JP2017130391A - Circuit breaker - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、地絡や短絡などの事故発生時に電流路を遮断する回路遮断装置に関し、特に、機械スイッチ方式と半導体スイッチ方式とを併用したハイブリッド方式の回路遮断装置に関する。 The present invention relates to a circuit breaker that cuts off a current path when an accident such as a ground fault or a short circuit occurs, and more particularly to a hybrid circuit breaker that uses both a mechanical switch system and a semiconductor switch system.
近年、直流を用いた給電システムが注目されている。直流給電システムは、既存の交流給電システムと比較して変換器損失、送電損失および設置コストを低減できる利点がある。日本では、例えば、直流380[V]、変換器容量500[kW]クラスの直流給電システム、路面電車(600[V]、750[V])や直流電車(1000[V]、1500[V])用の直流給電システムなどが実用化されている。また、数10[kV]以上の高圧用途では、例えば将来の大規模洋上風力発電システムの導入を想定し、電圧形変換器を用いた多端子直流送電システム(HVDC:high−voltage direct−current)の導入が期待されている。 In recent years, power supply systems using direct current have attracted attention. The DC power supply system has an advantage that the converter loss, power transmission loss, and installation cost can be reduced as compared with the existing AC power supply system. In Japan, for example, a DC power supply system of DC 380 [V], converter capacity 500 [kW] class, trams (600 [V], 750 [V]) and DC trains (1000 [V], 1500 [V]) ) DC power supply system has been put into practical use. In high voltage applications of several tens [kV] or more, for example, assuming the introduction of a future large-scale offshore wind power generation system, a multi-terminal DC power transmission system (HVDC: high-voltage direct-current) using a voltage source converter is used. Is expected to be introduced.
直流給電システムにおいて地絡事故や短絡事故が発生した場合、過電流が発生する。事故発生からの電流の増加率([A/s])は、直流給電システムが有する直流インダクタンスに反比例する。例えば電圧形変換器を用いて直流電圧を生成した場合、直流インダクタンスが小さいため、過電流が生じる恐れがあるので、高速に動作可能な直流遮断器を設置する必要がある。 When a ground fault or short circuit accident occurs in a DC power supply system, an overcurrent occurs. The rate of increase in current from the occurrence of an accident ([A / s]) is inversely proportional to the DC inductance of the DC power supply system. For example, when a DC voltage is generated using a voltage source converter, since a DC inductance is small, an overcurrent may occur. Therefore, it is necessary to install a DC circuit breaker that can operate at high speed.
直流遮断器は、機械スイッチ方式、半導体スイッチ方式、およびハイブリッド方式の3種類に分類できる。 DC circuit breakers can be classified into three types: mechanical switch system, semiconductor switch system, and hybrid system.
このうち、機械スイッチ方式は、例えば、真空遮断器、ガス遮断器もしくは空気吹付遮断器などの機械的遮断器(サーキットブレーカ:Circuit Breaker)とLC共振回路とを用いて電流を遮断するものである(例えば、非特許文献1参照。)。機械スイッチ方式では、パワーデバイスを使用しないため定常損失は発生しない。
Among these, the mechanical switch system cuts off the current by using a mechanical circuit breaker (circuit breaker) such as a vacuum circuit breaker, a gas circuit breaker or an air blowing circuit breaker and an LC resonance circuit. (For example, refer
また、半導体スイッチ方式は、パワーデバイス(電力用半導体素子)を用いて遮断器を構成することで、高速な遮断時間(1[ms]以下)を実現する(例えば、非特許文献2参照。)。 Moreover, the semiconductor switch system implement | achieves a high interruption | blocking time (1 [ms] or less) by comprising a circuit breaker using a power device (power semiconductor element) (for example, refer nonpatent literature 2). .
また、ハイブリッド方式は、高速動作可能な機械的遮断器とパワーデバイスとを併用することで、電流の高速遮断と損失低減を両立する点に特長があり、各種回路が提案されている(例えば、非特許文献3参照。)。図15は、一般的なハイブリッド方式の回路遮断装置を例示する回路図である。例えば図15に示すように、ハイブリッド方式の回路遮断装置100は、電流制限用インダクタ151、機械的遮断器(サーキットブレーカ:Circuit Breaker)152、転流補助半導体スイッチ153、主半導体スイッチ154、アレスタ(非線形抵抗)155より主回路を構成する。正常時は電流制限用インダクタ151、機械的遮断器152、転流補助半導体スイッチ153を介して負荷に電力を供給し、地絡や短絡などの事故時には転流補助半導体スイッチ153をターンオフすることで主半導体スイッチ154に転流する。転流補助半導体スイッチ153の必要耐圧は主半導体スイッチ154の数%程度であるため、半導体スイッチ方式と比較し定常損失を低減できる利点がある。また、転流に必要な時間は0.2[ms]以下であり、1[ms]以内に開極可能な機械的遮断器152を用いることで、遮断時間を2[ms]以下にすることができる。
In addition, the hybrid system has a feature in that both high-speed current interruption and loss reduction are achieved by using a mechanical circuit breaker capable of high-speed operation and a power device, and various circuits have been proposed (for example, (Refer
機械スイッチ方式による回路遮断装置は、パワーデバイスを使用しないため定常損失は発生しない利点があるものの、電流遮断までの所要時間(開極時間)が30〜100[ms]と長いため、直流インダクタンスが大きい電流形変換器には適用できるが、電圧形変換器への適用は困難である。 Although the circuit breaker using the mechanical switch system has an advantage that no steady loss occurs because a power device is not used, the time required until the current is interrupted (opening time) is as long as 30 to 100 [ms]. Although it can be applied to a large current source converter, application to a voltage source converter is difficult.
また、半導体スイッチ方式による回路遮断装置は、内部の半導体スイッチには定常的に電流が流れるため、定常損失が発生する問題がある。また、電流遮断時には内部の半導体スイッチに直流電圧以上の高電圧が印加されるため、複数のパワーデバイスを直列接続することで高耐圧化を図る必要がある。この場合、半導体スイッチのオン電圧増加が問題となる。例えば、直流320[kV]の場合、半導体スイッチのオン電圧は100[V]以上となる。半導体スイッチには定常的に電流が流れるため、オン電圧に起因する損失低減が課題となる。 Further, the circuit breaker using the semiconductor switch method has a problem in that a steady loss occurs because a current constantly flows through the internal semiconductor switch. Further, since a high voltage higher than the direct current voltage is applied to the internal semiconductor switch when the current is interrupted, it is necessary to increase the breakdown voltage by connecting a plurality of power devices in series. In this case, an increase in the on-voltage of the semiconductor switch becomes a problem. For example, in the case of direct current 320 [kV], the ON voltage of the semiconductor switch is 100 [V] or more. Since current constantly flows through the semiconductor switch, it is a problem to reduce loss due to the on-voltage.
また、上述のハイブリッド方式の回路遮断装置は、転流補助半導体スイッチの必要耐圧は主半導体スイッチの数%程度であるため半導体スイッチ方式と比較して定常損失を低減でき、また、機械スイッチ方式と比較しても遮断時間を短縮することができる利点がある。しかしながら、転流補助半導体スイッチには正常時に依然として定常電流が流れるため、定常損失をゼロにはできない。 In addition, the hybrid circuit breaker described above can reduce the steady loss compared to the semiconductor switch method because the required withstand voltage of the commutation auxiliary semiconductor switch is about several percent of that of the main semiconductor switch. Even if it compares, there exists an advantage which can shorten interruption | blocking time. However, since a steady current still flows through the commutation auxiliary semiconductor switch in a normal state, the steady loss cannot be made zero.
また、今後の高電圧直流給電システムの適用範囲の拡大に伴い、直流高電圧を遮断可能な低コストの直流遮断システムの開発が望まれる。 In addition, with the expansion of the application range of future high-voltage DC power supply systems, it is desired to develop a low-cost DC interruption system capable of interrupting DC high voltage.
従って本発明の目的は、上記問題に鑑み、正常時には定常損失がゼロであり事故発生時には高速に電流路を遮断することができる、直流高電圧を遮断可能な低コストの回路遮断装置を提供することにある。 Therefore, in view of the above problems, an object of the present invention is to provide a low-cost circuit breaker capable of interrupting a DC high voltage, in which a steady loss is zero in a normal state and a current path can be interrupted at a high speed when an accident occurs. There is.
上記目的を実現するために、本発明においては、回路遮断装置は、第1の外部接続端子を有する第1のインダクタと、第1のインダクタに対して直列に接続され、第1のインダクタが接続される側とは反対側に第2の外部接続端子を有する開閉器であって、指令に応じて開極して電流路を遮断する機械的遮断器と、機械的遮断器に対して並列に接続されるスナバ回路と、機械的遮断器とスナバ回路とからなる並列回路に対して直列に接続され、指令に応じて開極して電流路を遮断する機械的断路器とからなる開閉器と、第1のインダクタと開閉器とを接続する配線から分岐した配線上に設けられる、1個もしくは互いにカスケード接続された複数個の半導体電力変換器であって、内部に設けられた半導体スイッチを指令に応じてスイッチング動作させることにより、所定の直流電流を出力する半導体電力変換器と、半導体電力変換器に対して直列に接続される第2のインダクタと、を備え、半導体電力変換器および第2のインダクタが同一配線上に位置してなるユニットが、開閉器に対して並列に接続される。 In order to achieve the above object, according to the present invention, a circuit breaker is connected in series to a first inductor having a first external connection terminal and the first inductor, and the first inductor is connected. A switch having a second external connection terminal on the side opposite to the connected side, and a mechanical circuit breaker that opens in response to a command and interrupts the current path, in parallel with the mechanical circuit breaker A switch comprising: a snubber circuit to be connected; and a mechanical disconnector connected in series to a parallel circuit including a mechanical circuit breaker and a snubber circuit, and opening the current according to a command to interrupt a current path; One or more semiconductor power converters cascade-connected to each other provided on a wiring branched from a wiring connecting the first inductor and the switch, and commanding a semiconductor switch provided therein According to switching A semiconductor power converter that outputs a predetermined direct current and a second inductor connected in series to the semiconductor power converter, the semiconductor power converter and the second inductor being the same A unit located on the wiring is connected in parallel to the switch.
ここで、半導体電力変換器は、半導体スイッチのスイッチング動作により、第2のインダクタまたは当該半導体電力変換器とは異なる他の半導体電力変換器が接続される第1の直流側とこの第1の直流側とは反対側の第2の直流側とのうち一方から入力された直流電流を所望の大きさおよび極性の直流電流に変換してもう一方に出力するDCDCコンバータであって、直流電流の入出力方向を第1の直流側と第2の直流側との間で双方向に切換え可能なDCDCコンバータと、DCDCコンバータの第2の直流側に並列に接続されるエネルギー蓄積部と、エネルギー蓄積部に並列に接続され、エネルギー蓄積部に印加された直流電圧が、予め設定された電圧以下の場合は所定の抵抗値を示し、それ以外の場合は所定の抵抗値よりも低い抵抗値を示す非線形抵抗と、を有するようにしてもよい。 Here, the semiconductor power converter is connected to the first DC side to which the second inductor or another semiconductor power converter different from the semiconductor power converter is connected by the switching operation of the semiconductor switch, and the first DC. A DCDC converter that converts a DC current input from one of the second DC sides opposite to the DC side into a DC current of a desired magnitude and polarity and outputs the DC current to the other, A DCDC converter capable of switching the output direction bi-directionally between the first DC side and the second DC side; an energy storage unit connected in parallel to the second DC side of the DCDC converter; and an energy storage unit The DC voltage applied to the energy storage unit is in parallel when the DC voltage is lower than the preset voltage, and shows a predetermined resistance value. Otherwise, the resistance value is lower than the predetermined resistance value. And a nonlinear resistor shown, may have a.
また、エネルギー蓄積部は、コンデンサと、このコンデンサに対して直列に接続され、コンデンサに流入する充電電流を阻止する逆阻止ダイオードとからなるようにしてもよい。 The energy storage unit may include a capacitor and a reverse blocking diode connected in series to the capacitor and blocking a charging current flowing into the capacitor.
また、エネルギー蓄積部は、非線形抵抗に並列に接続される第1のコンデンサと、第1のコンデンサの静電容量より大きい静電容量と第1のコンデンサの充電電圧よりも低い充電電圧とを有する第2のコンデンサと、第2のコンデンサに対して直列に接続され、第2のコンデンサに流入する充電電流を阻止する逆阻止ダイオードと、を有し、第2のコンデンサと逆阻止ダイオードとからなる直列回路が、第1のコンデンサに対して並列に接続されるようにしてもよい。 The energy storage unit includes a first capacitor connected in parallel to the non-linear resistance, a capacitance larger than the capacitance of the first capacitor, and a charging voltage lower than the charging voltage of the first capacitor. A second capacitor, and a reverse blocking diode connected in series to the second capacitor and blocking a charging current flowing into the second capacitor, and comprising the second capacitor and the reverse blocking diode A series circuit may be connected in parallel to the first capacitor.
また、第2のインダクタは、互いにカスケード接続された複数個の半導体電力変換器のうちのいずれかの半導体電力変換器に直列に接続されるようにしてもよい。 Further, the second inductor may be connected in series to any one of the plurality of semiconductor power converters cascade-connected to each other.
また、回路遮断装置は、第1の外部接続端子もしくは第2の外部接続端子に接続された外部配線上において過電流が発生したか否かを検知する過電流検知部と、機械的遮断器および機械的断路器に対する開極動作ならびに半導体電力変換器の電力変換動作を制御する制御部と、を備え、制御部は、過電流検知部による過電流の検知後、機械的遮断器に対して開極動作の開始を指令する機械的遮断器用開極指令を出力する第1の指令手段と、過電流検知部による過電流の検知後、機械的遮断器用開極指令に基づき機械的遮断器の開極動作が完了するまでの間に機械的遮断器に流れる電流を略ゼロに収束させる直流電流を、半導体電力変換器に出力させる電力変換指令を出力する第2の指令手段と、機械的遮断器用開極指令が出力されてから所定の期間経過後、機械的断路器に対して開極動作の開始を指令する機械的断路器用開極指令を出力する第3の指令手段と、機械的遮断器の開極動作が完了した時に、半導体電力変換器内の半導体スイッチをオフするオフ指令を出力する第4の指令手段と、を有する。 The circuit breaker includes an overcurrent detection unit that detects whether an overcurrent has occurred on the external wiring connected to the first external connection terminal or the second external connection terminal, a mechanical circuit breaker, A control unit that controls the opening operation for the mechanical disconnector and the power conversion operation of the semiconductor power converter, and the control unit opens the mechanical circuit breaker after the overcurrent is detected by the overcurrent detection unit. A first command means for outputting a mechanical breaker opening command for instructing the start of a pole operation; and after detecting an overcurrent by the overcurrent detector, opening the mechanical breaker based on the opening command for the mechanical breaker A second command means for outputting a power conversion command for causing the semiconductor power converter to output a direct current that causes the current flowing through the mechanical circuit breaker to converge to substantially zero until the pole operation is completed; and for the mechanical circuit breaker Predetermined after the opening command is output After the elapse of time, the third command means for outputting a mechanical disconnector opening command for instructing the mechanical disconnector to start the opening operation, and when the opening operation of the mechanical breaker is completed, the semiconductor And fourth command means for outputting an off command for turning off the semiconductor switch in the power converter.
また、上述のスナバ回路は、スナバ用コンデンサとスナバ用抵抗との直列回路からなるようにしてもよい。 The snubber circuit described above may be formed of a series circuit of a snubber capacitor and a snubber resistor.
また、半導体スイッチは、オン時に一方向に電流を通す半導体スイッチング素子と、この半導体スイッチング素子に逆並列に接続された帰環ダイオードと、を有するようにしてもよい。 In addition, the semiconductor switch may include a semiconductor switching element that allows current to flow in one direction when it is on, and a feedback diode that is connected in reverse parallel to the semiconductor switching element.
また、機械的遮断器は、固定接触子と、固定接触子に接触する閉路位置と固定接触子から分離される開路位置との間を移動可能な可動接触子と、を有するようにしてもよい。 The mechanical circuit breaker may include a fixed contact and a movable contact that is movable between a closed position that contacts the fixed contact and an open position that is separated from the fixed contact. .
本発明によれば、正常時には定常損失がゼロであり事故発生時には高速に電流路を遮断することができる、直流高電圧を遮断可能な低コストの回路遮断装置を実現することができる。 According to the present invention, it is possible to realize a low-cost circuit interruption device capable of interrupting a DC high voltage, in which a steady loss is zero in a normal state and a current path can be interrupted at a high speed when an accident occurs.
本発明による回路遮断装置は、機械的遮断器および機械的断路器ならびに半導体電力変換器を備えるいわゆるハイブリッド遮断器であるが、正常時は機械的遮断器および機械的断路器はオンされて電源側から負荷側に電力が供給され、半導体電力変換器はダイオード動作するのみであるので、正常時の回路遮断装置の定常損失をゼロにすることができる。 The circuit breaker according to the present invention is a so-called hybrid circuit breaker including a mechanical circuit breaker, a mechanical disconnector, and a semiconductor power converter. However, in a normal state, the mechanical circuit breaker and the mechanical disconnector are turned on and the power source side Since power is supplied from the power source to the load side and the semiconductor power converter only operates as a diode, the steady loss of the circuit breaker in a normal state can be made zero.
また、本発明によれば、地絡事故や短絡事故により過電流が発生した場合、機械的遮断器および機械的断路器ならびに半導体電力変換器の動作を適宜制御することにより、高速に電流路を遮断することができる。 Further, according to the present invention, when an overcurrent occurs due to a ground fault or a short-circuit accident, the current path can be changed at high speed by appropriately controlling the operation of the mechanical breaker, the mechanical disconnector, and the semiconductor power converter. Can be blocked.
また、本発明によれば、電流路の機械的遮断手段として、機械的遮断器と機械的断路器とスナバ回路との組合せを用いるので、機械的遮断器および機械的断路器がともに開極した状態においては、スナバ回路が並列に接続された機械的遮断器の機械接点間に印加される電圧は、機械的断路器の機械的接点間に印加される電圧より小さくなる。すなわち、本発明によれば、回路遮断時において開閉器に印加される電圧の大部分を、価格の安い機械的断路器に印加させるので、直流高電圧を遮断可能な低コストの回路遮断装置を実現することができる。 Further, according to the present invention, the combination of the mechanical circuit breaker, the mechanical disconnection circuit, and the snubber circuit is used as the mechanical circuit breaker for the current path, so that both the mechanical circuit breaker and the mechanical disconnection circuit are opened. In the state, the voltage applied between the mechanical contacts of the mechanical breaker with the snubber circuit connected in parallel is smaller than the voltage applied between the mechanical contacts of the mechanical disconnector. That is, according to the present invention, most of the voltage applied to the switch at the time of circuit interruption is applied to a mechanical disconnector with low cost, so a low-cost circuit interruption device capable of interrupting high DC voltage is provided. Can be realized.
また、本発明によれば、カスケード接続する半導体電力変換器の個数を適宜調整することによっても回路遮断装置の高耐圧化が可能である。 Further, according to the present invention, it is possible to increase the withstand voltage of the circuit breaker by appropriately adjusting the number of semiconductor power converters connected in cascade.
また、本発明によれば、半導体電力変換器内のDCDCコンバータを4象限DCDCコンバータとして構成することにより、直流電流の振幅および極性に関わりなく電流路を遮断することができる。 Further, according to the present invention, the DCDC converter in the semiconductor power converter is configured as a four-quadrant DCDC converter, so that the current path can be interrupted regardless of the amplitude and polarity of the direct current.
本発明による回路遮断装置は、第1のインダクタと、機械的遮断器と、半導体電力変換器と、第2のインダクタと、を備える。第1のインダクタは、一端に第1の外部接続端子を有する。機械的遮断器は、指令に応じて開極して電流路を遮断するものであり、第1のインダクタに対して直列に接続され、第1のインダクタが接続される側とは反対側に第2の外部接続端子を有する。半導体電力変換器は、内部に設けられた半導体スイッチを指令に応じてスイッチング動作させることにより所定の直流電流を出力するものであり、第1のインダクタと機械的遮断器とを接続する配線から分岐した配線上に、単独でもしくは複数個が互いにカスケード接続された状態で設けられる。第2のインダクタは、半導体電力変換器もしくは機械的遮断器に対して直列に接続される。第1のインダクタおよび第2のインダクタのうち、いずれか一方が事故電流制限用インダクタであり、もう一方が電流制御用インダクタである。以下、具体的な回路構成について、第1〜第3の実施例にて説明する。 The circuit breaker according to the present invention includes a first inductor, a mechanical breaker, a semiconductor power converter, and a second inductor. The first inductor has a first external connection terminal at one end. The mechanical circuit breaker is opened in response to a command to interrupt the current path, and is connected in series to the first inductor, and is connected to the side opposite to the side to which the first inductor is connected. 2 external connection terminals. The semiconductor power converter outputs a predetermined direct current by switching a semiconductor switch provided therein in accordance with a command, and branches from a wiring connecting the first inductor and the mechanical circuit breaker. These wirings are provided alone or in a state where a plurality of them are cascade-connected to each other. The second inductor is connected in series with the semiconductor power converter or mechanical breaker. One of the first inductor and the second inductor is an accident current limiting inductor, and the other is a current control inductor. Hereinafter, specific circuit configurations will be described in the first to third embodiments.
図1は、本発明の第1の実施例による回路遮断装置を示す回路図であり、図2は、本発明の第1の実施例による回路遮断装置における半導体電力変換器を説明する回路図である。以降、異なる図面において同じ参照符号が付されたものは同じ機能を有する構成要素であることを意味するものとする。 FIG. 1 is a circuit diagram illustrating a circuit breaker according to a first embodiment of the present invention, and FIG. 2 is a circuit diagram illustrating a semiconductor power converter in the circuit breaker according to the first embodiment of the present invention. is there. Hereinafter, components having the same reference numerals in different drawings mean components having the same functions.
本発明の第1の実施例による回路遮断装置1は、第1のインダクタ11と、開閉器12と、半導体電力変換器13と、第2のインダクタ14と、を備える。本発明の第1の実施例による回路遮断装置1は、適用される直流給電システムに対して半導体電力変換器13が直列になるよう設置される。本実施例では、回路遮断装置1が直流遮断器として動作する場合について説明する。この場合、回路遮断装置1は、第1のインダクタ11が電源側になり、かつ開閉器12が負荷側になるよう、直流給電システム上に設置される。
The
第1のインダクタ11は、一端に第1の外部接続端子T1を有する。第1の外部接続端子T1には電源側の回路が接続される。
The
開閉器12は、第1のインダクタ11に対して直列に接続され、第1のインダクタ11が接続される側とは反対側に第2の外部接続端子T2を有する。第2の外部接続端子T2には負荷側の回路が接続される。開閉器12は、機械的遮断器(Circuit Breaker)24と、スナバ回路25と、機械的断路器(Disconnecting Switch)26とを備える。
The
機械的遮断器24は、機械的遮断器用指令に応じて開極して電流路を遮断する。機械的遮断器24は、固定接触子とこの固定接触子に接触する閉路位置と固定接触子から分離される開路位置との間を移動可能な可動接触子とを有し、指令に応じて可動接触子が固定接触子から分離して開極し、電流路を遮断する。機械的遮断器24の例としては、真空遮断器、ガス遮断器もしくは空気吹付遮断器などがある。
The
スナバ回路25は、機械的遮断器24に対して並列に接続される。本実施例では、スナバ回路25を、スナバ用コンデンサ51(静電容量CS)とスナバ用抵抗52(抵抗値RS)とを直列に接続したRCスナバ回路で構成するが、これ以外の構成でスナバ回路を実現してもよい。スナバ回路25をRCスナバ回路とした場合、各回路パラメータはシミュレーションや実験により適宜設定すればよいが、一例を挙げると、スナバ用コンデンサ51の静電容量CSは9.6[nF]、スナバ用抵抗52の抵抗値RSは1560[Ω]に設定される。
The
機械的断路器26は、機械的断路器用指令に応じて開極して電流路を遮断する。機械的断路器26は、機械的遮断器24とは異なり、消弧能力を持たず、電流路に電流が流れているときは開閉を行わず、無負荷状態で電流路を開閉するものである。機械的断路器26は、DSもしくはジスコンとも称される。
The
このように、本発明では、開閉器12内の電流路遮断手段として、機械的遮断器24および機械的断路器26を組み合わせて用いる。このような構成をとることで、開閉器12全体として印加される電圧は、機械的遮断器24に印加される電圧と機械的断路器26に印加される電圧とに分圧されることになる。機械的遮断器24および機械的断路器26がともに開極した状態においては、スナバ回路25が並列に接続された機械的遮断器24の機械接点間に印加される電圧は、機械的断路器26の機械的接点間に印加される電圧よりも小さくなる。また、一般に機械的断路器26の価格は機械的遮断器24の価格よりも大幅に安い。したがって、回路遮断時において開閉器12に印加される電圧の大部分を、価格の安い機械的断路器26に印加させる本発明による回路遮断装置1は、直流電圧が超高圧の場合(例えば250[kV])にも対応することができる。
Thus, in the present invention, the
半導体電力変換器13は、第1のインダクタ11と開閉器12とを接続する配線から分岐した配線上に、単独でもしくは複数個が互いにカスケード接続された状態で設けられる。なお、本明細書では、半導体電力変換器13が1個の場合は第2のインダクタ14が接続される側を「第1の直流側」と称し、複数個の半導体電力変換器13が互いにカスケード接続される場合は当該半導体電力変換器13とは異なる他の半導体電力変換器13が接続される側を同じく「第1の直流側」と称する。また、「第1の直流側」とは反対側の直流側を、「第2の直流側」と称する。一例として、図1では、複数個(N個、ただしNは2以上の整数)の半導体電力変換器13が第1の直流側にて互いにカスケード接続された場合を示している。カスケード接続する半導体電力変換器13の個数を適宜調整するだけで回路遮断装置1の高耐圧化を容易に実現できる。
The
半導体電力変換器13は、DCDCコンバータ21と、エネルギー蓄積部22と、非線形抵抗23と、を有し、DCDCコンバータ21の内部に設けられた半導体スイッチを指令に応じてスイッチング動作させることにより所定の直流電流を出力する。
The
半導体電力変換器13内のDCDCコンバータ21は、いわゆる4象限DCDCコンバータとして構成される。すなわち、DCDCコンバータ21は、半導体スイッチSのスイッチング動作により、第1の直流側および第2の直流側のうち一方から入力された直流電流を所望の大きさおよび極性の直流電流に変換してもう一方に出力するものであり、直流電流の入出力方向は、第1の直流側と第2の直流側との間で双方向に切換え可能である。半導体電力変換器13内のDCDCコンバータ21を4象限DCDCコンバータとして構成することにより、直流電流の振幅および極性に関わりなく電流路を遮断することができる。半導体スイッチは、オン時に一方向に電流を通す半導体スイッチング素子Sと、この半導体スイッチング素子Sに逆並列に接続された帰環ダイオードDとで構成される。半導体スイッチング素子Sの例としては、IGBT、サイリスタ、GTO(Gate Turn−OFF thyristor:ゲートターンオフサイリスタ)、トランジスタなどがあるが、スイッチング素子の種類自体は本発明を限定するものではなく、その他の半導体素子であってもよい。
The
半導体電力変換器13内のエネルギー蓄積部22は、DCDCコンバータ21の第2の直流側に並列に接続される。本実施例では、エネルギー蓄積部22は、直流コンデンサ53と、直流コンデンサ53に対して直列に接続され、直流コンデンサ53に流入する充電電流を阻止する逆阻止ダイオード54と、の直列回路からなる。直流コンデンサ53を初期充電するために、初期充電回路を別途設ける必要があるが、ここでは図示を省略している。
The
半導体電力変換器13内の非線形抵抗23は、エネルギー蓄積部22に並列に接続され、エネルギー蓄積部22に印加された直流電圧が、予め設定された電圧(以下、「動作電圧」と称する。)以下の場合は所定の抵抗値を示し、それ以外の場合は所定の抵抗値よりも低い抵抗値を示す素子である。非線形抵抗23の例としては、MOV(Metal Oxide Variable Resistor)(「バリスタ」あるいは「アレスタ」とも称する)がある。非線形抵抗23の動作電圧は、使用するパワーデバイスの電圧定格に制限される。例えば、3.3[kV]耐圧のパワーデバイスを使用する場合、非線形抵抗23の動作電圧VClampは3.3[kV]以下に設定する必要がある。
The
直流コンデンサ22と非線形抵抗23とは並列に接続されているので、第1のインダクタ11および第2のインダクタ14に蓄積されたエネルギーによって直流コンデンサ22が充電される際には、直流コンデンサ22の充電電圧が徐々に上昇して非線形抵抗23の動作電圧に達すると、その後は直流コンデンサ22の充電電圧は非線形抵抗23の動作電圧にてクランプされ、第1のインダクタ11および第2のインダクタ14に蓄積されたエネルギーは非線形抵抗23にて消費される。なお、エネルギー蓄積部22および非線形抵抗23については、上述のような直流コンデンサ22の充電および非線形抵抗23による消費の一連の動作を行うものであれば他の素子で実現してもよく、例えば、2次電池あるいは電気二重層キャパシタなどに置き換えてもよい。
Since the
第2のインダクタ14は、半導体電力変換器13に対して直列に接続される。複数個の半導体電力変換器13が互いにカスケード接続される場合は、第2のインダクタ14は、互いにカスケード接続された複数個の半導体電力変換器13のうちのいずれかの半導体電力変換器に直列に接続される。図3〜図5は、本発明の第1の実施例による回路遮断装置における第2のインダクタの配置例を説明する回路図である。例えば、図3および図4に示すように、第2のインダクタ14は、カスケード接続の両端に位置する半導体電力変換器13のうちのいずれかの半導体電力変換器13の、当該半導体電力変換器13が接続されていない側に設置される。また例えば、図5に示すように、第2のインダクタ14は、互いに隣接した半導体電力変換器13の間に設置される。
The
なお、半導体電力変換器13が1個の場合は、第2のインダクタ14は単に当該半導体電力変換器13に直列に接続される。
When there is one
複数個の半導体電力変換器13がカスケード接続される場合および半導体電力変換器13が1個の場合のいずれの場合であっても、半導体電力変換器13および第2のインダクタ14が同一配線上に位置してなるユニットは、開閉器12に対して並列に接続される。すなわち、半導体電力変換器13および第2のインダクタ14が同一配線上に位置してなるユニットは、第1のインダクタ11と開閉器12との接続点Aに接続される。
In either case where a plurality of
本発明の第1の実施例では、上述のように第1のインダクタ11、開閉器12、半導体電力変換器13および第2のインダクタ14を結線する。第1の外部接続端子T1および第2の外部接続端子T2それぞれに対応してグランド端子G1およびG2が設けられる。
In the first embodiment of the present invention, the
なお、本実施例では、回路遮断装置1が直流遮断器として動作する場合について説明したが、回路遮断装置2は直流遮断器として動作するほかに交流遮断器としても動作可能であり、この場合は、端子G1およびG2は第1の外部接続端子T1および第2の外部接続端子T2の極性とは反対の極性を有する端子となる。また、回路遮断装置1が交流遮断器として動作する場合、半導体電力変換器13内のDCDCコンバータ21は、DCACコンバータ(直流交流変換器)として動作する。この場合、DCACコンバータの直流側は上述の「第2の直流側」に相当し、交流側は上述の「第1の直流側」に相当する。
In this embodiment, the case where the
図1に示す例では、第1の外部接続端子T1およびグランド端子G1からなる側を電源側とし、第2の外部接続端子T2およびグランド端子G2からなる側を負荷側としている。したがって、第1のインダクタ11は事故電流制限用インダクタとして機能し、第2のインダクタ14は電流制御用インダクタとして機能する。
In the example shown in FIG. 1, the side consisting of the first external connection terminal T 1 and the ground terminal G 1 is the power supply side, and the side consisting of the second external connection terminal T 2 and the ground terminal G 2 is the load side. Accordingly, the
これ以降、電源側直流電圧をVdc、負荷電圧をvL、機械的遮断器24の両端に現れる電圧をvCB、機械的断路器26の両端に現れる電圧をvDS、半導体電力変換器13のカスケード接続される側の半導体電力変換器13の合計電圧をvHBで表す。また、各半導体電力変換器13に並列に接続された直流コンデンサの電圧をvC1、・・・、vCNで表す(ただし、Nは自然数)。非線形抵抗23の両端に現れる電圧をvMOVで表す。また、第1の外部接続端子T1から接続点Aに流れる電流を電源電流iSとし、接続点Aから第2の外部接続端子T2に流れる電流を負荷電流iCBとし、接続点Aから半導体電力変換器13へ流れる電流を変換器電流iConとする。なお、図中の電圧および電流については、それぞれ矢印の向きを正としている。
Thereafter, the power source side DC voltage is V dc , the load voltage is v L , the voltage appearing at both ends of the
図6は、本発明の第1の実施例による回路遮断装置における制御系を説明するブロック図である。回路遮断装置1は、その制御系として、過電流検出部31および制御部32を有する。
FIG. 6 is a block diagram illustrating a control system in the circuit breaker according to the first embodiment of the present invention. The
過電流検知部31は、第2の外部接続端子T2に接続された負荷側の外部配線上において過電流が発生したか否かを検知する。本実施例では、第2の外部接続端子T2およびグランド端子G2からなる側を負荷側としたので、過電流検知部31は、第2の外部接続端子T2に接続された負荷側の外部配線上の過電流の発生の有無を検知するものとしたが、第1の外部接続端子T1およびグランド端子G1からなる側を負荷側とした場合は、過電流検知部31は、第1の外部接続端子T1に接続された負荷側の外部配線上の過電流の発生の有無を検知するようにすればよい。過電流検出部31による過電流発生の検知は公知の方法で実現すればよい。例えば、地絡や短絡などの事故が発生すると電源電流iSが増加するので、電流検出器(図示せず)を用いて電源電流iSを常時監視し、電源電流iSが定格電流より所定の値だけ大きくなった場合に「過電流発生」と判定する。過電流発生の判断に用いられる基準電流値は、例えば定格電流120%に設定するなど、必要に応じて適宜設定すればよい。
制御部32は、開閉器12内の機械的遮断器24および機械的断路器26に対する開極動作ならびに半導体電力変換器13の電力変換動作を制御する。すなわち、制御部32は、過電流検知部31による過電流の検知後、機械的遮断器24に対して開極動作の開始を指令する機械的遮断器用開極指令を出力する第1の指令手段41と、過電流検知部31による過電流の検知後、機械的遮断器用開極指令に基づき機械的遮断器24の開極動作が完了するまでの間に機械的遮断器24に流れる電流を略ゼロに収束させる直流電流を、半導体電力変換器13に出力させる電力変換指令を出力する第2の指令手段42と、機械的遮断器用開極指令が出力されてから所定の期間経過後、機械的断路器26に対して開極動作の開始を指令する機械的断路器用開極指令を出力する第3の指令手段43と、機械的遮断器24の開極動作が完了した時に、半導体電力変換器13内の半導体スイッチSをオフする指令を出力する第4の指令手段44と、を有する。
The control unit 32 controls the opening operation for the
第1の指令手段41、第2の指令手段42、第3の指令手段43および第4の指令手段44は、例えばソフトウェアプログラム形式で構築されてもよく、あるいは各種電子回路とソフトウェアプログラムとの組み合わせで構築されてもよい。例えばこれらの手段をソフトウェアプログラム形式で構築する場合は、制御部32内の演算処理装置はこのソフトウェアプログラムに従って動作することで上述の各手段の機能が実現される。 The first command means 41, the second command means 42, the third command means 43, and the fourth command means 44 may be constructed in a software program format, for example, or a combination of various electronic circuits and software programs It may be built with. For example, when these means are constructed in a software program format, the arithmetic processing unit in the control unit 32 operates according to this software program, thereby realizing the functions of the above-described means.
図7は、本発明の第1の実施例による回路遮断装置の動作フローを示すフローチャートである。ここでは一例として、時刻t0で負荷側に地絡もしくは短絡の事故が発生して過電流が発生した場合を考える。 FIG. 7 is a flowchart showing an operation flow of the circuit breaker according to the first embodiment of the present invention. Here, as an example, let us consider a case where an overcurrent occurs due to a ground fault or short circuit accident on the load side at time t 0 .
回路遮断装置1は、負荷側に過電流が発生していないとき、正常動作を行う(ステップS101)。すなわち正常時では開閉器12内の機械的遮断器24および機械的断路器26はオンされて電源側から負荷側に電力が供給される。このとき、半導体電力変換器13内の各ダイオードDが機能することにより、半導体電力変換器13そのものはダイオードとして動作し、変換器電流iConはゼロとなる。したがって、正常時の回路遮断装置1の定常損失はゼロである。なお、半導体電力変換器13内のコンデンサCは初期充電されているものとする。
The
正常時においては、キルヒホッフの電流則より、負荷電流iCBと電源電流iSとは等しく、すなわち「iCB=iS」である。また、第1のインダクタL1における電圧降下は、正常時ではゼロとなるため、負荷電圧vLと電源側直流電圧Vdcとは等しく、すなわち「vL=Vdc」である。 Under normal conditions, according to Kirchhoff's current law, the load current i CB and the power supply current i S are equal, that is, “i CB = i S ”. In addition, since the voltage drop in the first inductor L 1 is zero under normal conditions, the load voltage v L and the power supply side DC voltage V dc are equal, that is, “v L = V dc ”.
ステップS102において、過電流検知部31は、第2の外部接続端子T2に接続された負荷側の外部配線上において過電流が発生したか否かを検知する。過電流検知部31が過電流を検知しなかったときはステップS101に戻り正常動作を継続する。過電流検知部31が過電流を検知したときはステップS103へ進む。
In step S102, the
例えば時刻t1で過電流検知部31が過電流の発生を検知したと仮定する。このとき、回路遮断装置1について、開閉器12における電圧降下を無視すると、式1に示される回路方程式が成立する。
For example, it is assumed that the
式1から、電源電流iSおよび負荷電流iCBは式2のように表される。ただし、式2において、I0は時刻t0における電流を表す。
From
式2から分かるように、電源電流iSおよび負荷電流iCBは「Vdc/L1」の傾きで1次関数的に増加する。すなわち、第1のインダクタ11のインダクタンスL1を増加させれば事故時の電流増加率を抑制できる。短絡や地絡事故が発生すると電源電流iSは増加するため、過電流検知部31は、電流検出器(図示せず)を用いて電源電流iSを常時監視し、電源電流iSが定格電流より所定の値だけ大きくなった場合(例えば定格電流120%)に「過電流発生」と判定する(時刻t1)。事故発生から事故判断に要する時間「t1−t0」は電源側直流電圧Vdc、第1のインダクタのインダクタンスL1、負荷、基準電流値などに依存する。
As can be seen from
ステップS102において過電流検知部31が過電流を検知したとき、ステップS103において、制御部32の第2の指令手段42は、開極指令が出力されてから機械的遮断器24の開極動作が完了するまでの間に機械的遮断器24に流れる電流を略ゼロに収束させる直流電流を、半導体電力変換器13に出力させる電力変換指令を出力する。
When the
また、ステップS102において過電流検知部31が過電流を検知したとき、ステップS103において、制御部32の第1の指令手段41は、機械的遮断器24に対して開極動作の開始を指令する機械的遮断器用開極指令を出力する。
When the
なお、ステップS103における処理とステップS104における処理は同時に実行してもよく、またあるいは、ステップS103とステップS104の処理の順番を入れ替えて実行してもよい。 Note that the process in step S103 and the process in step S104 may be executed simultaneously, or alternatively, the order of the processes in step S103 and step S104 may be changed.
ステップS104において機械的遮断器24に機械的遮断器用開極指令を与えると、機械的遮断器24は開極動作を開始するが(ステップS105)、しかしながら直ちに開極動作を完了するのではなく、機械的遮断器24の機械的構造に起因する遅れ時間が発生し、実際には第1の指令手段41による機械的遮断器用開極指令の出力から少し遅れて機械的遮断器24は開極動作を完了する。例えば、直流電圧が数10[kV]クラスでは1[ms]以下、数100[kV]クラスでは2[ms]程度の遅れ時間が発生する。上述のように、機械的遮断器24は電流が非常に小さい値(例えば数[mA]〜数十[mA])の時に電流路を遮断することが可能であるため、機械的遮断器24を流れる負荷電流iCBをできるだけゼロになるようにする必要がある。そこで、ステップS103において、制御部32の第2の指令手段42は、開極指令が出力されてから機械的遮断器24の開極動作が完了するまでの間に機械的遮断器24に流れる電流を略ゼロに収束させる直流電流を、半導体電力変換器13に出力させる電力変換指令を出力する。半導体電力変換器13内のDCDCコンバータ21内にある半導体スイッチの半導体スイッチング素子Sは受信した電力変換指令に基づいてPWMスイッチング動作を行う。これにより、半導体電力変換器13は電圧vHBを出力する制御電圧源として動作することと等価になる。このとき、式3のような回路方程式が成立する。
When a mechanical circuit breaker opening command is given to the
本発明の第1の実施例では、制御電圧源については、一例としてPI制御にて実現し、vHBを式4で与える。式4において、Kpは比例ゲインを表し、KIは積分ゲインを表し、i* Conは変換器電流の指令値を表す。なお、本実施例ではPI制御を適用したが、PI制御以外の電流制御を適用してもよい。
In the first embodiment of the present invention, the control voltage source is realized by PI control as an example, and v HB is given by
式4において、右辺はフィードバック制御(PI)に相当する。式4を式3に代入すると式5が得られる。
In
式5に示すように、変換器電流iConはその指令値i* Conに対して2次遅れで応答する。このとき、変換器電流の指令値i* ConをiSに設定して変換器電流iConを電源電流iSに一致させる制御を行えば、負荷電流iCBをゼロにすることができる。負荷電流iCBをゼロにするのに要する時間(すなわち、変換器電流iConを電源電流iSに一致させるのに要する時間)は、半導体電力変換器13のキャリア周波数、等価スイッチング周波数、ディジタル制御手法に依存する。例えば低損失かつ高スイッチング周波数動作を実現可能な高圧SiC MOSFETを用いれば、負荷電流iCBをゼロにするのに要する時間を1[ms]以下に実現することは十分可能である。
As shown in Equation 5, the converter current i Con responds to the command value i * Con with a second order delay. At this time, the load current i CB can be made zero by setting the converter current command value i * Con to i S and controlling the converter current i Con to match the power supply current i S. The time required to make the load current i CB zero (that is, the time required to match the converter current i Con to the power supply current i S ) is the carrier frequency, equivalent switching frequency, digital control of the
以上を踏まえ、式4に基づく電力変換指令の生成原理を説明すると次の通りである。図8は、本発明の第1の実施例による回路遮断装置内の半導体電力変換器における変換器電流を制御するための電力変換指令を説明する制御ブロック図である。変換器電流の制御では、フィードバック制御を使用する。フィードバック制御に係るブロックB1では、電流検出器(図示せず)によって検出された変換器電流iConと電流検出器(図示せず)によって検出された電源電流iSの差分に対しPI制御を適用することで偏差「iCon−iS」を抑制する。ブロックB1の出力より各半導体電力変換器13に対する電力変換指令v* jが生成される。各半導体電力変換器13に対する電力変換指令v* jは、ブロックB4jにて直流コンデンサ電圧vCj(ただし、j=1〜N)で規格化した後、一般的なPWM変調法(三角波比較)を適用して各半導体電力変換器13内の半導体スイッチSへ与えられる。ここで、各半導体電力変換器13のPWM制御に用いられる三角波キャリアの初期位相を180°/N移相する「位相シフトPWM」を適用すれば、等価スイッチング周波数を増加できる。具体的には、キャリア周波数をfCとすると、等価スイッチング周波数は2NfCとなる。等価スイッチング周波数を高く設定することで、電流制御系の向上と電流制御インダクタとしての第2のインダクタ14のインダクタンスの低減を実現できる。
Based on the above, the generation principle of the power conversion command based on
一般に、高圧用途の半導体電力変換器のスイッチング周波数は、スイッチング損失低減の観点から数100[Hz]に設定される。一方、本発明の第1の実施例による回路遮断装置1内の半導体電力変換器13は事故発生時のみPWM動作を行うため、スイッチング損失の増大は問題とならない。半導体電力変換器13として例えば3.3[kV]/1500[A]のSiCパワーモジュール(SiC MOSFETとSiC SBD(Schottky Barrier Diode))を使用した場合、PWM変調には数[kHz]のキャリア周波数適用が想定され、電流制御性の向上が期待できる。同一キャリア周波数を想定した場合、半導体電力変換器13のカスケード数が多くなるような高圧用途において電流制御性が向上する。
Generally, the switching frequency of a semiconductor power converter for high voltage applications is set to several hundreds [Hz] from the viewpoint of reducing switching loss. On the other hand, since the
図5に戻ると、ステップS105において、機械的遮断器24は、制御部32内の第2の指令手段42からの開極指令に応じて開極動作を開始する。上述のように機械的遮断器24は電流が非常に小さい値(例えば数[mA]〜数十[mA])の時に電流路を遮断することが可能であるが、ステップS103における機械的遮断器24に流れる電流を略ゼロにする処理は、機械的遮断器用開極指令が出力されてから機械的遮断器24の開極動作が完了するまでに要する時間よりも十分短い時間に実行される。
Returning to FIG. 5, in step S <b> 105, the
機械的遮断器24の開極動作が完了した後(すなわち第1の指令手段41により機械的遮断器用開極指令が出力されてから所定の期間経過後)、制御部32内の第3の指令手段43は、ステップS106において、機械的断路器26に対して開極動作の開始を指令する機械的断路器用開極指令を出力する(時刻t2)。なお、機械的遮断器24が機械的遮断器用開極指令を受信してから開極動作が完了するまでに要する時間は実験や機械的遮断器24の仕様書などにより知ることができるので、第3の指令手段43による機械的断路器用開極指令を出力するタイミングは、その時間を考慮して、第1の指令手段41により機械的遮断器用開極指令が出力されてから所定の期間経過後に設定すればよい。
After the opening operation of the
ステップS107において、機械的断路器26は、第3の指令手段43からの機械的断路器用開極指令に応じて開極動作を開始する。
In step S <b> 107, the
機械的断路器26の開極動作が完了した後、ステップS108において、制御部32内の第4の指令手段44は、半導体電力変換器13内の全ての半導体スイッチSをオフする指令を出力する(時刻t3)。制御部32内の第3の指令手段43によるオフ指令を受信して半導体電力変換器13内の全ての半導体スイッチSはターンオフし、電力変換動作は終了する。これにより、半導体電力変換器13内の各ダイオードDのみが機能することになる。このとき、第1のインダクタ11および第2のインダクタ14の蓄積エネルギーは、帰環ダイオードDを介して直流コンデンサ22および非線形抵抗23に放出される。直流コンデンサ22と非線形抵抗23とは並列に接続されているので、半導体スイッチSのターンオフ後(すなわち時刻t3以降の期間)は、第1のインダクタ11および第2のインダクタ14の蓄積エネルギーによって直流コンデンサ22が充電され、電圧vcは、徐々に上昇した後、非線形抵抗23の動作電圧VClampでクランプされる。直流コンデンサ22が当該動作電圧まで充電された後は、蓄積エネルギーは非線形抵抗23にて消費される。
After the opening operation of the
蓄積エネルギーによって直流コンデンサ22が非線形抵抗23の動作電圧まで充電されるまでは、式6に示す回路方程式が成立する。
Until the
式6より、直流コンデンサ22の電圧vCおよび電源電流iS(=iCon)は2階定数係数線形微分方程式を解くことで算出できる。
From
直流コンデンサ22が当該動作電圧まで充電された後は、式7に示す回路方程式が成立する。式7において、非線形抵抗23の動作電圧をVClampとする。
After the
式7より、電源電流iSおよび変換器電流iConは1階定数係数線形微分方程式を解くことで算出できる。 From Equation 7, the power supply current i S and the converter current i Con can be calculated by solving a first-order constant coefficient linear differential equation.
次に、本発明の第1の実施例による回路遮断装置のシミュレーション結果および実験結果について説明する。図9は、シミュレーションおよび実験に用いた回路パラメータを説明する図である。シミュレーションには「PSCAD/EMTDC」を使用した。定格直流電源電圧Vdcは300[V]、定格電源電流ISは150[A]、負荷Rは2[Ω]とした。第1のインダクタ(事故時電流制限用インダクタ)のインダクタンスL1は、電流増加率Vdc/L1が50[A/ms]となるよう6[mH]とした。また、半導体電力変換器13の個数Nは3個とした。半導体電力変換器13の三角波キャリアには位相シフトPWMを適用した。半導体電力変換器13の半導体スイッチング素子にはIGBTを用いた。単位静電定数Hは、直流コンデンサの全静電エネルギーを変換器容量で規格化した値(単位は[s])であり、式8で表せる。式8においてPは定格容量(単位は[W])である。
Next, simulation results and experimental results of the circuit breaker according to the first embodiment of the present invention will be described. FIG. 9 is a diagram for explaining circuit parameters used for simulation and experiment. “PSCAD / EMTDC” was used for the simulation. The rated DC power supply voltage V dc was 300 [V], the rated power supply current IS was 150 [A], and the load R was 2 [Ω]. The inductance L 1 of the first inductor (accident current limiting inductor) was set to 6 [mH] so that the current increase rate V dc / L 1 was 50 [A / ms]. The number N of the
また、半導体スイッチング素子のデッドタイムは4[μs]とした。また、事故発生の判断に用いられる基準電流値は定格電流120%に設定した。また、非線形抵抗23は、動作電圧VClampを300[V]とし、印加される電圧が300[V]以下の場合は無限大の抵抗値を示し、300[V]以上は抵抗値がゼロを示すものとした。
The dead time of the semiconductor switching element was 4 [μs]. The reference current value used for determining the occurrence of an accident was set at a rated current of 120%. The
図10は、本発明の第1の実施例による回路遮断装置の実験波形を示す図である。また、図11は、図10の拡大波形(機械的遮断器および機械的断路器が開極する前後の波形)を示す図である。図10および後述する図12において、接続点Aから第2の外部接続端子T2に流れる負荷電流iCB、接続点Aから半導体電力変換器13へ流れる変換器電流iCon、機械的遮断器24の両端に現れる電圧vCB、機械的断路器26の両端に現れる電圧vDSを示す。図11および後述する図13において、接続点Aから第2の外部接続端子T2に流れる負荷電流iCB、機械的遮断器24の両端に現れる電圧vCB、機械的断路器26の両端に現れる電圧vDSを示す。回路遮断装置1に抵抗負荷(2[Ω])を接続したときに時刻t0の時点で回路遮断装置1の至近端で短絡事故が発生した場合を考える。
FIG. 10 is a diagram showing experimental waveforms of the circuit breaker according to the first embodiment of the present invention. Moreover, FIG. 11 is a figure which shows the enlarged waveform (waveform before and behind opening a mechanical circuit breaker and a mechanical disconnecting switch) of FIG. 10 and FIG. 12 described later, the load current i CB flowing from the connection point A to the second external connection terminal T 2 , the converter current i Con flowing from the connection point A to the
短絡事故が発生する時刻t0以前における半導体電力変換器13は、半導体電力変換器13内の各ダイオードDが機能することにより、半導体電力変換器13そのものはダイオードとして動作する。この場合、負荷電流iCBは電源電流iSと同じ150[A]となり、キルヒホッフの電流則より変換器電流iConは0[A]となる。
In the
時刻t0において短絡事故が発生したとき、開閉器12に流れる電流をゼロに収束させる直流電流を半導体電力変換器13に出力させる電力変換指令を出力する。これにより半導体電力変換器13内の半導体スイッチSは受信した電力変換指令に基づいてPWMスイッチング動作を行い、変換器電流iConは増加する。
When a short circuit accident occurs at time t 0 , a power conversion command is output for causing the
図10および図11に示すように、時刻t1で機械的遮断器24が開極すると機械的遮断器24にはサージ電圧が発生するが、機械的遮断器24に並列に接続されたスナバ回路25により、サージ電圧は−40[V]に抑制できる。時刻t2以降も、半導体電力変換器13は電力変換動作を継続するので、スナバ回路25を介して負荷電流iLが流れる。スナバ回路25を流れる電流は、スナバ用コンデンサ51があるため、直流成分は流れず、交流成分のみ流れる。交流電流のpeak−to−zeroの値は約1.5[A]である。時刻t2における負荷電流iCBは0[A]であり、機械的断路器26はサージ電圧を発生することなく開極している。半導体電力変換器13の電力変換動作開始から電流遮断までの所要時間「t4−t0」は6.8[ms]であり、回路遮断装置1により高速遮断を実現できていることがわかる。
As shown in FIGS. 10 and 11, when the
図12は、本発明の第1の実施例による回路遮断装置のシミュレーション波形を示す図である。また、図13は、図12の拡大波形(機械的遮断器および機械的断路器が開極する前後の波形)を示す図である。シミュレーションでは、図10および図11を参照して説明した実験の際に使用した回路パラメータと同じものを使用した。図10および図11に示す実験結果と図12および図13に示すシミュレーション結果とを比較すると、変換器電流iConについて、シミュレーションでは傾きが連続的であるのに対して、実験では不連続に変化していることが分かる。その理由として、第2のインダクタ14に使用する鉄心の非線形磁気飽和特性の影響が挙げられる。より詳細にいえば、変換器電流iConが大きくなるほど第2のインダクタ14のインダクタンス値は低減する。第2のインダクタ14の非線形性の影響は変換器電圧vCBと負荷電流iCBにも表れている。図11に示す実験結果と図13に示すシミュレーション結果とを比較すると、変換器電圧vCBと負荷電流iCBの振幅は実験の方が大きい。なお、機械的遮断器24の開極時に発生するサージ電圧のピーク値は開極時の電流値が大きいほど大きくなる。図13から分かるように、実験では電力変換動作を終了(すべての半導体スイッチング素子をターンオフ)した時刻t3で、機械的断路器26の両端に現れる電圧vDSにはサージ電圧が発生している。これは、実験に使用した半導体電力変換器13のIGBTモジュールの内部インダクタンスと回路実装に伴う配線インダクタンスに起因するものである。シミュレーションでは、これらのインダクタンスを考慮していないためサージ電圧は発生していない。
FIG. 12 is a diagram showing simulation waveforms of the circuit breaker according to the first embodiment of the present invention. Moreover, FIG. 13 is a figure which shows the enlarged waveform (waveform before and behind a mechanical circuit breaker and a mechanical disconnector open) of FIG. In the simulation, the same circuit parameters as those used in the experiment described with reference to FIGS. 10 and 11 were used. When the experimental results shown in FIGS. 10 and 11 are compared with the simulation results shown in FIGS. 12 and 13, the gradient of the converter current i Con is continuous in the simulation, but discontinuously changes in the experiment. You can see that The reason is the influence of the non-linear magnetic saturation characteristics of the iron core used for the
図21は、本発明の第2の実施例による回路遮断装置を説明する回路図である。 FIG. 21 is a circuit diagram for explaining a circuit breaker according to the second embodiment of the present invention.
本発明の第2の実施例による回路遮断装置2において、エネルギー蓄積部22は、非線形抵抗23に並列に接続される第1のコンデンサ55と、第1のコンデンサ55の静電容量より大きい静電容量と第1のコンデンサ55の充電電圧よりも低い充電電圧とを有する第2のコンデンサ56と、第2のコンデンサ56に対して直列に接続され、第2のコンデンサ56に流入する充電電流を阻止する逆阻止ダイオード54と、を有する。第2のコンデンサ56と逆阻止ダイオード54とからなる直列回路が、第1のコンデンサ55に対して並列に接続される。第1のコンデンサ55はスナバ用コンデンサとして機能し、第2のコンデンサ56放電用コンデンサとして機能する。
In the
このように、第2の実施例は、図1に示した第1の実施例におけるエネルギー蓄積部22内の直流コンデンサ53および逆阻止ダイオード54に対して(図14の第2のコンデンサ56および逆阻止ダイオード54に対応)に対して並列に、第1のコンデンサ55を接続したものである。これにより、スナバ用コンデンサとして機能する第1のコンデンサ55の静電容量C1は、放電用コンデンサとして機能する第2のコンデンサ56の静電容量C2のとは無関係にサージ電圧抑制という本来の機能に限定することが可能となり、図1に示した実施例におけるエネルギー蓄積部22に比べて、大幅に小さくすることができる。一例を挙げると、放電用コンデンサとして機能する第2のコンデンサ56の静電容量C2を0.2[F]、充電電圧を40[V]に設定し、スナバ用コンデンサとして機能する第1のコンデンサ55の静電容量C1を0.1[μF]に設定することができる。
As described above, the second embodiment is different from the
本発明の第2の実施例による回路遮断装置2の動作を説明すると次の通りである。半導体電力変換器13内のエネルギー蓄積部22内の第1のコンデンサ55および第2のコンデンサ56について、初期充電回路(図示せず)によって予め充電しておく。短絡事故が発生する時刻t0以前の正常時の回路遮断装置2では、開閉器12内の機械的遮断器24および機械的断路器26はオンされて電源側から負荷側に電力が供給される。このとき、半導体電力変換器13内の各ダイオードDが機能することにより、半導体電力変換器13そのものはダイオードとして動作し、変換器電流iConはゼロとなり、電源電流iSと負荷電流iCBは同一となる。このとき、第1のコンデンサ55および第2のコンデンサ56の電圧はともに初期充電回路によって予め充電された値となる。
The operation of the
時刻t0で過電流検知部31が過電流の発生を検知した直後は、電源電流iSおよび負荷電流iCBは式2に示すように「Vdc/L1」の傾きで1次関数的に増加する。過電流検知部31は、電源電流iSが定格電流より所定の値大きくだけなった場合(例えば定格電流120%)に「過電流発生」と判定する。すると、制御部32の第1の指令手段41は、機械的遮断器24に対して開極動作の開始を指令する機械的遮断器用開極指令を出力する。上述のように、機械的遮断器24に機械的遮断器用開極指令を与えても機械的遮断器24は直ちに開極動作を完了するのではなく、実際には少し遅れて開極動作を完了する。
Immediately after the
制御部32の第2の指令手段42は、機械的遮断器用開極指令が出力されてから機械的遮断器24の開極動作が完了するまでの間に機械的遮断器24に流れる電流を略ゼロに収束させる直流電流を、半導体電力変換器13に出力させる電力変換指令を出力する。半導体電力変換器13内のDCDCコンバータ21内にある半導体スイッチの半導体スイッチング素子Sは受信した電力変換指令に基づいてPWMスイッチング動作を行う。これにより、エネルギー蓄積部22内の第2のコンデンサ56に蓄積されていたエネルギーがDCDCコンバータ21によって変換されて、半導体電力変換器13から機械的遮断器24に流れる電流を略ゼロに収束させる直流電流が出力される。機械的遮断器24の開極動作が完了した後(すなわち第1の指令手段41により機械的遮断器用開極指令が出力されてから所定の期間経過後)、制御部32内の第3の指令手段43は、機械的断路器26に対して開極動作の開始を指令する機械的断路器用開極指令を出力する。これにより、機械的断路器26は、第3の指令手段43からの機械的断路器用開極指令に応じて開極動作を開始する。機械的断路器26の開極動作が完了したとき、制御部32内の第4の指令手段44は、半導体電力変換器13内の全ての半導体スイッチSをオフする指令を出力する。制御部32内の第4の指令手段44によるオフ指令を受信して半導体電力変換器13内の全ての半導体スイッチSはターンオフし、電力変換動作は終了する。これにより、半導体電力変換器13内の各ダイオードDのみが機能することになる。このとき、第1のインダクタ11および第2のインダクタ14の蓄積エネルギーは、帰環ダイオードDを介して第1のコンデンサ55に放出され、第1のコンデンサ55の電圧は徐々に上昇する。第1のコンデンサ55の電圧が第2のコンデンサ56の電圧よりも大きくなると、逆阻止ダイオード54が第2のコンデンサ56に充電電流が流れ込むことを阻止するので、第2のコンデンサ56をDCDCコンバータ21の第2の直流側から電気的に切り離すことができる。第1のコンデンサ55の静電容量C1は第2のコンデンサ56の静電容量C2よりも小さいので、第1のコンデンサ55の電圧は急速に立ち上がる。第1のコンデンサ55の電圧が上昇し、非線形抵抗23の動作電圧VClampに達すると、第1のインダクタ11および第2のインダクタ14の蓄積エネルギーは非線形抵抗23にて消費される。上述のように、第1のコンデンサ55の電圧は急速に立ち上がるので、非線形抵抗23の動作電圧VClampに到達する時間を、図1の第1の実施例の場合に比べて大幅に短縮でき、結果的に遮断時間を大幅に短縮することが可能となる。上述した以外の回路構成および動作については図1の第1の実施例の場合と同様であるので、説明は省略する。
The second command means 42 of the control unit 32 substantially reduces the current flowing through the
1、2 回路遮断装置
11 第1のインダクタ
12 開閉器
13 半導体電力変換器
14 第2のインダクタ
T1 第1の外部接続端子
T2 第2の外部接続端子
21 DCDCコンバータ
22 エネルギー蓄積部
23 非線形抵抗
24 機械的遮断器
25 スナバ回路
26 機械的断路器
31 過電流検出部
32 制御部
41 第1の指令手段
42 第2の指令手段
43 第3の指令手段
44 第4の指令手段
51 スナバ用コンデンサ
52 スナバ用抵抗
53 直流コンデンサ
54 逆阻止ダイオード
55 第1のコンデンサ
56 第2のコンデンサ
DESCRIPTION OF
Claims (9)
前記第1のインダクタに対して直列に接続され、前記第1のインダクタが接続される側とは反対側に第2の外部接続端子を有する開閉器であって、指令に応じて開極して電流路を遮断する機械的遮断器と、前記機械的遮断器に対して並列に接続されるスナバ回路と、前記機械的遮断器と前記スナバ回路とからなる並列回路に対して直列に接続され、指令に応じて開極して電流路を遮断する機械的断路器とからなる開閉器と、
前記第1のインダクタと前記開閉器とを接続する配線から分岐した配線上に設けられる、1個もしくは互いにカスケード接続された複数個の半導体電力変換器であって、内部に設けられた半導体スイッチを指令に応じてスイッチング動作させることにより、所定の直流電流を出力する半導体電力変換器と、
前記半導体電力変換器に対して直列に接続される第2のインダクタと、
を備え、
前記半導体電力変換器および前記第2のインダクタが同一配線上に位置してなるユニットが、前記開閉器に対して並列に接続されることを特徴とする回路遮断装置。 A first inductor having a first external connection terminal;
A switch connected in series to the first inductor and having a second external connection terminal on the side opposite to the side to which the first inductor is connected, and is opened according to a command. A mechanical circuit breaker that interrupts a current path; a snubber circuit connected in parallel to the mechanical circuit breaker; and a parallel circuit composed of the mechanical circuit breaker and the snubber circuit; A switch composed of a mechanical disconnector that opens a pole in response to a command and interrupts the current path;
One or a plurality of semiconductor power converters cascade-connected to each other provided on a wiring branched from a wiring connecting the first inductor and the switch, the semiconductor switch provided inside A semiconductor power converter that outputs a predetermined direct current by performing a switching operation according to a command;
A second inductor connected in series with the semiconductor power converter;
With
A circuit breaker characterized in that a unit in which the semiconductor power converter and the second inductor are located on the same wiring is connected in parallel to the switch.
前記半導体スイッチのスイッチング動作により、前記第2のインダクタまたは当該半導体電力変換器とは異なる他の前記半導体電力変換器が接続される第1の直流側と該第1の直流側とは反対側の第2の直流側とのうち一方から入力された直流電流を所望の大きさおよび極性の直流電流に変換してもう一方に出力するDCDCコンバータであって、直流電流の入出力方向を前記第1の直流側と前記第2の直流側との間で双方向に切換え可能なDCDCコンバータと、
前記DCDCコンバータの前記第2の直流側に並列に接続されるエネルギー蓄積部と、
前記エネルギー蓄積部に並列に接続され、前記エネルギー蓄積部に印加された直流電圧が、予め設定された電圧以下の場合は所定の抵抗値を示し、それ以外の場合は前記所定の抵抗値よりも低い抵抗値を示す非線形抵抗と、
を有する、請求項1に記載の回路遮断装置。 The semiconductor power converter is
Due to the switching operation of the semiconductor switch, the first DC side to which the second inductor or another semiconductor power converter different from the semiconductor power converter is connected is opposite to the first DC side. A DCDC converter for converting a direct current input from one of the second direct current sides into a direct current of a desired magnitude and polarity and outputting the direct current to the other, wherein the input / output direction of the direct current is the first DC input / output direction. A DC / DC converter switchable in both directions between the direct current side and the second direct current side;
An energy storage unit connected in parallel to the second DC side of the DCDC converter;
The DC voltage connected in parallel to the energy storage unit and applied to the energy storage unit indicates a predetermined resistance value when the voltage is equal to or lower than a preset voltage, and in other cases than the predetermined resistance value A non-linear resistance exhibiting a low resistance value;
The circuit breaker according to claim 1, comprising:
前記非線形抵抗に並列に接続される第1のコンデンサと、
前記第1のコンデンサの静電容量より大きい静電容量と前記第1のコンデンサの充電電圧よりも低い充電電圧とを有する第2のコンデンサと、
前記第2のコンデンサに対して直列に接続され、前記第2のコンデンサに流入する充電電流を阻止する逆阻止ダイオードと、
を有し、
前記第2のコンデンサと前記逆阻止ダイオードとからなる直列回路が、前記第1のコンデンサに対して並列に接続される、請求項1または2に記載の回路遮断装置。 The energy storage unit
A first capacitor connected in parallel to the nonlinear resistor;
A second capacitor having a capacitance greater than the capacitance of the first capacitor and a charge voltage lower than the charge voltage of the first capacitor;
A reverse blocking diode connected in series with the second capacitor and blocking a charging current flowing into the second capacitor;
Have
The circuit breaker according to claim 1 or 2, wherein a series circuit composed of the second capacitor and the reverse blocking diode is connected in parallel to the first capacitor.
前記機械的遮断器および前記機械的断路器に対する開極動作ならびに前記半導体電力変換器の電力変換動作を制御する制御部と、
を備え、
前記制御部は、
前記過電流検知部による過電流の検知後、前記機械的遮断器に対して開極動作の開始を指令する機械的遮断器用開極指令を出力する第1の指令手段と、
前記過電流検知部による過電流の検知後、前記機械的遮断器用開極指令に基づき前記機械的遮断器の開極動作が完了するまでの間に前記機械的遮断器に流れる電流を略ゼロに収束させる直流電流を、前記半導体電力変換器に出力させる電力変換指令を出力する第2の指令手段と、
前記機械的遮断器用開極指令が出力されてから所定の期間経過後、前記機械的断路器に対して開極動作の開始を指令する機械的断路器用開極指令を出力する第3の指令手段と、
前記機械的遮断器の開極動作が完了した時に、前記半導体電力変換器内の前記半導体スイッチをオフするオフ指令を出力する第4の指令手段と、
を有する、請求項1〜5のいずれか一項に記載の回路遮断装置。 An overcurrent detector that detects whether or not an overcurrent has occurred on the external wiring connected to the first external connection terminal or the second external connection terminal;
A control unit for controlling an opening operation for the mechanical circuit breaker and the mechanical disconnector and a power conversion operation of the semiconductor power converter;
With
The controller is
A first command means for outputting a mechanical circuit breaker opening command for instructing the mechanical circuit breaker to start a opening operation after detecting an overcurrent by the overcurrent detection unit;
After the overcurrent is detected by the overcurrent detection unit, the current flowing through the mechanical circuit breaker is substantially zero until the opening operation of the mechanical circuit breaker is completed based on the opening command for the mechanical circuit breaker. Second command means for outputting a power conversion command for causing the semiconductor power converter to output a DC current to be converged;
Third command means for outputting a mechanical disconnector opening command for instructing the mechanical disconnector to start the opening operation after a predetermined period has elapsed since the mechanical breaker opening command is output. When,
Fourth command means for outputting an off command to turn off the semiconductor switch in the semiconductor power converter when the opening operation of the mechanical circuit breaker is completed;
The circuit breaker according to claim 1, comprising:
オン時に一方向に電流を通す半導体スイッチング素子と、
該半導体スイッチング素子に逆並列に接続された帰環ダイオードと、
を有する、請求項1〜7のいずれか一項に記載の回路遮断装置。 The semiconductor switch is
A semiconductor switching element that allows current to flow in one direction when on,
A return diode connected in antiparallel to the semiconductor switching element;
The circuit breaker according to claim 1, comprising:
固定接触子と、
前記固定接触子に接触する閉路位置と前記固定接触子から分離される開路位置との間を移動可能な可動接触子と、
を有する、請求項1〜8のいずれか一項に記載の回路遮断装置。 The mechanical circuit breaker is
A stationary contact;
A movable contact that is movable between a closed position that contacts the fixed contact and an open position that is separated from the fixed contact;
The circuit breaker according to claim 1, comprising:
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