JP2017127066A - Motor controller and electrically-driven power steering device - Google Patents
Motor controller and electrically-driven power steering device Download PDFInfo
- Publication number
- JP2017127066A JP2017127066A JP2016003550A JP2016003550A JP2017127066A JP 2017127066 A JP2017127066 A JP 2017127066A JP 2016003550 A JP2016003550 A JP 2016003550A JP 2016003550 A JP2016003550 A JP 2016003550A JP 2017127066 A JP2017127066 A JP 2017127066A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- phase
- current
- motor
- command value
- harmonic
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Images
Landscapes
- Steering Control In Accordance With Driving Conditions (AREA)
- Power Steering Mechanism (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
Abstract
Description
本発明は、モータに対する電流指令値及びフィードバックされるモータ電流に基づいてモータを駆動制御するモータ制御装置に関し、特にモータ電流の高調波成分をフィードバックすることにより高調波成分に起因する不具合に対応可能なモータ制御装置及びそれを搭載した電動パワーステアリング装置に関する。 The present invention relates to a motor control device that drives and controls a motor based on a current command value for the motor and a motor current that is fed back. In particular, the present invention can deal with a problem caused by a harmonic component by feeding back the harmonic component of the motor current. The present invention relates to a motor control device and an electric power steering device equipped with the motor control device.
モータ制御装置を搭載し、車両のステアリング機構にモータの回転力で操舵補助力(アシスト力)を付与する電動パワーステアリング装置(EPS)は、モータの駆動力で減速機を介してギア又はベルト等の伝達機構により、ステアリングシャフト或いはラック軸に操舵補助力を付与するようになっている。かかる従来の電動パワーステアリング装置は、操舵補助力のトルクを正確に発生させるため、モータ電流のフィードバック制御を行っている。フィードバック制御は、電流指令値とモータ電流検出値との差が小さくなるようにモータ印加電圧を調整するものであり、モータ印加電圧の調整は、一般的にPWM(パルス幅変調)制御のデューティの調整で行っている。 An electric power steering device (EPS) that is equipped with a motor control device and applies a steering assist force (assist force) to the steering mechanism of the vehicle by the rotational force of the motor is a gear or belt via a reduction gear by the driving force of the motor. With this transmission mechanism, a steering assist force is applied to the steering shaft or the rack shaft. Such a conventional electric power steering apparatus performs feedback control of the motor current in order to accurately generate the torque of the steering assist force. In feedback control, the motor applied voltage is adjusted so that the difference between the current command value and the motor current detection value becomes small. In general, the adjustment of the motor applied voltage is performed by the duty of PWM (pulse width modulation) control. It is done by adjustment.
電動パワーステアリング装置の一般的な構成を図1に示して説明すると、ハンドル1のコラム軸(ステアリングシャフト、ハンドル軸)2は減速ギア3、ユニバーサルジョイント4a及び4b、ピニオンラック機構5、タイロッド6a,6bを経て、更にハブユニット7a,7bを介して操向車輪8L,8Rに連結されている。また、コラム軸2には、ハンドル1の操舵トルクを検出するトルクセンサ10及び操舵角θを検出する舵角センサ14が設けられており、ハンドル1の操舵力を補助するモータ20が減速ギア3を介してコラム軸2に連結されている。電動パワーステアリング装置を制御するコントロールユニット(ECU)30には、電源としてのバッテリ13から電力が供給されると共に、イグニションキー11を経てイグニションキー(IG)信号が入力される。コントロールユニット30は、トルクセンサ10で検出された操舵トルクThと車速センサ12で検出された車速Velとに基づいてアシスト(操舵補助)指令の電流指令値の演算を行い、演算された電流指令値に補償等を施した電圧指令値Vrefによってモータ20に供給する電流を制御する。なお、舵角センサ14は必須のものではなく、配設されていなくても良く、モータ20に連結されたレゾルバ等の回転角センサから得ることもできる。
The general configuration of the electric power steering apparatus will be described with reference to FIG. 6b is further connected to the
コントロールユニット30には、車両の各種情報を授受するCAN(Controller Area Network)40が接続されており、車速VelはCAN40から受信することも可能である。また、コントロールユニット30には、CAN40以外の通信、アナログ/ディジタル信号、電波等を授受する非CAN41も接続可能である。
The
コントロールユニット30は主としてMCU(CPUやMPU等を含む)で構成されるが、そのMCU内部においてプログラムで実行される一般的な機能を示すと、例えば図2に示されるような構成となっている。
The
図2を参照してコントロールユニット30の機能及び動作を説明すると、トルクセンサ10で検出された操舵トルクTh及び車速センサ12で検出された(若しくはCAN40からの)車速Velは電流指令値演算部31に入力され、電流指令値演算部31は操舵トルクTh及び車速Velに基づいてアシストマップ等を用いて、モータ20に供給するモータ電流の制御目標値である電流指令値Irefを演算する。演算された電流指令値Irefは加算部32Aを経て電流制限部33に入力され、最大電流を制限された電流指令値Irefmが減算部32Bに入力され、フィードバックされているモータ電流値Imとの偏差I(=Irefm−Im)が演算され、その偏差Iが操舵動作の特性改善のためのPI(比例積分)制御等の電流制御部35に入力される。電流制御部35で特性改善された電圧指令値VrefがPWM制御部36に入力され、更に駆動部としてのインバータ37を介してモータ20がPWM駆動される。モータ20のモータ電流値Imはモータ電流検出器38で検出され、減算部32Bにフィードバックされる。インバータ37は駆動素子としてFETが用いられ、FETのブリッジ回路で構成されている。モータ20にはレゾルバ等の回転角センサ21が連結されており、回転角θeが検出されて出力される。
The function and operation of the
加算部32Aには補償信号生成部34からの補償信号CMが加算されており、補償信号CMの加算によって操舵システム系の特性補償を行い、収れん性や慣性特性等を改善するようになっている。補償信号生成部34は、セルフアライニングトルク(SAT)343と慣性342を加算部344で加算し、その加算結果に更に収れん性341を加算部345で加算し、加算部345の加算結果を補償信号CMとしている。
A compensation signal CM from the
このような電動パワーステアリング装置において、モータとしては耐久性や保守性に優れ、騒音やノイズも少ないブラシレスモータが一般的に使用されており、ブラシレスモータを使用する場合、d軸及びq軸で定義されるdq回転座標系でモータの電流制御を実現することが多い。dq回転座標系でのモータの電流制御では、例えば3相のブラシレスモータの場合、dq回転座標系からU相、V相及びW相で定義されるUVW固定座標系への変換及びその逆の変換が実行される。具体的には、モータ電流に対するUVW固定座標系からdq回転座標系への変換や電圧指令値に対するdq回転座標系からUVW固定座標系への変換等が実行されている。これらの変換ではモータ(ロータ)の回転角(電気角)が使用される。つまり、モータの駆動制御にはモータから検出されるモータ電流及び回転角が使用されているが、これらにはノイズ等により歪みやズレが生じ、それに起因して振動や騒音が発生することがあるので、その歪みやズレへの対応が必要となっている。例えば、特許第4502734号公報(特許文献1)で開示されている電動機制御装置では、電動機(モータ)に取り付けた回転位置検出装置(回転角センサ等)の取り付け位置のズレ等により生じる位相差(オフセット量)の算出精度を向上させ、それを用いて回転位置検出装置の出力(回転角)を補正することにより対応している。 In such an electric power steering apparatus, a brushless motor that is excellent in durability and maintainability and has low noise and noise is generally used as a motor. When a brushless motor is used, it is defined by d axis and q axis. In many cases, motor current control is realized by the dq rotation coordinate system. In the motor current control in the dq rotation coordinate system, for example, in the case of a three-phase brushless motor, conversion from the dq rotation coordinate system to the UVW fixed coordinate system defined by the U phase, V phase, and W phase and vice versa Is executed. Specifically, conversion from the UVW fixed coordinate system to the dq rotating coordinate system for the motor current, conversion from the dq rotating coordinate system to the UVW fixed coordinate system for the voltage command value, and the like are performed. In these conversions, the rotation angle (electrical angle) of the motor (rotor) is used. In other words, the motor current and rotation angle detected from the motor are used for motor drive control, but these may be distorted or misaligned due to noise or the like, resulting in vibration or noise. Therefore, it is necessary to deal with the distortion and deviation. For example, in the electric motor control device disclosed in Japanese Patent No. 4502734 (Patent Document 1), a phase difference (for example, caused by a displacement of a mounting position of a rotational position detection device (rotation angle sensor or the like) attached to the motor (motor) ( This is dealt with by improving the calculation accuracy of the offset amount and correcting the output (rotation angle) of the rotational position detection device using the calculation accuracy.
しかしながら、特許文献1の装置では、補正された回転角を使用してモータ電流のUVW固定座標系からdq回転座標系への変換を行っているが、モータ電流自体に対しては特に補正を行っていない。通常、モータ電流には基本波成分の他に高調波成分を含んでおり、この高調波成分に起因してトルクリップルが発生し、振動や騒音の要因の1つとなるが、特許文献1の装置ではそれに対応することができない。
However, the apparatus of
本発明は上述のような事情よりなされたものであり、本発明の目的は、モータを駆動制御するためにフィードバックされるモータ電流に含まれる高調波成分に起因して発生する不具合に対応可能なモータ制御装置及びそれを搭載した電動パワーステアリング装置を提供することにある。 The present invention has been made under the circumstances as described above, and an object of the present invention is to cope with a problem caused by a harmonic component included in a motor current fed back to drive and control the motor. It is an object to provide a motor control device and an electric power steering device equipped with the motor control device.
本発明は、モータに対する電流指令値及びフィードバックされるモータ電流に基づいて前記モータを駆動制御するモータ制御装置に関し、本発明の上記目的は、前記モータ電流として前記モータ電流の基本波成分及び少なくとも1つの高調波成分をフィードバックし、前記基本波成分に対する電流指令値及び前記高調波成分に対する電流指令値を用いて前記モータを駆動制御することにより達成される。 The present invention relates to a motor control device that drives and controls the motor based on a current command value for the motor and a fed back motor current. The object of the present invention is to provide a fundamental wave component of the motor current and at least one as the motor current. This is achieved by feeding back two harmonic components and driving and controlling the motor using a current command value for the fundamental component and a current command value for the harmonic component.
また、本発明の上記目的は、前記モータ電流から基本波成分である基本波モータ電流及び高調波成分である少なくとも1つの高調波モータ電流を分離して出力する高調波分離部と、前記基本波成分に対する電流指令値と前記基本波モータ電流との偏差を用いて基本波電圧指令値を演算して出力する基本波電流制御部と、前記高調波成分に対する電流指令値と前記高調波モータ電流との偏差を用いて高調波電圧指令値を演算して出力する高調波電流制御部とを備え、前記基本波電圧指令値及び前記高調波電圧指令値に基づいて前記モータを駆動制御することにより達成される。 In addition, the above-described object of the present invention is to provide a harmonic separation unit that separates and outputs at least one harmonic motor current that is a fundamental wave component and a harmonic component from the motor current, and the fundamental wave. A fundamental wave current control unit that calculates and outputs a fundamental wave voltage command value using a deviation between a current command value for a component and the fundamental motor current; a current command value for the harmonic component; and the harmonic motor current; And a harmonic current control unit that calculates and outputs a harmonic voltage command value using the deviation of, and is achieved by driving and controlling the motor based on the fundamental voltage command value and the harmonic voltage command value Is done.
更に、本発明の上記目的は、前記基本波電圧指令値及び前記高調波電圧指令値を加算した値に基づいて前記モータを駆動制御することにより、或いは3相の電流を2相の電流に変換する3相/2相変換部と、2相の電圧を3相の電圧に変換する2相/3相変換部とをさらに備え、前記高調波分離部から出力される前記基本波モータ電流及び前記高調波モータ電流が3相の電流で、前記3相の基本波モータ電流及び前記3相の高調波モータ電流を前記3相/2相変換部でそれぞれ2相の電流に変換してフィードバックし、前記基本波電流制御部から出力される前記基本波電圧指令値及び前記高調波電流制御部から出力される前記高調波電圧指令値が2相の電圧で、前記2相の基本波電圧指令値及び前記2相の高調波電圧指令値を前記2相/3相変換部でそれぞれ3相の電圧に変換することにより、或いは前記高調波成分として少なくとも第5次高調波成分を含むことにより、或いは前記モータを駆動することにより操舵系をアシスト制御する電動パワーステアリング装置に用いられることにより、より効果的に達成される。 Further, the above object of the present invention is to drive control the motor based on a value obtained by adding the fundamental voltage command value and the harmonic voltage command value, or convert a three-phase current into a two-phase current. And a two-phase / three-phase converter that converts a two-phase voltage into a three-phase voltage, the fundamental motor current output from the harmonic separator, and the The harmonic motor current is a three-phase current, the three-phase fundamental motor current and the three-phase harmonic motor current are each converted into a two-phase current by the three-phase / two-phase converter and fed back, The fundamental voltage command value output from the fundamental current control unit and the harmonic voltage command value output from the harmonic current control unit are two-phase voltages, and the two-phase fundamental voltage command value and The two-phase harmonic voltage command value is set to the two-phase / 3-phase. An electric power steering device that assists and controls the steering system by converting the voltage into a three-phase voltage in each conversion unit, including at least the fifth harmonic component as the harmonic component, or driving the motor This is achieved more effectively.
また、上記モータ制御装置を搭載した電動パワーステアリング装置により上記目的は達成される。 Further, the object is achieved by an electric power steering device equipped with the motor control device.
本発明のモータ制御装置によれば、モータを駆動制御するために使用されるモータ電流として、基本波成分の他に高調波成分もフィードバックし、高調波成分に対する電流指令値も用いて駆動制御する。これにより、高調波成分に起因して発生するトルクリップル等の不具合を効率的に抑制することができ、振動や騒音を抑えることができる。 According to the motor control device of the present invention, as a motor current used for driving and controlling the motor, the harmonic component is fed back in addition to the fundamental component, and the drive control is performed using the current command value for the harmonic component. . As a result, problems such as torque ripple caused by the harmonic component can be efficiently suppressed, and vibration and noise can be suppressed.
また、上記モータ制御装置を電動パワーステアリング装置に搭載することにより、振動や騒音が少ない電動パワーステアリング装置を提供することができる。 In addition, by mounting the motor control device on an electric power steering device, an electric power steering device with less vibration and noise can be provided.
本発明では、モータ電流のフィードバック制御において、モータ電流の基本波成分の他に高調波成分もフィードバックし、基本波成分及び高調波成分それぞれで電流追従制御を実行する。 In the present invention, in the feedback control of the motor current, the harmonic component is fed back in addition to the fundamental component of the motor current, and current tracking control is executed for each of the fundamental component and the harmonic component.
高調波とは基本波の整数倍の周波数をもつ正弦波のことで、例えば、基本波の5倍の周波数をもつ高調波は第5次高調波と呼ばれる。基本波とは、1つの非正弦波(ひずみ波)を構成する種々の周波数の正弦波のうち、最も低い周波数の正弦波のことで、これよりも高い周波数をもつ高調波はトルクリップルを発生させ、振動や騒音の原因になる等の悪影響を及ぼす。高調波のうち、第5次及び第7次高調波が悪影響を強く及ぼすとされているが、高調波を発生させる原因によっては他の次数の高調波の悪影響が強くなる可能性があるので、本発明では、任意の次数の高調波に対応できるようになっている。 The harmonic is a sine wave having a frequency that is an integral multiple of the fundamental wave. For example, a harmonic having a frequency that is five times the fundamental wave is called a fifth harmonic. The fundamental wave is the sine wave of the lowest frequency among the sine waves of various frequencies that make up one non-sinusoidal wave (distortion wave), and higher harmonics generate torque ripple. Adverse effects such as vibration and noise. Among the harmonics, the 5th and 7th harmonics are said to have a strong adverse effect, but depending on the cause of generating the harmonics, the harmonics of other orders may be adversely affected. In the present invention, it is possible to cope with harmonics of an arbitrary order.
基本波成分(以下、単に「基本波」とする)及び高調波成分(以下、単に「高調波」とする)それぞれで電流追従制御を実行するために、本発明はフィードバックされるモータ電流を基本波と高調波に分離する機能を有する。分離後、基本波と高調波それぞれでフィードバック経路を構成しており、モータ電流の制御目標値である電流指令値も、基本波に対する電流指令値(以下、「基本波電流指令値」とする)及び高調波に対する電流指令値(以下、「高調波電流指令値」とする)が設定される。 In order to execute current tracking control with a fundamental wave component (hereinafter simply referred to as “fundamental wave”) and a harmonic component (hereinafter simply referred to as “harmonic wave”), the present invention is based on the motor current fed back. It has a function to separate waves and harmonics. After separation, a feedback path is configured with each of the fundamental wave and harmonics, and the current command value that is the control target value of the motor current is also the current command value for the fundamental wave (hereinafter referred to as “fundamental wave current command value”). And a current command value for harmonics (hereinafter referred to as “harmonic current command value”) is set.
以下に、本発明の実施形態を、図面を参照して説明する。 Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings.
図3は本発明の実施形態の構成例(第1実施形態)を図2に対応させて示しており、同一構成には同一符号を付して詳細な説明は省略する。 FIG. 3 shows a configuration example (first embodiment) of the embodiment of the present invention corresponding to FIG. 2, and the same components are denoted by the same reference numerals and detailed description thereof is omitted.
本実施形態での駆動制御の対象は3相のブラシレスモータであり、モータ電流は3相(U相、V相及びW相)の電流で、フィードバックされる際に2相(d軸及びq軸)の電流に変換される。変換された2相のモータ電流のフィードバックにより2相の電圧指令値が演算され、2相の電圧指令値は3相の電圧指令値に変換され、モータ20を制御する。また、図3の例で対象とする高調波は第5次高調波である。なお、本実施形態は、図2に示される電流制限部33及び補償信号生成部34を備えていないが、備えるようにしても良い。
The target of drive control in this embodiment is a three-phase brushless motor, and the motor current is a three-phase (U-phase, V-phase, and W-phase) current, and two phases (d-axis and q-axis) are fed back. ) Current. A two-phase voltage command value is calculated by feedback of the converted two-phase motor current, the two-phase voltage command value is converted into a three-phase voltage command value, and the
電流指令値演算部110は、図2に示される電流指令値演算部31と同様に、操舵トルクTh及び車速Velに基づいてアシストマップ等を用いて電流指令値を演算するが、電流指令値として基本波電流指令値Iref1及び高調波電流指令値Iref5を演算する。基本波電流指令値Iref1は平均トルクの制御用として使用され、或る回転速度の下、最大のトルクが発生するように生成される。高調波電流指令値Iref5はトルクリップルの制御用として使用され、トルクリップルが最小となるように生成される。通常、高調波をなくすため、高調波電流指令値Iref5として0(ゼロ)指令を与えるが、意図的に高調波を混入させるため、任意の値を指令しても良い。
The current command
モータ角速度演算部240は、モータ20に連結されている回転角センサ21が検出する回転角(電気角)θeからモータ角速度ωeを算出する。
The motor angular
dq軸電流指令値演算部120は、基本波電流指令値Iref1及びモータ角速度ωeを用いて、d軸基本波電流指令値Idref1及びq軸基本波電流指令値Iqref1を算出する。d軸基本波電流指令値Idref1及びq軸基本波電流指令値Iqref1は、例えば特許第5282376号公報に記載されているd−q軸電流指令値算出部で実行されている方法等で算出される。この際、モータの機械角に対するモータ角速度が必要な場合は、電気角に対するモータ角速度ωeに基づいて算出する。dq軸電流指令値演算部130も、dq軸電流指令値演算部120と同様の構成及び動作により、高調波電流指令値Iref5及びモータ角速度ωeを用いて、d軸高調波電流指令値Idref5及びq軸高調波電流指令値Iqref5を算出する。
The dq-axis current command
高調波分離部200は、モータ電流検出器38が検出するモータ20の各相に流れるモータ電流(U相モータ電流Ium、V相モータ電流Ivm及びW相モータ電流Iwm)を基本波(基本波モータ電流)と第5次高調波(高調波モータ電流)に分離する。即ち、U相モータ電流IumをU相基本波モータ電流Ium1とU相高調波モータ電流Ium5に分離し、V相モータ電流IvmをV相基本波モータ電流Ivm1とV相高調波モータ電流Ivm5に分離し、W相モータ電流IwmをW相基本波モータ電流Iwm1とW相高調波モータ電流Iwm5に分離する。高調波分離部200は、例えば第5次高調波の周波数を通過させるバンドパスフィルタの機能を有しており、モータ電流に対してフィルタ機能を働かせて高調波モータ電流を抽出し、高調波モータ電流を抽出されたモータ電流を基本波モータ電流とする。この場合、基本波モータ電流には基本波以外の周波数成分も含まれている可能性があり、厳密には基本波という表現と合わないが、基本波を含むということで基本波の表現を使用する。なお、高調波分離部200が基本波の周波数を通過させるバンドパスフィルタの機能も有し、その機能を使用して基本波モータ電流を抽出するようにしても良い。
The
3相/2相変換部210は、回転角θeを用いて、3相の電流である基本波モータ電流Ium1、Ivm1及びIwm1を、2相の電流に変換する。具体的には、下記数1のベクトル変換式を用いて、基本波モータ電流を、2相の電流であるd軸基本波モータ電流Idm1及びq軸基本波モータ電流Iqm1に変換する。
The three-phase / two-
3相/2相変換部220も、ベクトル変換式を用いて、高調波モータ電流Ium5、Ivm5及びIwm5を、2相の電流であるd軸高調波モータ電流Idm5及びq軸高調波モータ電流Iqm5に変換するが、高調波モータ電流は第5次高調波であるから、回転角θeではなく、回転角θeを5倍にした回転角θem(=θe×5)を使用する。回転角θemの算出は定数乗算部230で実行される。
The three-phase / two-
減算部250、251、252及び253には、d軸基本波電流指令値Idref1、q軸基本波電流指令値Iqref1、d軸高調波電流指令値Idref5及びq軸高調波電流指令値Iqref5がそれぞれ加算入力され、d軸基本波モータ電流Idm1、q軸基本波モータ電流Iqm1、d軸高調波モータ電流Idm5及びq軸高調波モータ電流Iqm5がそれぞれ減算入力され、偏差Id1、Iq1、Id5及びIq5が算出される。
The subtracting
基本波電流制御部140は、図2に示される電流制御部35と同様に、PI制御等により偏差Id1に基づいてd軸基本波電圧指令値Vdref1を求める。同様に、基本波電流制御部150も、偏差Iq1に基づいてq軸基本波電圧指令値Vqref1を求める。高調波電流制御部160及び170は、それぞれ偏差Id5及びIq5に基づいてd軸高調波電圧指令値Vdref5及びq軸高調波電圧指令値Vqref5を求める。
Similarly to the
2相/3相変換部180は、回転角θeを用いて、2相の電圧であるd軸基本波電圧指令値Vdref1及びq軸基本波電圧指令値Vqref1を、3相の電圧であるU相基本波電圧指令値Vuref1、V相基本波電圧指令値Vvref1及びW相基本波電圧指令値Vwref1に変換する。同様に、2相/3相変換部190も、2相の電圧であるd軸高調波電圧指令値Vdref5及びq軸高調波電圧指令値Vqref5を、3相の電圧であるU相高調波電圧指令値Vuref5、V相高調波電圧指令値Vvref5及びW相高調波電圧指令値Vwref5に変換するが、3相/2相変換部220の場合と同様に、回転角θeではなく回転角θemを使用する。
The two-phase / three-
加算部260は、U相基本波電圧指令値Vuref1及びU相高調波電圧指令値Vuref5を加算して、U相電圧指令値Vurefを算出する。同様に、加算部261はV相基本波電圧指令値Vvref1及びV相高調波電圧指令値Vvref5を加算してV相電圧指令値Vvrefを算出し、加算部262はW相基本波電圧指令値Vwref1及びW相高調波電圧指令値Vwref5を加算してW相電圧指令値Vwrefを算出する。
PWM制御部36及びインバータ37は、図2に示される構成と同じものであり、U相電圧指令値Vuref、V相電圧指令値Vvref及びW相電圧指令値Vwrefに基づいてモータ20をPWM駆動する。
The
このような構成において、その動作例を図4のフローチャートを参照して説明する。 In such a configuration, an example of the operation will be described with reference to the flowchart of FIG.
動作がスタートすると、操舵トルクThをトルクセンサ10(図1参照)が検出し、車速Velを車速センサ12(図1参照)が検出(又はCAN40(図1参照)が出力)し、回転角θeを回転角センサ21が検出する(ステップS10)。操舵トルクTh及び車速Velは電流指令値演算部110に入力され、回転角θeはモータ角速度演算部240、定数乗算部230、2相/3相変換部180及び3相/2相変換部210に入力される。モータ電流検出器38はモータ20のU相に流れるU相モータ電流Ium、V相に流れるV相モータ電流Ivm及びW相に流れるW相モータ電流Iwmを検出し(ステップS20)、高調波分離部200に出力する。
When the operation starts, the torque sensor 10 (see FIG. 1) detects the steering torque Th, the vehicle speed sensor 12 (see FIG. 1) detects the vehicle speed Vel (or the CAN 40 (see FIG. 1) outputs), and the rotation angle θe. Is detected by the rotation angle sensor 21 (step S10). The steering torque Th and the vehicle speed Vel are input to the current command
電流指令値演算部110は、操舵トルクTh及び車速Velに基づいてアシストマップ等を用いて基本波電流指令値Iref1及び高調波電流指令値Iref5を演算し(ステップS30)、基本波電流指令値Iref1はdq軸電流指令値演算部120に、高調波電流指令値Iref5はdq軸電流指令値演算部130にそれぞれ入力される。
The current command
モータ角速度演算部240は、回転角θeからモータ角速度ωeを算出し(ステップS40)、dq軸電流指令値演算部120及び130に出力する。
The motor angular
定数乗算部230は、回転角θeを5倍した回転角θemを算出し(ステップS50)、2相/3相変換部190及び3相/2相変換部220に出力する。なお、電流指令値演算部110、モータ角速度演算部240及び定数乗算部230の動作は、順番が入れ替わっても、並行して実行されても良い。
The
dq軸電流指令値演算部120は、基本波電流指令値Iref1及びモータ角速度ωeを用いて、d軸基本波電流指令値Idref1及びq軸基本波電流指令値Iqref1を算出する(ステップS60)。dq軸電流指令値演算部130は、高調波電流指令値Iref5及びモータ角速度ωeを用いて、d軸高調波電流指令値Idref5及びq軸高調波電流指令値Iqref5を算出する(ステップS70)。なお、dq軸電流指令値演算部120及び130の動作は、順番が入れ替わっても、並行して実行されても良い。
The dq-axis current command
d軸基本波電流指令値Idref1は減算部250に、q軸基本波電流指令値Iqref1は減算部251に、d軸高調波電流指令値Idref5は減算部252に、q軸高調波電流指令値Iqref5は減算部253にそれぞれ加算入力される。
The d-axis fundamental current command value Idref1 is sent to the
モータ電流を入力した高調波分離部200は、U相モータ電流IumをU相基本波モータ電流Ium1とU相高調波モータ電流Ium5に、V相モータ電流IvmをV相基本波モータ電流Ivm1とV相高調波モータ電流Ivm5に、W相モータ電流IwmをW相基本波モータ電流Iwm1とW相高調波モータ電流Iwm5にそれぞれフィルタ処理により分離し(ステップS80)、基本波であるU相基本波モータ電流Ium1、V相基本波モータ電流Ivm1及びW相基本波モータ電流Iwm1を3相/2相変換部210に出力し、第5次高調波であるU相高調波モータ電流Ium5、V相高調波モータ電流Ivm5及びW相高調波モータ電流Iwm5を3相/2相変換部220に出力する。
The
3相/2相変換部210は、入力した回転角θeを用いて、U相基本波モータ電流Ium1、V相基本波モータ電流Ivm1及びW相基本波モータ電流Iwm1を、数1によりd軸基本波モータ電流Idm1及びq軸基本波モータ電流Iqm1に変換する(ステップS90)。3相/2相変換部220は、入力した回転角θemを用いて、U相高調波モータ電流Ium5、V相高調波モータ電流Ivm5及びW相高調波モータ電流Iwm5をd軸高調波モータ電流Idm5及びq軸高調波モータ電流Iqm5に変換する(ステップS100)。なお、3相/2相変換部210及び220の動作は、順番が入れ替わっても、並行して実行されても良い。
The three-phase / two-
d軸基本波モータ電流Idm1は減算部250に、q軸基本波モータ電流Iqm1は減算部251に、d軸高調波モータ電流Idm5は減算部252に、q軸高調波モータ電流Iqm5は減算部253にそれぞれ減算入力される。
The d-axis fundamental motor current Idm1 is sent to the
減算部250は、d軸基本波電流指令値Idref1とd軸基本波モータ電流Idm1との偏差Id1を算出し、基本波電流制御部140に出力する。減算部251は、q軸基本波電流指令値Iqref1とq軸基本波モータ電流Iqm1との偏差Iq1を算出し、基本波電流制御部150に出力する。減算部252は、d軸高調波電流指令値Idref5とd軸高調波モータ電流Idm5との偏差Id5を算出し、高調波電流制御部160に出力する。減算部253は、q軸高調波電流指令値Iqref5とq軸高調波モータ電流Iqm5との偏差Iq5を算出し、高調波電流制御部170に出力する(ステップS110)。
The subtracting
基本波電流制御部140は偏差Id1よりd軸基本波電圧指令値Vdref1を求め、基本波電流制御部150は偏差Iq1よりq軸基本波電圧指令値Vqref1を求め、高調波電流制御部160は偏差Id5よりd軸高調波電圧指令値Vdref5を求め、高調波電流制御部170は偏差Iq5よりq軸高調波電圧指令値Vqref5を求める(ステップS120)。
The fundamental wave
d軸基本波電圧指令値Vdref1及びq軸基本波電圧指令値Vqref1は2相/3相変換部180に入力され、2相/3相変換部180は、入力された回転角θeを用いてU相基本波電圧指令値Vuref1、V相基本波電圧指令値Vvref1及びW相基本波電圧指令値Vwref1に変換する(ステップS130)。d軸高調波電圧指令値Vdref5及びq軸高調波電圧指令値Vqref5は2相/3相変換部190に入力され、2相/3相変換部190は、入力された回転角θemを用いてU相高調波電圧指令値Vuref5、V相高調波電圧指令値Vvref5及びW相高調波電圧指令値Vwref5に変換する(ステップS140)。なお、2相/3相変換部180及び190の動作は、順番が入れ替わっても、並行して実行されても良い。
The d-axis fundamental wave voltage command value Vdref1 and the q-axis fundamental wave voltage command value Vqref1 are input to the 2-phase / 3-
U相基本波電圧指令値Vuref1及びU相高調波電圧指令値Vuref5は加算部260で加算され、U相電圧指令値Vurefとして出力される。V相基本波電圧指令値Vvref1及びV相高調波電圧指令値Vvref5は加算部261で加算され、V相電圧指令値Vvrefとして出力される。W相基本波電圧指令値Vwref1及びW相高調波電圧指令値Vwref5は加算部262で加算され、W相電圧指令値Vwrefとして出力される(ステップS150)。
The U-phase fundamental voltage command value Vuref1 and the U-phase harmonic voltage command value Vuref5 are added by the
U相電圧指令値Vuref、V相電圧指令値Vvref及びW相電圧指令値VwrefはPWM制御部36に入力され、さらにインバータ37を介してモータ20がPWM駆動される(ステップS160)。
The U-phase voltage command value Vuref, the V-phase voltage command value Vvref, and the W-phase voltage command value Vwref are input to the
本発明の他の実施形態について説明する。 Another embodiment of the present invention will be described.
第1実施形態では2相の電圧指令値を3相の電圧指令値に変換しているが、本実施形態(第2実施形態)では2相の電流指令値を3相の電流指令値に変換する。 In the first embodiment, a two-phase voltage command value is converted into a three-phase voltage command value. In this embodiment (second embodiment), a two-phase current command value is converted into a three-phase current command value. To do.
本実施形態の構成例を図5に示す。図3に示される第1実施形態の構成例と比べると、第1実施形態では基本波電流制御部及び高調波電流制御部の後に2相/3相変換部が位置しているが、第2実施形態ではdq軸電流指令値演算部の後に位置しており、それに伴い、3相/2相変換部が不要となっている。また、基本波電流制御部、高調波電流制御部及び減算部の数が増えている。なお、図3の構成例と同一構成には同一符号を付し、説明は省略する。 A configuration example of this embodiment is shown in FIG. Compared to the configuration example of the first embodiment shown in FIG. 3, in the first embodiment, the two-phase / three-phase conversion unit is located after the fundamental wave current control unit and the harmonic current control unit. In the embodiment, it is located after the dq-axis current command value calculation unit, and accordingly, the three-phase / two-phase conversion unit is unnecessary. In addition, the number of fundamental wave current control units, harmonic current control units, and subtraction units is increasing. In addition, the same code | symbol is attached | subjected to the same structure as the structural example of FIG. 3, and description is abbreviate | omitted.
2相/3相変換部181は、回転角θeを用いて、2相の電流であるd軸基本波電流指令値Idref1及びq軸基本波電流指令値Iqref1を、3相の電流であるU相基本波電流指令値Iuref1、V相基本波電流指令値Ivref1及びW相基本波電流指令値Iwref1に変換する。2相/3相変換部191は、回転角θemを用いて、2相の電流であるd軸高調波電流指令値Idref5及びq軸高調波電流指令値Iqref5を、3相の電流であるU相高調波電流指令値Iuref5、V相高調波電流指令値Ivref5及びW相高調波電流指令値Iwref5に変換する。
The two-phase / three-
高調波分離部200から出力される基本波モータ電流及び高調波モータ電流は、減算部254〜259にそれぞれ減算入力される。減算部254〜259は、2相/3相変換部181及び191から出力される電流指令値から、それぞれに対応する基本波モータ電流又は高調波モータ電流を減算して、偏差Iu1、Iv1、Iw1、Iu5、Iv5及びIw5を算出する。
The fundamental motor current and the harmonic motor current output from the
偏差毎に基本波電流制御部又は高調波電流制御部が用意され、基本波電流制御部141、142及び143は、それぞれ偏差Iu1、Iv1及びIw1に基づいてU相基本波電圧指令値Vuref1、V相基本波電圧指令値Vvref1及びW相基本波電圧指令値Vwref1を求め、高調波電流制御部161、162及び163は、それぞれ偏差Iu5、Iv5及びIw5に基づいてU相高調波電圧指令値Vuref5、V相高調波電圧指令値Vvref5及びW相高調波電圧指令値Vwref5を求める。
A fundamental wave current control unit or a harmonic current control unit is prepared for each deviation, and the fundamental wave
第2実施形態での動作例を図6のフローチャートを参照して説明する。 An operation example in the second embodiment will be described with reference to the flowchart of FIG.
図4に示される第1実施形態での動作例と比べると、ステップS10からS80までの動作は同じで、その後からステップS150直前までの動作が異なり、ステップS150以降はまた同じ動作である。 Compared to the operation example in the first embodiment shown in FIG. 4, the operations from step S10 to S80 are the same, the operations from then to immediately before step S150 are different, and the operations after step S150 are the same again.
ステップS10からS80までの動作を実行した後、dq軸電流指令値演算部120で算出されたd軸基本波電流指令値Idref1及びq軸基本波電流指令値Iqref1は2相/3相変換部181に入力され、dq軸電流指令値演算部130で算出されたd軸高調波電流指令値Idref5及びq軸高調波電流指令値Iqref5は2相/3相変換部191に入力される。
After executing the operations from step S10 to S80, the d-axis fundamental wave current command value Idref1 and the q-axis fundamental wave current command value Iqref1 calculated by the dq-axis current command
一方、高調波分離部200から出力されたU相基本波モータ電流Ium1は減算部254に、V相基本波モータ電流Ivm1は減算部255に、W相基本波モータ電流Iwm1は減算部256に、U相高調波モータ電流Ium5は減算部257に、V相高調波モータ電流Ivm5は減算部258に、W相高調波モータ電流Iwm5は減算部259にそれぞれ減算入力される。
On the other hand, the U-phase fundamental motor current Ium1 output from the
2相/3相変換部181は、回転角センサ21で検出された回転角θeを入力し、回転角θeを用いてd軸基本波電流指令値Idref1及びq軸基本波電流指令値Iqref1をU相基本波電流指令値Iuref1、V相基本波電流指令値Ivref1及びW相基本波電流指令値Iwref1に変換する(ステップS95)。2相/3相変換部191は、定数乗算部230から出力された回転角θemを入力し、回転角θemを用いてd軸高調波電流指令値Idref5及びq軸高調波電流指令値Iqref5をU相高調波電流指令値Iuref5、V相高調波電流指令値Ivref5及びW相高調波電流指令値Iwref5に変換する(ステップS105)。なお、2相/3相変換部181及び191の動作は、順番が入れ替わっても、並行して実行されても良い。
The two-phase / three-
U相基本波電流指令値Iuref1は減算部254に、V相基本波電流指令値Ivref1は減算部255に、W相基本波電流指令値Iwref1は減算部256に、U相高調波電流指令値Iuref5は減算部257に、V相高調波電流指令値Ivref5は減算部258に、W相高調波電流指令値Iwref5は減算部259にそれぞれ加算入力される。
The U-phase fundamental wave current command value Iuref1 is sent to the
減算部254はU相基本波電流指令値Iuref1とU相基本波モータ電流Ium1の偏差Iu1を基本波電流制御部141に、減算部255はV相基本波電流指令値Ivref1とV相基本波モータ電流Ivm1の偏差Iv1を基本波電流制御部142に、減算部256はW相基本波電流指令値Iwref1とW相基本波モータ電流Iwm1の偏差Iw1を基本波電流制御部143にそれぞれ出力する。減算部257はU相高調波電流指令値Iuref5とU相高調波モータ電流Ium5の偏差Iu5を高調波電流制御部161に、減算部258はV相高調波電流指令値Ivref5とV相高調波モータ電流Ivm5の偏差Iv5を高調波電流制御部162に、減算部259はW相高調波電流指令値Iwref5とW相高調波モータ電流Iwm5の偏差Iw5を高調波電流制御部163にそれぞれ出力する(ステップS115)。
The
基本波電流制御部141は偏差Iu1よりU相基本波電圧指令値Vuref1を求め、基本波電流制御部142は偏差Iv1よりV相基本波電圧指令値Vvref1を求め、基本波電流制御部143は偏差Iw1よりW相基本波電圧指令値Vwref1を求め、それぞれ加算部260、261及び262に出力する。高調波電流制御部161は偏差Iu5よりU相高調波電圧指令値Vuref5を求め、高調波電流制御部162は偏差Iv5よりV相高調波電圧指令値Vvref5を求め、高調波電流制御部163は偏差Iw5よりW相高調波電圧指令値Vwref5を求め、それぞれ加算部260、261及び262に出力する(ステップS125)。
The fundamental wave
その後は、加算部260、261及び262での加算によりU相電圧指令値Vuref、V相電圧指令値Vvref及びW相電圧指令値Vwrefが算出され(ステップS150)、それらがPWM制御部36に入力され、さらにインバータ37を介してモータ20がPWM駆動される(ステップS160)。
Thereafter, the U-phase voltage command value Vuref, the V-phase voltage command value Vvref, and the W-phase voltage command value Vwref are calculated by addition in the adding
上述の実施形態(第1実施形態、第2実施形態)では、高調波として第5次高調波を対象としているが、他の次数の高調波を対象としても良く、次数が異なる複数の高調波を対象としても良い。複数の高調波を対象とする場合、高調波分離部はモータ電流を基本波と複数の高調波に分離し、基本波及び複数の高調波それぞれでフィードバック経路を構成することになる。 In the above-described embodiments (the first embodiment and the second embodiment), the fifth harmonic is targeted as the harmonic. However, other orders of harmonics may be targeted, and a plurality of harmonics having different orders. May be targeted. When a plurality of harmonics are targeted, the harmonic separation unit separates the motor current into a fundamental wave and a plurality of harmonics, and each of the fundamental wave and the plurality of harmonics constitutes a feedback path.
1 ハンドル
2 コラム軸(ステアリングシャフト、ハンドル軸)
10 トルクセンサ
12 車速センサ
13 バッテリ
20 モータ
21 回転角センサ
30 コントロールユニット(ECU)
31、110 電流指令値演算部
35 電流制御部
36 PWM制御部
37 インバータ
38 モータ電流検出器
120、130 dq軸電流指令値演算部
140、141、142、143、150 基本波電流制御部
160、161、162、163、170 高調波電流制御部
180、181、190、191 2相/3相変換部
200 高調波分離部
210、220 3相/2相変換部
230 定数乗算部
240 モータ角速度演算部
1
DESCRIPTION OF
31, 110 Current command
Claims (7)
前記モータ電流として前記モータ電流の基本波成分及び少なくとも1つの高調波成分をフィードバックし、前記基本波成分に対する電流指令値及び前記高調波成分に対する電流指令値を用いて前記モータを駆動制御することを特徴とするモータ制御装置。 In a motor control device that drives and controls the motor based on a current command value for the motor and a motor current that is fed back,
Feedback the fundamental component and at least one harmonic component of the motor current as the motor current, and driving and controlling the motor using a current command value for the fundamental component and a current command value for the harmonic component. A motor control device.
前記モータ電流から基本波成分である基本波モータ電流及び高調波成分である少なくとも1つの高調波モータ電流を分離して出力する高調波分離部と、
前記基本波成分に対する電流指令値と前記基本波モータ電流との偏差を用いて基本波電圧指令値を演算して出力する基本波電流制御部と、
前記高調波成分に対する電流指令値と前記高調波モータ電流との偏差を用いて高調波電圧指令値を演算して出力する高調波電流制御部とを備え、
前記基本波電圧指令値及び前記高調波電圧指令値に基づいて前記モータを駆動制御することを特徴とするモータ制御装置。 In a motor control device that drives and controls the motor based on a current command value for the motor and a motor current that is fed back,
A harmonic separation unit that separates and outputs at least one harmonic motor current that is a fundamental wave motor current and a harmonic component from the motor current;
A fundamental current controller that calculates and outputs a fundamental voltage command value using a deviation between a current instruction value for the fundamental component and the fundamental motor current;
A harmonic current control unit that calculates and outputs a harmonic voltage command value using a deviation between the current command value for the harmonic component and the harmonic motor current;
A motor control device that controls driving of the motor based on the fundamental voltage command value and the harmonic voltage command value.
2相の電圧を3相の電圧に変換する2相/3相変換部とをさらに備え、
前記高調波分離部から出力される前記基本波モータ電流及び前記高調波モータ電流が3相の電流で、前記3相の基本波モータ電流及び前記3相の高調波モータ電流を前記3相/2相変換部でそれぞれ2相の電流に変換してフィードバックし、
前記基本波電流制御部から出力される前記基本波電圧指令値及び前記高調波電流制御部から出力される前記高調波電圧指令値が2相の電圧で、前記2相の基本波電圧指令値及び前記2相の高調波電圧指令値を前記2相/3相変換部でそれぞれ3相の電圧に変換する請求項2又は3に記載のモータ制御装置。 A three-phase / two-phase converter that converts a three-phase current into a two-phase current;
A two-phase / three-phase converter that converts a two-phase voltage into a three-phase voltage;
The fundamental motor current and the harmonic motor current output from the harmonic separation unit are three-phase currents, and the three-phase fundamental motor current and the three-phase harmonic motor current are expressed as the three-phase / 2. Each phase conversion unit converts it into a two-phase current and feeds it back.
The fundamental voltage command value output from the fundamental current control unit and the harmonic voltage command value output from the harmonic current control unit are two-phase voltages, and the two-phase fundamental voltage command value and 4. The motor control device according to claim 2, wherein the two-phase harmonic voltage command value is converted into a three-phase voltage by the two-phase / three-phase converter. 5.
An electric power steering apparatus comprising the motor control device according to claim 6.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2016003550A JP2017127066A (en) | 2016-01-12 | 2016-01-12 | Motor controller and electrically-driven power steering device |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2016003550A JP2017127066A (en) | 2016-01-12 | 2016-01-12 | Motor controller and electrically-driven power steering device |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2017127066A true JP2017127066A (en) | 2017-07-20 |
Family
ID=59364226
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2016003550A Pending JP2017127066A (en) | 2016-01-12 | 2016-01-12 | Motor controller and electrically-driven power steering device |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2017127066A (en) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2019088130A (en) * | 2017-11-08 | 2019-06-06 | 日本精工株式会社 | Motor control device and electric power steering device |
CN113809959A (en) * | 2021-09-29 | 2021-12-17 | 蔚来动力科技(合肥)有限公司 | Harmonic current injection method, computer-readable storage medium and device for suppressing high-order noise of vehicle |
Citations (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US20030169015A1 (en) * | 2002-03-05 | 2003-09-11 | Semyon Royak | Flux position identifier using high frequency injection with the presence of a rich harmonic spectrum in a responding signal |
JP2004312864A (en) * | 2003-04-07 | 2004-11-04 | Nissan Motor Co Ltd | Motor controller |
JP2005304238A (en) * | 2004-04-14 | 2005-10-27 | Denso Corp | Magnetic sound control method of ac rotary electric machine |
JP2011259648A (en) * | 2010-06-11 | 2011-12-22 | Mitsuba Corp | Brushless motor control method and brushless motor controller |
-
2016
- 2016-01-12 JP JP2016003550A patent/JP2017127066A/en active Pending
Patent Citations (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US20030169015A1 (en) * | 2002-03-05 | 2003-09-11 | Semyon Royak | Flux position identifier using high frequency injection with the presence of a rich harmonic spectrum in a responding signal |
JP2004312864A (en) * | 2003-04-07 | 2004-11-04 | Nissan Motor Co Ltd | Motor controller |
JP2005304238A (en) * | 2004-04-14 | 2005-10-27 | Denso Corp | Magnetic sound control method of ac rotary electric machine |
JP2011259648A (en) * | 2010-06-11 | 2011-12-22 | Mitsuba Corp | Brushless motor control method and brushless motor controller |
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2019088130A (en) * | 2017-11-08 | 2019-06-06 | 日本精工株式会社 | Motor control device and electric power steering device |
CN113809959A (en) * | 2021-09-29 | 2021-12-17 | 蔚来动力科技(合肥)有限公司 | Harmonic current injection method, computer-readable storage medium and device for suppressing high-order noise of vehicle |
CN113809959B (en) * | 2021-09-29 | 2023-06-06 | 蔚来动力科技(合肥)有限公司 | Harmonic current injection method, computer readable storage medium and apparatus for suppressing vehicle higher order noise |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
JP6658995B2 (en) | Motor control device and electric power steering device equipped with the same | |
US10177699B2 (en) | Motor control unit and electric power steering apparatus equipped with the same | |
JP4912874B2 (en) | Control device for electric power steering device | |
US9979340B2 (en) | Apparatus for controlling three phase rotary electric machine reducing peak value of phase current | |
WO2018230541A1 (en) | Motor control device and electric power steering device equipped with same | |
JP2018153090A (en) | Electrically-driven power steering device | |
EP2779414A2 (en) | Motor control system having bandwidth compensation | |
JP6658928B2 (en) | Electric power steering device | |
JP6512372B2 (en) | Electric power steering device | |
JP6658972B2 (en) | Motor control device and electric power steering device equipped with the same | |
JP5397664B2 (en) | Motor control device | |
JP2017143631A (en) | Motor controller and electrically-driven power steering device having the same | |
JP2017127066A (en) | Motor controller and electrically-driven power steering device | |
JP2008154308A (en) | Controller of motor-driven power steering system | |
WO2019150945A1 (en) | Electric power steering device | |
JP4680754B2 (en) | DC brushless motor rotor angle estimation method and DC brushless motor control device | |
JP6648592B2 (en) | Motor control device and electric power steering device equipped with the same | |
JP2017127053A (en) | Motor controller and electric power steering device having the same | |
JP2012235556A (en) | Motor controller | |
JP5842482B2 (en) | Motor control device and electric power steering device | |
JP2013005486A (en) | Motor control device | |
JP2017158245A (en) | Motor controller and electrically-driven power steering device with the same mounted therein | |
JP2012235647A (en) | Motor controller | |
JP2012191780A (en) | Motor control device | |
JP2012249379A (en) | Motor controller |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20181127 |
|
A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20191001 |
|
A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20190930 |
|
A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20200324 |