特徴とする請求項１から請求項１２の何れか１項に記載の自動整合装置。
14. マイクロ波電源と負荷との間でマイクロ波を伝送する伝送路と、前記伝送路における前記負荷の近傍に設定される負荷側基準点の反射係数である負荷側反射係数を変更するための調整量を有するインピーダンス変更手段と、前記インピーダンス変更手段の調整量を制御する制御部と、を備える整合装置の自動整合方法であって、
    前記制御部は、
    前記伝送路を伝搬するマイクロ波の周波数情報を取得し、
    前記伝送路中のモニタ基準点における前記マイクロ波の進行波および反射波それぞれの利得情報および位相情報を取得し、
    前記マイクロ波の周波数情報に基づいて、前記インピーダンス変更手段の調整量と相関をもつ制御パラメータを設定し、
    前記モニタ基準点における前記マイクロ波の進行波および反射波それぞれの利得情報および位相情報とから、前記負荷側反射係数を算出し、
    前記設定後の制御パラメータと前記負荷側反射係数とを用いて前記インピーダンス変更手段の調整量を算出する、
    ことを特徴とする自動整合方法。

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