JP2017192122A - 情報送信装置、情報受信装置、情報伝送システム及びプログラム、測位システム、照明器具並びに照明システム - Google Patents

Abstract

【課題】従来技術に比較して高速で可視光通信を行うことができる情報伝送システム等を提供する。【解決手段】可視光信号を受信する動画カメラを有する情報受信装置と、上記動画カメラのフレーム周波数の整数ｍ分の１の波形の基本周波数をもつ変調信号で変調された可視光信号を送信する光源を有する情報送信装置とを備えた情報伝送システムのための情報送信装置であって、上記情報送信装置は、入力されるデジタルデータ信号に従って、上記動画カメラから出力されるｍ個のフレーム出力信号をフーリエ変換して得られる仮想正弦波を用いて直交振幅変調することにより、上記変調信号を発生する変調手段を備える。上記情報受信装置は、上記可視光信号を上記動画カメラにより撮影して受信して、上記動画カメラから出力されるｍ個のフレーム出力信号を逆フーリエ変換してデジタルデータ信号を復調する復調手段を備える。【選択図】図４Ａ

Description

本発明は、例えば可視光通信を用いて情報を伝送する情報伝送システムに関し、また、上記情報伝送システムのための情報送信装置、情報受信装置及びプログラム、測位システム、照明器具並びに照明システムに関する。

可視光通信は古くから試行されているが、その開発研究が盛んになったのは、タブレット端末やスマートフォンの普及した２０１０年以降である。

日本国内で製品化に先鞭をつけたのは、カシオのＰｉｃａｐｉｃａｍｅｒａである（例えば、特許文献１及び２参照）。発光源は組み込み型のマイコンボードであり、スマートフォンでアプリソフトとともに受信する。光源とカメラのビデオフレームは必ずしも同期していない。伝送速度は１０ｂｐｓ程度以下である。

パナソニックはスマートフォンに広く採用されているＣＭＯＳ動画カメラのローリングシャッター動作の特性を利用した可視光通信技術を試みている（例えば、特許文献３参照）。通常、可視光通信では点光源の信号源を使用するが、ローリングシャッター動作と併用するため面光源の発光体を光源として使うところに特色がある。また光源の高速な輝度変化を受信するため、カメラの電子シャッター開度（１／６０秒のビデオフレーム中、実質的に何秒間、受光素子が受光動作をしているかの、時間割合）を数パーセントと、ごく短く設定しているのも特色である。その効果により市販カメラでも１０ｋｂｐｓ程度の伝送が可能であると標榜している。

この方法に使われる短いシャッター開度でのカメラ動作は、光源の高速変調信号を受信するには有効であるが、雑音を大きくし、また感度を低くしてしまうため、暗い光源では使いにくい、あるいは一般の撮影とは両立しないなどの欠点を持つものである。またローリングシャッター機能を前提に設計されているため、光源形状は面光源に限られる。これは点光源の信号源は簡単に設営できること、あるいは点光源なら簡単に多数を並べて多重化し、通信速度を向上させられること、などと対比すると、やはり使用形態を狭めるものである。

米国インテル社は点光源の信号源を使い、３０ｆｐｓのカメラを使い、カメラに同期させた光源からの信号で１５ｂｐｓの伝送を可能とする技術を発表している（例えば、非特許文献１参照）。これはＩＥＥＥ８０２．１５（近距離無線通信）の国際規格の範疇に可視光通信を含めて規格化することを意図して提案されたものである。点光源を使うので、それを複数個使って多重化し、高速な通信をすることができる。この手法でも高速な信号変化を受信するため、ビデオのシャッター開度は１０パーセント程度以下に小さく設定している。

特開２０１３−００９０７２号公報 特開２０１３−００９０７４号公報 国際出願公開第２０１３／１７５８０３号公報 特許第４０４１８９９号公報 特開２０１４−１５５２１３号公報 特許第５２１３０４５号公報 特開２０１６−０８５２０８号公報

Rick Roberts et al., "Project: IEEE P802.15 Working Group for Wireless Personal Area Networks (WPANs)", Submitted on January 8, 2016, インターネット，［平成２８年４月４日検索］，＜ＵＲＬ＞ https://mentor.ieee.org/802.15/dcn/16/15-16-0006-00-007a-intel-occ-proposal.pdf Z. Zhang, "Flexible Camera Calibration by Viewing a Plane from Unknown Orientations," Proceedings of ICCV 1999, Kerkyra, Greece, pp.666-673, 1999.

しかしながら、従来技術に係る可視光通信では、通信速度がいまだにきわめて低いという問題点があった。

本発明の目的は以上の問題点を解決し、従来技術に比較して高速で可視光通信を行うことができる情報伝送システムを提供し、また、上記情報伝送システムのための情報送信装置、情報受信装置及びプログラムを提供することにある。

また、本発明の別の目的は、上記情報伝送システムを用いた測位システム、上記測位システムを用いた照明器具及び照明システムを提供することにある。

第１の発明に係る情報送信装置は、可視光信号を受信する動画カメラを有する情報受信装置と、上記動画カメラのフレーム周波数の整数ｍ分の１の波形の基本周波数をもつ変調信号で変調された可視光信号を送信する光源を有する情報送信装置とを備えた情報伝送システムのための情報送信装置であって、
上記情報送信装置は、入力されるデジタルデータ信号に従って、上記動画カメラから出力されるｍ個のフレーム出力信号をフーリエ変換して得られる仮想正弦波を用いて直交振幅変調することにより、上記変調信号を発生する変調手段を備えたことを特徴とする。

第２の発明に係る情報受信装置は、可視光信号を受信する動画カメラを有する情報受信装置と、上記動画カメラのフレーム周波数の整数ｍ分の１の波形の基本周波数をもつ変調信号で変調された可視光信号を送信する光源を有する情報送信装置とを備えた情報伝送システムのための情報受信装置であって、
上記可視光信号を上記動画カメラにより撮影して受信して、上記動画カメラから出力されるｍ個のフレーム出力信号を逆フーリエ変換してデジタルデータ信号を復調する復調手段を備えたことを特徴とする。

第３の発明に係る情報伝送システムは、
上記情報送信装置と、
上記情報受信装置とを備えたことを特徴とする。

第４の発明に係る、コンピュータにより実行されるプログラムは、可視光信号を受信する動画カメラを有する情報受信装置と、上記動画カメラのフレーム周波数の整数ｍ分の１の波形の基本周波数をもつ変調信号で変調された可視光信号を送信する光源を有する情報送信装置とを備えた情報伝送システムのための情報受信装置のためのプログラムであって、
上記可視光信号を上記動画カメラにより撮影して受信して、上記動画カメラから出力されるｍ個のフレーム出力信号を逆フーリエ変換してデジタルデータ信号を復調するステップを含むことを特徴とする。

第５の発明に係る測位システムは、
可視光信号を受信する動画カメラと、音響信号を受信する受信手段とを有する受信装置と、
上記動画カメラのフレーム周波数に基づく変調方法で変調信号で変調された可視光信号を送信する光源と、上記音響信号を送信する送信手段とを有する送信装置とを備えた測位システムであって、
上記送信装置は、所定の同期信号に従って変調された光信号及び音響信号を発生して送信し、
上記受信装置は、上記光信号及び上記音響信号を受信し、
上記受信装置は、
上記動画カメラからのフレームストローブ信号と、上記フレームストローブ信号と上記可視光信号内の信号との位相差に基づいて上記受信された音響信号の同期タイミングを発生し、上記同期タイミングと，上記受信された音響信号の受信タイミングとの時間差から上記音響信号の伝搬時間を計算し、当該伝搬時間に音響信号の伝搬速度を乗算することにより、上記送信装置と上記受信装置との間の距離を計算する計測処理部を備えたことを特徴とする。

上記測位システムにおいて、
上記送信装置は、互いに異なる位置に設けられる複数のスピーカであって、互いに異なる周波数を有する複数の音響信号、もしくは同一の周波数を有し所定の時間差で順次送信される複数の音響信号をそれぞれ送信する複数のスピーカを備え、
上記計測処理部は、複数の音響信号に基づいて、上記複数のスピーカと上記受信装置との間の各距離を計算し、上記計算した各距離に基づいて上記受信装置の位置を測位することを特徴とする。

また、上記測位システムにおいて、
上記送信装置は上記情報送信装置であり、
上記受信装置は上記情報受信装置であることを特徴とする。

第５の発明に係る照明器具は、上記測位システムのための送信装置を備え、照明を行うことを特徴とする。

第６の発明に係る照明システムは、
上記測位システムのための送信装置を備え、
照明を行う上記光源と、
上記複数のスピーカを有し、上記光源からの可視光を上記受信装置に反射又は拡散する手段とを備えたことを特徴とする。

第７の発明に係る測位システムは、上記情報送信装置を既知の位置に複数設置し、既知の固有情報を送信させ、当該固有情報を上記情報受信装置で受信し、当該受信内容から上記情報送信装置を識別しつつ光学的に上記各情報送信装置の見かけの幾何学的配置を知ることで、上記情報受信装置の存在位置を測位することを特徴とする。

従って、本発明によれば、従来技術に比較して高速で可視光通信を行うことができる情報伝送システム等を提供できる。

本発明の実施形態１に係る情報伝送システムにおいて用いるパケットの構成例を示す図である。 実施形態１に係る情報伝送システムにおいて用いる変調信号ｂ（ｔ）の波形例を示す波形図である。 実施形態１に係る情報伝送システムにおいて用いる矩形波の変調信号ｂ（ｔ）の波形例を示す波形図である。 実施形態１に係る情報伝送システムにおいて用いる時間波形Ｂ（ｔ）及び仮想正弦波ｃ（ｔ）の波形例を示す波形図である。 実施形態１に係る情報伝送システムにおいて完全同期動作時の変調信号ｂ（ｔ）と動画カメラのシャッター動作のタイミングとの関係を示すタイミングチャートである。 実施形態１に係る情報伝送システムにおいて部分同期動作時の変調信号ｂ（ｔ）と動画カメラのシャッター動作のタイミングとの関係を示すタイミングチャートである。 実施形態１に係る情報伝送システム３００の構成例を示すブロック図である。 図４Ａの情報送信装置１００の構成例を示すブロック図である。 図４Ａの情報受信装置２００の構成例を示すブロック図である。 実施例１に係る送信信号処理回路１１０Ａの構成例を示すブロック図である。 実施例２に係る送信信号処理回路１１０Ｂの構成例を示すブロック図である。 図４Ｃの情報受信装置２００により実行される情報受信処理を示すフローチャートである。 図４Ｂの変調回路１２により水平面８ビット及び垂直軸３ビットでＱＡＭ変調された変調信号（ｍ＝３）の３次元コンステレーションを示す斜視図である。 実施例３に係る送信信号処理回路１１０Ｃの構成例を示すブロック図である。 本発明の実施形態２に係る測位システムの構成を示すブロック図である。 図１０の計測コントローラ５０２の構成を示すブロック図である。 図１１の計測コントローラ５０２の動作を示す各信号のタイミングチャートである。 図１０の被測定スマート端末装置５０３の構成を示すブロック図である。 図１３の被測定スマート端末装置５０３の動作を示す各信号のタイミングチャートである。 図１３の被測定スマート端末装置５０３のＣＭＯＳビデオカメラ５０４により測定される変調光源５０１の明るさを示す画素値の時間波形を示す波形図である。 実施形態１に係る情報伝送システムにおいて同期通信を行ったときの同期精度を示すグラフである。 本発明の実施形態３に係る情報伝送システムの構成例を示すブロック図である。 図１７の情報伝送システムの送信装置６００Ａの動作を示すタイミングチャートである。 図１７の情報伝送システムの受信装置７００Ｂの動作を示すタイミングチャートである。 図１７の送信装置６００Ａの構成例を示すブロック図である。 図１７の受信装置７００Ｂの構成例を示すブロック図である。 図１７の送信装置６００Ａの構成例である、天井９００から吊り下げられた直接照明器具９０１の構成例を示す斜視図である。 図１７の送信装置６００Ａの構成例である間接照明システム９０２の構成例を示す斜視図である。 本発明の実施形態４に係る情報伝送システム８００の構成例を示すブロック図である。 図２２のＬＥＤ１４アレイの配置例を示す正面写真画像である。 図２２の情報伝送システム８００の実験例における複数の測定点Ｐ１〜Ｐ９とカメラ姿勢とを示す平面図である。 実施形態４の実験結果である、各測定点Ｐ１〜Ｐ９における３次元位置及び姿勢の推定の平均誤差値と標準偏差を示す表である。 実施形態４の実験結果である、３次元位置推定誤差の累積分布関数を示すグラフである。 実施形態４の実験結果である、異なる測定点Ｐ１〜Ｐ９における符号化エラーレートを示すグラフである。

以下、本発明に係る各実施形態について図面を参照して説明する。なお、以下の各実施形態において、同様の構成要素については同一の符号を付している。

実施形態１．
本発明に係る実施形態１の概要．
ＬＥＤ（Light Emitting Diode）と動画カメラを使った可視光通信に代表される光学的通信技術の発明である。スマートフォンなどの可搬型情報端末に内蔵される動画カメラを信号検出に利用して、その撮影フレームレートを超える速度での情報伝送を実現する。ＬＥＤは屋内外の照明や交通信号機、自動車のライトなどに普及しており、高速で精密な光強度変調をかけることが可能である。また動画カメラを内蔵した可搬型情報端末も普及している。両者で可視光線を主とした光学的情報伝送を行えば、見通し距離内だけの通信方式として、臨場性を前提とした、ラジオ波無線通信にない特徴をもつ通信応用が可能となる。

このような応用に、高速通信のために専用受光素子や高速フレームレートのカメラを使用して数メガビット／秒以上の通信を実現した例がある。しかし、スマートフォンなど市販モバイル機器に内蔵される市販動画カメラのフレームレートは６０フレーム／秒（６０ｆｐｓ）程度であって、それを使った場合は１０ビット／秒（１０ｂｐｓ）程度の通信しか実用例はなかった。そのため可視光通信の用途はごく限られたものであった。

一方、そのような動画カメラは通信用には低速であるが広く普及しているので、市販動画カメラでフレームレートに一致する、ないしそれを超えるビットレートの通信をできれば、市民生活の場で広く可視光通信が使用されるようになると期待される。具体的には発光型ポスター、デジタルサイネージ（掲示板）、信号機などからの情報伝達、自動車テールランプを使った車車間通信などである。

本発明に係る実施形態１は、低速な市販の動画カメラを使う可視光通信に関するものである。例えば６０ｆｐｓのカメラにより、ＬＥＤの１光源あたり１００ｂｐｓ以上の通信を可能とする。高効率な復調アルゴリズムの採用により、光源を複数配置することで、例えば１００ＬＥＤの信号源クラスターを形成してスマートフォンのソフトウェア復調で１０ｋｂｐｓ超の通信を行える。

動画カメラの撮影時パラメータには電子シャッターと称する撮影フレームごとの光積分時間に関するものがある。このシャッター開度を小さくとると（フレームごとの光積分時間を短く設定すると）速く動く被写体をはっきりと撮影できるので、特別な撮影時にそのように使用される。可視光通信でもその特性を利用し、通信の受信時はシャッター開度を１０パーセント以下に小さく設定し、高速な光信号変化を検出することで通信速度を上げようとする技術があった。

しかし、シャッター開度を小さくすると、映像に雑音が増え、また得られる画像は暗くなるという欠点を生じる。それで一般の撮影ではシャッター開度は１００パーセントに近い、大きな値で使用されるのが通常である。通信のためにシャッター開度を小さくとった場合、それは一般撮影のカメラ設定条件と両立しないという欠点があった。本発明の実施形態１では、シャッター開度ごとに検出アルゴリズムを適合させ、情報を補正する。このため通常の撮影では条件である１００パーセントにシャッター開度でも高速通信を実施でき、雑音が少なく、また高感度であり、一般の撮影画像に部分的に写りこんだ光源を使っても可視光通信をできるという特徴をもつ。

本発明の実施形態１は、動画カメラのフレームレートに同期させた点光源を用いるという意味で、インテルの方式に似ている。しかし、動画カメラの電子シャッター開度（以下、シャッター開度という。）ηを１００パーセント近くに設定し（好ましくは０．５≦η≦０．９９、より好ましくは０．９≦η≦０．９９）、通常の撮影動作と同じ状態でも実施できる点に特色がある。シャッター開度ηを大きくとることで動画カメラの受光素子の信号雑音比を改善できる。また、通常の撮影状態に同じ動画カメラ設定で可視光通信の使用できるので、その利用機会をより広くとることができる。既知の方法では高速信号（高速変調）を受信するため、特に小さいシャッター開度（例えば、０．０２〜０．０３）を設定している。これに対して、本発明の実施形態１では、シャッター開度による波形変形を予測し符号照合することで、大きいシャッター開度のままで高速信号の受信を可能としている。

シャッター開度を小さくして使うと、カメラは信号の一部を切り取り受信するだけで、多くの部分を捨ててしまう。小さいシャッター開度を前提とする通信方式の送信信号は、どの部分を受信されてもいいように、同一内容を繰り返し、冗長に送信している。シャッター開度を大きくとる本発明の実施形態１に係る手法では、信号に冗長な部分は少なく、通信速度を効率よく高速化できるほか、変調信号にフリッカー低減など各種の付加的機能を盛り込むこともできる。

本発明の実施形態１の手法の説明．
動画カメラの１フレームの撮影時間をＴｐ（秒）とする。その逆数はビデオフレームレートｆｐであり、ｆｐ＝１／Ｔｐの関係となる。多くの市販のデジタル動画カメラ、もしくはスマートフォンのデジタル動画カメラではｆｐ＝６０（６０フレーム／秒）が採用されている。

ＬＥＤから時間的に輝度変調（振幅変調、位相変調を含む直交振幅変調（以下、ＱＡＭ変調という）、直流分バイアス変調）させた発光を行い、発光信号を動画カメラで受光することで情報を伝送する。ここで、ＬＥＤから伝送する情報の単位をシンボルと呼ぶ。１シンボルは１０ビットほどの複数情報ビットに対応する。シンボル発生レートｆｑは、ビデオフレームレートと同期させ、シンボル発生周期Ｔｑをビデオフレーム周期Ｔｐのｍ倍にとる。すなわち、次式で表される。

Ｔｑ＝ｍＴｐ

ここで、ｍは１以上の整数、すなわち自然数である。周波数ではｆｑ＝ｆｐ／ｍの関係となる。ｍは１以上の任意の整数として情報伝送は可能であるが、本発明の実施形態１の効果をよりよく発揮するにはｍ≧３に選ぶとよい。特に、ｍ＝３にとった場合、本発明の実施形態１に係る特徴的な性質を各種得ることができ、この動作は詳細後述することとし、ひきつづき一般のｍ（ｍ≧１）について情報送受信の原理を以下に説明する。

送信波形．
送信者は情報送信装置を用いて、Ｔｑ＝ｍＴｐを基本時間単位として、ＬＥＤを変調波形で駆動し、発光させる。ここで、変調信号をｂ（ｔ）とする。変調信号ｂ（ｔ）はＴｑを基本時間単位としていることから、この周期で繰り返しているものと想定すれば、複素フーリエ係数β_ｋの系列に展開できる。ｋは整数の添え字で、０，±１，±２，…の値をとる。変調信号ｂ（ｔ）から次式によりｆｑ＝１／Ｔｑを基本周波数とする複素フーリエ係数に変換できる。

受信信号の特性．
受信者は情報受信装置を用いて、ｆｐ＝１／Ｔｐのフレームレートの動画カメラ（ただしシャッター開度η）を使ってこれを受信する。動画カメラの受光素子はＴｐの全体にわたり光を取り入れているわけではなく、所定範囲のシャッター開度η（０＜η＜１；ただし、本実施形態１では、好ましくは０．５≦η≦０．９９）によりηＴｐと表せる時間だけ、光変換セルからの信号を積分する。受光とアナログ／デジタル変換（以下、ＡＤ変換という。）及びデータ伝送を交番で行うため、シャッター開度ηは１にはできないが、その最大値を０．９９（９９パーセント）程度まで設定できる。動画カメラのシャッター開度ηを１に近い値に設定すると、撮像素子の雑音を低減でき、また感度も向上するので、一般撮影ではそれに近い値で動作させている。一方で高速で動く被写体をはっきり撮影したい場合には、シャッター開度ηを短くするとよい。そのため多くの動画カメラでは、撮影条件にあわせ、シャッター開度ηを各種の値に設定できるようになっていて、撮影の都度、適当な値で使用される。

受信された信号は距離や光学系に起因する強度変化、あるいは周辺光や受光素子に起因する雑音の重畳を無視したとして、次の２種類の改変を受ける。

（１）受光素子が０≦ｔ≦ηＴｐの時間で光源の光を積分していることにより、受信波形は送信波形に比べ変化を生じる。
（２）積分結果はＴｐごとにＡＤ変換され、離散信号として出力される。ビデオフレーム周期Ｔｐの逆数ｆｐは信号変化のサンプリング周波数とみなすことができるが、それは信号源の基本周波数のたかだかｍ倍である。このため変調信号のうちナイキスト周波数を超える成分、すなわち変調波形の高調波β_ｋのうち、ｋ≧ｍ／２となる成分はサンプリングの結果、折り返し雑音となり、検出信号を変化させる。

本発明に係る実施形態１は、両者の影響を精密に追跡し、それを補正しつつ信号検出をすることを特徴としている。両者の補正について詳しく見る。

積分動作による信号変化の補正．
動画カメラの受光素子は信号源の波形ｂ（ｔ＋δＴq）を時間幅０≦ｔ≦ηＴｐで積分しているとみなすことができる。上記時間幅だけ信号を切り取り、積分することは、数式的には時間幅ηＴｐの矩形窓を信号波形に乗じて畳み込むことにほかならない。ここで、０≦δ＜１は送信信号と受信する動画カメラ動作の開始時間差つまり動作位相差であり、動画カメラが少し遅れる場合を正の値にとるものとしている。光源と動画カメラ動作の間に何らかの同期化機構を置くとδ＝０とできるが、そうでない場合は非零のδが存在する。

光源はカメラフレームのｍ倍の周期で動作していることから、カメラ受光素子からは光源の明るさについて、データ信号ｃ_１，ｃ_２，…ｃ_ｍのｍフレーム分の情報を得ることになる。このデータ信号ｃ_１，ｃ_２，…，ｃ_ｍをＴｑ＝ｍＴｐを基本周期としてフーリエ変換したものは、このあとで述べる折り返し雑音による改変を無視すれば、その係数Ｂ_ｋは次式で表される。

上式は、動画カメラの撮像素子の積分動作が時間幅ηＴｐの矩形窓の畳み込みであり、それはフーリエ変換した式上では時間窓をフーリエ変換したもの
ともとの波形のフーリエ級数β_ｋの乗算となること、及び信号源の遅延δＴｐは遅延因子
の乗算であることから理解できる。光源と動画カメラの間に同期化機構を導入し、δ＝０とすれば、この式は次式と簡略化できる。

光源と動画カメラの動作位相の問題は、上記乗算因子の有無であり、数式に大きな差異はない。そこで以下の考察では簡単のため、δ＝０が成立していると仮定して行う。そうでない場合の考察は詳細後述する。

係数Ｂ_ｋからあらためてその積分された時間波形Ｂ（ｔ）を次式の逆フーリエ変換により再構成できる。

動画カメラの撮影フレームにｍフレームにわたり記録された光源の明るさ（データ信号の強度）ｃ_１，ｃ_２，…，ｃ_ｍは次式で表される。

ｃ_ｉ＝Ｂ（（ｉ−１）Ｔｐ）；ｉ＝１，２，…，ｍ

時間波形Ｂ（ｔ）から光変調信号の波形ｂ（ｔ）を完全に復元できれば、原信号のすべての情報を得られる。しかし、式（４）はｓｉｎｃ（πηｋ／ｍ）の因子を含み、この関数はｋの絶対値の増大とともに値を減じる。あるいはηｋ／ｍが整数値ないしはその近傍の値となっても、零ないし小さな値となる。その際、原信号情報の一部は失われてしまい、変調信号ｂ（ｔ）の復元は困難ないし不可能となる。よって、ここでいう補正とは、必ずしも原信号の完全な復元ではなく、シャッター開度ηの積分動作により信号がどのような改変を受けるかを式（２）ないし式（３）により正確に知りつつ、復号プロセスでそれを利用して行う通信システムを提供することにある。

折り返し雑音の補正．
Ｔｑ＝ｍＴｐを基本周期とする光源の変調波形は、動画カメラによりデータ信号ｃ_１，ｃ_２，…，ｃ_ｍのｍ個の出力値に変換される。動画カメラ動作をサンプルレートｆｐ＝１／Ｔｐの信号サンプリングと見なせば、データ信号ｃ_１，ｃ_２…の系列は実信号である変調信号ｂ（ｔ）の積分により改変された時間波形Ｂ（ｔ）が、さらに動画カメラのビデオフレームによりサンプリングされたものである。ここで想定しているビデオフレームレートは光源の変調基本周波数にごく近いことから、フレーム出力は折り返し雑音の影響を強く受ける。

ここで、時間波形Ｂ（ｔ）はｆｑ＝１／Ｔｑを基本周波数とする繰り返し波形で線スペクトルになっている。時間波形Ｂ（ｔ）を構成する調波成分の一部はビデオフレームレートのナイキスト周波数±ｆｐ／２の外側にあり、また基本周波数をフレームレートの整数分の１に選んでいることから、ナイキスト周波数の外側の調波成分はサンプリングにより折り返し、折り返した線スペクトルは、ナイキスト周波数±ｆｐ／２の範囲内にある線スペクトルとすべて重なりあい、新しい有限個（たかだかｍ個）の線スペクトル系列に変換される。

積分動作による変調信号ｂ（ｔ）から時間波形Ｂ（ｔ）への変換が非可逆であったように、この折り返し雑音による情報改変も非可逆過程であり、調波情報の欠落を伴う。よって、上述の「積分動作による信号変化の補正」で指摘したように、意図するのは、残留した情報の性質を正しく理解し、それを情報伝送通信に役立てることである。

ここで、ｃ（ｔ）という仮想正弦波を導入する。それはその周波数成分がナイキスト周波数−ｆｐ／２≦ｆ≦ｆｐ／２の範囲にすべて収まっており、次式の関係を満たす関数とする。

ｃ_ｉ＝Ｂ（（ｉ−１）Ｔｐ）＝ｃ（（ｉ−１）Ｔｐ）

時間波形Ｂ（ｔ）は一般にフレームレートのナイキスト周波数を超える周波数成分をもつため、仮想正弦波ｃ（ｔ）はこれとは異なるものである。時間波形Ｂ（ｔ）と仮想正弦波ｃ（ｔ）の関係を以下で考える。

まず、折り返し雑音の関係を整理すると、次のような対応になることが理解される。

（正負の）整数ｋをｍで割れば、商であるｑと、０，１，２，…ｍ−１の剰余ｒを得る。負の整数ｋにおいても剰余は正にとり、ｋ＝ｑｍ＋ｒ、ただし剰余ｒ≧０の関係式を満たすものとする。すると、折り返し雑音の影響を考慮した有限個のスペクトル値ｓ_ｒ（ｒ＝０，１，２，…，ｍ−１）は次式で表される。

ここで、さらに、スペクトル値ｓ_ｒと仮想正弦波ｃ（ｔ）のスペクトルの複素フーリエ係数Ｃ_ｋの関係について述べる。

（Ａ）ｍが奇数の場合：ｒ＝０のスペクトル値ｓ_０はＣ_０（直流分）である。また、１からｒ＜ｍ／２までのスペクトル値ｓ_ｒはＣ_ｒに対応する。さらに、ｍ／２を超え、ｍ−１までのスペクトル値ｓ_ｒは、複素フーリエ係数Ｃ_ｒ−ｍの負の周波数成分に対応する。

（Ｂ）ｍが偶数の場合：スペクトル値ｓ_ｒと複素フーリエ係数Ｃ_ｋとの対応は奇数の場合に準じるが、そのほかにｒ＝ｍ／２のスペクトル値ｓ_ｒが生じる。これはＣ_ｍ／２かつＣ_−ｍ／２の成分であり、ナイキスト周波数と一致しているため、同じスペクトル値となる。

フレームの観測系列からのフーリエ係数Ｃ_ｋの抽出．
フーリエ係数Ｃ_ｋは発光波形のフーリエ変換を撮像素子の特性とサンプリングの折り返し雑音から得る方法のほか、ｍ個の連続する動画フレームで観測した光源の明るさの観測値ｃ_１，ｃ_２，…，ｃ_ｍから次式によっても得られる。

ただし、添え字ｋはゼロを含む正負の整数であり、−ｍ／２≦ｋ≦ｍ／２を満たすものである。これは、ｍ点の離散フーリエ変換（以下、ＤＦＴという。）として知られている演算であり、その記号を使い、次式と表すことができる。

Ｃ_ｋ＝ＤＦＴ_ｍ［ｃ（ｔ）］

ここで、仮想正弦波ｃ（ｔ）はその周波数スペクトルがすべて±ｆｐ／２の中に入っている時間波形であり、ｔ＝０，Ｔｐ，２Ｔｐ，…，（ｍ−１）Ｔｐのｍ点において、仮想正弦波値ｃ_ｉと一致するものである。すなわち、仮想正弦波値ｃ_ｉ＝ｃ（（ｉ−１）Ｔｐ）である。任意のｃ_１，ｃ_２，…，ｃ_ｍを指定するとこのような仮想正弦波ｃ（ｔ）が唯一に定まることはサンプリング定理の教えるところである。

情報送信装置が送る変調波形ｂ（ｔ）は積分による改変を受け、またビデオフレームのサンプリングによる影響を受け、その形では情報受信装置に届かない。しかし、情報送信装置は、情報受信装置が使用するシャッター開度ηについて知識があると仮定すれば、それが仮想正弦波値ｃ_１，ｃ_２，…，ｃ_ｍとしてどう情報受信装置に伝わるか予想することができる。特に、仮想正弦波値ｃ_１，ｃ_２，…，ｃ_ｍから再構成される仮想正弦波ｃ（ｔ）は、実在しない波形であるが、以下で述べるように有限個の正弦波の重ね合わせ（重複）である。

本実施形態１に係る情報送信装置はｂ（ｔ）を送り出すのではなく、「仮想正弦波ｃ（ｔ）を送信情報で変調して送り出す」と考えれば、それは完全な形で情報受信装置に届く。これが本発明の実施形態１の骨子である。ｃ（ｔ）は正弦波的性質をもつため仮想正弦波と呼ぶことにする。またこれは、通常の正弦波搬送波とみなし、変調をかけることができるため、その用途では「仮想正弦キャリア」と呼ぶことにする。

仮想正弦波．
−ｍ／２≦ｋ≦ｍ／２の範囲にあるｍ個のフーリエ係数Ｃ_ｋを使い、ｃ（ｔ）を次式の関係式により求めることができる。

式（７）はｍ点の逆離散フーリエ変換として知られている操作であり、次式として表すことができる。

ｃ（ｔ）＝ＩＤＦＴ_ｍ［Ｃ_ｋ］

実数の観測系列（仮想正弦波値）ｃ_１，ｃ_２，…，ｃ_ｍから構成したフーリエ係数Ｃ_ｋは複素数であるが、必ずＣ_−ｉ＝Ｃ_ｉ ^＊の関係にある。ただし、＊は複素共役を表す。その性質から、非負の添え字をもつフーリエ係数のみを使い、逆離散フーリエ変換は次式のごとく表現してもよい。

（Ａ）ｍが奇数の場合：

（Ｂ）ｍが偶数の場合：

ただし、ここで［ｍ／２］はｍ／２を超えない整数であり、また、｜Ｃ_ｋ｜、∠Ｃ_ｋはそれぞれ、複素数Ｃ_ｋの絶対値及び偏角である。Ｃ_０、及びｍの偶数のとき存在するＣ_ｍ／２は必ず実数である。実数信号による仮想正弦波ｃ（ｔ）は、直流分と、［ｍ／２］個の正弦波と、ナイキスト周波数成分の和に唯一に分解できる。

仮想正弦波の変調及び復調．
仮想正弦波ｃ（ｔ）は光源の変調信号ｂ（ｔ）から、それが動画カメラの撮像素子で受ける「積分による波形変化」、「折り返し雑音の結果」として理論的に求めることができる。また、実際に変調波形を撮像素子の連続するｍ個のフレーム出力（仮想正弦波値）ｃ_１，ｃ_２，…，ｃ_ｍからＤＦＴ（Discrete Fourier Transformation）演算により求めることもできる。雑音等の影響を無視すれば両者は一致する。

仮想正弦波は振幅、位相などの性質を持った正弦搬送波と考えることができる。光源に対する変調は、（実波形でなく）仮想正弦波に対する振幅ないし位相の変調と考えることができる。そして、それ（仮想正弦波に対する振幅及び位相の変調）は受信したフレーム列ｃ_１，ｃ_２，…，ｃ_ｍをＤＦＴ演算することで、フーリエ係数から復調することができる。

仮想正弦波ｃ（ｔ）を構成するスペクトルの振幅、位相成分は、直流分及びナイキスト周波数成分の振幅まで含めるとｍ種類あり、直交する軸として独立である。光を使った通信では、変調により情報をこれらｍ種類の軸に同時に乗せて行うことができる。

次いで、本発明の実施形態１の具体的構成方法について以下に説明する。

３周期法．
本発明に係る実施形態１により可視光通信を行う場合の具体的手法を説明する。デジタル情報の伝送はシンボルの伝送により行われ、１シンボルは１０ビットほどのデジタル情報に対応するものとする。また、情報伝送はシンボルの集まりであるパケットにより行われる。

図１は本発明の実施形態１に係る情報伝送システムにおいて用いるパケットの構成例を示す図である。図１において、１つのパケットは、０〜数１０シンボルのプリアンブル５１と、任意長のデータ５２と、オプションのフレームチェックシーケンス（以下、ＦＣＳという。）５３とから構成される。

プリアンブル５１は、あらかじめ決まっているシンボルの系列であり、多くの場合、同一シンボルを繰り返し送出する。情報受信装置の受信感度を補正し、また情報送信装置の光源の発光と情報受信装置の同期をとるために付加される。動画カメラには信号源からの信号のほか、背景光もあわせて受信されるが、その強度もプリアンブルにより確認して補正できる。データ５２のシンボルを情報受信装置のバッファメモリにおいて一定量蓄積し、そこにある既知のシンボルを解析することによっても同期をとることができるため、そのような手法を用いる場合はプリアンブルを省略できる。データ５２は任意長のシンボルからなり、実質的な伝送データを担う。ＦＣＳ５３は例えば誤り検出／訂正のための付加情報で、その必要のある場合のみ付加される。

ＬＥＤ光源からの変調信号ｂ（ｔ）は図１のパケット構造に沿って生成される。

図２Ａは実施形態１に係る情報伝送システムにおいて用いる変調信号ｂ（ｔ）の波形例を示す波形図である。変調信号ｂ（ｔ）の一例を図２Ａに示すが、プリアンブル５１のシンボルは直流分を変えながら生成していて、これにより情報送信装置と情報受信装置間で通信に必要なシンボル同期を確立し、また背景光のレベルを確認しつつ、また、情報送受信装置間で感度補正を行うことができる。プリアンブルを受信した後の受信側の動画カメラから出力されるフレーム出力信号ｃ_１，ｃ_２，ｃ_３は、プリアンブルで得られた情報にもとづき背景光レベル補正、受信感度補正が実施されているものとする。

ここで、動画カメラのフレーム周期と発光の基本タイミング周期は１：ｍの比をもって同期しているものとする。ｍは１以上の任意の整数としてよいが、ｍ＝１では実数の直流分しか伝送できず、またｍ＝２では直流に加えてナイキスト周波数成分（これも実数）しか伝送できず、いずれもフーリエ係数は実数であるため、位相変調をかけられない。よって本発明の効果を十分に発揮するには位相振幅変調を可能とする仮想正弦波を含むようｍ≧３に選ぶとよく、その一番簡単な場合として以下にｍ＝３の例を示す。３フレーム単位でシンボル伝送をするため、これを「３周期法」と呼ぶことにする。

図３Ａは実施形態１に係る情報伝送システムにおいて完全同期動作時の変調信号ｂ（ｔ）と動画カメラのシャッター動作のタイミングとの関係を示すタイミングチャートである。また、図３Ｂは実施形態１に係る情報伝送システムにおいて部分同期動作時の変調信号ｂ（ｔ）と動画カメラのシャッター動作のタイミングとの関係を示すタイミングチャートである。ここで、発光と動画カメラの同期動作については、以下の２つの場合を想定する。
（図３Ａ）完全同期動作；
（図３Ｂ）部分同期動作。

完全同期動作は、発光の切り替わりタイミングと動画フレームのシャッタータイミングが位相を含めて一致している場合である。情報フレームのプリアンブルを使用して発光とシャッターの位相差を検出し、それによりシャッタータイミングを調整することでこの同期を達成できるが、シャッターリリース時刻の調整機構をもつ動画カメラを使用しなければならない。

部分同期動作においては、発光周期とカメラフレーム周期は１：ｍで同期しているが、その動作に位相差δだけを伴う。発光周期とカメラフレーム周期がそうなっていて、しかし、シャッターリリース時刻の調整機構のない動画カメラでその発光を記録したとすれば、部分同期動作による記録となる。部分同期動作の場合には、一般に記録されるフレームの中にシンボルの切り替えタイミングで撮影されるものがある。それはシンボルの記録としては壊れたフレームとなり、復号を困難にする。その対策は詳細後述する。以下、簡単のため完全同期動作の場合で説明する。

完全同期動作ないし部分同期動作において、ある時点で情報送信装置と情報受信装置間のタイミングずれを確認して補正できたとしても、両者の動作クロック周波数にわずかなオフセット（ずれ）があると、長い間にはオフセットが蓄積し、タイミングずれ量がさらに変化してくる。しかし、この発明の可視光通信では、数秒程度の継続時間の短い通信パケットを想定しているので、オフセットの蓄積は軽微であり、そのような場合、特にそれを補正する同期機構は使用しなくてよい。

ｆｐ＝６０（６０フレーム／秒）の市販の動画カメラで、ｆｑ＝ｆｐ／ｍ＝６０／３＝２０Ｈｚの矩形波の発光を撮影するものとする。この矩形波は２０Ｈｚを基本周波数として、その奇数次高調波及び直流からなるものである。

図２Ｂは実施形態１に係る情報伝送システムにおいて用いる矩形波の変調信号ｂ（ｔ）の波形例を示す波形図である。また、図２Ｃは実施形態１に係る情報伝送システムにおいて用いる時間波形Ｂ（ｔ）及び仮想正弦波ｃ（ｔ）の波形例を示す波形図である。

図２Ｂの矩形波ｂ（ｔ）を撮影すると、動画カメラの撮像素子の積分動作の影響を受け、記録される信号変化の時間波形Ｂ（ｔ）は図２Ｃに示すものになる（図２Ｃの折れ線）。ここでは仮にシャッター開度η＝１にとった。時間波形Ｂ（ｔ）の一周期分を示している。ビデオフレーム３フレーム分に相当する、２０Ｈｚの繰り返し波形である。また実際のフレーム出力はこの波形の３点、Ｂ（０）、Ｂ（Ｔｐ）、Ｂ（２Ｔｐ）をサンプリングすると得られ、それらをそれぞれ以下、ｃ_１，ｃ_２，ｃ_３と表す。

図２Ｃにおいて、積分の影響を受けた時間波形Ｂ（ｔ）と、それをビデオフレームごとにサンプリングした仮想正弦波値ｃ_１，ｃ_２，ｃ_３を図示しており、図２Ｃの点線は仮想正弦波値ｃ_１，ｃ_２，ｃ_３を通る仮想正弦波ｃ（ｔ）を表す。図２Ｃにおいて、情報送信装置の光源から動画カメラの撮影動作までの時間遅延はないものとし、つまり「完全同期動作」であるとして、δ＝０で示した。「部分同期動作」で、δ≠０の遅延時間をもつ場合は、図２Ｃの時間波形Ｂ（ｔ）を位相差δ（図３Ｂ参照）だけ周回的に左シフトして考えればよい。

動画カメラは基本周期２０Ｈｚを有する時間波形Ｂ（ｔ）をサンプル周波数６０Ｈｚでサンプリングしていると考えてよい。サンプリングのナイキスト周波数は６０／２＝３０Ｈｚである。従って、動画カメラから出力されるフレーム出力信号における各フレーム先頭値のデータ信号（仮想正弦波値）ｃ_１，ｃ_２，ｃ_３は時間波形Ｂ（ｔ）でなく、そのスペクトルが、０（直流）、２０Ｈｚ、−２０Ｈｚの３つの周波数において周波数成分であるスペクトル値ｓ_０，ｓ_１，ｓ_２を有するデータ信号ｃ（ｔ）として表すことができる。従って、時間波形Ｂ（ｔ）をフーリエ変換したフーリエ係数Ｂ_ｋから次式として求めることができる。ここで、ｑは整数である。

あるいはこれらのスペクトル値ｓ_０，ｓ_１，ｓ_２は、動画カメラのフレーム出力信号であるデータ信号（仮想正弦波値）ｃ_１，ｃ_２，ｃ_３から次式を用いて求めることができる。

ここで、
であり、１，ω，ω^２は３次の円周等分方程式ｚ^３＝１の３根である。ω^２＝ω^＊（複素共役）なので、情報受信装置における実数の観測値ｃ_１，ｃ_２，ｃ_３について、次式が成り立つ。

ｓ_２＝ｓ_１ ^＊

情報受信装置において、実数の観測値ｓ_０，ｓ_１，ｓ_２を時間波形に逆離散フーリエ変換し、仮想正弦波ｃ（ｔ）を求めることができる。図２Ｃには仮想正弦波（点線）も重ねて表示しているが、少なくとも時刻０，Ｔｐ，２Ｔｐの３点で時間波形Ｂ（ｔ）と一致している。ただし、ここで送信に使用した矩形波では、波形の対称性から一致点はもう３点ある。複素フーリエ係数Ｂ_ｋから理論的に求めた、及び動画カメラから出力されたデータ信号から求めたスペクトル値ないし仮想正弦波ｃ（ｔ）は雑音等の影響を除けば一致することになるので、この原理により光源の矩形波に振幅位相変調をかけ、これを仮想正弦波（ｓ_１ないしｓ_２成分）への振幅位相変調と読み替えることで、仮想正弦波を介在した情報伝送を行うことができる。

まず、以上の３周期法を用いて情報通信する情報伝送システムについて以下に説明する。

図４Ａは実施形態１に係る情報伝送システム３００の構成例を示すブロック図である。また、図４Ｂは図４Ａの情報送信装置１００の構成例を示すブロック図である。さらに、図４Ｃは図４Ａの情報受信装置２００の構成例を示すブロック図である。

図４Ａにおいて、実施形態１に係る情報伝送システムは、情報送信装置１００と、情報受信装置２００を備えた例えばスマートフォン４００とを備えて構成される。情報送信装置１００は、送信信号処理回路１１０と、駆動回路１３と、ＬＥＤ１４とを備える。送信信号処理回路１１０は、伝送情報データのデジタル信号に基づいて変調信号ｂ（ｔ）を発生して、駆動回路１３に出力する。駆動回路１３は変調信号ｂ（ｔ）を増幅してそれを駆動信号としてＬＥＤ１４に印加することで、ＬＥＤ１４を変調信号ｂ（ｔ）に従って発光させる。発光された可視光信号は、スマートフォン４００の動画カメラ２１により撮像される。

スマートフォン４００は、動画カメラ２１と、受信信号処理回路２１０と、ディスプレイ４１０とを備える。動画カメラ２１は、上記可視光信号を受光して撮像して、フレーム出力信号ｃ_１，ｃ_２，ｃ_３を受信信号処理回路２１０に出力する。受信信号処理回路２１０は入力されるフレーム出力信号ｃ_１，ｃ_２，ｃ_３に対して上述の復調処理を行うことで元の伝送情報データのデジタル信号を復調してディスプレイ４１０に出力して表示する。

図４Ｂの情報送信装置１００は、送信信号処理回路１１０と、駆動回路１３と、ＬＥＤ１４とを備えて構成される。ここで、送信信号処理回路１１０は、ビット分割回路１１と、変調回路１２とを備える。ビット分割回路１１は、入力される伝送情報データであるデジタルデータ信号のビット列から以下の３つのビットデータ群を取り出し、ひとつのシンボルとする。
（１）直流分バイアス変調のためのビットデータ（例えば、３ビット）；
（２）振幅変調のためのビットデータ（例えば、４ビット）；
（３）位相変調のためのビットデータ（例えば、４ビット）。

この動作を繰り返すことで伝送ビット列はシンボルを構成するビット列、すなわちシンボル列に変換される。入力ビット列の末端についても、必要なら適当な空白ビットを補うことで、シンボル列として完結させる。

変調回路１２は入力されるシンボルのビットデータに従って、上記３周期法に基づいて直流分バイアス変調、振幅変調、位相変調（なお、後者の２つの変調を合わせてＱＡＭ変調という。）を行って変調信号ｂ（ｔ）を発生して駆動回路１３に出力する。ビット分割回路１１はシンボルのエンコーダであり、その出力の｛直流バイアス値、振幅値、位相値｝の組をもって、伝送するシンボルを唯一に特徴づける。駆動回路１３は変調信号ｂ（ｔ）を増幅してそれを駆動信号としてＬＥＤ１４に印加することで、ＬＥＤ１４を変調信号ｂ（ｔ）に従って発光させて、発光された可視光信号をスマートフォン４００の動画カメラ２１に放射する。

図４Ｃの情報受信装置２００は、動画カメラ２１と、ＤＦＴ演算回路２２と、信号分離回路２３と、符号語ＲＯＭ２４と、シャッター開度補正回路２５と、照合回路２６とを備えて構成される。動画カメラ２１は入射される可視光信号を受信して撮像処理を行うことで、フレーム出力信号及びシャッター開度を示すシャッター開度信号を発生してそれぞれ、ＤＦＴ演算回路２２、シャッター開度補正回路２５及び符号語ＲＯＭ２４に出力する。ＤＦＴ演算回路２２は入力されるフレーム出力信号ｃ_１，ｃ_２，ｃ_３に対してＤＦＴ演算を行ってスペクトルに変換してスペクトル値ｓ_０，ｓ_１，ｓ_２を演算して信号分離回路２３に出力する。信号分離回路２３は入力されるスペクトル値ｓ_０，ｓ_１，ｓ_２を、以下のデータ値に変換し、照合回路２６に出力する。
（１）直流分バイアス変調値に対応するフーリエ係数Ｃ_０；
（２）２０Ｈｚキャリアの振幅変調分に対応するフーリエ係数の絶対値｜Ｃ_１｜；
（３）２０Ｈｚキャリアの位相変調分に対応するフーリエ係数の位相値∠Ｃ_１。

符号語ＲＯＭ２４は、情報送信装置１００で送信可能な、例えば１１ビットデータに相当する２０４８種の全部のシンボルの変調信号ｂ（ｔ）に基づく仮想正弦波値ｃ_１，ｃ_２，ｃ_３に対応するフーリエ係数等Ｃ_０，｜Ｃ_１｜，∠Ｃ_１を予め格納しておき、信号分離完了のタイミングでこれらの参照信号のデータを、信号分離回路２３からの読み出し駆動タイミング信号（詳細後述）に応答してシャッター開度補正回路２５に出力する。シャッター開度補正回路２５は現在設定されているシャッター開度ηに対応して、符号語ＲＯＭ２４に格納されたフーリエ係数等Ｃ_０，｜Ｃ_１｜，∠Ｃ_１に対して式（２）ないし式（３）に基づき補正して、それぞれ補正後のフーリエ係数等Ｃ_０’，｜Ｃ_１｜’，∠Ｃ_１’として照合回路２６に出力する。照合回路２６は、受信した可視光信号のフーリエ係数等Ｃ_０，｜Ｃ_１｜，∠Ｃ_１を補正後のフーリエ係数等Ｃ_０’，｜Ｃ_１｜’，∠Ｃ_１’と照合することでシンボルを特定し、情報送信装置１００のビット分割回路１１の行ったエンコード動作の逆動作により復調デジタルデータとして出力する。

なお、図４Ｃの受信信号処理回路２１０（後述する実施形態１及び変形例を含む）の処理を、例えばスマートフォンなどの電子機器のＣＰＵ又はコンピュータにより実行されるプログラムとして実現して、当該プログラムを実行してもよい。

本発明者らの実験では、情報送信装置１００は送信シンボルをビット分解し、交流の位相振幅にσ_１＝８ビット（２５６区画）、直流レベルにσ_０＝３ビット（８レベル）を割りあてて送信する。変調波形は基本周期が２０Ｈｚの既知のスペクトルを持つものなら何でもよいが、例として矩形波を使用する。情報受信装置２００のカメラフレーム周波数は６０ｆｐｓで、シャッター開度をη＝０．５に固定して撮影する。３つの連続フレームから、式（７）で離散フーリエ変換することで、スペクトルを得る。矩形波のスペクトルは既知で、またそれがシャッター開度η＝０．５で積分される場合のスペクトル変化は式（２）ないし式（３）からわかるので、それを補正した符号語と照合すると、情報を複号できる。

図５は実施例１に係る送信信号処理回路１１０Ａの構成例を示すブロック図である。図４Ｂ及び図４Ｃでは、伝送ビットに対応して時間領域でｂ（ｔ）の波形を生成していたが、それを周波数領域で行うとすれば図５のようになる。

図５において、送信信号処理回路１１０Ａは、直流分バイアス変調器３１と、ＱＡＭ変調器３２と、加算器３３と、逆フーリエ変換器３４と、低域通過フィルタ３５とを備えて構成される。ビット分割回路１１は、入力されるデジタルデータ信号から、直流分バイアス変調のためのビットデータ（σ_０ビット）と、ＱＡＭ変調のためのビットデータ（σ_１ビット）とにビット分離してそれぞれ、直流分バイアス変調器３１及びＱＡＭ変調器３２に出力する。直流分バイアス変調器３１は入力されるビットデータ（σ_０ビット）を、バイアス変調に相当するフーリエ係数β_０と読み替えて加算器３３に出力する。ＱＡＭ変調器３２は入力されるビットデータ（σ_１ビット）に従って、周波数ｆｐ／３を有するキャリアを用いてＱＡＭ変調を行って、変調信号を加算器３３に出力する。ここで、ＱＡＭ変調とは、たとえば波形として基本周波数２０Ｈｚ、振幅１の矩形波に相当する複素フーリエ係数列β_ｋを用意しておき（調波の最大次数は矩形波波形を十分に表現できる範囲でとる）、振幅変調分だけ絶対値を増減し、位相変調分だけ調波次数に応じて偏角を増減する処理である。加算器３３は入力される２つの信号を加算して逆フーリエ変換器３４に出力する。逆フーリエ変換器３４は入力される調波信号に対して逆離散フーリエ変換を行って離散的な時間領域信号に変換し、変換後の信号を、変調で扱ったフーリエ係数β_ｋの最大調波成分を通過させ、それ以外の周波数を阻止する低域通過ろ波する低域通過フィルタ３５を通過させることで連続な変調信号ｂ（ｔ）を得る。

図６は実施例２に係る送信信号処理回路１１０Ｂの構成例を示すブロック図である。情報シンボルの種類は有限なので、図６に示すように、変調回路１２Ａの逆フーリエ変換器３４で生成されるべき変調信号ｂ（ｔ）の波形をあらかじめ計算し、変調波形ＲＯＭ４１に蓄積しておいて、送信時はそれをＤＡ変換により再生することでも同様の波形を作ることができる。

図６において、変調回路１２Ｂは、クロック発生器４０と、変調波形ＲＯＭ４１と、ＤＡ変換器４２と、低域通過フィルタ３５とを備えて構成される。ビット分割回路１１は入力されるデジタルデータ信号を所定のシンボルに対応する所定のビット長に分割し、パラレルデータの形で、ＲＯＭ読み出しのベースアドレスとして変調波形ＲＯＭ４１に出力する。変調波形ＲＯＭ４１は、クロック発生器４０からのクロックに応答してアドレスをインクリメントさせ、Ｔｑ時間分の時系列デジタルデータ信号として変調波形値（デジタル値）を読み出してＤＡ変換器４２及び低域通過フィルタ３５に通過させる変調信号ｂ（ｔ）を発生する。

図７は図４Ｃの情報受信装置２００により実行される情報受信処理を示すフローチャートである。図７において、ステップＳ１でバックグラウンドの直流バイアス電圧を検出し、ステップＳ２において信号検出用プリアンブルを検出したか否かが判断され、ＹＥＳのときはステップＳ３に進む一方、ＮＯのときはステップＳ１に戻る。ステップＳ３において、部分同期動作のときはプリアンブルに基づいて位相差δを検出し、ステップＳ４において受信したデータ信号を復号し、ステップＳ５において受信したＦＣＳに基づいてオプションの誤り検出／訂正処理を行う。さらに、ステップＳ６で復号データを出力する。ここで、ステップＳ２〜Ｓ５を通じて、受信で使用したシャッター開度ηを参照しながら、式（２）ないし式（３）に基づいてシャッター開度補正をほどこす。

図７の情報受信処理のステップＳ３の、プリアンブルからの位相差δの抽出について詳述する。プリアンブルでは基本的に同一シンボルを繰り返し送信している。情報送信装置１００からのプリアンブルを、位相差δをともなって受信した場合、動画カメラ２１からの３フレームずつのフレーム出力信号ｃ_１，ｃ_２，ｃ_３も同一内容の繰り返しとなる。それを図７の情報受信処理にもとづいて受信処理すれば、受信信号処理回路２１０の信号分離回路２３から出力される角度∠Ｃ１は、既知のプリアンブルシンボルの角度∠Ｃ_１の情報である角度∠Ｐ_１を２πδだけ移動させたものとなっている。よって位相差δを次式で求めることができる。

δ＝（∠Ｃ_１−∠Ｐ_１）／２π

この式でδ＜０となってしまった場合は、δ’＝δ＋１により、０≦δ＜１の範囲に修正する。δは情報送信装置１００と情報受信装置２００のタイミングずれに相当するが、それを補正することで部分同期動作でも同期通信が可能となる。受信信号処理回路２１０の信号分離回路２３からの出力信号のうち、毎シンボルについて出力角度∠Ｃ１を、∠Ｃ１−２πδと修正したのちに照合回路２６で照合処理を行うことで、情報送信装置１００と情報受信装置２００との間のタイミングずれδを補正し、タイミング同期をとりつつ受信できる。もし動画カメラ２１の撮像素子が、外部信号でシャッターリリース時刻を修正できる機構を持っていれば、このように検出した位相差δを動画カメラ２１にフィードバックし、パケットのデータ部を完全同期動作で受信することができる。

図８は図４Ｂの変調回路１２により水平面８ビット及び垂直軸３ビットでＱＡＭ変調された変調信号（ｍ＝３）の３次元コンステレーションを示す斜視図である。すなわち、図８はこれに沿って、実験的に本システムで可視光通信の送受信実験をした結果をシンボルのコンステレーションで表示したもので、２０Ｈｚの仮想正弦キャリアに対し行った２５６ＱＡＭの信号を完全に復号できている。さらに、直流分の軸方向にも３ビット８レベルの変調をかけているので、２５６ＱＡＭが８層に積層したｍ＝３次元のコンステレーションになっている。総合してシンボルあたり１１ビットの伝送を誤りなく実行できていることがわかる。１／２０秒で１シンボルの伝送をしており、またシンボルあたり２０４８値つまり１１ビットの伝送をしているので、伝送速度は２０×１１＝２２０ｂｐｓである。これは従来報告されているものより格段に高性能である。

一般のｍ周期法による通信．
ｍ＝４すなわち偶数の４周期法では２ｆｑに相当するスペクトル成分が加わるが、ナイキスト周波数は直流と同様に実数分のみもつスペクトルとなって、コンステレーションを４次元空間に配置できることになる。さらに一般のｍ周期法では、ｍ次元空間にシンボルの情報ビットを配置できる。

交流キャリアの位相と振幅に情報を乗せるのは無線通信で行われるＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）の原理であるが、その場合、独立に使用できる軸の数はキャリア数の２倍であった。光学通信ではそれに加え、直流軸及び（ｍが偶数の場合生じる）ナイキスト周波数軸にも情報を乗せることができる。いま例として解説している完全同期動作の可視光通信では、仮想正弦波を使う通信で、ｍ次元の全数のスペクトルに情報を乗せ、最も効率のよい通信を実施できる。

ただ、「部分同期動作」の通信システムでは、ナイキスト周波数の軸の使用は注意を要する。ナイキスト周波数軸は直流軸と似て、実数値をとり、そのキャリアに振幅変調をかけることができる。しかし送受信機の間で、発光タイミングとシャッタータイミングに位相差δがあると、ナイキスト周波数キャリアの信号は位相差δの影響を受け、その値を増減させる。これは直流キャリアに乗せた情報は位相差δの影響を受けないのと対照的である。位相差δの値によっては、ナイキスト周波数キャリアの検出が困難となる場合もある。よって部分同期動作のシステムにおいてはナイキスト周波数キャリアを情報伝送に積極的に使用するのは得策でない。ただしナイキスト周波数キャリアは位相差δに反応する性質はタイミング同期に有用である。それをパケットのプリアンブルに配置すれば、図７のフローチャートのＳ３において、復号されたナイキスト周波数キャリアの信号レベルを調べることにより、容易に位相差δを検出することができる。

図９は実施例３に係る送信信号処理回路１１０Ｃの構成例を示すブロック図である。図９は、多数キャリアを使う場合の変調波形生成について説明するための図であって、逆フーリエ変換を使って、周波数領域で波形合成する場合の構成図である。図９において、送信信号処理回路１１０Ｃは、ビット分割回路１１と、変調回路１２Ｃとを備えて構成される。ここで、変調回路１２Ｃは、直流分バイアス変調器３１と、ＱＡＭ変調器３２−１〜３２−（（ｍ−１）／２）と、振幅変調器３２−（ｍ／２）と、加算器３３と、逆フーリエ変換器３４と、低域通過フィルタ３５とを備えて構成される。ここで、振幅変調器３２−（ｍ／２）はｍが偶数であるときに設けられる。

図９において、ビット分割回路１１は入力されるデジタルデータ信号をビット分解することで、使用する周波数スペクトルの位相、振幅及び直流と、必要ならナイキスト周波数軸に情報ビットデータを割り振る。そのビット数はσ_０，σ_１，σ_２，…，σ_ｍ／２であり、シンボルあたりσ（＝σ_０＋σ_１＋σ_２＋…＋σ_ｍ／２）ビットの情報を伝達する。直流分バイアス変調器３１は入力されるビットデータ（σ_０ビット）に従ってバイアス変調を行って加算器３３に出力する。ＱＡＭ変調器３２−１は入力されるビットデータ（σ_１ビット）に従って、図５のＱＡＭ変調器３２の動作と同様に、周波数ｆｐ／ｍのキャリアを用いてＱＡＭ変調を行って変調信号を加算器３３に出力する。ＱＡＭ変調器３２−２は入力されるビットデータ（σ_２ビット）に従って、周波数２ｆｐ／ｍのキャリアを用いて、図５のＱＡＭ変調器３２の動作と同様に、ＱＡＭ変調を行って変調信号を加算器３３に出力する。ＱＡＭ変調器３２−３〜（（ｍ−１）／２）は以下同様にＱＡＭ変調を行って変調信号を加算器３３に出力する。ｍが偶数のときに設けられる振幅変調器３２―（ｍ／２）は入力されるビットデータ（σ_ｍ／２ビット）に従って、周波数（ｍ／２）ｆｐ／ｍのキャリアを用いてＱＡＭ変調を行って変調信号を加算器３３に出力する。

図９においては、変調器３１〜３２−（ｍ／２）により得られた周波数領域の変調信号を逆フーリエ変換で時間空間に変換し、低域通過フィルタ３５で補間することで、変調信号ｂ（ｔ）を得て、ＬＥＤ１４を変調して送信する。符号シンボルの種類が有限個であれば、あらかじめその計算を行い、十分高いサンプリング周波数でサンプリングし、変調波形ＲＯＭに格納してもよい。その場合、この情報送信装置はＲＯＭから信号の時間波形を読み取り、ＤＡ変換して送信することになる。情報受信装置は照合するスペクトルの種類は増加するが、基本的にｍ＝３の場合であった図２と同様の動作でよい。

ガードフレームの挿入（３＋１周期法）.
これまでの動作の説明は、光源の変化と動画カメラのシャッターリリース時刻の一致している「完全同期動作」で行った。しかし、市販の動画カメラはシャッターリリース時刻の微調整機能をもたないものが一般で、両者の動作位相は一致させることは困難で、「部分同期動作」を考慮しなければならない。例えばｍ＝３の部分同期動作で３フレーム長の信号を受信すると、発光とシャッターの位相差δ≠０の影響で、撮影３フレーム目の途中でシンボル符号が切り替わってしまう。３フレーム目は２種のシンボルの複合したものを撮影しており、つまり信号切り替わりを撮影した破損フレームとなり、これを使っては正常な復号はできなくなる。

これを避けるため、ｍ＝３にもかかわらず、４フレーム目に相当する信号を送出する。その冗長な４フレーム目をガードフレームと呼ぶことにする。ガードフレームには、変調信号ｂ（ｔ）として第１フレーム目の時間区間に送信したものと同じ波形を繰り返して送信する。部分同期動作の４フレーム目では、依然としてシンボルの切り替わりを撮影してしまい、破損フレームとなる。しかしそれは廃棄しても、受信者は正常な３フレームを得られる。こうすれば符号切り替わりの破損フレームを避け、必ず正常な３フレームを選出し、復号できる。これを「３＋１周期法」と名付ける。

ガードフレームは情報伝送には冗長であり、その挿入により、３周期法の実施例での情報伝送速度２２０ｂｐｓは、その３／４である１６５ｂｐｓに低下する。

ガードフレームは、無線のＯＦＤＭ通信システムにおいて、符号切り替わり部がマルチパスの重畳で壊れているのを避けるため挿入しているガードインターバルと同様の機能をもつため、それにちなむ命名である。ガードフレーム挿入により、３周期法は３＋１周期法へと修正される。ガードフレーム挿入は光源とカメラを「部分同期動作」で使うのに適当な手法で、新規な発明である。

ガードフレームを使用する場合のパケットのプリアンブルについて補足する。プリアンブルは通常同一シンボルの連続送信であるため、その中でシンボルの切り替わりは生じず、破損したフレームを受信することはない。そのため３＋１周期法のガードフレーム挿入は、パケットのデータ５２とＦＣＳ５３（図１）に対してのみ行い、プリアンブルは３周期法のまま送出してよい。上述した手法（図７）で情報送信装置と情報受信装置間のタイミング位相差δを検出できる。あるいは、プリアンブルにもあえて３＋１周期法を適用することもできる。この場合、連続シンボル送出をしているプリアンブル部のみ、４周期波形として扱うことができ、偶数周期なのでナイキスト周波数キャリアが検出される。そこで上述のナイキスト周波数キャリアにもとづくタイミング位相差の検出（図７）を実施できる。

フリッカーの低減．
可視光通信は光源の強度を変化させて行うが、場合によるとその強度変化を肉眼でも見ることになる。デジタルサイネージなどでこの発明による可視光通信を行う際は、通信の信号光源面積は小さくてよく、フリッカーはあまり問題とならないが、部屋の主照明にこのような変調をかけて可視光通信を行うと、現場にいる人はたいへん不愉快なフリッカーを経験することになる。仮想正弦波の性質を使うと、フリッカーを低減した変調を行うことができる。

疲労試験のフリッカーテストの結果を援用すれば、フリッカーとして肉眼に見てとれるのは、おおむね５０Ｈｚ以下の周波数成分である。仮想正弦波の通信は、変調光源のスペクトルを、折り返しノイズの効果で低い周波数に変換したものである。よって、物理的な低周波成分を含まない変調光で、肉眼でフリッカーを確認できないものでも、仮想正弦波として直流を含む情報搬送波を得られるよう、変調信号を合成できる。フリッカーを低減しつつ、大きなシャッター開度で感度よく、ノイズの少ない状態でカメラを使って可視光通信できることも、本発明に係る実施形態１のもたらす特有の効果である。

フレームレート６０ｆｐｓのｍ＝３の通信では、仮想正弦波として、直流成分のフーリエ係数Ｃ_０と交流周波数２０Ｈｚのフーリエ係数Ｃ_１というスペクトル成分を使い、通信する。これらは直接送信すれば、いずれもフリッカーとして肉眼に見えるものとなる。しかし本発明に係る実施形態１の通信は、高い周波数成分がビデオフレームのサンプリングで周波数変換されることを前提としているので、送信は物理的に高い周波数キャリアで行い、フリッカーを認知させないようにしておいて、受信はそれが折り返し雑音で変換された直流成分のフーリエ係数Ｃ_０と交流周波数２０Ｈｚのフーリエ係数Ｃ_１で行うことができる。

情報送信装置で使用するスペクトル値は例えばζ_０（直流）、ζ_１（１２０Ｈｚ）、ζ_２（１４０Ｈｚ）であるものとする。スペクトル値ζ_０とζ_１はフレーム周波数６０Ｈｚの整数倍であるので、情報送信装置にとっては、いずれも直流として検出される。スペクトル値ζ_２の周波数は６０で割ると２０Ｈｚ余る周波数であるので、情報受信装置にとってはフーリエ係数Ｃ_１の２０Ｈｚスペクトルとして検出される。

情報伝送はスペクトル値ζ_１とζ_２を直流及び２０Ｈｚキャリアとして扱い、これを情報ビットで変調して行う。ただし、ＬＥＤの発光は負の値にはできないため、全符号語について、その振幅値が負になることのないよう、一定のバイアス値ζ_０を加える。このバイアス値ζ_０は送信の全過程で一定値なので、フリッカーにならない。また、スペクトル値ζ_１とζ_２は、正常な人のフリッカー検出限界を超える周波数なので、フリッカーにならない。よって、このように設計した符号語を使えば、フリッカーを軽減した通信を実現できる。

以上の実施形態１において、スマートフォン４００について説明しているが、本発明はこれに限らず、スマートフォン４００に代えて、パーソナルコンピュータなどの電子機器に適用してもよい。

実施形態２．
実施形態２に係る発明について、実施形態２の一部の構成を実施形態３及び４において用いるためにここに開示する（例えば、特許文献７参照）。実施形態２では、市販の一般的なＣＭＯＳカメラを使用しつつ、従来技術に比較して短時間でしかも高精度で同期タイミングを検出することができる同期タイミング検出システム等を開示する。まず、本発明に係る実施形態２が解決しようとする問題点及び目的について以下に説明する。

電波や音波を使用し、移動端末と位置のわかったビーコンとの間の伝搬遅延時間を測定すれば、伝搬速度を既知として距離がわかり、多点測量により移動端末の座標値を決定できる。屋外ではマイクロ波を使用し、衛星をビーコンとしたＧＮＳＳ（Global Navigation Satellite System：ＧＰＳに代表される衛星測位システム）の利用が普及しているが、その電波の届かない屋内では、音波を使用したシステムの使われることが多い。音波としては非可聴の超音波や、利用者に不快感を与えない高域可聴音などの使用が提唱されている。

近年、スマートフォンやタブレット端末のようなスマート端末（多機能端末）の一般化により、屋内においてその位置を精密に計測し、建物内の案内など、位置に依存するサービスを提供したいという要望が多い。それらスマート端末は可聴音域のマイクロホンを装備していることから、１５ｋＨｚ〜２２ｋＨｚ程度の高域可聴音の音波を使うと、特に付加装備なしに、また測定音響で使用者を煩わせることなしに、多点測量による測位を実施できる。

伝搬遅延に基づく多点測量の原理にはＴＤｏＡ（Time Difference of Arrival）とＴｏＡ（Time of Arrival）の２種がある。ＴＤｏＡ計測はビーコン系と被計測スマート端末の間に時刻同期の成立していない場合に採用される方式で、三次元計測なら、その三次元座用（ｘ，ｙ，ｚ）に加え、時刻ｔも未知数として扱う。そのため未知数の総数に対応し最低４台のビーコンを使用する。また、ＴｏＡ計測は両者の時刻同期の成立している場合に採用される方式である。全システム要素は共通の時計をもち、スマート端末はビーコンからいつ音波が発信されるかを既知とする。よって音波到着の時刻からその伝搬時間を直接に抽出でき、三次元計測には未知数（ｘ，ｙ，ｚ）と同数の３台のビーコンがあればよい。

ＴＤｏＡとＴｏＡの計測性能上の優劣は、単に必要ビーコン数だけではない。計測原理から、ＴＤｏＡではスマート端末の位置を、固定ビーコンを焦点とする双曲線の交点として求める。それに対しＴｏＡでは固定ビーコンを中心とする円の交点として求める。両者の幾何学的性質の違いから、ＴＤｏＡ計測は計測精度が計測信号源の方向（距離方向）で劣化する現象が知られている。ＴＤｏＡ計測を行っているＧＮＳＳを使うカーナビで、経度緯度情報は比較的良好だが、高度情報は対して大きな誤差を伴うことは周知である。

発明者の予備実験では、１７ｋＨｚ程度の高域可聴音を使ったスマート端末の測位で、ビーコンから数メートルの距離において、ビーコンの横方向（アジマス方向）では２．５ｃｍ程度であった計測精度が、ビーコンに対する距離方向（レンジ方向）では２０ｃｍ程度と１０倍ほど悪化した。もしスマート端末とビーコンで時刻同期が成立していれば、ＴｏＡによる計測をでき、同一の条件で、レンジ方向においてもアジマス方向と同程度の精度での計測を実施できたものと考えられる。

ＴｏＡ計測を実施するためには、スマート端末とビーコンシステムの間の時刻同期機能を準備するが、時刻同期精度が悪いと位置計測精度はそれに起因してかえって劣化する。もし測位システムとしての精度目標を数センチメートルにとり、同期精度はそれに大きな影響を与えない数ミリメートル程度に抑えようとすれば、空気中の音速と勘案して、時刻同期機能は１０マイクロ秒内外の精度で時刻同期を行わなければならない。

発明者らはかつて、その精度要求を満たす測位用同期システムとして、ＰＣ間の時刻同期プロトコルを利用したＮＴＰ方式を提案した（特許文献４参照）。しかし、ＮＴＰ方式では移動端末のクロック周波数を通信により推定し、それをシステム側と合わせる処理を行うため、同期成立まで、数分間〜数１０分間の同期通信を行う必要があった。また割り込みの伴うソフトウェア処理をするため、情報処理の時間遅れに不定さが伴い、精度を劣化させる。それを低減するためにも一定時間の通信による統計的平均化を必要とした。これらのことから、スマート端末のような、その場ですぐ計測を開始する要求のある場合には使用が困難であった。

図１０は本発明の実施形態２に係る測位システムの構成を示すブロック図である。図１０において、実施形態２に係る測位システムは、送信装置６００と受信装置７００とを備えて構成される。ここで、送信装置６００は、変調光源５０１と、変調光源５０１の近傍において（実質的に同一の位置において）互いに所定の距離だけ離隔された例えば３個のスピーカＳ５０１，Ｓ５０２，Ｓ５０３と、変調光源５０１及びスピーカＳ５０１〜Ｓ５０３の動作を制御する計測コントローラ５０２とを備えて構成される。受信装置７００は、ローリングシャッター効果を有するＣＭＯＳビデオカメラ（なお、ローリングシャッター効果を有するビデオカメラであれば、ＣＭＯＳカメラでなくてもよい）５０４及びマイクロホン５０５を備えた被測定スマート端末装置５０３（例えば、スマートフォンである）を備えて構成される。実施形態２に係る測位システムは、変調光源５０１からの変調光と、スピーカＳ５０１〜Ｓ５０３からの音響信号に基づいて、被測定スマート端末装置５０３によりそれらを受信して同期タイミングを検出した後、各スピーカＳ５０１〜Ｓ５０３から被測定スマート端末装置５０３までの距離を測距し、それらの距離に基づいて被測定スマート端末装置５０３の位置を測位することを特徴としている。すなわち、実施形態２に係る測位システムは、同期タイミング検出システム及び測距システムを含む。

本発明の実施形態２では、前記のＴＤｏＡ方式における問題点を回避するため、変調光源５０１から変調光を生成し、それを被測定スマート端末装置５０３のＣＭＯＳビデオカメラ５０４で観測することにより当該システムの時刻同期を行うものである。被測定スマート端末装置５０３は動画撮影用の一般的なＣＭＯＳビデオカメラ５０４を備えており、当該ＣＭＯＳビデオカメラ５０４を用いて光学的手法による時刻同期をすることが期待できる。また、ＣＭＯＳビデオカメラ５０４は音響計測と同時に使用できるため、ＴｏＡ計測にもとづく測位を付加機構なく実施するのに適している。その一方で、ＣＭＯＳビデオカメラ５０４の撮像素子は、毎秒６０フレームなどの速度で動画を記録するので、単にフラッシュ的な発光を使用したのでは、フレーム周期である１６ミリ秒程度の時間分解能しか得られず、測位に必要な１０マイクロ秒程度の同期精度は達成できなかった。

実施形態２では、撮像素子のフレーム周期を超える時間分解能を得るため、撮像素子のローリングシャッター歪みを利用する。近年、スマート端末を含め民生用のビデオカメラの撮像素子にはＣＭＯＳ撮像素子が広く採用されている。感度特性や解像度、コストなどで有利なためであるが、高速で動く物体を撮影した場合、ローリングシャッター歪みという現象が発生することが知られている（例えば、特許文献５参照）。これは、ＣＭＯＳ撮像素子はフォトダイオードを横方向のライン毎に駆動し、上下のラインで駆動タイミングをわずかにずらしているため、４角形の水平移動物体を撮影したとき、ライン毎にずれた時刻で記録され、平行四辺形にゆがんだ形で撮影されてしまう現象である。実施形態２はこのＣＭＯＳ撮像素子固有の特性を逆に利用し、特定の波形で強度変調した照明光を用い、高精度な時刻動機を得ることを特徴としている。

変調光源をフレームレートｆ_ｐ（フレーム周期Ｔ_ｐ＝１／ｆ_ｐ）、ライン数Ｎのローリングシャッター方式のＣＭＯＳ撮像素子で録画した場合、画面に記録される画像（濃淡）について説明する。説明では簡単のため広い領域で均一に発光する面光源が所定のタイミングで変調されており、それを撮像素子の全記録領域で記録した場合について記載する。

光源は撮像素子のフレームレートのｍ倍の周期で周期的に発光しているとし、その時間波形をｂ（ｔ）とする。またその複素フーリエ係数をβ_ｋとする。すなわち、次式を得る。ただし、ｍは２以上の整数である。

ここでは、ｂ（ｔ）の周期性を仮定しているが、ｍを大きくとることで広い範囲のｂ（ｔ）に対応できる。

この光源を上記の撮像素子で撮影した場合、光源は十分大きいという仮定により、撮像素子の像の各ラインは横方向で濃淡の差はなく、縦方向でのみローリングシャッター効果で生じる濃淡変化がある。変調光源の周期性の仮定から、記録される画像はｍフレームを周期にくりかえすので、ｍフレーム分の画像を縦につなぎ、Ｍ＝ｍＮラインの撮像素子であるかのように考える。Ｍラインの記録画像のμライン目の明るさをＣμと書くことにする。

現在市販されている撮像素子のように、Ｎが十分大きければ、そしてその結果Ｍが十分大きければ、ｘ＝（μ−１）／Ｍなるパラメータで画素お縦方向は連続的として表記してもよく、するとＣμを連続化したＣ（ｘ）は複素フーリエ級数γ_ｋに展開でき、すなわち次式を得る。

ここで、ａはカメラや撮像素子の感度を表現する係数である。また、Ｃ（ｘ）は変調光源ｂ（ｔ）の輝度変化について、それをローリングシャッター効果を介して記録しており、両者の関係は複素フーリエ係数により次式を得る。

この関係を用いて、変調光源ｂ（ｔ）の波形の特徴部を、カメラに記録された濃淡Ｃμの対応する特徴部として抽出でき、変調光源の特定の波形送出タイミングを撮像素子に記録された濃淡から抽出できる。これが変調光源とローリングシャッター効果をもつ撮像素子を利用したタイミング検出システムの原理である。

以上、十分大きな面光源を変調光源とした場合について説明したが、領域の限られた光源、あるいは面光源を複数の点光源で構成した場合についても、Ｃμの空間分布にそれに対応するマスクがかかったものと考えると、同様に複素フーリエ係数の関係が成立し、本実施形態２に係る方式のタイミング検出を実行できる。光源の変調パターンはスペクトルが既知であればよく、送信装置と受信装置は一体で設計されたものでも、独立に設計されたものでもよい。なお、変調光源はシステム外部のものであってもよい。

実施形態２では位相同期ループ（ＰＬＬ）ないしそれに伴う位相比較・シーク動作を用いておらず、従って変調光の用い方もそのようなシステムとは異なっている。特許文献６の発明では、システム全体のクロックの持続的同期を目的としているが、実施形態２は測位のための音波発生の単一タイミングをとることを目的としており、同期の意味が異なる。特許文献４の発明では、同期の信号波形のみからは音波発生の特定タイミングを知ることはできない。また、特許文献６は同期手法としてＰＬＬを用いる関係で、ループ中にローパスフィルタ（ＬＰＦ）を持ち、同期成立のセトリング時間を長引かせる。実施形態２ではＰＬＬを使わず、代わってＣＭＯＳビデオカメラの撮像素子のローリングシャッター機構に時間分解を行わせることで、汎用品の低速撮像素子を使っても迅速で正確な同期を成立させる。ＰＬＬの場合、長時間の同期維持をしても、依然としてループゲインに対応する残留位相誤差を持つ。またその誤差を減らそうとしてループゲインを上昇させるとループ安定性の確保が困難となる。実施形態２は観測時間の延長によって、統計処理により理論上いくらでも同期誤差を低減させることができる。また、特許文献６の発明では、持続同期のためフレームレートを変化させられる特殊撮像機構を想定するが、実施形態２ではそのようなものは必要ない。

次いで、実施形態２に係るシステムを音響測位システムとして使用する場合の構成及び動作について以下詳述する。

図１０において、送信装置５００の計測コントローラ５０２は、特定のクロックによるタイミングに基づき、変調光源５０１及び例えば３個のスピーカＳ５０１〜Ｓ５０３の動作をあわせて制御する。ここで、スピーカＳ５０１〜Ｓ５０３は変調光源５０１の実質的に同一の位置であって互いに所定の距離だけ離隔されて配置される。被測定スマート端末装置５０３は、本測位システムによりその座標位置を求めようとする移動端末装置であり、通常、利用者が携行しつつ送信システム付近に持ち込むことを想定している。これは同時に複数あってもよい。被測定スマート端末装置５０３はローリングシャッター動作をするＣＭＯＳビデオカメラ５０４とマイクロホン５０５を備えており、また測位処理のための信号処理機能を有する。

被測定スマート端末装置５０３は以下に述べるアルゴリズムにより、変調光をビデオカメラ５０４で観測することで、スピーカＳ５０１〜Ｓ５０３から複数の音響信号の送出されたタイミングを知る（タイミング同期）ことができる。また、マイクロホン５０５により、伝搬してきた複数の音響信号の受信された時刻を知り、その時間差から各音響信号の伝搬時間を得る。これに音響信号（音波）の伝搬速度を乗じることでスピーカＳ５０１〜Ｓ５０３と被測定スマート端末装置５０３との間の距離を得る（図１３の計測処理部５０８）。座標位置を既知とする３台のスピーカＳ５０１〜Ｓ５０３からの各距離を計測することで、（ｘ，ｙ，ｚ）の３未知数の方程式を解くことができ、被測定スマート端末装置５０３の３次元位置を求められる（図１３の計測処理部５０８）。

なお、座標位置を既知とする２台のスピーカからの各距離を計測することで、（ｘ，ｙ）の２未知数の方程式を解くことができ、被測定スマート端末装置５０３の２次元位置を求めてもよい。

また、変調光によるタイミング同期を行うことで、到来時間（ＴｏＡ）に基づく測位が可能となる。スピーカ数を４台とすれば、当該システムのタイミング同期をとることなく、到来時間差（ＴＤｏＡ）による測位をできるが、余剰なスピーカＳ５０１〜Ｓ５０３の設置を必要とし、また一般にＴＤｏＡ測位は、音源への距離方向において計測精度の悪化する欠点をもつ。実施形態２に係る測位システムは変調光源のタイミング同期機能を導入することで、その欠点を回避している。

図１１は図１０の計測コントローラ５０２の構成を示すブロック図である。図１１において、計測コントローラ５０２は、タイミング制御回路５１５と、発光駆動信号派生ＲＯＭ５１０と、３個の音響信号発生ＲＯＭ５１１，５１２，５１３と、４個のＤＡ変換／ドライバ５２０，５２１，５２２，５２３とを備えて構成される。計測コントローラ５０２は、複数のＬＥＤが例えば格子形状で配列されてなる変調光源５０１と、３個のスピーカＳ５０１〜Ｓ５０３との動作を制御する。変調光源５０１の発光駆動信号の変調パターンは発光駆動信号発生ＲＯＭ５１０に格納されており、音響信号の各波形は音響信号発生ＲＯＭ５１１〜５１３に格納されており、タイミング制御回路５１５からのクロックに基づいて各ＲＯＭ５１０〜５１３から周期的に読み出されて発光駆動信号及び音響信号が発生される。発光駆動信号発生ＲＯＭ５１０からの発光駆動信号は例えばパルス形状を有し、ＤＡ変換／ドライバ５２０によりＤＡ変換及び増幅された後、変調光源５０１に入力され、変調光源５０１を駆動する。これにより、変調光源５０１から変調光が放射される。また、音響信号発生ＲＯＭ５１１〜５１３からの各音響信号はそれぞれ例えば所定の時間期間であって各周波数（後述するＦＤＭ方式では、３つの異なる周波数ｆ１，ｆ２，ｆ３；ＴＤＭ方式のときは例えば同一の周波数ｆ０）を有し、ＤＡ変換／ドライバ５２１〜５２３によりＤＡ変換及び増幅された後、スピーカＳ５０１〜Ｓ５０３に入力され、スピーカＳ５０１〜Ｓ５０３を駆動する。これにより、スピーカＳ５０１〜Ｓ５０３から所定の音響信号が放射される。

図１２は図１１の計測コントローラ５０２の動作を示す各信号のタイミングチャートである。図１２は変調光と音響信号の放射タイミングの一例を示しており、この例では変調光は簡単のためＯＮとＯＦＦの２状態のみを使用し、矩形波で駆動している。ｔ１，ｔ２，…，ｔ８が基本タイミングであり、当該基本タイミングｔ１〜ｔ８の１セットが繰り返して発生し、各基本タイミングｔ１〜ｔ８からの所定の周期Ｔｐ（各基本タイミング間の時間期間をいう。なお、実施形態２において、発光駆動信号の周期はｍ＝２にとり２Ｔｐとしている（図１２及び図１４参照））を被測定スマート端末装置５０３のビデオフレームレートに等しく選んで設定される。ビデオカメラ５０４で一般的なフレームレートは５９．９４Ｈｚ（周期Ｔｐ＝１６．６８３ｍｓ）なので、例えばそのように設定する。また、各音響信号は変調光のタイミングにあわせ、例えば基本タイミングｔ１の立ち上がりで発生させる。被測定スマート端末装置５０３では、スピーカＳ５０１〜Ｓ５０３からの周波数が異なる各音響信号を例えばバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）を用いて弁別する必要があるが、例えばＦＤＭ（周波数分割多重）方式で、異なる周波数ｆ１，ｆ２，ｆ３の音響信号を各スピーカＳ５０１〜Ｓ５０３から送出する。

なお、変形例では、ＴＤＭ（時分割多重）方式で、同一の周波数ｆ０を有する音響信号を、基本タイミングｔ１，ｔ３，ｔ５などの立ち上がりにあわせて各スピーカＳ５０１〜Ｓ５０３を駆動してもよい。

変調光の明滅を複数回行うことで、あるいは音響信号の生成を繰り返すことで、被測定スマート端末装置５０３において、統計処理により同期タイミング検出精度を向上させ、また距離検出精度を向上させることができる。そのためこの例では、基本タイミングｔ１〜ｔ８の動作を所定の周期で繰り返して行わせている。なお、基本タイミングｔ７，ｔ８で明滅パターンを変更しているのは、繰り返しのフレーム構造（音響生成タイミング）をスマート端末装置５０３に伝達するためであるが、必要なければこの変更を置かなくてもよい。

図１３は図１０の被測定スマート端末装置５０３の構成を示すブロック図であり、図１４は図１３の被測定スマート端末装置５０３の動作を示す各信号のタイミングチャートである。図１３において、被測定スマート端末装置５０３は、ＣＭＯＳビデオカメラ５０４と、マイクロホン５０５と、ＡＤ変換器５０６と、同期タイミング抽出処理部５０７と、計測処理部５０８と、ディスプレイ５０９とを備えて構成される。なお、同期タイミング抽出処理部５０７及び計測処理部５０８は、例えば被測定スマート端末装置５０３のＣＰＵ（コンピュータの制御装置）により実行されるアプリケーションプログラムで構成される。

図１３において、ＣＭＯＳビデオカメラ５０４は変調光源５０１からの変調光を受信し、受信した変調光に基づいて、ビデオフレームを走査線数Ｎラインでスキャンしたビデオストリーム信号と、ラインスキャンの繰り返しタイミング（垂直同期信号）を示すフレームストローブ信号Ｆとを発生し、前者のビデオストリーム信号を同期タイミング抽出処理部５０７に出力し、後者のフレームストローブ信号Ｆを計測処理部５０８に出力する。図１４に示すように、フレームストローブ信号Ｆの立ち上がりｔｆは、走査ライン１の測光開始タイミングｔｖ１と一致しているものとする。同期タイミング抽出処理部５０７は、ビデオストリーム信号を解析することで、基本タイミングｔ１，ｔ２，…，ｔ８の立ち上がりタイミングと一致した測光開始タイミングｔｖｋをもつ走査ラインｋを求めることができ、その測光開始タイミングｔｓ（＝ｔｖｋ）を計測処理部５０８に伝える。

スピーカＳ５０１〜Ｓ５０３からの各音響信号はマイクロホン５０５により受信されて電気信号に変換された後、ＡＤ変換器５０６によりＡＤ変換された後、ＡＤ変換後のオーディオストリーム信号は計測処理部５０８に入力される。ここで、フレームストローブＦの立ち上がりタイミングｔｆから時間期間Ｓだけ遅れたタイミングｔｓで送出されたことがわかることで計測処理部５０８により同期タイミングを検出でき、当該検出タイミングｔｓとマイクロホン５０５でとらえた各音響信号（タイミングｔｓよりも遅延して到着する）を比較し、音響信号の伝搬遅延時間を算出することができる。

同期タイミング抽出処理の原理を示す図１４において、ＣＭＯＳビデオカメラ５０４のＣＭＯＳイメージセンサは、各走査ラインの測光開始タイミングが走査ライン毎にずれた、ローリングシャッター動作をしているものとする。ライン１〜Ｎの撮像素子でとらえられた変調光源５０１の明るさ（画素値）は、撮像素子の変調光源５０１のオン／オフタイミングの位相により決定する。そのうちで、ｋ番目の走査ラインの測光開始タイミングｔｖｋが、変調光源５０１の明滅位相の開始タイミングｔｓと完全に合致すれば、このラインで観測した変調光の明るさは一番明るく（オンタイミング）、ないし暗く（オフタイミング）なる。計測処理部５０８は、上述のように各音響信号毎に各スピーカＳ５０１〜Ｓ５０３と被測定スマート端末装置５０３との間の距離を計測することで、（ｘ，ｙ，ｚ）の３未知数の方程式を解くことができ、被測定スマート端末装置５０３の３次元位置を求められる。求めた３次元の位置は位置情報としてディスプレイ５０９に表示される。

図１５は図１３の被測定スマート端末装置５０３のＣＭＯＳビデオカメラ５０４により測定される変調光源５０１の明るさを示す画素値の時間波形を示す波形図である。図１５に示すように、ビデオフレームでとらえた変調光源５０１の明るさは、ライン位置に応じて、ｋ番目のラインを頂点とする三角波の形状となる。

直感的にわかりやすいよう、変調光源に矩形波を使用し、それが撮像素子では三角波として記録されることを説明したが、式（１４）により複素フーリエ級数の関係で計算しても同様の結果を得られ、またそれを利用すれば、変調光源には特徴点を備えたより広い範囲の変調波形を採用できる。

矩形波による説明に戻ると、その立ち上がりタイミングを特徴点として使用することで、それが三角波の折り返しタイミングすなわちｋ番目のラインの開始タイミングに対応させている。それは、フレームストローブ信号Ｆの立ち上がりタイミングｔｆにｔｖｋまでの遅延時間Ｓを加えたタイミングであり、Ｓは（ｔｖｋ−ｔｆ）で計算でき、ビデオのフレームレートＴｐに基づいて次式で表される。

Ｓ＝（（ｋ−１）／Ｎ）Ｔｐ

ここで、Ｎはビデオストリーム信号の最大ライン数である。ｋは整数値であるが、ＳＮ比の高い計測をすることで、あるいは統計処理により実効ＳＮ比を向上させることで、ラインごとの離散的な観測による明暗の三角波を連続的な直線で補間し、ｋを小数部をもつ実数値として求めることもできる。これは計測精度向上に寄与する。

ＣＭＯＳビデオカメラ５０４の動作モードによっては、図１５に示すように、フレームスキャンの測光動作で、ラインＮとライン１の測光開始時刻の間にデッドタイムＤが生じる場合がある。その時もデットタイムＤは既知なので次式の修正式を用いればよい。

Ｓ＝（（ｋ−１）／Ｎ）（Ｔｐ−Ｄ）

ラインｋの位置は、ＣＭＯＳビデオカメラ５０４からの出力画像データに対し、三角波に対応する直線をフィッティングし、その交点として求めることができる。あるいは三角波を時刻方向にずらしながら乗じて相関処理し、その相関値のピークとして求めることができる。

以上のように構成された実施形態２に係る測位システムによれば、従来技術に比較して短時間でしかも高精度で同期タイミングを検出することができる。また、上記同期タイミング検出システムを用いて、従来技術に比較して、短時間でしかも高精度で測距できる測距システムを提供できる。さらに、上記測距システムを用いて、従来技術に比較して、短時間でしかも高精度で測位できる測位システムを提供できる。

以上の実施形態２では、同期タイミング抽出処理部５０７は、ビデオストリーム信号Ｆから上記光信号の立ち上がりタイミング又は立ち上がりタイミングを検出して当該検出タイミングを出力し、計測処理部５０８は、当該出タイミングをビデオストリーム信号Ｆの各ラインと比較することで、フレームストローブ信号Ｆを基準とする上記検出タイミングの時刻を、受信した音響信号の同期タイミングとして検出している。しかし、本発明はこれに限らず、音響信号を送受信せずに、計測処理部５０８は、当該出タイミングをビデオストリーム信号Ｆの各ラインと比較することで、フレームストローブ信号Ｆを基準とする上記検出タイミングの時刻を、例えば２つのカメラ間で光信号を送受信してシャッター同期のための同期タイミングなどの所定の同期タイミングとして検出してもよい。

以上の実施形態２に係る発明の開示は、上述のように、実施形態２の一部の構成を実施形態３及び４において用いるために行った（例えば、特許文献７参照）。

実施形態３．
次に、本発明に係る実施形態１の情報伝送システムを音響測位システムの一環として使用し、スマートフォン等の動画カメラ２１で可視光通信を行いつつ、マイクロホンで音響測位信号を受信し、高精度な端末位置情報を同時に得る実施形態３について述べる。

本発明の実施形態１に係る通信方式は部分同期動作では、情報送信装置と情報受信装置間の時刻差を検出し、時刻差が０になるように修正することで時刻同期をとることにより通信を行う。これにより情報伝達が可能となるが、その通信の成立した状態では、送受信装置間に高精度な時刻同期が得られている。

一方で、位置のわかった複数のスピーカから音響を発生し、スマートフォン等のマイクロホンで受音して音響の伝搬遅延を計測することで、スマートフォンの位置を計測する音響測位応用がある。その際、音響発生の絶対時刻がわかっていれば、いいかえれば送受信装置間で時刻同期がとれていれば、そうでない場合に比べ少ない数のスピーカで測位を実施でき、また一般に高い精度の測位を行うことができる。スマートフォンなど最近の可搬端末は動画カメラとマイクロホンを備え、また動画撮影時にはマイクロホンも同時に動作させるため、音響と光学手法を併用する計測方法は合理的に実施できる。光学的な同期手法を併用することで音響計測精度を向上させる発明として、実施形態２に係る発明があった（例えば、特許文献７参照）。

実施形態２に係る発明では時刻同期の発光はその目的のみに実施される形態であり、任意の情報を伝達する機能はなかった。また変調光源５０１の形態は面光源のみであり、実施形態１のような点光源（ＬＥＤ１４）は使えなかった。しかし、実施形態１に係る発明によれば、送受信機間の情報伝達の成立した時点で両者の時刻同期も得られているため、通信を行いつつ音響測位を同時に実施して、実施形態２に係る発明に準じた高精度な測位を達成できる。また変調光源に面光源のみならず、点光源を用いる形態も許容される。

実施形態２に係る可視光通信は光源を見通せる限られた空間がサービス対象であり、また音響測位もその音響の伝達する限られた空間を対象としていて、実施形態１に対して類似性がある。両者を同時に行えれば、複合的な、きめ細かい位置依存サービスを実行できる。

図１６は実施形態１に係る情報伝送システムにおいて同期通信を行ったときの同期精度を示すグラフである。図１６において、各測定箇所は実験室内、蛍光灯照明の室内などを含み、図１６から明らかなように、実施形態１に係る通信方式で通信を実施したとき、実験室内でも、また蛍光灯照明の室内でも、±５０μｓ以内の同期精度が得られている。これは、空間音響の伝搬速度で換算した場合、伝搬遅延による距離計測原点を±１５ｍｍ程度以内の精度で伝達できたことになり、多くの位置依存サービスにおいて十分な精度の基準点を与えることができる。

図１７は本発明の実施形態３に係る情報伝送システムの構成例を示すブロック図である。実施形態３に係る情報伝送システムは、実施形態１に係る情報伝送システムと、実施形態２に係る測位システムとを組み合わせた情報伝送システムであって、図１７に示すように、図１０の実施形態２に係る情報伝送システムに比較して以下の点が異なることを特徴としている。
（１）図１０の送信装置６００に代えて、図１９の可視光通信音響測位コントローラ５０２Ａを有する送信装置６００Ａを備える。ここで、図１９の変調光源５０１に代えて、例えば点光源である変調光源５０１Ａを備える。
（２）図１０の受信装置７００に代えて、図２０の受信装置７００Ｂを備える。ここで、図１０のＣＭＯＳビデオカメラ５０４に代えて図４Ａの動画カメラ２１を備える。実施形態２では、ローリングシャッター効果をもつＣＭＯＳセンサビデオカメラ５０４でのみ有効であったが、実施形態３ではカメラの種類は問わず、すべての動画カメラ１２を使用できる。
これにより、同期通信方式の可視光通信と音響測位とを同時に実行する情報伝送システムを構成する。

図１７において、送信装置６００Ａの中央部に例えば点光源である変調光源５０１Ａが設けられ、変調光源５０１Ａを用いて同期通信方式の可視光通信を行う。変調光源５０１Ａの周囲には、３次元測位を意図した場合の３台の測位用スピーカＳ５０１，Ｓ５０２，Ｓ５０３が設けられ、各スピーカＳ５０１〜Ｓ５０３の位置は既知とし、あるいはその座標情報を可視光通信により伝達してもよい。ここで、変調光源５０１Ａ及びスピーカＳ５０１〜Ｓ５０３は可視光通信音響測位コントローラ５０２Ａにより制御される。

図１８Ａは図１７の情報伝送システムの送信装置６００Ａの動作を示すタイミングチャートであり、図１８Ｂは図１７の情報伝送システムの受信装置７００Ｂの動作を示すタイミングチャートである。

送信装置６００Ａは図１８Ａのように、実施形態１に係るプリアンブル、データ及びＦＣＳからなる可視光通信パケットを同期信号であるプリアンブルに同期して受信装置７００Ｂに向けて送信し、また、送信装置６００Ａの可視光通信音響測位コントローラ５０２Ａは実施形態２と同様に各スピーカＳ５０１〜Ｓ５０３を駆動し、測位用の音響信号を受信装置７００Ｂに向けて送信する。図１８Ａでは簡単化のため、音響信号の送信はパケットのプリアンブルと同時刻で送信するものとした。各スピーカＳ５０１〜Ｓ５０３からの音響信号は異なった周波数ｆ１〜ｆ３の搬送波を使い、受信時に周波数分割多重方式で識別する。なお、各スピーカＳ５０１〜Ｓ５０３からの音響信号の送信は可視光通信のパケットに対し既知の時間オフセットを伴って実行してもよく、その際、スピーカＳ５０１〜Ｓ５０３毎に別の時間オフセットを設定することで、時間分割多重により各スピーカＳ５０１〜Ｓ５０３からの音響信号の音波を識別してもよい。

周波数分割多重方式を用いる場合、各スピーカＳ５０１〜Ｓ５０３からの音響信号は受信装置７００Ｂのマイクロホン５０５には図１８Ｂのように受信される。すなわち、可視光通信の光信号は３×１０^８ｍ／ｓで伝搬するため、遅延なく到達するとみなしてよいが、音響信号はおおむね３４０ｍ／ｓの速度で伝搬するため、相応の遅延時間を伴って受信される。光信号により確認した各スピーカＳ５０１〜Ｓ５０３からの音響信号の送信時刻からの遅延時間を（ｄ_１，ｄ_２，ｄ_３）とした場合、音響信号の伝搬速度をｃとして、各スピーカＳ５０１〜Ｓ５０３からの距離は（Ｌ_１，Ｌ_２，Ｌ_３）＝ｃ（ｄ_１，ｄ_２，ｄ_３）である。スピーカＳ５０１〜Ｓ５０３の位置ベクトルをｒ_１，ｒ_２，ｒ_３とすれば、受信装置７００Ｂの位置ベクトルＲは理論上は次式の方程式の解である。

｜Ｒ−ｒ_１｜＝ｄ_１
｜Ｒ−ｒ_２｜＝ｄ_２
｜Ｒ−ｒ_３｜＝ｄ_３

しかし、一般に計測距離は誤差を含むため、受信装置７００Ｂの位置は次式の関係式
｜Ｒ−ｒ_１｜＝ｄ_１＋ε_１
｜Ｒ−ｒ_２｜＝ｄ_２＋ε_２
｜Ｒ−ｒ_３｜＝ｄ_３＋ε_３
（１５）
において、誤差ε^２＝ε_１ ^２＋ε_２ ^２＋ε_３ ^２を最小とするＲとして求められる。ここで、｜Ｒ−ｒ_ｋ｜（ｋ＝１，２，３）は受信装置７００Ｂの位置ベクトルＲと各スピーカＳ５０１〜Ｓ５０３の位置ベクトルｒ_ｋ（ｋ＝１，２，３）間のユークリッド距離である。

図１９は図１７の送信装置６００Ａの構成例を示すブロック図である。図１９において、送信装置６００Ａの可視光通信音響測位コントローラ５０２Ａは、実施形態２に係る図１１の計測コントローラ５０２に比較して、発光駆動信号発生ＲＯＭ５１０を、図４Ａの送信信号処理回路１１０で置き換えたことを特徴とする。その他の構成は図１１と同様である。

図２０は図１７の受信装置７００Ｂの構成例を示すブロック図である。図２０において、受信装置７００Ｂは、
（１）実施形態１に係る図４Ｃの情報受信装置２００（動画カメラ２１及び受信信号処理回路２１０とを備える）と、
（２）実施形態２に係る図１３のマイクロホン５０５、計測処理部５０８及びディスプレイ５０９（位置情報の出力装置としては、プリンタ又は音声合成装置などの出力装置であってもよい）とを備えたことを特徴とする。

図２０において、音響信号の計測処理部５０８は動画カメラ２０１からのフレームストローブ信号のタイミングを、照合回路２６からのカメラ（シャッター）位相差δ（フレームストローブ信号とプリンブル又は情報信号との位相差）で補正して音響信号の送信時刻を知り、それと受信信号のタイミングから遅延時間ｄ_１，ｄ_２，ｄ_３を求め、式（１５）により現在の受信装置７００Ｂの位置を算出して表示する。従って、計測処理部５０８は、動画カメラ２１からのフレームストローブ信号と、上記フレームストローブ信号と上記可視光信号内の信号との位相差δに基づいて上記受信された音響信号の同期タイミングを発生し、上記同期タイミングと，上記受信された音響信号の受信タイミングとの時間差から上記音響信号の伝搬時間を計算し、当該伝搬時間に音響信号の伝搬速度を乗算することにより、上記送信装置と上記受信装置との間の距離を計算する。

ここで、実施形態３のための時刻同期効果をもたらす可視光通信方式として実施形態１を引用して説明したが、一般に同期式通信を採用する可視光通信方式であれば、内部クロックから見た受信タイミングのずれを位相差δとして送受信機間の時刻同期を得られ、実施形態３を実現できることがわかる。

なお、フリッカーについては、実施形態１の「フリッカーの低減」の節で記述した方法を使うことにより、変調光源５０１Ａの変調周波数を高い周波数に移行させて、可視光通信の際のちらつきを知覚されないようにすることが可能である。そうすることで変調光源として部屋の主照明器具なども使用できる。

図２１Ａは図１７の送信装置６００Ａの構成例である、天井９００から吊り下げられた直接照明器具９０１の構成例を示す斜視図である。図２１Ａに示すように、例えば部屋の天井９００から吊り下げられた照明器具９０１に複数のスピーカＳ５０１〜Ｓ５０３を組み込んで、可視光通信と音響測位を同時に実行させることができる。

建物の照明器具は天井９００に設置される場合があるが、その際、図２１Ａのごとく天井９００に設置し、受信装置７００Ｂの被測定スマート端末装置５０３で音響測位させたのでは、被測定スマート端末装置５０３のカメラ機構を上方に向けさせることとなり、困難が伴う場合もある。これを解決するために、図２１Ｂの構成例を示す。

図２１Ｂは図１７の送信装置６００Ａの構成例である間接照明システム９０２の構成例を示す斜視図である。図２１Ｂに示すように、天井９００から吊り下げられた変調光源５０１Ａからの見通し範囲に反射拡散器５０１Ｒを置き、天井照明器具である変調光源５０１Ａからの変調光を、反射拡散器５０１Ｒにより例えば概ね水平方向に反射させ、その反射光を被測定スマート端末装置５０３により撮影することで、ここで述べた可視光通信と音響測位の同時におこなうサービス形態をとってもよい。この形態の場合、反射拡散器５０１ＲはスピーカＳ５０１〜Ｓ５０３を埋め込んだ壁面などで代用してもよい。なお、反射拡散器５０１Ｒは反射機能と拡散機能の少なくとも一方の機能を有すればよい。

以上の実施形態３においては、実施形態２の周波数分割多重方式を用いて音響信号を送信しているが、本発明はこれに限らず、実施形態２の時分割多重方式を用いて音響信号を送信してもよい。

図２１Ａ及び図２１Ｂにおいては、照明器具９０１、照明システム９０２として説明しているが、本発明はこれに限らず、特に照明装置に限らず、その他の用途の装置にも適用してもよい。

以上の実施形態３においては、点光源の変調光源５０１Ａを用いているが、本発明はこれに限らず、図１０の面光源の変調光源５０１を用いてもよい。

実施形態４．
図２２は本発明の実施形態４に係る情報伝送システム８００の構成例を示すブロック図である。図２２において、実施形態４に係る情報伝送システム８００は、図４Ａの情報伝送システム３００に比較して、以下の点が異なることを特徴としている。
（１）情報送信装置１００として、例えば４個である複数個の情報送信装置１００−１〜１００−４を備える。
（２）複数個の情報送信装置１００−１〜１００−４に伝送情報データを出力する伝送情報データ発生回路８０１を備える。
以上の構成により、情報送信装置１００−１〜１００−４の光源であるＬＥＤ１４から実施形態１に係る情報伝送方式でそれぞれ識別用ＩＤを送信し、受信装置であるスマートフォン４００の動画カメラ２１により撮影された画像に基づいて各光源の幾何学的配置の３次元位置を例えば数ｍｍ程度の測位精度で測位し、それに基づき撮影座標位置を決定することを特徴としている。以下、まず、３次元の位置と姿勢を推定して測定する測定原理について以下に説明する。

同一平面上の既知の３次元位置を有する４つのＬＥＤ光が観察された場合、カメラの３次元の位置及び姿勢の３次元位置を求めることができる（例えば、非特許文献２参照）。例えば４個のＬＥＤｉが測定点ｐ_ｉ＝（ｘ_ｉ，ｙ_ｉ，ｚ_ｉ）（ｉ＝１，２，３，４）に配置されていることを仮定する。ｚ_ｉ＝０は一般性を失うことなく仮定することができる。このとき次式を得る。

ここで、ｓはスケーリングパラメータであり、（ｕ_ｉ，ｖ_ｉ）はカメラの画像平面上の測定点ｐ_ｉに対応する点である。Ａは、カメラの固有行列である。Ｒ＝（ｒ_１，ｒ_２，ｒ_３）は回転行列であり、ｔは並進ベクトルであり、Ｈは、ホモグラフィ行列である。オープンＣＶライブラリを使用することにより、Ａはカメラの校正プロセスにおいて固定される。次いで、カメラの３次元位置と姿勢はＲ及びｔを介して取得される。

次いで、実施形態４の実験とその結果について以下に説明する。

以下の２つの概念検証実験が行われた。
［実験１］３次元位置と姿勢の推定。
［実験２］データ転送エラーレート。

実験に用いた装置構成を図２２に示す。ＬＥＤ１４アレイのＬＥＤとして、ＯｐｔｏＳｕｐｐｌｙ製ＯＳＢ５６Ａ５１１１Ａ型ＬＥＤを用いた。また、情報送信装置１００−１〜１００−４及び伝送情報データ発生回路８０１を、３個のＮＦ社製ＷＦ１９４８型関数発生器で構成した。各ＬＥＤは識別のため、そのＩＤを通信情報に含めて送信している。送信する信号は実施形態１で、ｍ＝４にとったものにガードフレームを加えて、５ビデオフレームで１シンボルとなるように調整した。

図２３は図２２のＬＥＤ１４アレイの配置例を示す正面写真画像である。図２３に示すように、各ＬＥＤ１４はその照明拡散を形成するために卓球ボールの中心に固定し、０．３ｍの正方形の各角部に配置した。動画カメラ２１をポイントグレー製Ｆｌｅａ３型カメラ（ＵＳＢ３．０、６０ｆｐｓ、解像度１２８０×１０２４画素、グローバルシャッター）で構成した。さらに、受信信号処理回路２１０をパーソナルコンピュータで構成し、実験に必要なプログラムもインストールすることで、各ＬＥＤ１４からの開始フレームを特定し、遅延時間を推定し、各ＬＥＤ１４から転送されたデータを復号化した。

図２４は図２２の情報伝送システム８００の実験例における複数の測定点Ｐ１〜Ｐ９とカメラ姿勢とを示す平面図である。また、図２５は実施形態４の実験結果である、各測定点Ｐ１〜Ｐ９における３次元位置及び姿勢の推定の平均誤差値と標準偏差を示す表である。

図２４及び図２５に示すように９個のカメラを測定点Ｐ１〜Ｐ９に配置した。ＬＥＤ１４アレイは、床面から１．５ｍの高さで壁面に取り付け、その中心を座標原点に設定された。測定点Ｐ１，Ｐ４，Ｐ７のカメラはその撮影面が壁面に対して対向するように設けられた。残りの測定点Ｐ２，Ｐ３，Ｐ５，Ｐ６，Ｐ８，Ｐ９に配置されたカメラの姿勢は、図２４に示すように、その画角内にすべてのＬＥＤ１４が入るように設定された。

カメラの３次元位置と姿勢は実験１で測定点当たり１００回の測定を行った。実験２では、ランダムに生成されたＮビットの整数について、測定点ごとに５１２０回データ転送を行い。ここで、Ｎは、８、９、１０に設定した。データ転送性能は、式（１６）を使用してカメラまでの遅延時間から正しい復号化の回数を計数することにより評価した。

次いで、図２５〜図２７を参照して実験結果について以下に説明する。

図２５は３次元位置の誤差平均値と標準偏差を示し、提案する図２２の情報伝送システムによって姿勢を推定した。ここで、各軸での位置推定の絶対誤差平均値は０．１６５から４２．７ｍｍの範囲であったが、最大標準偏差は３．１１ｍｍであった。そのため、システム誤差を除去するための校正を行うことにより、位置決め性能を向上させることができる。１．９８度未満であった姿勢の推定結果は誤差絶対値を意味する。また、標準偏差は０．０８８９度であり、ほとんどの屋内位置の認識アプリケーションのための許容可能であると考えられる。

図２６は実施形態４の実験結果である、３次元位置の推定誤差の累積分布関数を示すグラフである。図２６から明らかなように、３次元位置の推定の９０パーセントの誤差が１２．４から５０．６ｍｍの範囲であることが確認された。その実験結果から、カメラの位置や角度を推定性能にどのように影響するかを判断することは困難であると考えられる。

図２７は実施形態４の実験結果である、異なる測定点Ｐ１〜Ｐ９における符号化エラーレートを示すグラフである。図２７では、測定点を変更したときの符号化エラーレートを示している。提案する図２２の情報伝送システムは、常に、そのエラーレートが１．９５×１０^−４だった測定点Ｐ９を除いて８ビットの整数を受け取ることに成功した。

ビット数を増加させることにより、誤りレートも増加した。エラーレートがカメラの位置及び姿勢に関連していることが図２７から明らかである。ＬＥＤ１４アレイとカメラとの距離が長くなるか、それらがまっすぐに直面していなかった場合にはデータ転送性能が劣化すると考えられる。提案する図２２の情報伝送システムはほとんどエラーなしで８ビットの整数データを復号化ができるので、６０ｆｐｓのカメラの５画像フレームと１個のＬＥＤ１４を用いたときのデータ転送速度は６０／５×８＝９６ｂｐｓである。実施形態１の可視光通信方式としての高速性を活用し、既存のシステムよりも迅速な光学的測位を実現することができる。

以上説明したように、実施形態４によれば、ＬＥＤ照明を使用して３次元位置の屋内測位と迅速なデータ転送のためのシステムを提案した。具体的には、情報送信装置１００を既知の位置に複数設置し、既知の固有情報を送信させ、当該固有情報を情報受信装置であるスマートフォン４００で受信し、当該受信内容から上記情報送信装置１００を識別しつつ光学的に上記各情報送信装置１００の見かけの幾何学的配置を知ることで、上記情報受信装置の存在位置を測位する。ここで、カメラ内蔵のスマートフォンと同様の性能を有するカメラを使用して、概念の実証実験を通じて、提案する情報伝送システムは、５画像フレームを用いたＬＥＤ当たり８ビットのデータ転送を行って、最大３．１１ｍｍの標準偏差で９０パーセントで１２．４ｍｍ〜５０．６ｍｍの３次元測位の推定誤差を達成することが確認された。もし１シンボルで識別できる個数のＬＥＤを使うなら、５ビデオフレームすなわち８３ミリ秒で測位を行うことができ、動画カメラを用いた既存の測位システムより格段に高速である。この方式は純光学手法によるモバイルデバイスへの屋内位置認識サービスに展開可能である。

実施形態のまとめ．
本発明に係る実施形態の要旨は以下のようにまとめられる。
（１）本発明に係る実施形態によれば、一定のフレーム周波数で撮影する動画カメラと、そのフレーム周波数の整数ｍ分の１の波形の基本周波数をもつ変調発光光源からなる情報伝送システムにおいて、カメラで検出される信号にはｍ次元の直交する位相振幅の情報軸のあることを利用して行う光学的情報伝送システムを提供することができる。
（２）本発明に係る実施形態によれば、一定のフレーム周波数で撮影する動画カメラと、そのフレーム周波数の整数分の１の波形の基本周波数をもつ変調発光光源からなる情報伝送システムにおいて、受信に使用するカメラのシャッター開度に対応して、伝送信号の調波変化を予想し、復号条件を補正することで、広い撮影条件での情報伝送を可能とする光学的情報伝送システムを提供することができる。
（３）本発明に係る実施形態によれば、一定のフレーム周期で撮影する動画カメラと、そのフレーム周期の１以上奇数倍の時間に波形の基本周期をもつ変調発光光源からなる情報伝送システムにおいて、動画フレーム周期でサンプリングされた検出信号の交流の位相振幅に加え、直流成分にも伝送情報を付加して行う光学的情報伝送システムを提供することができる。
（４）本発明に係る実施形態によれば、一定のフレーム周期で撮影する動画カメラと、そのフレーム周期の２以上偶数倍の時間に波形の基本周期をもつ変調発光光源からなる情報伝送システムにおいて、動画フレーム周期でサンプリングされた検出信号の交流の位相振幅に加え、直流成分及びフレーム周期の１／２にあたるナイキスト周波数成分にも伝送情報を付加して行う光学的情報伝送システムを提供することができる。
（５）本発明に係る実施形態によれば、一定のフレーム周期で撮影する動画カメラと、そのフレーム周期のｍ倍の時間に波形の基本周期をもつ変調発光光源からなる情報伝送システムにおいて、発光とカメラの動作位相が一致していない場合、発光を基本周期ｍフレーム分にさらに１フレーム時間を付加し、第１フレーム時間目の伝送情報を繰り返させることにより、情報受信装置において送信波形の伝送シンボル切り替えタイミングを含むフレームを破棄しつつｍ個の有効受信フレームを確保するができる。
（６）本発明に係る実施形態によれば、一定のフレーム周波数で撮影する動画カメラと、そのフレーム周波数の整数分の１の基本周波数をもつ変調発光光源からなる情報伝送システムにおいて、光源から生成されるフレーム周波数の整数倍の高調波成分は直流分と等価のものとして検出されることを利用し、通信にかかる物理的な直流分を一定とし、その高調波成分に直流で伝送すべき情報を分担させることで視覚的ちらつきを低減しつつ行う光学的情報伝送システムを提供することができる。
（７）本発明に係る実施形態によれば、同期式可視光通信と音響測位を併用して同時に実行するシステムが可能となる。
（８）本発明に係る実施形態によれば、光源から実施形態１に係る情報伝送方式でそれぞれ識別用ＩＤを送信し、受信装置であるスマートフォンの動画カメラにより撮影された画像に基づいて各光源の幾何学的配置の３次元位置を例えば数ｍｍ程度の測位精度で測位し、それに基づき撮影座標位置を決定することができる。

以上詳述したように、本発明によれば、従来技術に比較して高速で可視光通信を行うことができる情報伝送システム等を提供できる。

１１…ビット分割回路、
１２，１２Ａ，１２Ｂ，１２Ｃ…変調回路、
１３…駆動回路、
１４…ＬＥＤ、
２１…動画カメラ、
２２…ＤＦＴ演算回路、
２３…信号分離回路、
２４…符号語ＲＯＭ、
２５…シャッター開度補正回路、
２６…照合回路、
３１…直流分バイアス変調器、
３２…ＱＡＭ変調器、
３２−１〜３２−（（ｍ−１）／２））…ＱＡＭ変調器、
３２−（ｍ／２）…振幅変調器、
３３…加算器、
３４…逆フーリエ変換器、
３５…低域通過フィルタ（ＬＰＦ）、
４０…クロック発生器、
４１…変調波形ＲＯＭ、
４２…ＤＡ変換器、
５１…プリアンブル、
５２…データ、
５３…フレームチェックシーケンス（ＦＣＳ）、
１００，１００−１〜１００−４…情報送信装置、
１１０，１１０Ａ，１１０Ｂ，１１０Ｃ…送信信号処理回路、
２００…情報受信装置、
２１０…受信信号処理回路、
３００…情報伝送システム、
４００…スマートフォン、
４１０…ディスプレイ、
５０１，５０１Ａ…変調光源、
５０１Ｒ…反射拡散器、
５０２…計測コントローラ、
５０２Ａ…可視光通信音響測位コントローラ、
５０３，５０３Ａ…被測定スマート端末装置、
５０４…ＣＭＯＳビデオカメラ、
５０５…マイクロホン、
５０６…ＡＤ変換器、
５０７，５０７Ａ…同期タイミング抽出処理部、
５０８…計測処理部、
５０９…ディスプレイ、
５１０…発光駆動信号発生ＲＯＭ、
５１１〜５１３…音響信号発生ＲＯＭ、
５１５…タイミング制御回路、
５２０〜５２３…ＤＡ変換／ドライバ、
５３２…相関処理部、
６００，６００Ａ…送信装置、
７００，７００Ａ，７００Ｂ…受信装置、
８００…情報伝送システム、
８０１…伝送情報データ発生回路、
９００…天井、
９０１…直接照明器具、
９０２…間接照明システム、
Ｐ１〜Ｐ９…測定点、
Ｓ５０１〜Ｓ５０３…スピーカ。

Claims (21)

1. 可視光信号を受信する動画カメラを有する情報受信装置と、上記動画カメラのフレーム周波数の整数ｍ分の１の波形の基本周波数をもつ変調信号で変調された可視光信号を送信する光源を有する情報送信装置とを備えた情報伝送システムのための情報送信装置であって、
   上記情報送信装置は、入力されるデジタルデータ信号に従って、上記動画カメラから出力されるｍ個のフレーム出力信号をフーリエ変換して得られる仮想正弦波を用いて直交振幅変調することにより、上記変調信号を発生する変調手段を備えたことを特徴とする情報送信装置。
2. 入力されるデジタルデータ信号を第１及び第２のデジタルデータ信号に分割する分割手段をさらに備え、
   上記変調手段は、
   （１）上記第１のデジタルデータ信号に従って、上記仮想正弦波を用いて直交振幅変調し、かつ
   （２）上記第２のデジタルデータ信号に従って、上記仮想正弦波を用いて直流バイアス変調することにより、
   上記変調信号を発生することを特徴とする請求項１記載の情報送信装置。
3. 上記整数ｍは偶数であり、
   上記情報送信装置は、入力されるデジタルデータ信号を第１、第２及び第３のデジタルデータ信号に分割する分割手段をさらに備え、
   上記変調手段は、
   （１）上記第１のデジタルデータ信号に従って、上記動画カメラのフレーム周波数の整数ｍ分の１の波形の基本周波数をもつ上記仮想正弦波を用いて直交振幅変調し、
   （２）上記第２のデジタルデータ信号に従って、上記動画カメラのフレーム周波数の整数ｍ分の（ｍ／２）の波形の基本周波数をもつ上記仮想正弦波を用いて直交振幅変調し、かつ
   （３）上記仮想正弦波を用いて直流バイアス変調することにより、
   上記変調信号を発生することを特徴とする請求項１記載の情報送信装置。
4. 上記変調手段は、上記光源から出力されるフレーム周波数の整数倍の高調波成分は直流分と等価のものとして検出されるように、当該高調波成分に直流で伝送すべきデジタルデータ信号を伝送するように変調することを特徴とする請求項２又は３記載の情報送信装置。
5. 上記デジタルデータ信号は、基本周波数の周期のｍフレームにさらに１フレームのガードフレームを含むように構成されたことを特徴とする請求項１〜４のうちのいずれか１つに記載の情報送信装置。
6. 可視光信号を受信する動画カメラを有する情報受信装置と、上記動画カメラのフレーム周波数の整数ｍ分の１の波形の基本周波数をもつ変調信号で変調された可視光信号を送信する光源を有する情報送信装置とを備えた情報伝送システムのための情報受信装置であって、
   上記可視光信号を上記動画カメラにより撮影して受信して、上記動画カメラから出力されるｍ個のフレーム出力信号を逆フーリエ変換してデジタルデータ信号を復調する復調手段を備えたことを特徴とする情報受信装置。
7. 上記復調手段は、上記フレーム出力信号に基づいて同期タイミング信号を発生し、上記同期タイミング信号に基づいて上記デジタルデータ信号を復調することを特徴とする請求項６記載の情報受信装置。
8. 上記復調手段は、上記フレーム出力信号を復調するときに、上記動画カメラのシャッター開度に従って補正されたフレーム出力信号の参照信号を用いることを特徴とする請求項６又は７記載の情報受信装置。
9. 請求項４記載の情報送信装置から送信された可視光信号を受信する請求項６〜８のうちのいずれか１つに記載の情報受信装置であって、
   上記復調手段は、上記光源から出力されるフレーム周波数の整数倍の高調波成分は直流分と等価のものとして検出することを特徴とする情報受信装置。
10. 請求項４記載の情報送信装置から送信された可視光信号を受信する請求項６〜８のうちのいずれか１つに記載の情報受信装置であって、
    上記復調手段は、上記光源から出力されるフレーム周波数の整数倍の高調波成分は直流分と等価で、またフレーム周波数に対し剰余をもつ高調波成分はその剰余の周波数と等価なものとして検出することを特徴とする情報受信装置。
11. 請求項５記載の情報送信装置から送信された可視光信号を受信する請求項６〜８のうちのいずれか１つに記載の情報受信装置であって、
    上記復調手段は、上記ガードフレームを破棄して復調することを特徴とする情報受信装置。
    情報受信装置。
12. 請求項１〜３のうちのいずれか１つに記載の情報送信装置と、
    請求項６〜８のうちのいずれか１つに記載の情報受信装置とを備えたことを特徴とする情報伝送システム。
13. 請求項４記載の情報送信装置と、
    請求項９記載の情報受信装置とを備えたことを特徴とする情報伝送システム。
14. 請求項５記載の情報送信装置と、
    請求項１０記載の情報受信装置とを備えたことを特徴とする情報伝送システム。
15. 可視光信号を受信する動画カメラを有する情報受信装置と、上記動画カメラのフレーム周波数の整数ｍ分の１の波形の基本周波数をもつ変調信号で変調された可視光信号を送信する光源を有する情報送信装置とを備えた情報伝送システムのための情報受信装置のためのプログラムであって、
    上記可視光信号を上記動画カメラにより撮影して受信して、上記動画カメラから出力されるｍ個のフレーム出力信号を逆フーリエ変換してデジタルデータ信号を復調するステップを含むことを特徴とする、コンピュータにより実行されるプログラム。
16. 可視光信号を受信する動画カメラと、音響信号を受信する受信手段とを有する受信装置と、
    上記動画カメラのフレーム周波数に基づく変調方法で変調信号で変調された可視光信号を送信する光源と、上記音響信号を送信する送信手段とを有する送信装置とを備えた測位システムであって、
    上記送信装置は、所定の同期信号に従って変調された光信号及び音響信号を発生して送信し、
    上記受信装置は、上記光信号及び上記音響信号を受信し、
    上記受信装置は、
    上記動画カメラからのフレームストローブ信号と、上記フレームストローブ信号と上記可視光信号内の信号との位相差に基づいて上記受信された音響信号の同期タイミングを発生し、上記同期タイミングと，上記受信された音響信号の受信タイミングとの時間差から上記音響信号の伝搬時間を計算し、当該伝搬時間に音響信号の伝搬速度を乗算することにより、上記送信装置と上記受信装置との間の距離を計算する計測処理部を備えたことを特徴とする測位システム。
17. 請求項１６記載の測距システムを備え、
    上記送信装置は、互いに異なる位置に設けられる複数のスピーカであって、互いに異なる周波数を有する複数の音響信号、もしくは同一の周波数を有し所定の時間差で順次送信される複数の音響信号をそれぞれ送信する複数のスピーカを備え、
    上記計測処理部は、複数の音響信号に基づいて、上記複数のスピーカと上記受信装置との間の各距離を計算し、上記計算した各距離に基づいて上記受信装置の位置を測位することを特徴とする測位システム。
18. 上記送信装置は請求項１〜５のうちのいずれか１つに記載の情報送信装置であり、
    上記受信装置は請求項６〜１０のうちのいずれか１つに記載の情報受信装置であることを特徴とする請求項１６又は１７記載の測位システム。
19. 請求項１６〜１８のうちのいずれか１つに記載の測位システムのための送信装置を備え、照明を行うことを特徴とする照明器具。
20. 請求項１７記載の測位システムのための送信装置を備え、
    照明を行う上記光源と、
    上記複数のスピーカを有し、上記光源からの可視光を上記受信装置に反射又は拡散する手段とを備えたことを特徴とする照明システム。
21. 請求項１〜５のうちいずれか１つに記載の情報送信装置を既知の位置に複数設置し、既知の固有情報を送信させ、当該固有情報を請求項６〜１０のうちのいずれか１つに記載の情報受信装置で受信し、当該受信内容から上記情報送信装置を識別しつつ光学的に上記各情報送信装置の見かけの幾何学的配置を知ることで、上記情報受信装置の存在位置を測位することを特徴とする測位システム。