JP2017127141A - 擬似同期化力電圧型コンバータおよびそのコントローラ - Google Patents

Abstract

【課題】ＰＬＬを用いずに電圧型コンバータに同期機の挙動を模擬させる。【解決手段】コントローラ（４）は、電圧型コンバータ（１０）の出力周波数が目標周波数となるように電圧型コンバータ（１０）をドループ制御するためのガバナ指令値を制御するガバナ部（４１）と、同期機の動揺方程式に基づいて、電圧型コンバータ（１０）の有効電力出力の指令値および実測値、目標周波数、およびガバナ指令値から電圧型コンバータ（１０）の出力電圧位相を算出する出力電圧位相算出部（４２）と、電力系統の電圧が目標電圧となるように電圧型コンバータ（１０）の変調率を制御するレギュレータ部（４３）と、変調率および出力電圧位相に基づいてパルス変調信号を生成し、該パルス変調信号に従って電圧型コンバータ（１０）におけるインバータ（３）におけるスイッチング素子（３１）をスイッチング制御するスイッチング制御部（４４）とを備える。【選択図】図２

Description

本発明は、直流電力を交流電力に変換して電力系統に交流電力を供給する電圧型コンバータに関する。

電力系統において、同期機が持つ慣性は系統の安定運用にとって重要な役割を担っている。すなわち、同期機は、同期化力により電力系統と同期して運転を行うことで電力系統の安定運用に寄与している。

一方、太陽光発電システムを始めとする再生可能エネルギーが電力系統に導入されつつある。基本的に、再生可能エネルギーは一旦蓄電されてインバータにより交流電力に変換されて電力系統に供給される。今後、再生可能エネルギーを交流電力に変換するパワーエレクトロニクス機器（電圧型コンバータ）が大量に電力系統に連系していくことが予想される。しかし、そのようなパワーエレクトロニクス機器は同期機とは異なり本質的に慣性あるいは同期化力を有しない。このため、パワーエレクトロニクス機器が増えると電力系統内の同期化力が減少していくことが懸念される。そこで、パワーエレクトロニクス機器に同期機の挙動を模擬させ、同期化力が減少した電力系統を安定化する手法が提案されている（例えば、非特許文献１および２を参照）。

野口敬太、佐々木豊、造賀芳文、餘利野直人、「同期化力インバータを用いた系統安定化制御」、平成２５年度電気・情報関連学会中国支部連合大会予稿集、ｐｐ．６７−６８、２０１３ 関崎真也、中村優希、佐々木豊、造賀芳文、餘利野直人、「インバータによる系統安定化実験環境の構築」、平成２６年度電気・情報関連学会中国支部連合大会講演論文集ＣＤ−ＲＯＭ、ｐｐ．５９−６０、２０１４

同期機の挙動を模擬する従来の電圧型コンバータは系統との同期にＰＬＬ（Phase Locked Loop）を用いている。しかし、ＰＬＬ方式の電圧型コンバータは、大規模電源から離れた地域（weak grid）において不安定であるという問題がある。

上記問題に鑑み、本発明は、ＰＬＬを用いずに電圧型コンバータに同期機の挙動を模擬させることを課題とする。

本発明の一局面に従った擬似同期化力電圧型コンバータおよびそのコントローラは以下の通りである。すなわち、直流電力を交流電力に変換して電力系統に交流電力を供給する電圧型コンバータのコントローラは、電圧型コンバータの出力周波数が目標周波数となるように電圧型コンバータをドループ制御するためのガバナ指令値を制御するガバナ部と、同期機の動揺方程式に基づいて、電圧型コンバータの有効電力出力の指令値および実測値、目標周波数、およびガバナ指令値から電圧型コンバータの出力電圧位相を算出する出力電圧位相算出部と、電力系統の電圧が目標電圧となるように電圧型コンバータの変調率を制御するレギュレータ部と、変調率および出力電圧位相に基づいてパルス変調信号を生成し、該パルス変調信号に従って電圧型コンバータにおけるインバータにおけるスイッチング素子をスイッチング制御するスイッチング制御部とを備えたものである。

これによると、電圧型コンバータを同期機の動揺方程式に基づいて制御することができるとともに、ガバナ部およびレギュレータ部により電力系統の周波数と電圧を維持させることができる。

上記コントローラにおいて、インバータが単相インバータであってもよい。

これによると、当該コントローラは単相電圧型コンバータを制御することができる。

上記コントローラにおいて、出力電圧位相算出部がインバータの入力側の直流電圧および直流電流の各実測値から電圧型コンバータの有効電力出力の実測値を算出するものであってもよい。

これによると、電圧型コンバータの有効電力出力の実測値を容易かつ安定的に算出することができる。

また、擬似同期化力電圧型コンバータは、蓄電デバイスと、蓄電デバイスから供給される直流電圧を任意の直流電圧に変換するＤＣ／ＤＣコンバータと、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧を交流電圧に変換するインバータと、インバータにおけるスイッチング素子をスイッチング制御する上記のコントローラとを備えたものである。

本発明によると、ＰＬＬを用いずに電圧型コンバータに同期機の挙動を模擬させることができ、weak gridにおいても安定的に動作可能となる。

本発明の一実施形態に係る擬似同期化力電圧型コンバータの構成図 擬似同期化力電圧型コンバータのコントローラの制御ブロック図 検証用の単相マイクログリッドの模式図 単相マイクログリッドにおける各単相ＶＳＣの出力周波数を示すグラフ 単相マイクログリッドにおける各単相ＶＳＣの出力電圧を示すグラフ 単相マイクログリッドにおける各単相ＶＳＣの有効電力出力を示すグラフ 検証用の三相マイクログリッドの模式図 三相マイクログリッドにおける各単相ＶＳＣの出力周波数を示すグラフ 三相マイクログリッドにおける各単相ＶＳＣの出力電圧を示すグラフ 三相マイクログリッドにおける各単相ＶＳＣの有効電力出力を示すグラフ

以下、適宜図面を参照しながら、実施の形態を詳細に説明する。ただし、必要以上に詳細な説明は省略する場合がある。例えば、既によく知られた事項の詳細説明や実質的に同一の構成に対する重複説明を省略する場合がある。これは、以下の説明が不必要に冗長になるのを避け、当業者の理解を容易にするためである。

なお、発明者らは、当業者が本発明を十分に理解するために添付図面および以下の説明を提供するのであって、これらによって特許請求の範囲に記載の主題を限定することを意図するものではない。

≪擬似同期化力電圧型コンバータの構成≫
図１は、本発明の一実施形態に係る擬似同期化力電圧型コンバータ１０の構成を示す。「擬似同期化力電圧型コンバータ」とは、同期機の挙動を模擬して擬似的に同期化力を持つようにした電圧型コンバータ（ＶＳＣ：Voltage Source Converter）のことをいう。なお、便宜のため、以下では擬似同期化力電圧型コンバータ１０のことを単にＶＳＣ１０と参照する。

ＶＳＣ１０は、再生可能エネルギー（ＲＥＳ：Renewable Energy Source）１１を交流電力に変換して電力系統に交流電力を供給するパワーエレクトロニクス機器である。例えば、ＶＳＣ１０は、蓄電デバイス１、ＤＣ／ＤＣコンバータ２、インバータ３、およびコントローラ４を備えている。

蓄電デバイス１は、ＲＥＳ１１から供給される電力を蓄え、ＤＣ／ＤＣコンバータ２に電力を供給するデバイスである。蓄電デバイス１は、例えば、電気二重層キャパシタやリチウムイオンキャパシタや鉛バッテリなどで構成することができる。

ＤＣ／ＤＣコンバータ２は、ＲＥＳ１１および蓄電デバイス１から電力を受け、それを任意の直流電圧に変換して出力する。ＲＥＳ１１の供給電力がＤＣ／ＤＣコンバータ２の出力電力よりも小さければ不足電力が蓄電デバイス１から供給される。逆に、ＲＥＳ１１の供給電力がＤＣ／ＤＣコンバータ２の出力電力よりも大きければ余剰電力が蓄電デバイス１に充電される。

インバータ３は、複数のＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）３１を有している。これらＩＧＢＴ３１がスイッチング動作することで、ＤＣ／ＤＣコンバータ２から供給される直流電圧が交流電圧に変換される。より詳細には、インバータ３は単相インバータであり、ＤＣ／ＤＣコンバータ２の出力電圧を単相交流電圧に変換する。すなわち、ＶＳＣ１０は単相ＶＳＣである。このため、ＶＳＣ１０は、マイクログリッドを始めとして任意の相に連系することができる。インバータ３の交流出力は、フィルタ１２により高調波電圧および高調波電流が除去され、さらに変圧器１３により任意の交流電圧に変圧されて図略の電力系統に供給される。

コントローラ４は、パルス変調されたゲート信号を生成してインバータ３における各ＩＧＢＴ３１をスイッチング制御する。コントローラ４は、下述するように同期機の動揺方程式に従って各種デジタル演算を行うものであり、ＣＰＵ（Central Processing Unit）などで実現することができる。コントローラ４の制御系は、系統の周波数維持のためのガバナおよび系統電圧維持のためのＡＶＲ（Automatic Voltage Regulator）を含み、擬似慣性（virtual inertia）発生ループを形成している。

（ガバナを含んだvirtual inertia発生ループ）
本質的に三相機器である同期機の挙動を、直接単相制御系として適用することはできない。単相ＶＳＣに同期機の挙動を真似させるために、同期機巻線のうち１相を単相系統に接続し、その他の巻線を開放した状態での運転を想定する。この場合、実際の同期機は同期運転を維持することはできないが、ＶＳＣはその内部動的回転系モデルに基づいた動作により同期運転を可能とする。本着想に基づいた単相ＶＳＣの新制御系の設計には、動揺方程式に基づいたモデルを採用する。三相ＶＳＣ制御系についても、同様の方法で構築可能である。ここで、ＶＳＣ動作の平衡点近傍で線形化した、ガバナを含む動揺方程式は（１）〜（４）式で与えられる。

ここで、Δθ_ＶＳＣは、ＶＳＣ出力電圧位相の平衡点からの微小変動量、Ｍ_ＶＳＣは擬似慣性定数、Ｄ_ＶＳＣは擬似ダンピング係数、Ｋ_ＶＳＣは擬似同期化係数、Ｐ_ｍは擬似機械入力、Ｐ_ｅは電気的出力、Ｐ_ｇｏｖはガバナ出力、Ｋ_ｇｏｖはガバナゲイン、Ｔ_ｇｏｖはガバナ時定数、ω_ｒｅｆはＶＳＣ周波数指令値、ω_ＶＳＣはＶＳＣ出力電圧の周波数である。ガバナ動作を表す（３）（４）式は一次遅れ特性を有しており、ガバナ出力Ｐ_ｇｏｖはω_ＶＳＣのω_ｒｅｆからの偏差により求められる。

（１）〜（４）式において、入力信号として制御系はＰ_ｅのみを必要とする。出力電圧位相θ_ＶＳＣはセンサ情報により演算したＰ_ｅに基づいて計算される。三相ＶＳＣおよび単相ＶＳＣの安定的な同期運転には、それぞれ、三相および単相の瞬時有効電力出力Ｐ_ｅを正確に計算することが重要になる。三相ＶＳＣについては、瞬時有効電力Ｐ_ｅはｄｑ／ａｂｃ変換により容易に計算することができる。単相ＶＳＣの瞬時有効電力出力の計算方法については次に述べる。

（直流側測定法）
交流の周波数がｆ_１ｐｈ［Ｈｚ］の単相電圧、電流により計算される瞬時有効電力は２ｆ_１ｐｈ［Ｈｚ］で振動するため、単相ＶＳＣの瞬時有効電力出力を安定的に演算することは困難である。また、マイクログリッドが電力系統と接続する場合、あるいは電力系統から解列する際には電圧位相が瞬間的に跳躍する。この位相跳躍もまたＶＳＣ出力有効電力の振動を引き起こす。（１）式における有効電力出力Ｐ_ｅの変動はΔθ_ＶＳＣの変動を引き起こし、ＶＳＣの同期運転を不安定なものにするため、有効電力出力変動によるＶＳＣ動作に対する悪影響を抑制するために単相ＶＳＣの有効電力出力Ｐ_ｅは直流側で測定する。Ｐ_ｅは、ＶＳＣの直流電圧Ｖ_ＤＣと直流電流Ｉ_ＤＣの積Ｐ_ｅ＝Ｖ_ＤＣＩ_ＤＣとして計算される。Ｐ_ｅはパワーデバイスによるスイッチングノイズを含むため、ローパスフィルタを採用し、スイッチングノイズを除去したものを有効電力出力として扱う。

（ＡＶＲ）
ＶＳＣ出力電圧Ｖ_ＶＳＣを維持するためのＡＶＲは、（５）（６）式に基づきＶＳＣの変調率ｍ_ＶＳＣを制御する。

ここで、Ｋ_ＡＶＲはＡＶＲゲインであり、Ｔ_ＡＶＲは時定数である。変調率ｍ_ＶＳＣは、Ｖ_ＶＳＣが指令値Ｖ_ｒｅｆと一致するように一次遅れ系により制御される。制御系の安定性を向上させるために、変調率ｍ_ＡＶＲはフィードフォワード制御系により、定格の変調率１．０と一次遅れ系の出力の和として得られる。ＶＳＣ出力電圧が不安定に変動することを回避するため、変調率ｍ_ＡＶＲは上下限制約により制限される。変調率は通常ｍ_ＡＶＲ＝［０．０，１．０］の範囲にあるが、必要に応じてｍ_ｍａｘを制御することで過変調も可能である。

（制御系）
図２は、コントローラ４の制御ブロックを示す。当該制御ブロックは（１）（３）（５）（６）式を具現化したものである。

コントローラ４は、ガバナ部４１、出力電圧位相算出部４２、レギュレータ部４３、およびスイッチング制御部４４を含む。

ガバナ部４１は、ＶＳＣ１０の出力周波数（ω_ＶＳＣ）が目標周波数（ω_ｒｅｆ）となるようにＶＳＣ１０をドループ制御するためのガバナ指令値（Ｐ_ｇｏｖ）を制御する。すなわち、ガバナ部４１は（３）式の演算を行う。

出力電圧位相算出部４２は、同期機の動揺方程式に基づいて、ＶＳＣ１０の有効電力出力の指令値（Ｐ_ｍ）および実測値（Ｐ_ｅ）、目標周波数（ω_ｒｅｆ）、およびガバナ指令値（Ｐ_ｇｏｖ）からＶＳＣ１０の出力電圧位相（θ_ＶＳＣ）を算出する。すなわち、出力電圧位相算出部４２は（１）式の演算を行う。

ここで、出力電圧位相算出部４２は、ＶＳＣ１０におけるインバータ３の入力側の直流電圧および直流電流の各実測値（Ｖ_ＤＣ，Ｉ_ＤＣ）からＶＳＣ１０の有効電力出力の実測値（Ｐ_ｅ）を算出することができる。なお、三相ＶＳＣの場合には、出力電圧位相算出部４２は、ｄｑ／ａｂｃ変換によりＶＳＣ１０の有効電力出力の実測値（Ｐ_ｅ）を算出することができる。

レギュレータ部４３は、ＶＳＣ１０の出力電圧（Ｖ_ＶＳＣ）が目標電圧（Ｖ_ｒｅｆ）となるようにＶＳＣ１０の変調率（ｍ_ＶＳＣ）を制御する。すなわち、レギュレータ部４４は（５）（６）式の演算を行う。

スイッチング制御部４４は、レギュレータ部４３により算出された変調率（ｍ_ＶＳＣ）および出力電圧位相算出部４２により算出された出力電圧位相（θ_ＶＳＣ）に基づいてパルス変調信号を生成し、該パルス変調信号に従ってＶＳＣ１０におけるインバータ３におけるＩＧＢＴ３１をスイッチング制御する。具体的には、スイッチング制御部４４は、ｍ_ＶＳＣｓｉｎθ_ＶＳＣを計算し、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）変調によりＩＧＢＴ３１のゲート信号を生成する。

≪マイクログリッド運用での検証結果≫
次に、本実施形態に係る擬似同期化力電圧型コンバータ１０（以下、単相ＶＳＣあるいはＶＳＣという）を複数連系した単相ＶＳＣ群によるマイクログリッド運用について行った数値シミュレーションによる検証結果について説明する。

（単相マイクログリッド）
計算条件シミュレーションに用いる単相マイクログリッドモデルを図３に示す。本モデルでは、３台の単相ＶＳＣがａｂ相に連系している。三相の無限大母線とＶＳＣにより、三相および単相負荷（ａｂ相）の負荷に電力が供給されている。無限大母線は三相平衡電圧源（線間電圧：６６００［Ｖ］、周波数：６０［Ｈｚ］）である。負荷は抵抗としてモデル化する。３台のＶＳＣはフィルタ（Ｒ_ｆｉｌ＋ｊＬ_ｆｉｌ）と変圧器を介してａｂ相に接続されている。ＶＳＣの直流側は定電圧源Ｖ_ＤＣとしてモデル化する。変圧器の巻線比は４００／６６００である。無限大母線は開閉器を介して線路に接続している。シミュレーションに用いるパラメータを表１に示す。

数値シミュレーションにおいて、３台のＶＳＣは時間ｔ＝０．００［ｓ］に系統に連系し、時間ｔ＝５．００［ｓ］において無限大母線の接続点で三相地絡故障が発生する。その後、ｔ＝５．０５［ｓ］において開閉器（Switch gear）が開放され、地絡故障は除去される。これにより、本系統は３台の単相ＶＳＣにより運用されるマイクログリッドの単独運転に移行する。時間ｔ＝５．０５［ｓ］からｔ＝１０．０［ｓ］までは単独運転が継続し、ｔ＝１０．０［ｓ］において開閉器が閉じることで、単相マイクログリッドは再度無限大母線に連系され、系統連系運転に移行する。大規模なじょう乱発生のＶＳＣの挙動を検証することを目的とし、開閉器の閉操作はマイクログリッドと無限大母線の間の同期無しに行われる。

図４は単相ＶＳＣ＃１，＃２，＃３の出力周波数を示している。図４より、ＶＳＣの周波数は単相マイクログリッドが無限大母線から解列したｔ＝５．０５［ｓ］および無限大母線に再接続したｔ＝１０．０［ｓ］において振動していることが分かる。解列による需要の増加を補償するために擬似慣性エネルギーが消費されることで、周波数がｔ＝５．０５［ｓ］において低下している。ＶＳＣ＃３の擬似慣性定数Ｍ_ＶＳＣは小さく，またＶＳＣ＃３は無限大母線付近の線路に接続しているため、ＶＳＣ＃３の周波数が最も大きく変動している。

単相ＶＳＣの出力電圧を図５に示す。ｔ＝５．０５［ｓ］に単相マイクログリッドが無限大母線から解列しているが、電圧はＡＶＲにより維持されている。位相同期なしに単相マイクログリッドが無限大母線に再連系するｔ＝１０．０［ｓ］には電圧位相跳躍が発生しているが、提案する直流側測定法により単相ＶＳＣは脱調することなく系統と同期して運転を継続している。

ＶＳＣの有効電力出力を図６に示す。系統連系運転時（〜ｔ＝５．０５［ｓ］，ｔ＝１０．０［ｓ］〜）の単相ＶＳＣは、出力が擬似機械入力Ｐ_ｍと等しくなるように制御を行っている。ｔ＝５．０５［ｓ］後の単独運転時においては、３台の単相ＶＳＣが有効電力出力を増加させ、ガバナのドループ特性により決まる新たな平衡点に収束している。ＶＳＣが無限大母線に再連系するｔ＝１０．０［ｓ］において有効電力出力は振動を始め、徐々に元の値に収束している。

（複数台単相ＶＳＣによる三相マイクログリッド）
シミュレーションに用いる三相マイクログリッドモデルを図７に示す。本モデルは３台の単相ＶＳＣを有しており、１台ずつａｂ，ｂｃ，ｃａ相に接続されている。三相無限大母線とＶＳＣが三相負荷と単相負荷（ａｂ，ｂｃ，ｃａ相）に電力を供給している。無限大母線は三相平衡の電圧源（線間電圧：６６００［Ｖ］、周波数：６０［Ｈｚ］）としてモデル化している。負荷は抵抗負荷とする。３台のＶＳＣはフィルタと変圧器を介して線路に連系している。ＶＳＣの直流側は定電圧源Ｖ_ＤＣとしてモデル化する。変圧器の巻線比は４００／６６００である。開閉器の動作によりマイクログリッドは系統連系運転と単独運転を切り替える。シミュレーションに用いるパラメータを表２に示す。ただし、表１における単相ＶＳＣ＃１のパラメータを図７に示した全てのＶＳＣに用いている。

３台のＶＳＣは時間ｔ＝０．００［ｓ］に系統に連系する。ｔ＝５．００［ｓ］に３線地絡故障を発生させ、ｔ＝５．０５［ｓ］に除去する。ｔ＝５．０５［ｓ］に開閉器が開放されることにより単独運転に移行し、３台の単相ＶＳＣにより三相マイクログリッドが運用される。三相マイクログリッドはｔ＝１０．０［ｓ］に無限大母線に再連系するが、マイクログリッドと無限大母線間の位相同期は行わない。

図８は単相ＶＳＣ＃１，＃２，＃３の出力周波数を示している。図８より、通常動作および単独運転時において各相のＶＳＣは独立に動作している。単相ＶＳＣの出力電圧を図９に示す。単独運転時において、三相平衡電圧が各相で独立しているＶＳＣ群により維持されている。ＶＳＣの有効電力出力を図１０に示す。ｔ＝５．０５［ｓ］後の単独運転において、３台の単相ＶＳＣは有効電力出力を増加させ、新しい平衡点へ遷移している。

以上の検証結果は、本実施形態に係るＶＳＣ１０が同期機の挙動を模擬した動作をすることを示している。また、本実施形態に係るＶＳＣ１０は、ＰＬＬを用いないため、weak gridにおいても安定的に動作することができる。また、本実施形態に係るＶＳＣ１０は、単相ＶＳＣとして実現可能であることから、任意の相に連系可能であり、ＶＳＣ群の運転により強固に同期された三相マイクログリッドを構築可能である。そして、独立したＶＳＣ群による単相運転を可能にする本実施形態に係るＶＳＣ１０の柔軟性は、故障を含むさまざまな条件下において電力系統のレジリエンスを大きく改善することができる。

以上のように、本発明における技術の例示として、実施の形態を説明した。そのために、添付図面および詳細な説明を提供した。

したがって、添付図面および詳細な説明に記載された構成要素の中には、課題解決のために必須な構成要素だけでなく、上記技術を例示するために、課題解決のためには必須でない構成要素も含まれ得る。そのため、それらの必須ではない構成要素が添付図面や詳細な説明に記載されていることをもって、直ちに、それらの必須ではない構成要素が必須であるとの認定をするべきではない。

また、上述の実施の形態は、本発明における技術を例示するためのものであるから、特許請求の範囲またはその均等の範囲において種々の変更、置き換え、付加、省略などを行うことができる。

１０ 擬似同期化力電圧型コンバータ
１ 蓄電デバイス
２ ＤＣ／ＤＣコンバータ
３ インバータ
４ コントローラ
４１ ガバナ部
４２ 出力電圧位相算出部
４３ レギュレータ部
４４ スイッチング制御部

Claims (4)

1. 直流電力を交流電力に変換して電力系統に交流電力を供給する電圧型コンバータのコントローラであって、
   前記電圧型コンバータの出力周波数が目標周波数となるように前記電圧型コンバータをドループ制御するためのガバナ指令値を制御するガバナ部と、
   同期機の動揺方程式に基づいて、前記電圧型コンバータの有効電力出力の指令値および実測値、前記目標周波数、および前記ガバナ指令値から前記電圧型コンバータの出力電圧位相を算出する出力電圧位相算出部と、
   前記電力系統の電圧が目標電圧となるように前記電圧型コンバータの変調率を制御するレギュレータ部と、
   前記変調率および前記出力電圧位相に基づいてパルス変調信号を生成し、該パルス変調信号に従って前記電圧型コンバータにおけるインバータにおけるスイッチング素子をスイッチング制御するスイッチング制御部とを備えたコントローラ。
2. 前記インバータが単相インバータである請求項１に記載のコントローラ。
3. 前記出力電圧位相算出部が前記インバータの入力側の直流電圧および直流電流の各実測値から前記電圧型コンバータの有効電力出力の実測値を算出するものである請求項１または請求項２に記載のコントローラ。
4. 蓄電デバイスと、
   前記蓄電デバイスから供給される直流電圧を任意の直流電圧に変換するＤＣ／ＤＣコンバータと、
   前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧を交流電圧に変換するインバータと、
   前記インバータにおけるスイッチング素子をスイッチング制御する請求項１ないし請求項３のいずれかに記載のコントローラとを備えた擬似同期化力電圧型コンバータ。