JP2017204861A - 受信機 - Google Patents

Abstract

【課題】本発明の一態様にかかる受信機が提供される。
【解決手段】受信機は、その入力で受信された無線周波数（ＲＦ）信号を復調し、復調信号を出力するように適合された復調器と、復調信号を受信してハイパスフィルタ処理するために復調器の出力に接続された複数のハイパスフィルタとを備え、前記複数のハイパスフィルタは、前記復調信号の第１の時間期間中に第１の組のフィルタ応答で動作し、復調信号の第２の時間期間中に第２の組のフィルタ応答で動作するように適合される。
【選択図】図４

Description

本発明は一般に、無線電気通信受信機に関し、特に、Ｂｌｕｅｔｏｏｔｈ低エネルギー（ＢＬＥ）を使用する無線電気通信受信機に関する。

Ｂｌｕｅｔｏｏｔｈ（登録商標）技術は、携帯電話から広範囲にわたるデバイスの短距離通信技術であり、医療機器及び家庭用娯楽製品にコンピュータを使用する。Ｂｌｕｅｔｏｏｔｈ ｖ４．０以降については、Ｂｌｕｅｔｏｏｔｈ標準は、Ｂｌｕｅｔｏｏｔｈの元の主要機能に基づいているが、超低電力ワイヤレス接続で動作するデバイスに構築されるＢｌｕｅｔｏｏｔｈ Ｌｏｗ Ｅｎｅｒｇｙ（ＢＬＥ）を含む。

ＢＬＥ受信機は、非特許文献１のＢＬＥテスト仕様書に記載されるように、ダーティパケット（ダーティＴｘ）を受信する必要がある。５０パケット毎に、搬送周波数オフセット（ＣＦＯ）、変調インデックス（ｈ）、シンボルタイミングエラー（t_error）が特定の値の組み合わせに、以下の表１に示すように変化される。
表１：ダーティパケットの送信機パラメータ

固定周波数オフセットに加えて、ある定義された周波数ドリフトが信号特性に加えられる。これは、５０ｋＨｚの偏移及び６２５Ｈｚの変調周波数を有する正弦波低周波変調を信号に加えることによって実現される。当該変調信号は、各交互パケットが変調信号の０°及び１８０°で開始するようにパケットと同期する。すなわち、ダーティＴｘは、伝送中の初期搬送周波数オフセット（ＣＦＯ）と搬送周波数ドリフトの両方を有する。

"Ｂｌｕｅｔｏｏｔｈ Ｌｏｗ Ｅｎｅｒｇｙ ＲＦ ＰＨＹ Ｔｅｓｔ Ｓｐｅｃｉｆｉｃａｔｉｏｎ" （ＲＦ−ＰＨＹ．ＴＳ．４．１．０）． "Ｂｌｕｅｔｏｏｔｈ Ｓｐｅｃｉｆｉｃａｔｉｏｎ ｖ４．０， Ｖｏｌ ６， Ｐａｒｔ Ｆ； Ｄｉｒｅｃｔ Ｔｅｓｔ Ｍｏｄｅ"．

問題点の１つは、プリアンブルが短い（１オクテット）ため、ＣＦＯをタイムリーに見積もって修正することであり、フレームデリミタの開始（ＳＦＤ）は正しいビットを受信する必要がある。さらに、ペイロード受信中にドリフトを追跡する必要がある。

上記に鑑み、本発明の目的は、受信機の能力を向上させることができ、パケット送信中のＣＦＯと搬送周波数ドリフトを正しく推定することができることである。

これらの目的と他の目的は、独立請求項に定義される特徴を有する受信機及び方法を提供することによって達成される。好ましい実施形態は従属請求項に記載される。

本発明の第１の態様によれば、その入力で受信された無線周波数（ＲＦ）信号を復調し、復調信号を出力するように適合された復調器を備える受信機が設けられる。前記受信機は、復調器の出力に接続され、復調信号を受信してハイパスフィルタ処理する複数のハイパスフィルタを備える。前記複数のハイパスフィルタは、前記復調信号の第１の時間期間中に第１の組のフィルタ応答で動作し、復調信号の第２の時間期間中に第２の組のフィルタ応答で動作するように適合される。

本発明の第２の態様によれば、所定周波数の変調搬送波信号を含む受信信号を処理する方法であって、前記搬送波信号は搬送周波数オフセットを含む。当該この方法は、受信した搬送波信号を復調することと、復調信号を複数のハイパスフィルタで受信することと、前記復調信号の第１の期間中に前記複数のフィルタに対して第１の組のフィルタ応答を用いて復調信号をハイパスフィルタ処理することと、前記復調信号の第２の期間中に複数のフィルタに対して第２の組のフィルタ応答を用いて復調信号をハイパスフィルタ処理することを含む。

従って、本発明は、受信信号の異なる部分をフィルタリングするために動的に最適化されてもよい複数のフィルタを用いる装置及び方法を提供する。複数のフィルタが適合されるにつれて、復調信号の第１の期間中に第１の組のフィルタ応答で動作し、復調信号の第２の時間期間中に第２の組のフィルタ応答で動作するように構成され、信号の受信中に異なる時間に、各フィルタの出力においてフィルタリングされた信号をモニタし、第１又は第２の組のフィルタ応答の１つのフィルタ応答に従って所望のレベルでフィルタリングされたフィルタ応答に従って、フィルタリングされた信号の１つを選択してさらなる処理のために用いることができる。

ここで「受信機」という用語は、一般に、無線周波数信号を受信することが可能であり、特に、複数の無線周波数信号を受信し、２．４ＧＨｚの産業科学医学（ＩＳＭ）バンドで動作するＢｌｕｅｔｏｏｔｈ規格に従って送信されるように適合された任意のタイプのデバイスを意味する。

「復調器／復調」という用語は、ここでは一般に、変調搬送波から情報を含む信号が抽出されるユニット（装置）又は機能を意味する。復調器は、例えばデジタル信号プロセッサが復調器の機能、又はその混合を実行するときに、変調された搬送波から情報コンテンツを復元するために使用される、電子回路及びコンピュータプログラムコード部分によって実行される。好ましい実施形態においては、搬送波は、ガウス周波数シフトキーイング（ＧＦＳＫ）を使用して変調される。他のタイプの変調、例えば、周波数偏移キーイング（ＦＳＫ）及びその変形（例えば、ＣＰＦＳＫ、ＭＳＫ及びＧＭＳＫ）、位相シフトキーイング（ＰＳＫ）及びその変形（例えば、ＢＰＳＫ、π／２ＤＢＰＳＫ、π／４ＤＱＰＳＫ、ＯＱＰＳＫ、ＳＯＱＰＳＫ及びＤＰＱＰＳＫ）を使用してもよい。ここで、復調器から出力される信号は、アナログ信号又はデジタル信号であってもよい。

「ハイパスフィルタ手段」という用語は、ここでは、特定のカットオフ周波数よりも高い周波数の信号を通過させ、カットオフ周波数よりも低い周波数の信号を減衰させる複数のフィルタを含むユニット（装置）を意味する。ハイパスフィルタ手段は、電子回路、コンピュータプログラムコード部分、又はそれらの混合によって実装することができる。各周波数の減衰量はフィルタ設計に依存します。当該フィルタは、１次以上のものであってもよい。好ましい実施形態において、ハイパスフィルタ手段内の各フィルタは、以下でより詳細に開示されるように、微分器及び積分器を含むデジタルフィルタとして実装される。

「第１の組のフィルタ応答で動作するように適合された複数のフィルタ」という用語は、ここでは、各フィルタは、フィルタのカットオフ周波数及び／又は阻止帯域の減衰を制御するための１つ又は複数のフィルタパラメータによって定義される複数のフィルタの各フィルタを意味する。このように、複数のフィルタの各フィルタは、その入力に加えられる信号に特定の応答を提供することができる。

「復調信号の第１／第２の期間」という用語は、ここでは、それぞれは開始時間と停止時間によって定義され、その間に復調信号の第１及び第２の部分がハイパスフィルタ手段によって受信される第１及び第２の期間を意味する。以下により詳細に開示されるように、第１及び第２の期間は、予め定められた時間期間であってもよく、もしくは復調信号における特定のパターンの検出のようなイベントから生じる時間期間であってもよい。

本発明の一実施形態によれば、第１の組のフィルタ応答における各フィルタ応答は、第２の組のフィルタ応答において対応するフィルタ応答を有し、前記第２の組のフィルタ応答における前記対応するフィルタ応答の各々は、対応する前記第１のフィルタ応答よりも遅い。

第１の組のフィルタ応答における対応するフィルタ応答よりも遅い、第２の組のフィルタ応答においてフィルタ応答を提供することによって、復調信号の異なる部分に適用されるフィルタリングの量を制御することが可能である。一例として、もし第２の時間期間中の復調信号の内容がフィルタリングに対してより敏感である場合、あまりにも積極的にフィルタリングされた場合には、より破損しやすくなり、第１の期間中の第１のより積極的なレベルのフィルタリングと、第２の期間中の第２のより積極的なレベルのフィルタリングを提供することが可能である。

「対応するフィルタ応答」という用語は、ここでは、第１の組のフィルタ応答は、フィルタパラメータα［１］、β［１］、γ［１］などによって定義される多数の応答であり、第２の組のフィルタ応答は、フィルタパラメータα［２］、β［２］、γ［２］などによって定義される多数のフィルタ応答であることを意味する。ここで、第１の組のフィルタ応答におけるフィルタパラメータα［１］（β［１］、γ［１］など）によって定義されるフィルタ応答は、第２の組のフィルタ応答におけるフィルタパラメータα［２］（β［２］、γ［２］など）によって定義される対応するフィルタ応答を有する。

「より遅い（低速）」という用語は、より低いレベルのフィルタリングが達成されるようにフィルタ応答があまり攻撃的でないことを意味する。

本発明の一実施形態によれば、受信機は、所定の搬送周波数を有する変調された搬送波信号の形式のＲＦ信号を受信するように適合され、復調器は、前記ＲＦ信号に存在する搬送周波数オフセット（ＣＦＯ）をＤＣオフセットに復調するように適合される。

この実施形態の利点は、ＣＦＯ推定値を用いて受信データを修正するために受信データのその後の処理が容易になるということである。すなわち、ＣＦＯをＤＣオフセットに復調することによって、ＣＦＯが補償されるように、適切なハイパスフィルタを後のフィルタリングのために選択することができる。

ＤＣオフセットは、アナログ信号又はデジタル信号によって表すことができる。所定の搬送周波数は、使用される通信規格に依存する。好ましい実施形態によれば、所定の搬送周波数は、２４００ＭＨｚから２４８３．５ＭＨｚに位置するＩＳＭ周波数帯域内にある、Ｂｌｕｅｔｏｏｔｈ Ｌｏｗ Ｅｎｅｒｇｙ標準規格に従って定義された中心周波数に対応する。特に、Ｂｌｕｅｔｏｏｔｈ Ｌｏｗ Ｅｎｅｒｇｙシステムは中心周波数（２４０２＋ｎ＊２）ＭＨｚを使用し、ここで、ｎ＝０，１，２，…，３９である。従って、中心周波数からのオフセットは、周波数オフセットに対応するＤＣオフセットとなる。

本発明の一実施形態によれば、受信機は、ＣＦＯに基づいて複数のフィルタのうちの１つを選択するように適合されたセレクタを備える。

この実施形態の利点は、受信信号に存在するＣＦＯ／ＤＣオフセット量に基づいて、復調信号を処理するために適切なフィルタを容易に選択することができる。

前記セレクタは、ハードウェア、ソフトウェア、又はその両方の組み合わせで実施されるユニットの形態であってもよく、その機能は、一般的には、フィルタの１つからの出力信号を後続の処理のために他のユニットに供給することである。好ましい実施形態によれば、セレクタは、復調信号に存在するＣＦＯ／ＤＣオフセット量を決定するための測定ユニットと、複数のフィルタから受信した複数のアナログ入力信号又はデジタル入力信号の１つを選択してその出力に送る多重化ユニットとを備える。多重化ユニットは、例えばアナログスイッチ又はデジタルゲートである、１つ以上の制御可能なスイッチを備えることができ、これらは測定ユニットから受信した信号によって制御される。

本発明の一実施形態によれば、復調器は、差動位相領域復調器である。

受信信号に存在するＣＦＯは、復調器の出力でＤＣオフセットに直接復調される。従って、復調信号をハイパスフィルタ手段に供給する前に必要であるために、ＤＣオフセット信号を導出するために復調信号をそれ以上処理しないので、受信機の複雑さが軽減される。

本発明の一実施形態によれば、復調信号は、データパケットの形態である。

受信信号をデータパケットに復調するように構成された復調器を含む受信機を提供することにより、復調信号の異なる部分を処理するための、適切なフィルタの選択及びフィルタ応答が容易になる。すなわち、第１のフィルタ応答で動作する第１のフィルタは、パケットの第１の部分の想定内容に応じてパケットの第１の部分をフィルタリングする（プリアンブルなど）ために使用することができ、第２のフィルタ応答で動作する、対応する（又は異なる）フィルタは、パケットの第２の部分をフィルタリングする（例えば、パケットの同期ワード又はペイロード）ために使用することができる。

データパケットは、使用される通信規格に応じて様々な形態を取ることができる。一例として、標準ＢＬＥパケットは、プリアンブル（１オクテット）、アドレスワード（４オクテット）、ＰＤＵ（２〜３９オクテット）及びＣＲＣ（３オクテット）を含む。テストの目的で、テスト仕様書に定義されたパケットフォーマットが使用され、前記基準パケットは、プリアンブル（１オクテット）、同期ワード（４オクテット）、ＰＤＵヘッダ（１オクテット）、ＰＤＵ長データ（１オクテット）、ＰＤＵペイロード（３７オクテット）及びＣＲＣ（３オクテット）を含む。ＩＥＥＥ８０２．１５．４（ＺｉｇＢｅｅ）又はＩＥＥＥ８０２．１５．６（Ｗｉｒｅｌｅｓｓ Ｂｏｄｙ Ａｒｅａ Ｎｅｔｗｏｒｋ）で採用されるような他のパケットフォーマットを使用してもよい。

本発明の一実施形態によれば、ハイパスフィルタは、データパケットの第１の部分上にある第１の組のフィルタ応答で動作し、前記データパケットの第２の部分上にある第２の組のフィルタ応答で動作してもよい。この実施形態の利点は、パケットの異なる部分が多かれ少なかれ積極的にフィルタリングされることである。従って、パケット内のペイロードデータは、おそらくフィルタリングに対してより敏感であり、すなわち、例えばプリアンブルに比較して、あまりにも積極的にフィルタリングされると、より壊れやすく、より緩やかなフィルタ応答の組で動作する、あまり積極的でないフィルタに曝される可能性がある。

パケットの「第１の部分」及び「第２の部分」という用語はここでは、例えばパケットの受信の開始である、パケットの特定の期間に厳密に関連する部分のいずれかに対応し、第１の部分は、最初の８マイクロ秒の受信中に受信されたパケットの部分に対応し、第２の部分は次の３２マイクロ秒に対応してもよい。一方、パケットの内容に関連するパケットの部分、例えば第１の部分は、パケットのプリアンブルに関連してもよく、第２の部分は、パケット内の同期ワードに関連してもよい。例えば第１の部分は、プリアンブルの開始の検出（「エネルギー検出」とも呼ばれる）から始まり、同期ワードの検出時に終了する、パケットの一部であってもよい。第２の部分は、同期ワードの検出時に開始しＰＤＵヘッダの検出時に終了する、パケットの一部であってもよい。前の両方の例の組み合わせもまた本発明の範囲内であり、例えばパケットの開始の検出から開始し一定時間後に終了する第１の部分はパケットの一部であってもよく、第２の部分は、同期ワードの検出からＰＤＵヘッダの検出で終了するパケットの一部であってもよい。

本発明の一実施形態によれば、受信機は、復調信号の少なくとも一部を緩衝するために復調器の出力に接続されたバッファを備える。

この実施形態の利点は、復調信号の一部が緩衝処理中に作用している可能性があることである。すなわち、復調信号の一部を緩衝処理することによって、処理ユニットは、バッファの内容を後の処理に出力する前にバッファの内容を変更することができる。

「バッファ」という用語はここでは、データをアナログ又はデジタル形式で一時的に記憶するユニットを意味する。好ましい実施形態によれば、バッファは、テスト信号内の同期ワードの長さに対応するデジタル語を記憶するように適合されるシフトレジスタである。

バッファは、例えばデジタル信号プロセッサは、バッファの機能（メモリにデータを格納する）、又はそれらの混合を実行する、電子回路（ハードウェアシフトレジスタ）、コンピュータプログラムコード部分によって実行される。

前記受信機は、復調器の出力とハイパスフィルタの出力に接続され、かつ、復調信号とフィルタリングされた復調信号との間の差に基づいて、バッファの入力に訂正信号を提供するように適合される比較器を備える。

この実施形態の利点は、バッファの内容が、復調信号に存在するＣＦＯ量に基づいて容易に修正することができることである。このことは、バッファに供給された復調信号の最初のサンプルを最新のＣＦＯ推定値で訂正することが可能になるから、特に有益である。

「コンパレータ」は、ハードウェア、ソフトウェア、又はその両方の組み合わせで実施されるユニットの形態であってもよく、その機能は一般に、復調信号と復調信号のフィルタリングされたバージョンとの間の差を示す信号を提供することである。すなわち、バッファの内容は、最新のＣＦＯの推定値で訂正することができる。

本発明の方法は、所定の搬送周波数を有する変調された搬送波信号の形態のＲＦ信号を受信するステップと、前記ＲＦ信号に存在する搬送周波数オフセット（ＣＦＯ）をＤＣオフセットに復調するステップとを含む。

この実施形態の利点は、ＣＦＯ推定値を用いて受信データを修正するために受信データのその後の処理が容易になることである。すなわち、ＣＦＯをＤＣオフセットに復調することにより、ＣＦＯが補償されるように、適切なハイパスフィルタを後のフィルタリングのために選択することができる。

本発明の方法は、ＣＦＯに基づいて複数のフィルタの１つを選択するステップを含むことができる。

この実施形態の利点は、受信信号中に存在するＣＦＯ量に基づいて、適切なフィルタで復調信号を処理するために容易に選択することができることである。

本発明の方法は、復調信号の少なくとも一部を緩衝し、前記復調信号と前記ハイパスフィルタ処理された復調信号との間の差に基づいて前記緩衝された少なくとも一部分を訂正するステップを含む。

この実施形態の利点は、復調信号の一部がバッファ内にある間に動作することができる。すなわち、復調信号の一部を緩衝処理することによって、緩衝処理された信号は、復調信号に存在するＣＦＯ量に基づいて容易に訂正され得る。このことは、復調信号の第１のサンプルを訂正し、最新のＣＦＯ推定値でバッファに供給されることができ、特に有益である。

本発明の一実施形態によれば、その入力に受信された無線周波数（ＲＦ）信号を復調して復調信号を出力する復調器と、復調器の出力に接続され、復調信号を受信するハイパスフィルタ手段とを備え、前記ハイパスフィルタ手段は、前記復調信号の第１の所定の時間期間中に第１のフィルタ応答で動作し、復調信号の第２の所定の時間期間中に第２のフィルタ応答で動作するように適合される、受信機が提供される。

本発明の他の目的、特徴及び利点は、以下の詳細な開示から明らかになり、添付の特許請求の範囲及び図面から明らかになるであろう。一般的に、特許請求の範囲において使用される全ての用語は、明示的に定義されていない限り、技術分野におけるそれらの通常の意味に従って解釈されるべきである。「ａ／ａｎ／ｔｈｅ［要素、デバイス、コンポーネント、手段、ステップなど］」に対するすべての言及は、特に明記しない限り、デバイス、構成要素、手段、ステップなどの少なくとも１つのインスタンスを参照するものとして、明らかに解釈されるべきである。本明細書で開示される任意の方法のステップは、明示的に述べられていない限り、開示された正確な順序で実施される必要はない。本発明の上記ならびに追加の目的、特徴及び利点は、本発明の好ましい実施形態の以下の例示的かつ非限定的な詳細な説明によってよりよく理解されるであろう。添付の図面を参照して、類似の要素には同じ参照符号が使用される。

本発明の一実施形態にかかる受信機の概略ブロック図である。 ＢＬＥテスト仕様書によるテストパケットを図式的に示す図である。 異なるフィルタパラメータの使用を図式的に示す。 本発明の一実施形態にかかるフィルタ選択ユニットの概略ブロック図である。 本発明の一実施形態にかかる異なるフィルタの収束速度を概略的に示す図である。 本発明の一実施形態にかかるハイパスフィルタの概略ブロック図である。 本発明の一実施形態にかかるハイパスフィルタの概略ブロック図である。 復調器の出力に接続され、復調信号の少なくとも一部を緩衝処理するバッファ装置の概略ブロック図である。 本発明の一実施形態にかかる受信機によって得られた測定結果を示す 本発明の実施形態によって得られたシミュレーション及び測定結果を示す。

図１は、本発明の一実施形態にかかる受信機１００の概要を示すブロック図である。同相（Ｉ）及び直交（Ｑ）信号成分は、好ましくは、１対のアナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）１０１ａ、１０１ｂにおいてデジタル形式に変換される。次いで、複数のデジタル信号は、ＰＭブロック１０２によって位相領域に変換され、差動位相領域の信号をさらに処理するために、差動ブロック１０３によってさらに、ＦＭドメインと同等である差動位相領域に変換される。差動位相領域における処理の利点は、搬送周波数オフセット（ＣＦＯ）は、差動位相領域において直流（ＤＣ）オフセットとなることが示されることである。

以下に詳細に開示するＣＦＯ訂正ブロック１０４は、差動ブロック１０３から信号を受信し、その出力信号はビット判定ブロック１０５に供給される。

図２は、テスト仕様書に従って使用される典型的なテストパケット２００を示す。上記のように、パケットは、プリアンブル（１オクテット）２０１、同期ワード（４オクテット）２０２、ＰＤＵヘッダ（１オクテット）２０３、ＰＤＵ長データ（１オクテット）２０４、ＰＤＵペイロード（３７オクテット）２０５及びＣＲＣ（３オクテット）２０６を備える。

受信機１００のテスト中にＣＦＯが変更されると、受信機にとっての課題は、ＣＦＯ推定値を補償することである。このことは、プリアンブル２０１は非常に短く、すなわち８シンボルであって１Ｍｂｐｓの転送速度で８マイクロ秒に相当するので、ＢＬＥアプリケーションにとって特に重要である。さらに、搬送波はＰＤＵペイロード２０５の受信中にドリフトする可能性がある。

図３及び図４を参照すると、ＣＦＯを補償するために、本発明は、差動位相領域においてＤＣオフセットキャンセル戦略を採用する。上記のように、ＣＦＯは、差動位相領域でＤＣオフセットとして現れる。このことは、１組のハイパスフィルタ４０４ａ〜４０４ｃを介して復調信号をフィルタリングすることが可能になる。以下に詳細に開示するように、収束速度を高めるために、フィルタ４０４ａ〜４０４ｃは、現在処理中であるパケットの部分に依存してギアシフトを行う。

受信機がイネーブル（動作状態に）されると、初期フィルタパラメータがフィルタ４０４ａ〜４０４ｃにロードされる（３０１）。典型的には、フィルタは、図３のフィルタパラメータα［０］、β［０］、γ［０］によって示される「トランスペアレントな状態」に設定され、このことは、パラメータα［０］、β［０］、γ［０］をフィルタ４０４ａ−４０４ｃにロードすることによって、フィルタ４０４ａ〜４０４ｃの応答は、フィルタの入力部で受信された信号が影響を受けないフィルタを通過する（すなわちフィルタリングされない）ようにする。

エネルギー検出時、すなわちプリアンブル２０１の検出時に、フィルタ４０４ａ〜４０４ｃはギアシフトされ、すなわち、新しいフィルタパラメータα［１］、β［１］、γ［１］がフィルタ４０４ａ〜４０４ｃにロードされる（３０２）。図４のフィルタ「ＨＰＦα」４０４ａを規定するフィルタパラメータα［１］は、中程度のＣＦＯに使用され、
フィルタ「ＨＰＦβ」４０４ｂを定義するフィルタパラメータβ［１］は中間ＣＦＯに使用され、フィルタ「ＨＰＦγ」４０４ｃを規定するフィルタパラメータγ［１］は、大きなＣＦＯに使用される。図５に示すように、フィルタパラメータγ［１］は、フィルタ「ＨＰＦβ」４０４ｂのフィルタパラメータβ［１］と比較して、フィルタ「ＨＰＦγ」４０４ｃのより速い収束を提供し、フィルタ「ＨＰＦγ」４０４ｃはフィルタパラメータα［１］によって定義されるフィルタ「ＨＰＦα」４０４ａよりも早い収束性を有する。

フィルタ４０４ａ〜４０４ｃからの出力は、フィルタ選択ユニット４０４ｄによって監視され、このことは、フィルタ４０４ａ〜４０４ｃの中で最も遅いものを決定してＣＦＯを検出し、マルチプレクサ４０４ｅを介してさらなる処理のためにそのフィルタの出力を供給することができる。従って、異なるフィルタ４０４ａ〜４０４ｃの提供と、最も遅い可能なフィルタの選択によって、パケットの最初の部分の処理中にＣＦＯを補償することは可能であり、同時に、復調信号に対するフィルタリングの影響を最小にする。

エネルギー検出後の期間において、同期ワード２０２の開始時に、新しいフィルタパラメータα［２］、β［２］、γ［２］がフィルタ４０４ａ〜４０４ｃにロードされる（すなわち、フィルタはギアシフトされる）。新しいフィルタパラメータのそれぞれは、プリアンブル２０１の受信中にフィルタにロードされた対応するフィルタパラメータが提供されるものと比較してより遅いフィルタ応答を提供する。すなわち、α［２］はα［１］よりも遅いフィルタ応答を提供し、β［２］はβ［１］より遅いフィルタ応答を提供し、γ［２］はγ［１］より遅いフィルタ応答である。これにより、復調信号のフィルタリングの有害な影響が緩和される。すなわち、その内容のために、プリアンブル２０１は同期ワード２０２と比較して崩壊しにくく、ＣＦＯを検出するためのプリアンブルのより積極的なフィルタリングが採用される。

同期ワード２０２が受信されると、すなわちＰＤＵ２０３の開始時に、新しいフィルタパラメータα［３］、β［３］、γ［３］がフィルタ４０４ａ〜４０４ｃにロードされる（３０４）。新しいフィルタパラメータの各々は、好ましくは、同期ワード２０１の受信中にフィルタにロードされる、対応するフィルタパラメータよりも遅いフィルタ応答を提供する。別の実施形態によれば、新しいフィルタパラメータの各々は、同期ワード２０１の受信中にフィルタにロードされる、対応するフィルタパラメータよりも速い応答を提供する。さらに別の実施形態によれば、同期ワード２０１の受信後にフィルタパラメータは変更されない。

以上の説明では、３つの異なるフィルタを使用する実施形態が開示される。しかしながら、３つより多い又は少ないフィルタが使用され得ることが強調され、例えば２つ、４つ、５つ、６つなどのように、所望の収束速度のいくつの異なるレベルに依存する。一例として、本発明がＺｉｇＢｅｅプロトコルを介して送信されたパケットの受信に使用される場合、ＺｉｇＢｅｅパッケージの構造のために２つのフィルタのみが必要になる。

図６ａは、本発明の一実施形態にかかるハイパスフィルタ６００の概略ブロック図である。一般に、フィルタ６００は、積分ブロック６０２に接続された微分ブロック６０１を備える。微分ブロック６０１の周波数応答は、図６ｂの破線６１０によって示され、積分ブロック６０２の周波数応答は、図６ｂの破線６２０によって示される。２つのブロックのカスケード結合は、図６ｂの実線６３０によって示されるように、フィルタ６００の全周波数応答を提供する。

積分器６０２のフィードバックループは、フィルタパラメータα、β、γがロードされる乗算ブロック６０３を備える。従って、異なるフィルタパラメータを提供することによって、フィルタ６００の全周波数応答は、フィルタのカットオフ周波数を下げたり上げたりするように変更されてもよい。従って、図６ａに示すようなフィルタ構造を設けることにより、フィルタ６００の迅速かつ簡単なギア切り替えが提供される。

図７は、復調器の出力に接続され、復調信号の少なくとも一部を緩衝処理するバッファユニットの概略ブロック図である。好ましい実施形態によれば、バッファ７０１はシフトレジスタで構成され、そのシフトレジスタの入力は復調されたサンプルを受信する復調器の出力に接続される。復調されたサンプルがシフトレジスタ７０１に供給されると、シフトレジスタ７０１内のデータは、ＣＦＯ訂正ブロック１０４から受け取った最新のＣＦＯ推定値で訂正される。すなわち、フィルタリングされたデータとフィルタリングされていないデータとを比較することによって、信号に存在するＣＦＯ推定値を推定し、パケットの受信中にシフトレジスタ７０１のデータから連続的に減算することができる。このように、シフトレジスタ内の最初のサンプルは、最新の既知のＣＦＯ推定値で訂正することができ、ＳＦＤの収束時間を効果的に増加させることができる。シフトレジスタ内のデータの訂正は、いったんシフトレジスタがデータで満たされると実行され、もしくはサンプルがシフトレジスタに供給されるとシフトレジスタ内のデータのブロックに対して実行されるという意味において連続的である。

最後に、シンボルの難しい（ハード）検出は、シフトレジスタ内の訂正されたデータの符号情報に基づいて行われる。受信された同期ワードは、同期ワードが正しく受信されたかどうかを判定し、パケットが現在の受信機宛であるかどうかを判定するために、予想同期ワード／デバイスアドレスと相関される。相関が単語が一致しないことを示す場合、受信機は新しいプリアンブルを検出することに戻り、さもなければ、受信機はパケットのペイロードデータを受信し、ＣＦＯ修正する。

パケットエラーレート（ＰＥＲ）の測定は、テスト仕様書の受信機特性をテストするすべての測定で使用される。パケット誤り率（ＰＥＲ）は、以下のように定義される。

ＰＥＲ＝（１−（正確に受信されたパケットの数）／（送信されたパケットの総数））＊１００

ビットエラーレート（ＢＥＲ）測定に基づく感度レベルは、基準信号で測定して０．１％のＢＥＲが達成される入力パワーレベルで定義される。非特許文献２に記載されるように、テスト仕様書及びＰＲＢＳ９ペイロードを有するパケットに記載される。

このＰＥＲ要求は、そのビット誤りは、矩形の誤り確率密度関数でランダムに分布し、そのビット誤りは相関しないという仮定の下で０．１％のＢＥＲに等しい。さらに、０．１％のＢＥＲで特定のビットが誤っている確率は０．００１であり、同じ条件の下でビットがＯＫになる確率は０．９９９である。

テストパケットのビットエラーの影響を調べると、８ビットのプリアンブルを保存して、パケットのいずれかの部分にビットエラーが存在する場合、パケットが失われることを意味する。すなわち、テストパケットの重要ビット数は３６８ビット（合計３７６ビット）である。さらに、ビットエラーを含まない３６８ビットシーケンスの確率は０，９９９^３６８＝０，６９２であり、結果として得られるＰＥＲ要件は、（１−０．６９２）×１００％＝３０．８％になる。

図８は、本発明の一実施形態にかかる受信機によって得られた測定結果８０１を示す。図からわかるように、ＰＥＲは、＋／−１８０ｐｐｍのＣＦＯ測定の場合、要求される３０．８％レベル８０２より十分に低い一方、テストに合格するための要件は、±６２ｐｐｍの範囲をカバーする必要があることである。

図９は、本発明によって得られたシミュレーション９０１，９０２及び測定９０３，９０４の結果を示す。この図から分かるように、本発明は、−９０ｄＢｍを下回る複数の信号レベルに対して要求される３０．８％の９０５レベルより十分に低いＰＥＲを提供する。

本発明の実施形態は、例えば、集積回路又はチップ組、無線システム、及び受信機システム製品で実施することができる。例えば、プロセッサは、本発明の復調技術を実行するように適合されたソフトウェアを実行するように動作する。復調ソフトウェアは、ディスクドライブユニット内の磁気ディスクなどのコンピュータ可読媒体に存在するように適合される。コンピュータ可読媒体はまた、フラッシュメモリカード、ＥＥＲＯＭベースのメモリ、ＲＯＭストレージなどを含むことができる。復調方法を実行するように適合されたソフトウェアは、スタティック又はダイナミックメインメモリ又はプロセッサ内のファームウェア内に全体的又は部分的に（すなわち、マイクロコントローラ、マイクロプロセッサ又はマイクロコンピュータの内部メモリ内）存在することもできる。復調方法はまた、フィールドプログラマブルゲートアレイ（ＦＰＧＡ）、チップ組又は特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）、無線システム、及び他の通信システム製品において使用することができる。

本発明は、主に、いくつかの実施形態を参照して上述される。しかしながら、当業者には容易に理解されるように、上述したもの以外の他の実施形態も、本発明の範囲内で同様に可能であり、添付の特許請求の範囲によって規定される。

Claims (14)

1. 復調器の入力で受信された無線周波数（ＲＦ）信号を復調して復調信号を出力する復調器と、
   前記復調器の出力に接続され、復調信号を受信してハイパスフィルタ処理する複数のハイパスフィルタとを備え、
   前記複数のハイパスフィルタは、前記復調信号の第１の時間期間中に第１の組のフィルタ応答で動作し、前記復調信号の第２の時間期間中に第２の組のフィルタ応答で動作するように適合される受信機。
2. 前記第１の組のフィルタ応答における各フィルタ応答は、前記第２の組のフィルタ応答における対応するフィルタ応答を有し、
   前記第２の組のフィルタ応答における前記対応するフィルタ応答の各々が、対応する第１のフィルタ応答よりも遅い請求項１に記載の受信機。
3. 前記受信機は、所定の搬送周波数を有する変調された搬送波信号の形態でＲＦ信号を受信するように適合され、
   前記復調器は、前記ＲＦ信号中にＤＣオフセットとして存在する、搬送周波数オフセットＣＦＯを復調するように構成される請求項１又は２に記載の受信機。
4. 前記ＣＦＯに基づいて複数のフィルタのうちの１つを選択するように適合されたセレクタを備える請求項３に記載の受信機。
5. 前記復調器は差動位相領域復調器である請求項１〜４のうちのいずれか１つに記載の受信機。
6. 前記復調信号はデータパケットの形態である請求項１〜５のうちのいずれか１つに記載の受信機。
7. 前記ハイパスフィルタは、データパケットの第１の部分上の第１の組のフィルタ応答で動作し、前記データパケットの第２の部分上の前記第２の部分上の第２の組のフィルタ応答で動作する請求項６に記載の受信機。
8. 前記復調信号の少なくとも一部を緩衝処理するために復調器の出力に接続されたバッファを備える請求項１〜７のうちのいずれか１つに記載の受信機。
9. 前記復調器の出力と前記ハイパスフィルタの出力に接続され、前記復調信号とフィルタリングされた復調信号との間の差に基づいて、前記バッファの入力に訂正信号を提供する比較器を備える請求項８に記載の受信機。
10. 所定の周波数の変調搬送波信号を含む受信信号を処理する方法であって、
    前記搬送波信号は搬送周波数オフセットを含み、前記方法は、
    受信した搬送波信号を復調して復調信号を複数のハイパスフィルタで受信するステップと、
    前記復調信号をハイパスフィルタ処理し、前記復調信号の第１の期間中に前記複数のフィルタに対して第１の組のフィルタ応答を使用するステップと、
    前記復調信号をハイパスフィルタ処理して前記復調信号の第２の期間中に複数のフィルタに対して第２の組のフィルタ応答を使用するステップとを含む方法。
11. 前記第１の組のフィルタ応答における各フィルタ応答は、第２の組のフィルタ応答において対応するフィルタ応答を有し、
    前記第２の組のフィルタ応答における前記対応するフィルタ応答の各々が、対応する第１の組のフィルタ応答よりも遅い請求項１０に記載の方法。
12. 所定の搬送周波数を有する変調された搬送波信号の形態のＲＦ信号を受信するステップと、
    ＲＦ信号に存在する搬送周波数オフセット（ＣＦＯ）を復調してＤＣオフセットに変換するステップとを含む請求項１０又は１１に記載の方法。
13. 前記ＣＦＯに基づいて前記複数のフィルタのうちの１つを選択するステップを含む請求項１２に記載の方法。
14. 前記復調信号の少なくとも一部を緩衝処理し、前記復調信号と前記ハイパスフィルタ処理された復調信号との差に基づいて前記緩衝処理された少なくとも一部を訂正する請求項１０〜１３のうちのいずれか１つに記載の方法。

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