JP2018004630A - 電子式アブソリュート型エンコーダ - Google Patents

Abstract

【課題】小型サイズ、分解能等の改良された組み合わせをもつアブソリュート型エンコーダを提供する。【解決手段】測定軸方向ＭＡにＭＡに沿った対応するアブソリュート範囲を画定する信号変調スケールパターン１７０ｄを含むスケール１７０と、信号変調スケールパターン１７０ｄに対応する検出信号を提供する検出器１６７と、検出信号に基づいて、スケール１７０に沿った検出器１６７のアブソリュート位置を決定する信号処理部１６６とを含む。信号変調スケールパターン１７０ｄは、スケール１７０に沿った位置の関数として、空間波長λＣを有する粗周期的パターン部１７１ｄと、スケール１７０に沿った位置の関数として、空間波長λＦを有する密周期的パターン部１７３ｄとを含み、ｎ＊λＣはアブソリュート範囲であり、ｎは整数、（ｍｎ＋１）＊λＦはアブソリュート範囲であり、ｍは２以上の整数である。波長λＣ及びλＦは、広く分離されていてよい。【選択図】図４

Description

本発明は、概して、精密測定器に関し、特にアブソリュート型エンコーダに関する。

様々な光学式、静電容量式、磁気式並びに電磁誘導式トランスデューサ及び移動又は位置トランスデューサが利用可能である。これらのトランスデューサは、読取ヘッド内の送信器及び受信器の様々な幾何学的構成を使用して、読取りヘッドとスケールとの間の移動を測定する。電磁誘導式センサは、粒子、油、水及び他の流体による汚れに最も影響を受けないセンサタイプのうちの１つであることが知られている。特許文献１は、高精度用途に使用可能である電磁誘導式位置トランスデューサについて説明している。特許文献２及び特許文献３は、信号生成及び処理回路を含む電磁誘導式インクリメンタル型ノギス及びリニアスケールについて説明している。特許文献４、特許文献５、特許文献６、特許文献７及び特許文献８は、電磁誘導式トランスデューサを使用する電磁誘導式アブソリュート型ノギス及び電子式巻き尺について説明している。これらの特許に説明されるように、電磁誘導式トランスデューサは、既知のプリント回路基板技術を使用して容易に製造することができる。

米国特許第６０１１３８９号明細書 米国特許第５９７３４９４号明細書 米国特許第６００２２５０号明細書 米国特許第５８８６５１９号明細書 米国特許第５８４１２７４号明細書 米国特許第５８９４６７８号明細書 米国特許第６４００１３８号明細書 米国特許第８３０９９０６号明細書

電磁誘導式トランスデューサ（及び他のタイプのトランスデューサ）の様々な実施態様は、インクリメンタル型又はアブソリュート型エンコーダとして実現されうる。一般に、インクリメンタル型エンコーダは、スケールに対する読取ヘッドの変位量を、スケールに沿った初期点から開始して、変位量のインクリメンタル単位を蓄積することによって決定することを可能にするスケールを使用する。しかし、エンコーダが、低消費電力デバイスに使用されるような場合は、アブソリュート型エンコーダを使用することがより望ましい。アブソリュート型エンコーダは、スケールに沿った（読取りヘッドの）各位置において、一意の出力信号又は信号の組み合わせを提供する。アブソリュート型エンコーダは、位置を特定するために、インクリメンタル変位量の連続蓄積を必要としない。したがって、アブソリュート型エンコーダは、数ある利点の中でも特に、様々な電力節約スキームを可能にする。上記特許に加えて、米国特許第３８８２４８２号、第５９６５８７９号、第５２７９０４４号、第５２３７３９１号、第５４４２１６６号、第４９６４７２７号、第４４１４７５４号、第４１０９３８９号、第５７７３８２０号及び第５０１０６５５号も、アブソリュート型エンコーダに関連する様々なエンコーダ構成及び／又は信号処理技術について開示し、これらの特許は、それぞれ参照することによりその全体が本明細書に組み込まれる。

本明細書において使用される場合、「トラック」又は「スケールトラック」との用語は、通常、測定軸方向に沿って延在し、測定軸を横断する方向に沿って略一定の幅及び位置を有するスケール又はスケールパターンの一領域を指す。スケールトラックは、通常、測定軸方向に沿って案内される検出器の特定のセットの下に横たわり、位置合わせされる。検出器は、下に横たわるトラック内のスケール要素のパターンに反応して、トラックに沿った検出器位置に依存する位置信号を生成する。

エンコーダに採用される、アブソリュート（ＡＢＳ）位置を符号化する一般的な技術は、わずかに異なる空間波長の２つのエンコーダトラックを使用する。非常に近い任意の２つの空間波長λ_１及びλ_２について、ＡＢＳビート波長は、次式：

の通りに定義される。

λ_１及びλ_２に基づくより長い合成波長であるＡＢＳビート波長は、比較的粗分解能の合成波長位置を決定するために使用することができ、また、エンコーダのＡＢＳ測定範囲を略構成する。長いＡＢＳ測定範囲を実現するために、λ_１及びλ_２は、通常、非常に似た値で（近い値）ある。例えば１つの例示的なエンコーダに使用される２つの波長は、λ_１＝５．４ｍｍ、λ_２＝５．２６８ｍｍであり、これは、λ_ＡＢＳ＝２１６ｍｍのＡＢＳ範囲（ＡＢＳビート波長）を提供する。

２つの波長を選択する典型的な方法は、所望のＡＢＳ範囲（≒λ_ＡＢＳ）内に含まれる粗波長λ_１の数を示す整数ｎを設定し、密波長λ_２の値を、次式：

の通りに計算する方法である。

λ_１＝５．４ｍｍ及びλ_２＝５．２６８ｍｍである上記の例示的なエンコーダでは、λ_１及びλ_２は、ｎ＝４０を選択したことに基づいて計算される。

空間波長λ_１及びλ_２を有する何れか／両方のトラックの任意の所与の波長又は周期における検出器の空間位相（又は位置）を決定するために処理可能である信号を生成するようにエンコーダトラック及び対応する検出器を構成することが知られている。このような空間位相情報及び／又は位置情報を所与として、合成ＡＢＳビート波長λ_ＡＢＳ内のアブソリュート空間位相及び／又はアブソリュート位置が、既知の方法に従って決定されうる。しかし、互いに非常に似ているλ_１及びλ_２の使用は、特に小型の低電力エンコーダにおいて、クロストークエラー及び／又は信号分離における他の困難に起因する特定の精度、分解能及び／又は範囲制限をもたらす場合がある。

ユーザは、小型サイズ、測定範囲、分解能、低電力、低価格及び汚れに対するロバスト性の改良された組み合わせを提供するために、上記既知のエンコーダシステムの改良を望んでいる。このような改良された組み合わせを提供するアブソリュート型エンコーダの構成が望まれている。

この概要は、詳細な説明において、以下に更に説明される概念のセレクションを簡略形式で紹介するために提供される。この概要は、請求項に係る主題の重要な特徴を特定することも、請求項に係る主題の範囲を決定する助けとして使用されることも意図していない。

例えば高精度電子式デジタルインジケータ、ノギス、マイクロメータ、リニアスケール等において具体化されることが可能である電子式アブソリュート型エンコーダが提供される。当該エンコーダは、測定軸方向に沿って延在するスケールと、検出器と、検出器によって提供される検出信号に基づいて、スケールに沿った検出器のアブソリュート位置を決定する信号処理部とを含む。スケールは、測定軸方向に沿った対応するアブソリュート範囲Ｒを画定する信号変調スケールパターンを含む。具体的に、スケールは、スケールに沿った位置の関数として、空間波長λ_Ｃを有する粗周期的パターン部と、スケールに沿った位置の関数として、空間波長λ_Ｆを有する密周期的パターン部とを含み、ここで、ｎ^＊λ_Ｃ＝Ｒであり、ｎは整数であり、また、（ｍｎ＋１）^＊λ_Ｆ＝Ｒであり、ｍは少なくとも２の整数である。検出器は、測定軸方向に沿って配置される検知要素を含み、検知要素は、信号変調スケールパターンに対応する検出信号を提供するように構成される。

信号処理部は、検出信号を処理し、（粗空間波長λ_Ｃを有する）粗周期的パターン部による信号効果は含むが、（密空間波長λ_Ｆを有する）密周期的パターン部による有意信号効果は含まないか若しくは抑制する信号又は信号成分について、粗波長空間位相測定結果Ｐｃを決定するように構成される。

信号処理部は更に、検出信号を処理し、（密空間波長λ_Ｆを有する）密周期的パターン部による信号効果は含むが、（粗空間波長λ_Ｃを有する）粗周期的パターン部による有意信号効果は含まないか又は抑制する信号又は信号成分について、密波長空間位相測定結果Ｐｆを決定するように構成される。

信号処理部は、粗波長空間位相測定結果Ｐｃ及び密波長空間位相測定結果Ｐｆに基づいて、アブソリュート範囲Ｒ内のスケールに対する検知要素のアブソリュート位置を決定するように構成される。

本発明の例示的な実施形態によるアブソリュート型エンコーダの改良された構成は、従来技術のように、互いに近い２つの空間波長λ_Ｃ及びλ_Ｆを使用する必要なく、より長いエンコーダ範囲Ｒを実現するという技術的利点を有しうる。

図１は、本発明の一実施形態によるエンコーダの１つの例示的な応用であるハンドツール式ノギスの組立分解等角図である。 図２は、それぞれ空間波長λ_Ｃを有する粗周期的パターン部と、空間波長λ_Ｆを有する密周期的パターン部とを含む信号変調スケールパターンの３つの例（１つの以前から知られている例と、本明細書に開示される原理による２つの例とを含む）の平面図である。 図３は、それぞれ粗空間波長を有する粗周期的パターン部と、密空間波長を有する密周期的パターン部とを含む「重ね合わされた」信号変調スケールパターンの２つの例（波長が同様である１つの例（ｍ＝１）と、本明細書に開示される原理による１つの例（ｍ＝２）とを含む）の平面図である。 図４は、空間波長λ_Ｃを有する粗周期的パターン部と、空間波長λ_Ｆを有する密周期的パターン部とを含む信号変調スケールパターンの一部の平面図であって、当該一部に対して、概略的に表される検出器は、粗周期的パターン部及び密周期的パターン部をそれぞれ抑制する検出信号を提供するように構成及び／又は配置された検知要素の対応するセットを含む。 図５は、本明細書に開示される原理による、空間波長λ_Ｃを有する粗周期的パターン部と、空間波長λ_Ｆを有する密周期的パターン部とを含む信号変調スケールパターンの更なる例の平面図である。 図６は、本明細書に開示される原理による、図５の信号変調スケールパターンの一部の平面図であって、当該一部に対して、５つの検知要素を含む検出器が、検出信号を提供するように配置される。 図７は、本発明の一実施形態による電子式アブソリュート型エンコーダの例示的なコンポーネントのブロック図である。

図１は、スケール１７０を含む略長方形の横断面の本尺を有するスケール部材１０２と、スライダアセンブリ１２０とを含むハンドツールタイプのノギス１００の組立分解等角図である。図１は、参照用に、ＸＹＺ座標軸を示す。測定軸方向は、Ｘ軸と平行である。このようなノギスの動作は、一般的に知られており、本明細書で開示するようなエンコーダのデザインによって解決されるのが望まれる様々な問題及び／又は設計上の制約をもたらす幾つかの例示的な実用上の要件を示すために、本明細書では、ノギス１００を簡単にだけ説明する。図１に示されるように、スケール１７０は、測定軸方向ＭＡ（Ｘ軸）に沿って延在する信号変調スケールパターン１７０ｘ（概略的に示されている）を含んでよい。可変の添え字「ｘ」は、本明細書では、様々な対応する信号変調スケールパターンを指定するために、様々な文字によって置き換えられる。信号変調スケールパターン１７０ｘは、以下により詳細に説明されるように、測定軸方向に沿った対応するアブソリュート範囲Ｒを画定するアブソリュートタイプであってよい。多くの商業ノギスにおいて、信号変調スケールパターン１７０ｘは、適切な位置に接合されるプリント回路基板に形成される。既知のタイプのカバー層１７２（例えば１００μｍの厚さ）がスケール１７０を覆ってよい。スケール部材１０２の第１の端の近くの固定ジョー１０８及び１１０と、スライダアセンブリ１２０上の可動ジョー１１６及び１１８とが、既知の方法で、物体の寸法を測定するために使用される。スライダアセンブリ１２０は、端止め具１５４によって、スケール部材１０２の下のデプスバー溝１５２内に収められるデプスバー１２６を含んでもよい。デプスバー測定面１２８を穴の中に延ばして、その深さを測定することができる。スライダアセンブリ１２０のカバー１３９が、オン／オフスイッチ１３４と、ゼロ設定スイッチ１３６と、測定結果ディスプレイ１３８とを含んでよい。スライダアセンブリ１２０のベース１４０は、スケール部材１０２のサイドエッジ１４６に接触するガイドエッジ１４２を含み、ネジ１４７によって弾性圧力バー１４８をスケール部材１０２の対向するエッジに付勢することで、測定及び、スケール１７０に対する読取ヘッド部１６４の移動に適切な位置合わせを保証する。

ベース１４０上にはピックオフアセンブリ１６０が設けられている。このピックオフアセンブリ１６０は、読取ヘッド部１６４を保持している。読取ヘッド部１６４は、本実施形態では、検知要素１６９（例えば、フィールド発生及び検出巻線構成）を含む検知部又は検出器１６７と、信号処理部１６６（例えば制御回路）とを搭載した基板１６２を含んでいる。本説明では、「検知部」及び「検出器」との用語は、説明又は文脈において特に明記されない限り、しばしば、区別しないで使用される。回路及び接続部の汚染を防止するため、弾性シール１６３が、カバー１３９と基板１６２との間で圧縮されるとよい。検知部１６７は、絶縁コーティングによって覆われてよい。１つの特定の例示的な例では、検知部１６７は、深度（Ｚ）方向に沿って、約０．５ｍｍの間隙によって離間されて、スケール１７０と平行にかつスケール１７０に面して配置されてよい。以下により詳細に説明されるように、読取ヘッド部１６４とスケール１７０とを合わせて、トランスデューサ（例えば変化する磁場を発生させることによって動作する電磁誘導式又は渦電流トランスデューサ）が形成されうる。

当然のことながら、ノギス１００が商業的に受け入れられるためには、スケール１７０（したがって、信号変調スケールパターン１７０ｘ）は、Ｘ軸方向に沿って最長の実用測定範囲を提供すべきであると同時に、ハンドツールの使い勝手の良い人間工学的な使用を提供するように、Ｙ軸方向に沿って比較的狭い幅を有さなければならない。同じことが、検出器１６７及び検知要素１６９についても言うことができる。したがって、スケールトラック及び関連の検知要素１６９に利用可能である幅は限られており、これは、信号発生領域及び／又はスケールトラック分離を制限する。結果として、既知のエンコーダ装置では、様々なトランスデューサ信号間の干渉、又は、トランスデューサ信号の信号対雑音（Ｓ／Ｎ）比に影響を及ぼす他の制限を起因として生じるエラーによって、全体的な精度又は分解能が制限されている。本明細書に開示される様々な原理は、上記のようなサイズ制約下においても、信号識別及びＳ／Ｎ比の向上と共に、複数の協調信号の提供に関して幾つかの利点を提供する。

図２は、スケール１７０での使用に適した信号変調スケールパターンの３つの例を示す。各例は、測定軸方向（ＭＡ）に沿って延在している。３つの例には、１つの以前から知られている例１７０ａと、本明細書に開示される原理による２つの例１７０ｂ、１７０ｃとが含まれる。図２のすべての信号変調スケールパターン１７０ａ、１７０ｂ及び１７０ｃにおいて、ｎ（アブソリュート測定範囲Ｒ内に含まれる粗空間波長の数を示す整数）は、２０に設定されている。

信号変調スケールパターン１７０ａ（従来技術）は、スケール１７０に沿った位置の関数として、空間波長λ_Ｃ１を有する粗周期的パターン部１７１ａを含み、このとき、ｎ^＊λ_Ｃ１＝Ｒであり、ｎは、整数である（上記式［２］を参照）。信号変調スケールパターン１７０ａは更に、スケール１７０に沿った位置の関数として、空間波長λ_Ｆ１を有する密周期的パターン部１７３ａを含み、このとき、（ｎ＋１）^＊λ_Ｆ＝Ｒである（上記式［３］を参照）。上記されたように、従来技術では、長いアブソリュート測定範囲Ｒ（≒λ_ＡＢＳ）を実現するためには、空間波長λ_Ｃ１及びλ_Ｆ１は、通常、互いに非常に近い値に設定されている（上記式［１］の分母を参照）。しかし、本開示の発明者は、多くの応用において、式［１］乃至［３］のより一般的な定式化を有利に使用しうることを発見した。具体的には、上記式［１］乃至［３］は、ここでは、下記式［４］及び［５］の特別な事例として提示される。

具体的には、図２の従来技術の信号変調スケールパターン１７０ａは、ｍ＝１として、式［４］及び［５］を満たす空間波長λ_Ｃ１（＝λ_１）及びλ_Ｆ１（＝λ_２）を有する粗周期的パターン部１７１ａ及び密周期的パターン部１７３ａを含む。上記されたように、ｍ＝１の場合、高い測定分解能と共に長いアブソリュート測定範囲Ｒ（≒λ_ＡＢＳ）を実現する唯一の方法は、信号波長λ_Ｃ１及びλ_Ｆ１を互いに近い値に設定することであり、即ち、これらの信号波長は、互いに非常に類似している。しかし、これは、クロストークエラー及び／又は類似の空間波長のそれぞれに関連付けられている信号の分離の難しさといった幾つかの問題に起因して、達成可能な「測定範囲対分解能」比（アブソリュート型スケール又はエンコーダの有用な性能指数）の制限につながる場合がある。例えば当然のことながら、空間フィルタリング技術を使用することや、非常に類似した空間波長又は周波数を有する信号を分離することは、本質的に難しい。信号変調スケールパターン１７０ａは、上記のような制限を示す従来技術の信号変調スケールパターンの一例である。

しかし、発明者は、ｍを、少なくとも２である整数（例えばｍ＝２、ｍ＝３等として設定することによって、互いにそれほど似ていない粗空間波長λ_Ｃ及び密空間波長λ_Ｆを使用することができて、上記式［４］及び［５］に従って観察されうるように、依然として、長いアブソリュート測定範囲Ｒが実現されることを発見した。これは、信号分離及び他の問題に関連する上記制限及び問題の一部を軽減する。

図２の信号変調スケールパターン１７０ｂは、ｍ＝２に対応する、本明細書に開示される原理による一実施形態を示す。具体的には、信号変調スケールパターン１７０ｂは、スケール１７０に沿った位置の関数として、空間波長λ_Ｃ２を有する粗周期的パターン部１７１ｂを含み、このとき、ｎ^＊λ_Ｃ２＝Ｒ（≒λ_ＡＢＳ）であり、ｎは、整数である（上記式［４］を参照）。信号変調スケールパターン１７０ｂは更に、スケール１７０に沿った位置の関数として、空間波長λ_Ｆ２を有する密周期的パターン部１７３ｂを含み、このとき、（ｍｎ＋１）^＊λ_Ｆ２＝Ｒである（上記式［５］を参照）。

図２の信号変調スケールパターン１７０ｃは、ｍ＝３に対応する、本明細書に開示される原理による別の実施形態を示す。具体的には、信号変調スケールパターン１７０ｃは、スケール１７０に沿った位置の関数として、空間波長λ_Ｃ３を有する粗周期的パターン部１７１ｃを含み、このとき、ｎ^＊λ_Ｃ３＝Ｒ（≒λ_ＡＢＳ）であり、ｎは、整数である（上記式［４］を参照）。信号変調スケールパターン１７０ｃは更に、スケール１７０に沿った位置の関数として、空間波長λ_Ｆ３を有する密周期的パターン部１７３ｃを含み、このとき、（ｍｎ＋１）^＊λ_Ｆ３＝Ｒであり、ｍ＝３である（上記式［５］を参照）。

本開示による様々な例示的な実施形態において、ｍが最大で１０であることが実用的でありうる。更なる例示的な実施形態では、ｍが最大で５であることが最も実用的でありうる。

図示した信号変調スケールパターン１７０ｂ及び１７０ｃの何れにおいても、粗空間波長λ_Ｃ及び密空間波長λ_Ｆは、従来技術の信号変調スケールパターン１７０ａで必要とされたようには互いに似てはいない。これは、検出器のデザイン及び／又は信号処理において幾つかの利点を提供することができ、測定範囲対分解能比を向上させうる。これらは共に、従来技術のように、似た粗空間波長λ_Ｃ及び密空間波長λ_Ｆを使用するのではなく、式［４］の分母が十分に小さいことを可能にする適切な整数ｍを選択することによって、長いアブソリュート測定範囲Ｒ（≒λ_ＡＢＳ）を実現する。

信号変調スケールパターン１７０ｘ（例えば１７０ｂ又は１７０ｃ等）は、様々な技術を使用して製造することができる。例えば誘導式エンコーダの実施形態では、スケール１７０の基板が、導電性バルク材料（例えばアルミニウム）であって、信号変調スケールパターン１７０ｘは、機械加工、スタンプ加工、エッチング又は他の適切な方法によって、導電性バルク材料上に提供又は形成されてよい。別の実施態様では、基板は、導電性（例えば銅）層が上に堆積又は積層された非導電性プリント回路基板（ＰＣＢ）であってもよい。信号変調スケールパターン１７０ｘは、当技術分野において知られているように、導電性層を所望のパターンの領域又は領域を囲むループに機械加工、又は別の手段で形成する（例えばフォトレジストパターニング、エッチング等）ことによって提供されてよい。光学式エンコーダの場合、信号変調スケールパターン１７０ｘは、例えばクロムオンガラス構成で形成されてよい。

図３は、それぞれ、上記式［５］を満たす粗空間波長λ_Ｃ（＝λ_１）を有する粗周期的パターン部及び密空間波長λ_Ｆ（＝λ_２）を有する密周期的パターン部を含む「重ね合わされた」信号変調スケールパターン１７０ａ’及び１７０ｂ’の２つの例の平面図である。「重ね合わされた」信号変調スケールパターンとは、本明細書において当該用語が使用される場合、概して、集積又は組み合わされたスケールパターンを意味することを意図し、２つの（粗及び密）信号変調スケールパターン部のｘの関数としての領域が、重ね合わされた信号変調スケールパターンのｘの関数として領域を画定するように、合計される（「重ね合わされる」）。それぞれ、「方形波」の周期的パターン部を含む２つの別個のスケールトラック１７１ｘ及び１７３ｘを含む図２に示される信号変調スケールパターンとは対照的に、これらの例では、信号変調スケールパターン１７０ａ’及び１７０ｂ’は、それぞれ、重ね合わされた正弦波周期的パターン部、即ち、パターン１７０ａ’において、１７１ａ’及び１７３ａ’、パターン１７０ｂ’において、１７１ｂ’及び１７３ｂ’を含む単一のスケールトラックを含む。つまり、測定軸方向に沿った位置の関数として正弦波領域をそれぞれ有する粗周期的パターン部及び密周期的パターン部が、各信号変調スケールパターン１７０ａ’及び１７０ｂ’の単一のスケールトラックにおいて重ね合わされる。重ね合わされた信号変調スケールパターンは、様々な応用において、より狭いスケール幅及び／又はより小型の検出器構成及び／又は幾つかの他の利点を可能にしうる。これらの信号変調スケールパターンは、重ね合わされた粗周期的パターン部及び密周期的パターン部の例であるだけでなく、「ｍ＝２」のアブソリュートスケール（上記式［４］及び［５］を参照）の利点に比較して、「ｍ＝１」のアブソリュートスケールの上記問題も定性的に説明する。

図３に示される各信号変調スケールパターン１７０ａ’及び１７０ｂ’について、範囲Ｒは同じであり、ｎ＝２０である。信号変調スケールパターン１７０ａ’は、ｍ＝１である場合の一例である。粗波長及び密波長は、図２の信号変調スケールパターン１７０ａと同様に類似している。見て分かるように、中心セクションにおいて、類似の波長同士は、略「位相不一致」であり、結果として、信号変調スケールパターン１７０ａ’は、ほとんど空間変動を示さない（例えば、その幅は、中心セクションに沿って略一定である）。結果として、定性的に述べると、検出器は、中心セクションを移動している間は、位置の関数としての信号の変動をほとんど示さず、したがって、中心セクションにおいては比較的悪いＳ／Ｎ比がもたらされ、類似の粗波長及び密波長から生じる信号成分間の信号分離及び／又は識別に関してほとんど貢献しない。

信号変調スケールパターン１７０ｂ’は、ｍ＝２である場合の一例である。粗波長及び密波長は、図２の信号変調スケールパターン１７０ｂと同様に非類似である。見て分かるように、信号変調スケールパターン１７０ａ’とは対照的に、信号変調スケールパターン１７０ｂ’には、変化する位置の関数としての有意な空間変動を欠いたセクションが存在しない。（例えば、その幅は、範囲Ｒに沿ったどの場所においても有意な変動を示す）。結果として、定性的に述べると、検出器は、移動中は、範囲Ｒ内の何処であっても、位置の関数として優れた信号変動を示し、したがって、比較的優れたＳ／Ｎ比がもたらされ、非類似の粗波長及び密波長から生じる信号成分間の優れた信号分離及び／又は優れた識別に貢献する。

本明細書において、また、以下に更に、本明細書において開示される信号変調スケールパターンによって変調された信号又は信号成分の生成及び検出に関する様々な原理が説明される。多くの実用的なデバイスにおいて、アブソリュート位置処理は、スケール１７０に含まれる各粗空間周期的パターン部１７１ｘ及び密空間周期的パターン部１７３ｘ（ｘは、図２に示されるように、任意の英数字であってよい）のインクリメンタル位相に対応する信号に依存する。多くの実用的なデバイスにおいて、検出器１６７は、測定軸方向に沿って配置される検知要素１６９（図１参照）を含む。検知要素１６９は、粗空間周期的パターン部１７１ｘ及び密空間周期的パターン部１７３ｘを含む信号変調スケールパターン１７０ｘ（図２参照）に反応して、検出信号を提供するように構成される。誘導式エンコーダの実施形態では、検知要素１６９は、電磁巻線を含み、信号変調スケールパターン１７０ｘに沿った位置の関数として、電磁巻線によって検知されたインダクタンス（インピーダンスとして測定される）の変化に応じた検出信号を提供するように構成されている。信号処理部１６６は、検出信号に基づいて、検出器１６７のスケール１７０に沿ったアブソリュート位置を決定する。具体的には、信号処理部１６６は、検出信号を処理し、粗周期的パターン部１７１ｘに起因する信号効果を含み、密周期的パターン部１７３ｘに起因する有意信号効果は含まないか又は抑制する信号又は信号成分について、粗波長空間位相測定結果Ｐｃ（又はφ_１）を決定するように構成される。信号処理部１６６は更に、検出信号を処理し、密周期的パターン部１７３ｘに起因する信号効果を含み、粗周期的パターン部１７１ｘに起因する有意信号効果は含まないか又は抑制する信号又は信号成分について、密波長空間位相測定結果Ｐｆ（又はφ_２）を決定するように構成される。本説明では、「信号」及び「信号成分」の用語は、区別せずに使用されてよい。また、「信号」は、通常動作では分離できない信号、即ち、例えば一時的又は永久的な接続構成に起因して他の信号と組み合わされる又は混合される場合のある信号を示してもよい。

信号処理部１６６は、粗波長空間位相測定結果Ｐｃ（又はφ_１）及び密波長空間位相測定結果Ｐｆ（又はφ_２）に基づいて、アブソリュート範囲Ｒ内のスケール１７０ｘに対する検出器１６７の検知要素１６９のアブソリュート位置を決定するように構成される。例えばアブソリュート線形位置Ｘ_ＡＢＳ及びアブソリュート位相位置φ_ＡＢＳは、次式：

の通りに計算することができる。ただし、ｍは、本発明の実施形態に従って、少なくとも２の整数である。

検知要素及び／又は信号変調スケールパターンに対して空間フィルタリング部を使用することによって、及び／又は、検知要素と信号変調スケールパターンとの間の動作間隙（operating gap）の効果を使用することによって、位置（例えば測定軸方向に沿った位置ｘ）の関数として正弦曲線である信号を提供することは、当技術分野において知られている。本明細書に説明される原理に従って、正弦波信号について、

である。

幾つかの実施形態では、正弦波直交信号が、以下により詳細に説明されるように、適切な検出器によって生成され、式６及び７に従って、アブソリュート位置を決定するために、φ１及びφ２の値を提供するように処理されてよい。

図４は、概略的に提示される検出器１６７に対して配置される、空間波長λ_Ｃを有する粗周期的パターン部１７１ｄと、空間波長λ_Ｆを有する密周期的パターン部１７３ｄとを含む信号変調スケールパターン１７０ｄの一部の平面図である。信号変調スケールパターン１７０ｄは、粗周期的パターン部及び密周期的パターン部が、方形波パターンの代わりに正弦波パターンを含む点を除き、図２の信号変調スケールパターン１７０ｂ（例えばｍ＝２等）と同様であると見なされてよい。検出器１６７は、信号変調スケールパターン１７０ｄと相互作用し、粗周期的パターン部及び密周期的パターン部をそれぞれ抑制する検出信号を提供するように構成される検知要素の対応するセット１８３ｄ及び１８１ｄを含む。

粗波長検知要素群（第１の検知要素群）１８１ｄは、粗波長空間位相測定結果Ｐｃを決定するために処理される信号のセットを提供するように、粗周期的パターン部１７１ｄに沿って配置される。密波長検知要素群（第２の検知要素群）１８３ｄは、密波長空間位相測定結果Ｐｆを決定するために処理される信号のセットを提供するように、密周期的パターン部１７３ｄに沿って配置される。

図４では、各検知要素１６９は、簡単にするために、その実効検知位置における（例えば測定軸方向に沿ったその中心にある）破線によって表される。検知要素１６９の構造の様々な代案は、当業者に知られているか、及び／又は、組み込まれた参考文献に含まれている。いずれにせよ、検知要素１６９からの検出信号は、信号処理部１６６によって処理され、スケール１７０に沿った検出器１６７及び読取りヘッド１６４のアブソリュート位置が決定される。

粗波長検知要素群１８１ｄの構成の１つの適切な実施態様は、図示されるように、粗波長検知要素（Ａ１、Ｂ１、Ｃ１、Ｄ１）の第１のフィルタリングサブセット１８１ｄ１と、粗波長検知要素（Ａ１’、Ｂ１’、Ｃ１’、Ｄ１’）の第２のフィルタリングサブセット１８１ｄ２とを含み、これらはすべて、粗周期的パターン部１７１ｄ及び密周期的パターン部１７３ｄの両方にわたっていてよい。第１及び第２のフィルタリングサブセット１８１ｄ１及び１８１ｄ２は、第１のフィルタリングサブセット１８１ｄ１の各検知要素が、第２のフィルタリングサブセット１８１ｄ２における対応する検知要素と相補的対を形成するように配置される。相補的対の部材は、密空間波長λ_Ｆについて、１８０度の整数Ｋ１倍の空間位相差で、即ち、Ｋ１^＊（０．５^＊λ_Ｆ）で、測定軸方向ＭＡに沿って離間される。図４に示される具体例では、Ｋ１＝５である。

密波長検知要素群１８３ｄの構成の１つの適切な実施態様は、図示されるように、密波長検知要素（Ａ２、Ｂ２、Ｃ２、Ｄ２）の第１のフィルタリングサブセット１８３ｄ１と、密波長の検知要素（Ａ２’、Ｂ２’、Ｃ２’、Ｄ２’）の第２のフィルタリングサブセット１８３ｄ２とを含み、これらはすべて、粗周期的パターン部１７１ｄ及び密周期的パターン部１７３ｄの両方にわたっていてよい。第１のフィルタリングサブセット１８３ｄ１及び第２のフィルタリングサブセット１８３ｄ２は、第１のフィルタリングサブセット１８１ｄ１の各検知要素が、第２のフィルタリングサブセット１８３ｄ２における対応する検知要素と相補的対を形成するように配置される。相補的対の部材は、粗空間波長λ_Ｃについて１８０度の整数Ｋ２倍の空間位相差で、即ち、Ｋ２^＊（０．５^＊λ_ｃ）で、測定軸方向ＭＡに沿って離間される。図４に示される具体例では、Ｋ２＝１である。

測定軸方向ＭＡに沿った位置ｘの関数として、検知要素１６９の１つ（例えば密波長検知要素群１８３ｄの検知要素Ａ２）によって提供される信号Ｓは、基本信号、第二高調波及び一定オフセットの和として、次式：

の通りにモデル化されてよい。

Ｌ_１及びＬ_２項は、対応する位相オフセットθ_１及びθ_２を有する粗空間波長λ_Ｃ（＝λ_１）及び密空間波長λ_Ｆ（＝λ_２）の対応する基本信号成分である。Ｌ_３及びＬ_４項は、対応する位相オフセットθ_３及びθ_４を有する粗空間波長λ_１及び密空間波長λ_２の対応する第二高調波信号成分である。β項は、一定オフセットである。

信号処理部１６６は、粗波長検知要素群１８１ｄの検出信号の第１のセットを処理し、粗波長空間位相測定信号を提供するように構成されてよい。ここでは、密周期的パターン部１７３ｄによる信号成分（例えば式［９］のＬ_２及びＬ_４項）は抑制される（下記式［１０］乃至［１３］の説明を参照）。結果として、信号処理部１６６は、空間波長λ_Ｃ（＝λ_１）に対して、粗波長検知要素群１８１ｄの粗波長空間位相測定結果Ｐｃを比較的正確に決定することができる。同様に、信号処理部１６６は、密波長検知要素群１８３ｄの検出信号の第２のセットを処理し、密波長空間位相測定信号を提供するように構成されてよい。ここでは、粗周期的パターン部１７１ｄによる信号成分（例えば式［９］のＬ_１及びＬ_３項）は抑制される（下記式［１５］乃至［１８］の説明を参照）。結果として、信号処理部１６６は、空間波長λ_Ｆ（＝λ_２）に対して、密波長検知要素群１８３ｄの密波長空間位相測定結果Ｐｆを比較的正確に決定することができる。

図４の実施形態では、粗波長検知要素群１８１ｄの第１のフィルタリングサブセット１８１ｄ１及び第２のフィルタリングサブセット１８１ｄ２のそれぞれにおける検知要素は、粗空間波長λ_Ｃ（＝λ_１）に対して、９０度の空間位相シフト（例えば０、９０、１８０及び２７０度）で離されている相対位相位置において、位相信号をサンプリングするように構成される。同様に、密波長検知要素群１８３ｄの各第１のフィルタリングサブセット１８１ｄ１及び第２のフィルタリングサブセット１８３ｄ２のそれぞれにおける検知要素は、密空間波長λ_Ｆ（＝λ_２）に対して、９０度の空間位相シフト（例えば０、９０、１８０及び２７０度）で離されている相対位相位置において、位相信号をサンプリングするように構成される。

粗波長空間位相測定結果Ｐｃ（＝φ１）に対応する信号を提供するために、粗波長検知要素１８１ｄの各相補的対の信号は、信号処理部１６６において、電子的又は数学的に組み合わされてよい。これは、次式：

によって与えられる直交信号

を提供する。

式［１０］乃至［１３］において、偶数値のＫ１の場合、差が使用され、奇数値のＫ１の場合、和が使用されてよい。直交信号

は、次に、次式：

によって、粗波長空間位相測定結果Ｐｃ（＝φ_１）を決定するように使用されてよい。

当然のことながら、密空間波長λ_Ｆ（＝λ_２）について、１８０度の整数倍の空間位相差で相補的対を離間することで、上記直交信号

は、密周期的パターン部１７３ｄから生じるコモンモード信号成分を除去する。

先の説明との類似性によって理解されるように、密波長空間位相測定結果Ｐｆ（＝φ_２）に対応する信号を提供するために、密波長検知要素１８３ｄの各相補的対の信号は、信号処理部１６６において、電子的又は数学的に組み合わされてよい。これは、次式：

によって与えられる直交信号

を提供する。

式［１５］乃至［１８］において、偶数値のＫ２の場合、差が使用され、奇数値のＫ２の場合、和が使用されてよい。直交信号

は、次に、次式：

によって、密波長位相Ｐｆ（＝φ_２）を決定するように使用されてよい。

当然のことながら、粗空間波長λ_ｃ（＝λ_１）について、１８０度の整数倍の空間位相差で相補的対を離間することで、上記直交信号

は、粗周期的パターン部１７１ｄから生じるコモンモード信号成分を除去する。

当然のことながら、上記原理は、様々な他の実施形態に適用されてよい。例えば、粗周期的パターン部１７１ｄ及び密周期的パターン部１７３ｄは、図４では、別個のパターン部として示されているが、検知要素が、粗周期的パターン部１７１ｄ及び密周期的パターン部１７３ｄの両方にわたるが、各周期的パターン部から生じる信号成分は上記されたように互いから区別されうる（又は互いから抑制されうる）原理が上で開示されていることは理解されるべきである。したがって、別の実施形態では、粗周期的パターン部１７１ｄ及び密周期的パターン部１７３ｄに含まれる領域変調は、（例えば図３に示される重ね合わされた信号変調スケールパターン１７０ｂ’と同様に）検出器１６７と位置合わせされるスケールトラックにおける単一の「重ね合わされた」パターンにまとめられてもよい。

検出器１６７の構成も一般化されてよい。より一般的に、粗波長検知要素群１８１ｘが、粗空間波長λ_Ｃ（＝λ_１）について、３６０／Ｑ度の空間位相差で離間されるＱ個の空間位相に対応する検出信号を提供するように構成されてよい。また、密波長検知要素群１８３ａが、密空間波長λ_Ｆ（＝λ_２）について、３６０／Ｑ度の空間位相差で離間されるＱ個の空間位相に対応する検出信号を提供するように構成されてよい。例えば上記図４では、Ｑ＝４であり、９０度で離間された４つの空間位相（０、９０、１８０及び２７０度）が、粗波長検知要素１８１ｄ及び密波長検知要素１８３ｄに含まれる各サブセットによってサンプリングされる。対照的に、３位相検出器を使用する１つの例示的な代替実施形態では、粗波長検知要素１８１ｄは、第１及び第２のサブセット１８１ｄ１（Ａ１、Ｂ１、Ｃ１）及び１８１ｄ２（Ａ１’、Ｂ１’、Ｃ１’）を含んでよく、それぞれ、λ_Ｃ／３で離間されている検知要素を含む。同様に、密波長検知要素１８３ｄは、第１及び第２のサブセット１８３ｄ１（Ａ２、Ｂ２、Ｃ２）及び１８３ｄ２（Ａ２’、Ｂ２’、Ｃ２’）を含んでよく、それぞれ、λ_Ｆ／３で離間されている検知要素を含む。様々なサブセットは、検知要素の相補的対が、上記原理に従って離間されているように位置付けられる。先の説明との類似性によって、結果として得られる位相信号Ａ_１、Ｂ_１、Ｃ_１、Ａ_１’、Ｂ_１’及びＣ_１’は、次の関係：

に従って、３つの組み合わせられた位相信号α_１、β_１及びγ_１を提供するように組み合わされてよいことは理解されるであろう。

これらの３つの組み合わせ位相信号は、次の関係：

に従って、３つの信号Ｓ_αβ１、Ｓ_βγ１及びＳ_γα１を提供するように使用されてよい。

粗波長空間位相測定結果Ｐｃ（＝φ_１）は、次の関係：

に従って、米国特許第６００５３８７号に開示されている方法に従って決定されてよい。

同様に、位相信号Ａ_２、Ｂ_２、Ｃ_２、Ａ_２’、Ｂ_２’及びＣ_２’は、次の関係：

に従って、３つの組み合わせられた位相信号α_２、β_２及びγ_２を提供するように組み合わされてよい。

これらの３つの組み合わせ位相信号は、次の関係：

に従って、３つの信号Ｓ_αβ２、Ｓ_βγ２及びＳ_γα２を提供するように使用されてよい。

密波長空間位相測定結果Ｐｆ（＝φ_２）は、次の関係：

に従って、決定されてよい。

上記されたように、検知要素１６９の構造の様々な代案は、当業者に知られているか、及び／又は、参考文献に含まれている。例示的な代案の幾つかを簡単に示すと、幾つかの誘導式エンコーダの実施形態では、検出器１６７の検知要素１６９は、金属（例えば銅）プレート、ワイヤ及びループといった導電性材料で形成されてよい。これらの実施形態において、検出器１６７及び信号変調スケールパターン１７０ｘは、一実施態様では、変化する磁場を発生させることによって動作する渦電流トランスデューサを形成しうる。変化する磁場は、検出器１６７の検知要素１６９に変化する電流を提供することによって発生されうる。変化する磁場は、当該変化する磁場の範囲内の信号変調スケールパターン１７０ｘの一部に、エディカレントとして知られている渦電流をもたらす。検出器１６７の検知要素１６９の実効インダクタンスは、各渦電流によって影響を受け、上記されたように、信号変調スケールパターン１７０ｘに沿った検知要素の位置に依存して変動する信号特性を有する信号を対応して提供する。様々な実施形態において、検知要素１６９は、下にある信号変調スケールパターン１７０ｘの部分と相互作用するために所望の形状を有する領域を取り囲むように形成される１回巻き又は複数回巻きの平面巻線を含んでよい。或いは、本明細書に開示される原理に従って構成されるアブソリュート型エンコーダは、第‘３８９号特許に開示されている、送信器（ＴＸ）及び受信器（ＲＸ）コイルを含む構造と同様のトランスタイプの構造を使用してもよく、受信器（ＲＸ）コイルが、通常、検出器１６７の検知要素１６９に相当する。

図５は、本明細書に開示される原理にしたがって、空間波長λ_Ｃを有する粗周期的パターン部１７１ｅと、空間波長λ_Ｆを有する密周期的パターン部１７３ｅ及び１７３ｅ’とを含む信号変調スケールパターン１７０ｅの更なる一例の平面図である。上記式［５］を満たす粗空間波長λ_Ｃ（＝λ_１）及び密空間波長λ_Ｆ（＝λ_２）（ｍ＝２及びｎ＝２０）は、図２の信号変調スケールパターン１７０ｂの変形態様として理解されてよい。このとき、密周期的パターン部は、同一であり、測定軸方向に沿って粗周期的パターン部１７１ｅの両側に沿って延在する２つの部分１７３ｅ及び１７３ｅ’を含む。このような構成は、読取りヘッドの位置ずれの場合に対称性を保つことにおいて有利でありうる。別々のスケールトラックに沿って粗波長及び密波長を検知するように構成される検知要素を有する２つの別々の検出器で構成されうる図２の信号変調スケールパターン１７０ｂとは対照的に、この例では、粗周期的パターン部及び密周期的パターン部（それぞれ、１７１ｅ及び１７３ｅ／１７３ｅ’）は、単一のスケールトラックに沿って粗波長及び密波長を検知するように構成される検知要素を有する検出器によって有利に検知される。このような構成の１つの実施形態を以下に説明する。

図６は、本明細書に開示される原理に従う、図５の信号変調スケールパターン１７０ｅの一部の平面図である。信号変調スケールパターン１７０ｅに対して、５つの検知要素１６９を含む検出器１６７が、単一トラック構成に配置されて、検出信号を提供する。図示される実施形態では、概略的に示される各検知要素１６９は、大まかにひし形の略平面のループ巻線を含み、適切な基板上に設けられている。各検知要素１６９は、測定軸方向ＭＡに沿って比較的短く、また、測定軸方向ＭＡを横断する方向に沿って比較的長い。各検知要素１６９は、測定軸方向ＭＡを横断する方向に沿って粗周期的パターン部１７１ｅ及び密周期的パターン部１７３ｅ、１７３ｅ’にわたっている。図示される実施形態では、検出器１６７は、受信コイルとして使用される検知要素１６９に加えて、伝達コイル１７９を任意選択的に含み、トランスタイプの誘導式検出器が形成される。しかし、当業者には明らかであるように、他の検出器構成では、伝達コイル１７９は省略されてもよい。図示されるようなトランスタイプの誘導式エンコーダでは、伝達コイル１７９におけるＡＣ電流が、５つのセンサ要素１６９（受信コイル）によって捕捉される磁場を生成する。複合信号変調スケールパターン１７０ｅは、その中に、λ_Ｃ（＝λ_１）及びλ_Ｆ（＝λ_２）の両方の位相位置情報をコード化するように磁場に誘導的に影響を及ぼす。

上記されたように、ｍ＝２、３、４等である構成を使用して、粗空間波長λ_Ｃ及び密空間波長λ_Ｆが広く分離されうる信号変調スケールパターン１７０ｅの新規の構成は、今度は、粗空間波長λ_Ｃ及び密空間波長λ_Ｆの両方の空間位相を同時に検知するために、比較的少ない検知要素を有する単一のトラック検出器の使用を可能にする。様々な実施形態では、対応する信号変調スケールパターンを検知するために、２ｍ＋１個の検知要素からなる検知要素群を使用することが有利でありうる。図６を参照して、本明細書では、ｍ＝２の１つの特定の実施形態が説明されており、λ_２は、λ_１の第二高調波に極めて近く、λ_２及びλ_１の２つのスケールトラックは、検知要素の単一のセットで検知することができる。一実施形態では、φ_１（＝Ｐｃ）を提供する第１高調波（ｍ＝１）及びφ_２（＝Ｐｆ）を提供する第２高調波（ｍ＝２）について、フーリエ正弦及び余弦係数を計算することによって、λ₂及びλ₁の空間位相信号を分離することができる。フーリエ計算方法を使用して、φ_１及びφ_２を測定するのに、従来技術において必要とされる検知要素よりも１つ少ない５つの検知要素からなる検知要素群で十分であることが分かっている。検出器１６７に使用される検知要素数の削減は、電力消費量を減少させるだけでなく、検出器構成及び検出信号処理の複雑さも低減するのに技術的に有利である。

図６における５つのセンサ要素１６９の間隔は、本発明の様々な実施形態に従って、λ_１／５又は２λ_１／５であってよい。より一般的には、検知要素１６９は、少なくとも５つの信号のセットを提供する少なくとも５つの検知要素を含む。当該少なくとも５つの検知要素は、測定軸方向に沿ってある間隔（例えばλ_１／５又は２λ_１／５）で配置される。少なくとも５つの信号のセットを、第１の関係に従って処理すると、粗周期的パターン部による信号効果を含み、かつ、密周期的パターン部による有意信号効果を抑制する信号成分が提供される。少なくとも５つの信号のセットを、第２の関係に従って処理すると、密周期的パターン部による信号効果を含み、かつ、粗周期的パターン部による有意信号効果を抑制する信号成分が提供される。

一実施形態では、上記処理は、離散フーリエ変換（ＤＦＴ）方法の使用を含む。直交位相の余弦係数ａ及び正弦係数ｂは、次のように計算される：

ただし、Ｑは、検知要素の総数であり、ｓｊは、ｉ番目の検知要素からの測定値であり、ｍは、整数の高調波次数である。この式は、検知要素が、１波長に亘って等間隔であると仮定している。この場合、位相は、次のように、簡単に見いだされる。

Ｑ＞５である場合、エンコーダは、同じセンサ信号から、ｍ＝１及びｍ＝２のφ_ｍを計算することができる。具体的には、粗波長空間位相測定結果φ_１（＝Ｐｃ）は、ｍ＝１である式［３６］から決定することができ、密波長空間位相測定結果φ_２（＝Ｐｆ）も、ｍ＝２である式［３６］から決定することができる。

λ_Ｆ（＝λ_２）は、λ_Ｃ（＝λ_１）の第二高調波に厳密にあるわけではないので、φ_１（＝Ｐｃ）及びφ_２（＝Ｐｆ）信号は共に、他の信号から生じるクロストークエラー寄与を有する場合がある。幾つかの実施形態では、図４を参照して説明したように、検知要素の相補的対を含む検出器構成の使用が、クロストークエラー寄与を取り除くことにおいて有利でありうる。

図７は、本発明の一実施形態による電子式アブソリュート型エンコーダの例示的なコンポーネントのブロック図である。当該電子式アブソリュート型エンコーダを組み込んだノギス１００を示す図１に同様に開示された要素は、図１に使用された参照符号と同じ参照符号で特定される。電子式アブソリュート型エンコーダは、スケール１７０と、検出器１６７とを含み、これらは合わされてトランスデューサを形成する。電子式アブソリュート型エンコーダは、ディスプレイ１３８及びユーザ操作可能スイッチ１３４、１３６といった適切なユーザインターフェース特徴を含み、また、電源１６５を追加的に含んでもよい。これらの要素はすべて、ＩＣチップ内の信号処理及び表示電子回路として具体化されうる信号処理部１６６に結合される。信号処理部１６６は、検出器１６７から検出信号を受信し、当該検出信号を処理して、スケール１７０に沿った検出器１６７のアブソリュート位置を決定する。当然のことながら、信号処理部１６６は、信号処理及び物理的回路の任意の組み合わせを含んでよい。

上記された様々な実施形態は、更なる実施態様を提供するように、組み合わされてもよい。様々な特許の概念を使用して更に別の実施形態を提供するように必要に応じて実施形態の態様が変更されてもよい。

上記詳細な説明に照らせば、これらの及び他の変更を実施形態に行うことができる。一般に、次の請求項において使用される用語は、請求項を、本明細書に開示される特定の実施形態に限定すると解釈されるべきではなく、むしろ、当該請求項の等価物の全範囲内のあらゆる可能な実施形態を含むと解釈されるべきである。

１００ ノギス
１２０ スライダアセンブリ
１４０ ベース
１６０ ピックオフアセンブリ
１７０ スケール

Claims (20)

1. 測定軸方向に沿って延在し、前記測定軸方向に沿った対応するアブソリュート範囲Ｒを画定する信号変調スケールパターンを含むスケールであって、前記信号変調スケールパターンは、前記スケールに沿った位置の関数として、空間波長λ_Ｃを有する粗周期的パターン部と、前記スケールに沿った位置の関数として、空間波長λ_Ｆを有する密周期的パターン部とを含み、ここで、ｎ^＊λ_Ｃ＝Ｒであり、ｎは整数であり、また、（ｍｎ＋１）^＊λ_Ｆ＝Ｒであり、ｍは少なくとも２の整数である、前記スケールと、
   前記測定軸方向に沿って配置される検知要素を含む検出器であって、前記検知要素は、前記信号変調スケールパターンに対応する検出信号を提供するように構成される、前記検出器と、
   前記検出器によって提供される前記検出信号に基づいて、前記スケールに沿った前記検出器のアブソリュート位置を決定する信号処理部と、
   を含み、
   前記信号処理部は、前記検出信号を処理し、前記粗周期的パターン部による信号効果は含むが、前記密周期的パターン部による有意信号効果は含まないか若しくは抑制する信号又は信号成分について、粗波長空間位相測定結果Ｐｃを決定するように構成され、
   前記信号処理部は更に、前記検出信号を処理し、前記密周期的パターン部による信号効果は含むが、前記粗周期的パターン部による有意信号効果は含まないか又は抑制する信号又は信号成分について、密波長空間位相測定結果Ｐｆを決定するように構成され、
   前記信号処理部は、前記粗波長空間位相測定結果Ｐｃ及び前記密波長空間位相測定結果Ｐｆに基づいて、前記アブソリュート範囲Ｒ内の前記スケールに対する前記検知要素のアブソリュート位置を決定するように構成される、電子式アブソリュート型エンコーダ。
2. 前記信号処理部は、差Ｐｆ−（ｍ^＊Ｐｃ）に基づいて、前記アブソリュート範囲Ｒ内の前記スケールに対する前記検知要素のアブソリュート位置を決定するように構成される、請求項１に記載の電子式アブソリュート型エンコーダ。
3. ｍは、最大でも１０である、請求項１又は２に記載の電子式アブソリュート型エンコーダ。
4. ｍは、最大でも５である、請求項３に記載の電子式アブソリュート型エンコーダ。
5. 前記信号変調スケールパターンは、前記粗周期的パターン部は含むが、前記密周期的パターン部は含まない第１のスケールトラックと、前記密周期的パターン部は含むが、前記粗周期的パターン部は含まない第２のスケールトラックとを含み、
   前記検出器は、前記粗波長空間位相測定結果Ｐｃを決定するために処理される信号のセットを提供するように、前記第１のスケールトラックに沿って配置される第１の検知要素群を含み、
   前記検出器は、前記密波長空間位相測定結果Ｐｆを決定するために処理される信号のセットを提供するように、前記第２のスケールトラックに沿って配置される第２の検知要素を含む、請求項１から４の何れか１項に記載の電子式アブソリュート型エンコーダ。
6. 前記信号変調スケールパターンは、スケールトラックに沿って組み合わされる前記粗周期的パターン部及び前記密周期的パターン部を含む前記スケールトラックを含み、
   前記検知要素は、少なくとも５つの信号のセットを提供する少なくとも５つの検知要素を含み、前記少なくとも５つの検知要素は、第１の関係に従った前記少なくとも５つの信号のセットの処理が、前記粗周期的パターン部による信号効果は含み、かつ前記密周期的パターン部による有意信号効果は抑制する信号成分を提供し、また、第２の関係に従った前記少なくとも５つの信号のセットの処理が、前記密周期的パターン部による信号効果は含み、かつ前記粗周期的パターン部による有意信号効果は抑制する信号成分を提供するように、前記測定軸方向に沿ってある間隔に配置される、請求項１から４の何れか１項に記載の電子式アブソリュート型エンコーダ。
7. 前記粗周期的パターン部及び前記密周期的パターン部は、重ね合わされる、請求項６に記載の電子式アブソリュート型エンコーダ。
8. 前記粗周期的パターン部及び前記密周期的パターン部は、互いに隣接して配置される、請求項６に記載の電子式アブソリュート型エンコーダ。
9. 前記検出器の前記検知要素は、単一トラック検出器を形成するように直線的に配列される、請求項６に記載の電子式アブソリュート型エンコーダ。
10. 前記信号処理部は、前記粗空間波長λ_Ｃの第一高調波（ｍ＝１）について、フーリエ変換によるサイン成分及びコサイン成分を計算することによって、前記粗波長空間位相測定結果Ｐｃを決定し、また、前記粗空間波長λ_Ｃの第二高調波（ｍ＝２）について、フーリエサイン及びコサイン成分を計算することによって、前記密波長空間位相測定結果Ｐｆを決定するように構成される、請求項６に記載の電子式アブソリュート型エンコーダ。
11. 前記検知要素は、５つの検知要素からなる、請求項６に記載の電子式アブソリュート型エンコーダ。
12. 前記検知要素は、検出信号の第１のセットを提供するように構成される粗波長検知要素群と、検出信号の第２のセットを提供するように構成される密波長検知要素群とを含み、
    前記粗波長検知要素群は、
    それぞれ前記粗周期的パターン部及び前記密周期的パターン部にわたる前記粗波長検知要素群の第１のフィルタリングサブセットと、
    それぞれ前記粗周期的パターン部及び前記密周期的パターン部にわたる前記粗波長検知要素群の第２のフィルタリングサブセットと、
    を含み、
    前記粗波長検知要素群の前記第１及び第２のフィルタリングサブセットは、前記第１のフィルタリングサブセットの各検知要素が、前記各検知要素から、前記測定軸方向に沿って、前記空間波長λ_Ｆについて、１８０度の整数Ｋ１倍の空間位相差で離間されている前記第２のフィルタリングサブセットにおける検知要素と相補的対を形成するように配置され、
    前記密波長検知要素群は、
    それぞれ前記粗周期的パターン部及び前記密周期的パターン部にわたる前記密波長検知要素群の第１のフィルタリングサブセットと、
    それぞれ前記粗周期的パターン部及び前記密周期的パターン部にわたる前記密波長検知要素群の第２のフィルタリングサブセットと、
    を含み、
    前記密波長検知要素群の前記第１及び第２のフィルタリングサブセットは、前記第１のフィルタリングサブセットの各検知要素が、前記各検知要素から、前記測定軸方向に沿って、前記空間波長λ_Ｃについて、１８０度の整数Ｋ２倍の空間位相差で離間されている前記第２のフィルタリングサブセットにおける検知要素と相補的対を形成するように配置される、請求項６に記載の電子式アブソリュート型エンコーダ。
13. Ｋ１及びＫ２は、偶数の整数である、請求項１２に記載の電子式アブソリュート型エンコーダ。
14. 前記粗波長検知要素群は、前記空間波長λ_Ｃについて、３６０／Ｑ度の空間位相差で離間されるＱ個の空間位相に対応する前記検出信号の第１のセットを提供するように構成され、
    前記密波長検知要素群は、前記空間波長λ_Ｆについて、３６０／Ｑ度の空間位相差で離間されるＱ個の空間位相に対応する前記検出信号の第２のセットを提供するように構成される、請求項１２に記載の電子式アブソリュート型エンコーダ。
15. Ｑ＝３である、請求項１４に記載の電子式アブソリュート型エンコーダ。
16. Ｑ＝４である、請求項１４に記載の電子式アブソリュート型エンコーダ。
17. 前記スケールは、前記測定軸方向に沿って延在する第１の平面基板を含み、
    前記検知要素それぞれは、前記第１の平面基板に近接して、前記第１の平面基板との間に間隙を有するように配置される第２の平面基板上に形成される略平面のループ巻線を含み、各検知要素は、前記測定軸方向に沿って比較的短く、前記測定軸方向を横断する方向に沿って比較的長く、各検知要素は、前記測定軸方向を横断する前記方向に沿って、前記粗周期的パターン部及び前記密周期的パターン部にわたる、請求項１に記載の電子式アブソリュート型エンコーダ。
18. 前記粗周期的パターン部と前記密周期的パターン部とが前記測定軸方向に沿った単一のトラックにおいて重ね合わされ、前記信号変調スケールパターンは、前記測定軸方向に沿って延在する前記パターンの中心線に対して対称であるパターンである、請求項１に記載の電子式アブソリュート型エンコーダ。
19. 前記検出器の前記検知要素は、電磁巻線を含み、前記電磁巻線は、前記信号変調スケールパターンに沿った位置の関数として、前記電磁巻線によって検知されるインダクタンスの変化に対応する検出信号を提供するように構成される、請求項１から１８の何れか１項に記載の電子式アブソリュート型エンコーダ。
20. 前記検出器及び前記スケールは、変化する磁場を発生させることによって動作する渦電流トランスデューサとして構成される、請求項１９に記載の電子式アブソリュート型エンコーダ。
    
    

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