JP2017005534A - 高周波電力増幅器 - Google Patents
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Abstract
【課題】回路の小型化を図ることができるとともに、2倍波のインピーダンス整合に対する設計自由度が高く、かつ、2倍波整合の広帯域化を図ることができるようにする。【解決手段】一端が伝送線路5の他端と接続されて、他端が外部負荷1と接続されており、線路長が高周波信号の基本波f0でλ/16である伝送線路6と、一端が伝送線路5の他端と接続されており、線路長が高周波信号の基本波f0でλ/8であるオープンスタブ8と、一端が伝送線路6の他端と接続されており、線路長が高周波信号の基本波f0でλ/16であるオープンスタブ9とを備える。【選択図】図1
Description
この発明は、例えば、マイクロ波やミリ波帯の高周波信号を増幅する高周波電力増幅器に関するものである。
例えば、マイクロ波やミリ波帯の高周波信号を増幅する高周波電力増幅器では、電力効率や出力電力に関する性能を高めるために、高調波の反射位相を最適化する技術が適用されている。
高調波の反射位相を最適化する技術として、高周波信号の基本波の整合に加えて、高周波信号の第2高調波である2倍波の整合を図る整合回路を高周波電力増幅器に適用するものがある(例えば、特許文献1を参照)。
高調波の反射位相を最適化する技術として、高周波信号の基本波の整合に加えて、高周波信号の第2高調波である2倍波の整合を図る整合回路を高周波電力増幅器に適用するものがある(例えば、特許文献1を参照)。
特許文献1に開示されている高周波電力増幅器では、トランジスタと50Ωの外部負荷との間に、整合回路として、インピーダンス変成回路が接続されている。
このインピーダンス変成回路は、トランジスタと50Ωの外部負荷との間の主線路として、伝送線路(1)と伝送線路(2)が直列に接続されており、また、伝送線路(1)とトランジスタの接続端に第1のオープンスタブが接続され、伝送線路(1)と伝送線路(2)の接続端に第2のオープンスタブが接続されている。
ここで、伝送線路(2)の線路長は、外部負荷から出力される高周波信号の基本波でλ/4(λは波長)になっている。この回路構成では、第2のオープンスタブによって形成された高周波信号の2倍波のショート点が、所望の2倍波反射位相になるように、伝送線路(1)と第1のオープンスタブを用いて調整される。
このインピーダンス変成回路は、トランジスタと50Ωの外部負荷との間の主線路として、伝送線路(1)と伝送線路(2)が直列に接続されており、また、伝送線路(1)とトランジスタの接続端に第1のオープンスタブが接続され、伝送線路(1)と伝送線路(2)の接続端に第2のオープンスタブが接続されている。
ここで、伝送線路(2)の線路長は、外部負荷から出力される高周波信号の基本波でλ/4(λは波長)になっている。この回路構成では、第2のオープンスタブによって形成された高周波信号の2倍波のショート点が、所望の2倍波反射位相になるように、伝送線路(1)と第1のオープンスタブを用いて調整される。
従来の高周波電力増幅器は以上のように構成されているので、高周波信号の基本波でλ/4の線路長を有する伝送線路(2)が主線路として接続されている。このため、主線路の線路長が長くなり、整合回路が大型化してしまうという課題があった。
特に、マイクロ波帯の中でも、周波数が低いUHF帯の高周波信号を増幅する場合、主線路の線路長が長くなる。例えば、高周波信号の周波数が300MHzである場合、誘電率が10(波長短縮率が0.36)の回路基板を用いても、λ/4の線路長が約90mmと長くなる。
なお、伝送線路の代わりに、コンデンサやインダクタなどの小型実装部品である集中定数を用いて、整合をとる方法も考えられるが、トランジスタとして、高電圧で動作するGaNデバイスを使用する場合には、高耐圧で使用可能な高価な集中定数を使用する必要があることや、コストカットの観点から集中定数の部品点数を削減する必要があることなどを考慮すると、伝送線路を用いて、整合をとることが望ましい。
特に、マイクロ波帯の中でも、周波数が低いUHF帯の高周波信号を増幅する場合、主線路の線路長が長くなる。例えば、高周波信号の周波数が300MHzである場合、誘電率が10(波長短縮率が0.36)の回路基板を用いても、λ/4の線路長が約90mmと長くなる。
なお、伝送線路の代わりに、コンデンサやインダクタなどの小型実装部品である集中定数を用いて、整合をとる方法も考えられるが、トランジスタとして、高電圧で動作するGaNデバイスを使用する場合には、高耐圧で使用可能な高価な集中定数を使用する必要があることや、コストカットの観点から集中定数の部品点数を削減する必要があることなどを考慮すると、伝送線路を用いて、整合をとることが望ましい。
また、従来の高周波電力増幅器では、伝送線路(1)と第1のオープンスタブを用いて、2倍波のインピーダンスが調整されるが、基本波のインピーダンスも、伝送線路(1)と第1のオープンスタブを用いて調整される構成である。このため、基本波の整合が優先される場合、2倍波のインピーダンス整合が最適化されないことがあり、設計の自由度が小さいという課題があった。
また、第2のオープンスタブだけで2倍波のショート点を形成しているため、2倍波インピーダンスの周波数特性が大きくなり、最適な2倍波整合をとれる周波数帯域が狭くなるという課題もあった。
また、第2のオープンスタブだけで2倍波のショート点を形成しているため、2倍波インピーダンスの周波数特性が大きくなり、最適な2倍波整合をとれる周波数帯域が狭くなるという課題もあった。
この発明は上記のような課題を解決するためになされたもので、回路の小型化を図ることができるとともに、2倍波のインピーダンス整合に対する設計自由度が高く、かつ、2倍波整合の広帯域化を図ることができる高周波電力増幅器を得ることを目的とする。
この発明に係る高周波電力増幅器は、信号の電力を増幅するトランジスタと、一端がトランジスタにおける信号の入力側又は出力側に接続されている第1の伝送線路と、一端が第1の伝送線路の他端と接続されて、他端が外部負荷と接続されており、線路長が信号の基本波で16分の1波長である第2の伝送線路と、一端が第1の伝送線路の一端と接続されている第1のオープンスタブと、一端が第1の伝送線路の他端と接続されており、線路長が信号の基本波で8分の1波長である第2のオープンスタブと、一端が第2の伝送線路の他端と接続されており、線路長が信号の基本波で16分の1波長である第3のオープンスタブとを備えるようにしたものである。
この発明によれば、信号の電力を増幅するトランジスタと、一端がトランジスタにおける信号の入力側又は出力側に接続されている第1の伝送線路と、一端が第1の伝送線路の他端と接続されて、他端が外部負荷と接続されており、線路長が信号の基本波で16分の1波長である第2の伝送線路と、一端が第1の伝送線路の一端と接続されている第1のオープンスタブと、一端が第1の伝送線路の他端と接続されており、線路長が信号の基本波で8分の1波長である第2のオープンスタブと、一端が第2の伝送線路の他端と接続されており、線路長が信号の基本波で16分の1波長である第3のオープンスタブとを備えるように構成したので、回路の小型化を図ることができるとともに、信号の第2高調波である2倍波のインピーダンス整合に対する設計自由度が高く、かつ、2倍波整合の広帯域化を図ることができる効果がある。
以下、この発明をより詳細に説明するために、この発明を実施するための形態について、添付の図面にしたがって説明する。
実施の形態1.
図1はこの発明の実施の形態1による高周波電力増幅器を示す構成図であり、図2は図1の高周波電力増幅器の等価回路図である。
図1及び図2において、外部負荷1は、例えばインピーダンスZLが50Ωの負荷である。
トランジスタ2は高周波信号の電力を増幅する電流増幅素子であり、トランジスタ2として、例えば、電界効果トランジスタが用いられる。ただし、これは一例に過ぎず、バイポーラトランジスタなどであってもよい。
整合回路基板3は外部負荷1から入力された高周波信号をトランジスタ2のゲート端子に出力する際、外部負荷1のインピーダンスとトランジスタ2の入力インピーダンスとの整合を図る整合回路が実装されている基板である。
なお、整合回路基板3には、通常、Auめっきによる配線パターン(整合回路)が形成されており、この配線パターンが、Auワイヤ、Auリボン、パッケージのリードやコネクタなどによって、外部負荷1及びトランジスタ2と電気的に接続されている。
図1はこの発明の実施の形態1による高周波電力増幅器を示す構成図であり、図2は図1の高周波電力増幅器の等価回路図である。
図1及び図2において、外部負荷1は、例えばインピーダンスZLが50Ωの負荷である。
トランジスタ2は高周波信号の電力を増幅する電流増幅素子であり、トランジスタ2として、例えば、電界効果トランジスタが用いられる。ただし、これは一例に過ぎず、バイポーラトランジスタなどであってもよい。
整合回路基板3は外部負荷1から入力された高周波信号をトランジスタ2のゲート端子に出力する際、外部負荷1のインピーダンスとトランジスタ2の入力インピーダンスとの整合を図る整合回路が実装されている基板である。
なお、整合回路基板3には、通常、Auめっきによる配線パターン(整合回路)が形成されており、この配線パターンが、Auワイヤ、Auリボン、パッケージのリードやコネクタなどによって、外部負荷1及びトランジスタ2と電気的に接続されている。
整合回路基板3の表面に形成されている配線パターンは、電気的にトランジスタ2及び外部負荷1と接続されている主線路4と、一端が主線路4と接続されているオープンスタブ7〜9とから構成されている。
主線路4は伝送線路5と伝送線路6から構成されており、伝送線路5は一端がトランジスタ2のゲート端子と接続されている特性インピーダンスZ1の第1の伝送線路である。
伝送線路6は一端が伝送線路5の他端と接続されて、他端が外部負荷1と接続されており、線路長が高周波信号の基本波f0でλ/16(16分の1波長)である特性インピーダンスZ2の第2の伝送線路である。
主線路4は伝送線路5と伝送線路6から構成されており、伝送線路5は一端がトランジスタ2のゲート端子と接続されている特性インピーダンスZ1の第1の伝送線路である。
伝送線路6は一端が伝送線路5の他端と接続されて、他端が外部負荷1と接続されており、線路長が高周波信号の基本波f0でλ/16(16分の1波長)である特性インピーダンスZ2の第2の伝送線路である。
オープンスタブ7は一端が伝送線路5の一端と接続されている特性インピーダンスZ3の第1のオープンスタブである。
オープンスタブ8は一端が伝送線路5の他端と接続されており、線路長が高周波信号の基本波f0でλ/8(8分の1波長)である特性インピーダンスZ4の第2のオープンスタブである。
オープンスタブ9は一端が伝送線路6の他端と接続されており、線路長が高周波信号の基本波f0でλ/16である特性インピーダンスZ5の第3のオープンスタブである。
オープンスタブ8は一端が伝送線路5の他端と接続されており、線路長が高周波信号の基本波f0でλ/8(8分の1波長)である特性インピーダンスZ4の第2のオープンスタブである。
オープンスタブ9は一端が伝送線路6の他端と接続されており、線路長が高周波信号の基本波f0でλ/16である特性インピーダンスZ5の第3のオープンスタブである。
この実施の形態1では、伝送線路6の特性インピーダンスZ2は、外部負荷1のインピーダンスZLより大きく、かつ、外部負荷1のインピーダンスZLの3/2(2分の3)以下である。
また、オープンスタブ8の特性インピーダンスZ4はオープンスタブ9の特性インピーダンスZ5の1/2(2分の1)以上で、かつ、オープンスタブ9の特性インピーダンスZ5以下である。
また、オープンスタブ8の特性インピーダンスZ4はオープンスタブ9の特性インピーダンスZ5の1/2(2分の1)以上で、かつ、オープンスタブ9の特性インピーダンスZ5以下である。
次に動作について説明する。
最初に、高周波信号の基本波f0での動作を説明する。
図3は図1の高周波電力増幅器における基本波f0に対するインピーダンス変成の一例を示すスミスチャート図である。
図3において、Za,Zb,Zc,Zd,Zeは、図2の示す各箇所から外部負荷1側を見たインピーダンスである。
最初に、高周波信号の基本波f0での動作を説明する。
図3は図1の高周波電力増幅器における基本波f0に対するインピーダンス変成の一例を示すスミスチャート図である。
図3において、Za,Zb,Zc,Zd,Zeは、図2の示す各箇所から外部負荷1側を見たインピーダンスである。
基本波f0に対するインピーダンス変成を、順を追って説明する。
第1に、オープンスタブ9は、高周波信号の基本波f0でλ/16の線路長を有しているため、キャパシタとして機能する。
このため、外部負荷1のインピーダンスZL(図3では、インピーダンスZLが50Ωである場合を想定している)は、等コンダクタンス円上を動き、インピーダンスZeに変成される。
第1に、オープンスタブ9は、高周波信号の基本波f0でλ/16の線路長を有しているため、キャパシタとして機能する。
このため、外部負荷1のインピーダンスZL(図3では、インピーダンスZLが50Ωである場合を想定している)は、等コンダクタンス円上を動き、インピーダンスZeに変成される。
第2に、伝送線路6は、インダクタとして機能する。
これにより、インピーダンスZeからインダクタンスが増加する方向に動き、インピーダンスZdに変成される。
ここで、特許文献1に開示されている高周波電力増幅器では、線路長が基本波f0でλ/4である伝送線路(2)によって、インピーダンスZdに変成しているため、この伝送線路(2)の特性インピーダンスは、外部負荷のインピーダンスZLより小さい値をとっている。
しかし、この実施の形態1では、伝送線路6の線路長が基本波f0でλ/16であるため、伝送線路6の特性インピーダンスZ2が外部負荷1のインピーダンスZLより小さい値をとっている場合には、スミスチャートの実軸付近へのインピーダンス変成ができない。
これにより、インピーダンスZeからインダクタンスが増加する方向に動き、インピーダンスZdに変成される。
ここで、特許文献1に開示されている高周波電力増幅器では、線路長が基本波f0でλ/4である伝送線路(2)によって、インピーダンスZdに変成しているため、この伝送線路(2)の特性インピーダンスは、外部負荷のインピーダンスZLより小さい値をとっている。
しかし、この実施の形態1では、伝送線路6の線路長が基本波f0でλ/16であるため、伝送線路6の特性インピーダンスZ2が外部負荷1のインピーダンスZLより小さい値をとっている場合には、スミスチャートの実軸付近へのインピーダンス変成ができない。
図4は伝送線路6の特性インピーダンスZ2が外部負荷1のインピーダンスZLと同じ50Ωである場合の基本波f0に対するインピーダンス変成の一例を示すスミスチャート図である。
伝送線路6の特性インピーダンスZ2が外部負荷1のインピーダンスZLと同じ50Ωである場合、図4に示すように、スミスチャートの実軸付近へのインピーダンス変成ができず、インピーダンスZd’に変成されている。
このため、この実施の形態1では、伝送線路6の特性インピーダンスZ2は、外部負荷1のインピーダンスZLより大きな値をとるようにしている。
伝送線路6の特性インピーダンスZ2が外部負荷1のインピーダンスZLと同じ50Ωである場合、図4に示すように、スミスチャートの実軸付近へのインピーダンス変成ができず、インピーダンスZd’に変成されている。
このため、この実施の形態1では、伝送線路6の特性インピーダンスZ2は、外部負荷1のインピーダンスZLより大きな値をとるようにしている。
第3に、オープンスタブ8は、高周波信号の基本波f0でλ/8の線路長を有しているため、キャパシタとして機能する。
このため、インピーダンスZdからインピーダンスZcに変成される。
このとき、オープンスタブ8の特性インピーダンスZ4が小さ過ぎると、基本波f0に対して必要以上のキャパシタ量となり、基本波整合がとれなくなる。
このため、オープンスタブ8の特性インピーダンスZ4は、オープンスタブ9の特性インピーダンスZ5の1/2以上の値をとるようにしている。
このため、インピーダンスZdからインピーダンスZcに変成される。
このとき、オープンスタブ8の特性インピーダンスZ4が小さ過ぎると、基本波f0に対して必要以上のキャパシタ量となり、基本波整合がとれなくなる。
このため、オープンスタブ8の特性インピーダンスZ4は、オープンスタブ9の特性インピーダンスZ5の1/2以上の値をとるようにしている。
第4に、伝送線路5は、インダクタとして機能する。
これにより、インピーダンスZcからインダクタンスが増加する方向に動き、インピーダンスZbに変成される。
最後に、オープンスタブ7は、キャパシタとして機能する。
このため、インピーダンスZbから所望のインピーダンスZaに変成される。
これにより、インピーダンスZcからインダクタンスが増加する方向に動き、インピーダンスZbに変成される。
最後に、オープンスタブ7は、キャパシタとして機能する。
このため、インピーダンスZbから所望のインピーダンスZaに変成される。
次に、高周波信号の第2高調波である2倍波2f0での動作を説明する。
図5は図1の高周波電力増幅器における2倍波2f0に対するインピーダンス変成の一例を示すスミスチャート図である。
オープンスタブ8は、高周波信号の2倍波2f0でλ/4の線路長を有しているため、2倍波2f0対するショート点をZcに作っている。
伝送線路5及びオープンスタブ7によって、Zcのショート点から所望のインピーダンスZaに変成される。
図5は図1の高周波電力増幅器における2倍波2f0に対するインピーダンス変成の一例を示すスミスチャート図である。
オープンスタブ8は、高周波信号の2倍波2f0でλ/4の線路長を有しているため、2倍波2f0対するショート点をZcに作っている。
伝送線路5及びオープンスタブ7によって、Zcのショート点から所望のインピーダンスZaに変成される。
ここで、高周波信号の2倍波2f0の周波数帯域について考える。
高周波信号の基本波f0と同様に、2倍波2f0に対しても、高周波電力増幅器の動作周波数の下限(FL)から、その動作周波数の上限(FH)にわたって広帯域に整合が取れれば、高周波電力増幅器の性能、即ち、高周波電力増幅器の出力電力や電力効率が広帯域化される。
広帯域化のためには、所望の2倍波2f0のインピーダンスZaに対して、FLからFHにわたる2倍波インピーダンスのずれが小さいこと、つまり、反射位相に着目すれば、その周波数特性が小さいことが必要である。
高周波信号の基本波f0と同様に、2倍波2f0に対しても、高周波電力増幅器の動作周波数の下限(FL)から、その動作周波数の上限(FH)にわたって広帯域に整合が取れれば、高周波電力増幅器の性能、即ち、高周波電力増幅器の出力電力や電力効率が広帯域化される。
広帯域化のためには、所望の2倍波2f0のインピーダンスZaに対して、FLからFHにわたる2倍波インピーダンスのずれが小さいこと、つまり、反射位相に着目すれば、その周波数特性が小さいことが必要である。
そこで、この実施の形態1では、伝送線路6の線路長と、オープンスタブ9の線路長との和を2倍波2f0でλ/4にしている。
これにより、2倍波2f0の反射位相の周波数特性が小さくなり、広帯域に2倍波2f0の整合を取れるようになっている。
このとき、基本波f0に対するインピーダンス変成では、伝送線路6の特性インピーダンスZ2が外部負荷1のインピーダンスZLより大きな値をとる必要があることを既に述べているが、伝送線路6の特性インピーダンスZ2が大きくなり過ぎると、2倍波2f0の整合範囲が狭帯域となる。
そのため、この実施の形態1では、伝送線路6の特性インピーダンスZ2を外部負荷1のインピーダンスZLの3/2以下としている。
つまり、伝送線路6の特性インピーダンスZ2を下記の式(1)に示す条件を満足する値としている。
これにより、2倍波2f0の反射位相の周波数特性が小さくなり、広帯域に2倍波2f0の整合を取れるようになっている。
このとき、基本波f0に対するインピーダンス変成では、伝送線路6の特性インピーダンスZ2が外部負荷1のインピーダンスZLより大きな値をとる必要があることを既に述べているが、伝送線路6の特性インピーダンスZ2が大きくなり過ぎると、2倍波2f0の整合範囲が狭帯域となる。
そのため、この実施の形態1では、伝送線路6の特性インピーダンスZ2を外部負荷1のインピーダンスZLの3/2以下としている。
つまり、伝送線路6の特性インピーダンスZ2を下記の式(1)に示す条件を満足する値としている。
図6は式(1)の条件を満足している場合の、オープンスタブ7の主線路4への接続点とトランジスタ2の間の箇所から外部負荷1側を見た2倍波インピーダンスの周波数特性の計算例を示すスミスチャート図である。
図6には、この実施の形態1における高周波電力増幅器の周波数特性(本発明の周波数特性)と、特許文献1に開示されている高周波電力増幅器の周波数特性(従来技術の周波数特性)とを示しており、この実施の形態1の高周波電力増幅器は、特許文献1に開示されている高周波電力増幅器よりも、2倍波2f0の反射位相の周波数特性が小さくなっていることが分かる。
図6には、この実施の形態1における高周波電力増幅器の周波数特性(本発明の周波数特性)と、特許文献1に開示されている高周波電力増幅器の周波数特性(従来技術の周波数特性)とを示しており、この実施の形態1の高周波電力増幅器は、特許文献1に開示されている高周波電力増幅器よりも、2倍波2f0の反射位相の周波数特性が小さくなっていることが分かる。
図7は伝送線路6の特性インピーダンスZ2を外部負荷1のインピーダンスZLの3/2倍にしている場合の、オープンスタブ7の主線路4への接続点とトランジスタ2の間の箇所から外部負荷1側を見た2倍波インピーダンスの周波数特性の計算例を示すスミスチャート図である。図7に合わせて記しているZL<Z2<3・ZL/2のときの一例は、図6に記載している本発明の周波数特性と同じである。
伝送線路6の特性インピーダンスZ2が式(1)に示す条件の上限値である場合、即ち、Z2=3・ZL/2の場合、Z2<3・ZL/2のときよりも、2倍波インピーダンスが狭帯域になっている。
伝送線路6の特性インピーダンスZ2が式(1)に示す条件の上限値である場合、即ち、Z2=3・ZL/2の場合、Z2<3・ZL/2のときよりも、2倍波インピーダンスが狭帯域になっている。
また、オープンスタブ8の特性インピーダンスZ4は、極力小さい方が、広帯域にわたって2倍波2f0に対してショート点が形成されるが、基本波f0の動作で説明した通り、オープンスタブ8の特性インピーダンスZ4が小さ過ぎると、基本波f0に対して必要以上のキャパシタ量となり、基本波f0の整合がとれなくなる。
このため、オープンスタブ8の特性インピーダンスZ4は、オープンスタブ9の特性インピーダンスZ5の1/2以上で、かつ、オープンスタブ9の特性インピーダンスZ5以下としている。
つまり、オープンスタブ8の特性インピーダンスZ4を下記の式(2)に示す条件を満足する値としている。
このため、オープンスタブ8の特性インピーダンスZ4は、オープンスタブ9の特性インピーダンスZ5の1/2以上で、かつ、オープンスタブ9の特性インピーダンスZ5以下としている。
つまり、オープンスタブ8の特性インピーダンスZ4を下記の式(2)に示す条件を満足する値としている。
図8はオープンスタブ8の特性インピーダンスZ4をオープンスタブ9の特性インピーダンスZ5の4分の1、2分の1、同値、2倍にした場合の、オープンスタブ8の主線路4への接続点と伝送線路5の一端の間の箇所から外部負荷1側を見た基本波インピーダンス及び2倍波インピーダンスの周波数特性の計算例を示すスミスチャート図である。
図8(a)は特性インピーダンスZ4が特性インピーダンスZ5の4分の1の場合、図8(b)は特性インピーダンスZ4が特性インピーダンスZ5の2分の1の場合、図8(c)は特性インピーダンスZ4が特性インピーダンスZ5と同値である場合、図8(d)は特性インピーダンスZ4が特性インピーダンスZ5の2倍である場合を示している。
オープンスタブ8の特性インピーダンスZ4が式(2)に示す条件を満足している図8(b)(c)の場合、2倍波2f0のショート点が広帯域に形成でき、かつ、基本波f0のインピーダンス変成が可能である。
図8(a)は特性インピーダンスZ4が特性インピーダンスZ5の4分の1の場合、図8(b)は特性インピーダンスZ4が特性インピーダンスZ5の2分の1の場合、図8(c)は特性インピーダンスZ4が特性インピーダンスZ5と同値である場合、図8(d)は特性インピーダンスZ4が特性インピーダンスZ5の2倍である場合を示している。
オープンスタブ8の特性インピーダンスZ4が式(2)に示す条件を満足している図8(b)(c)の場合、2倍波2f0のショート点が広帯域に形成でき、かつ、基本波f0のインピーダンス変成が可能である。
以上で明らかなように、この実施の形態1によれば、高周波信号の電力を増幅するトランジスタ2と、一端がトランジスタ2における高周波信号の入力側に接続されている伝送線路5と、一端が伝送線路5の他端と接続されて、他端が外部負荷1と接続されており、線路長が高周波信号の基本波f0でλ/16である伝送線路6と、一端が伝送線路5の一端と接続されているオープンスタブ7と、一端が伝送線路5の他端と接続されており、線路長が高周波信号の基本波f0でλ/8であるオープンスタブ8と、一端が伝送線路6の他端と接続されており、線路長が高周波信号の基本波f0でλ/16であるオープンスタブ9とを備えるように構成したので、回路の小型化を図ることができるとともに、高周波信号の2倍波2f0のインピーダンス整合に対する設計自由度が高く、かつ、2倍波整合の広帯域化を図ることができる効果を奏する。
回路の小型化についての効果は、伝送線路5及びオープンスタブ7が、特許文献1に開示されている高周波電力増幅器の伝送線路(1)及び第1のオープンスタブと同一であり、かつ、インピーダンスZcが特許文献1に開示されている高周波電力増幅器と同一である条件の下では、主線路4である伝送線路6が、特許文献1に開示されている高周波電力増幅器の伝送線路(2)より短くなっているために得られる効果である。
回路の小型化についての効果は、伝送線路5及びオープンスタブ7が、特許文献1に開示されている高周波電力増幅器の伝送線路(1)及び第1のオープンスタブと同一であり、かつ、インピーダンスZcが特許文献1に開示されている高周波電力増幅器と同一である条件の下では、主線路4である伝送線路6が、特許文献1に開示されている高周波電力増幅器の伝送線路(2)より短くなっているために得られる効果である。
実施の形態2.
上記実施の形態1では、伝送線路6及びオープンスタブ9の線路長が高周波信号の基本波f0でλ/16(2倍波2f0でλ/8)であるものを示したが、伝送線路6及びオープンスタブ9の線路長が高周波信号の2倍波2f0でλ/16から3λ/16の間であるようにしてもよい。
伝送線路6の線路長及びオープンスタブ9の線路長のうち、少なくとも一方の線路長を2倍波2f0でλ/8より短く、あるいは、λ/8より長くすることで、伝送線路6の線路長とオープンスタブ9の線路長との和が2倍波2f0でλ/4からずれている場合、更に2倍波整合の広帯域化を図ることができる。
上記実施の形態1では、伝送線路6及びオープンスタブ9の線路長が高周波信号の基本波f0でλ/16(2倍波2f0でλ/8)であるものを示したが、伝送線路6及びオープンスタブ9の線路長が高周波信号の2倍波2f0でλ/16から3λ/16の間であるようにしてもよい。
伝送線路6の線路長及びオープンスタブ9の線路長のうち、少なくとも一方の線路長を2倍波2f0でλ/8より短く、あるいは、λ/8より長くすることで、伝送線路6の線路長とオープンスタブ9の線路長との和が2倍波2f0でλ/4からずれている場合、更に2倍波整合の広帯域化を図ることができる。
図9は伝送線路6又はオープンスタブ9の線路長が高周波信号の2倍波2f0でλ/8からずれている場合のFLとFHにおける2倍波反射位相の差の計算結果の一例を示す説明図である。
図9では、伝送線路6又はオープンスタブ9の線路長が、高周波信号の2倍波2f0でλ/8(45°)からずれており、オープンスタブ9は、線路長がλ/8+20°のとき、FLとFHにおける2倍波反射位相の差が最も小さくなり、2倍波2f0のインピーダンスが最も広帯域化される効果が得られる。また、伝送線路6は、線路長がλ/8−5°のとき、FLとFHにおける2倍波反射位相の差が最も小さくなり、2倍波2f0のインピーダンスが最も広帯域化される効果が得られる。
図9では、伝送線路6又はオープンスタブ9の線路長が、高周波信号の2倍波2f0でλ/8(45°)からずれており、オープンスタブ9は、線路長がλ/8+20°のとき、FLとFHにおける2倍波反射位相の差が最も小さくなり、2倍波2f0のインピーダンスが最も広帯域化される効果が得られる。また、伝送線路6は、線路長がλ/8−5°のとき、FLとFHにおける2倍波反射位相の差が最も小さくなり、2倍波2f0のインピーダンスが最も広帯域化される効果が得られる。
この実施の形態2では、オープンスタブ9の線路長を調整することで、2倍波2f0の反射位相を調整することができるため、特許文献1に開示されている高周波電力増幅器のように、伝送線路(1)と第1のオープンスタブを調整することで、2倍波2f0の反射位相を調整する場合よりも設計の自由度が高くなる。また、伝送線路6及びオープンスタブ9の線路長をλ/8より短くする場合、回路の更なる小型化が図られる。
実施の形態3.
上記実施の形態1,2では、整合回路基板3がトランジスタ2の入力整合回路として動作する例を示したが、整合回路基板3がトランジスタ2の出力整合回路として動作するものであってもよい。
上記実施の形態1,2では、整合回路基板3がトランジスタ2の入力整合回路として動作する例を示したが、整合回路基板3がトランジスタ2の出力整合回路として動作するものであってもよい。
図10はこの発明の実施の形態3による高周波電力増幅器を示す構成図である。図10において、図1と同一符号は同一または相当部分を示している。
図10の例では、整合回路基板3がトランジスタ2のドレイン端子に接続されており、トランジスタ2により電力が増幅された高周波信号を外部負荷1に出力する際、トランジスタ2の出力インピーダンスと外部負荷1のインピーダンスとの整合を図っている。
この実施の形態3の場合も、上記実施の形態1,2と同様に、回路の小型化を図ることができるとともに、高周波信号の2倍波2f0のインピーダンス整合に対する設計自由度が高く、かつ、2倍波整合の広帯域化を図ることができる効果を奏する。
なお、トランジスタ2の入力側及び出力側の双方に整合回路基板3が接続されている構成であってもよい。
図10の例では、整合回路基板3がトランジスタ2のドレイン端子に接続されており、トランジスタ2により電力が増幅された高周波信号を外部負荷1に出力する際、トランジスタ2の出力インピーダンスと外部負荷1のインピーダンスとの整合を図っている。
この実施の形態3の場合も、上記実施の形態1,2と同様に、回路の小型化を図ることができるとともに、高周波信号の2倍波2f0のインピーダンス整合に対する設計自由度が高く、かつ、2倍波整合の広帯域化を図ることができる効果を奏する。
なお、トランジスタ2の入力側及び出力側の双方に整合回路基板3が接続されている構成であってもよい。
実施の形態4.
上記実施の形態1〜3では、主線路4に対して、オープンスタブ7〜9が接続されているものを示したが、オープンスタブ7〜9のうち、少なくとも1つのオープンスタブが、主線路4に対して対称に配置されているようにしてもよい。
上記実施の形態1〜3では、主線路4に対して、オープンスタブ7〜9が接続されているものを示したが、オープンスタブ7〜9のうち、少なくとも1つのオープンスタブが、主線路4に対して対称に配置されているようにしてもよい。
図11はこの発明の実施の形態4による高周波電力増幅器を示す構成図である。図11において、図1と同一符号は同一または相当部分を示している。
図11では、オープンスタブ7〜9の全てが、主線路4に対して対称に配置されており、また、主線路4に対して複数のトランジスタ2が接続されている。
オープンスタブ7〜9が主線路4に対して対称に配置されていることで、配線パターン上に流れる電流分布を、高周波信号の進行方向軸に対して対称にすることができる。
このため、主線路4に対して複数のトランジスタ2が接続されている場合でも、複数のトランジスタ2を均一に動作させることが可能になる。
なお、図11では、整合回路基板3がトランジスタ2の入力整合回路として動作する例を示しているが、整合回路基板3がトランジスタ2の出力整合回路として動作するものであってもよい。
図11では、オープンスタブ7〜9の全てが、主線路4に対して対称に配置されており、また、主線路4に対して複数のトランジスタ2が接続されている。
オープンスタブ7〜9が主線路4に対して対称に配置されていることで、配線パターン上に流れる電流分布を、高周波信号の進行方向軸に対して対称にすることができる。
このため、主線路4に対して複数のトランジスタ2が接続されている場合でも、複数のトランジスタ2を均一に動作させることが可能になる。
なお、図11では、整合回路基板3がトランジスタ2の入力整合回路として動作する例を示しているが、整合回路基板3がトランジスタ2の出力整合回路として動作するものであってもよい。
実施の形態5.
上記実施の形態1〜3では、主線路4に対して、オープンスタブ7〜9が接続されているものを示したが、オープンスタブ7〜9のうち、少なくとも1つのオープンスタブの形状がL字型であるものであってもよい。
上記実施の形態1〜3では、主線路4に対して、オープンスタブ7〜9が接続されているものを示したが、オープンスタブ7〜9のうち、少なくとも1つのオープンスタブの形状がL字型であるものであってもよい。
図12はこの発明の実施の形態5による高周波電力増幅器を示す構成図である。図12において、図1と同一符号は同一または相当部分を示している。
図12では、オープンスタブ7〜9のうち、オープンスタブ8の形状がL字型である例を示している。
オープンスタブ8の形状をL字型とすることで、回路の更なる小型化を図ることができる。オープンスタブ7,9の形状をL字型とする場合も同様に、回路の小型化を図ることができる。
なお、図12では、整合回路基板3がトランジスタ2の入力整合回路として動作する例を示しているが、整合回路基板3がトランジスタ2の出力整合回路として動作するものであってもよい。
図12では、オープンスタブ7〜9のうち、オープンスタブ8の形状がL字型である例を示している。
オープンスタブ8の形状をL字型とすることで、回路の更なる小型化を図ることができる。オープンスタブ7,9の形状をL字型とする場合も同様に、回路の小型化を図ることができる。
なお、図12では、整合回路基板3がトランジスタ2の入力整合回路として動作する例を示しているが、整合回路基板3がトランジスタ2の出力整合回路として動作するものであってもよい。
実施の形態6.
上記実施の形態5では、オープンスタブ7〜9のうち、少なくとも1つのオープンスタブの形状がL字型であるものを示したが、形状がL字型であるオープンスタブでは、L字に折れ曲がっている部分より基端側の線路幅と、L字に折れ曲がっている部分より先端側の線路幅とが異なっているようにしてもよい。
上記実施の形態5では、オープンスタブ7〜9のうち、少なくとも1つのオープンスタブの形状がL字型であるものを示したが、形状がL字型であるオープンスタブでは、L字に折れ曲がっている部分より基端側の線路幅と、L字に折れ曲がっている部分より先端側の線路幅とが異なっているようにしてもよい。
図13はこの発明の実施の形態6による高周波電力増幅器を示す構成図である。図13において、図1と同一符号は同一または相当部分を示している。
図13では、オープンスタブ7〜9のうち、オープンスタブ8の形状がL字型である例を示している。図13において、8aはL字に折れ曲がっている部分を示している。
また、図13では、L字に折れ曲がっている部分8aより先端側の線路幅が、L字に折れ曲がっている部分8aより基端側の線路幅より細くなっている。これにより、回路の更なる小型化を図ることができる。
なお、図13では、整合回路基板3がトランジスタ2の入力整合回路として動作する例を示しているが、整合回路基板3がトランジスタ2の出力整合回路として動作するものであってもよい。
図13では、オープンスタブ7〜9のうち、オープンスタブ8の形状がL字型である例を示している。図13において、8aはL字に折れ曲がっている部分を示している。
また、図13では、L字に折れ曲がっている部分8aより先端側の線路幅が、L字に折れ曲がっている部分8aより基端側の線路幅より細くなっている。これにより、回路の更なる小型化を図ることができる。
なお、図13では、整合回路基板3がトランジスタ2の入力整合回路として動作する例を示しているが、整合回路基板3がトランジスタ2の出力整合回路として動作するものであってもよい。
なお、本願発明はその発明の範囲内において、各実施の形態の自由な組み合わせ、あるいは各実施の形態の任意の構成要素の変形、もしくは各実施の形態において任意の構成要素の省略が可能である。
1 外部負荷、2 トランジスタ、3 整合回路基板、4 主線路、5 伝送線路(第1の伝送線路)、6 伝送線路(第2の伝送線路)、7 オープンスタブ(第1のオープンスタブ)、8 オープンスタブ(第2のオープンスタブ)、8a L字に折れ曲がっている部分、9 オープンスタブ(第3のオープンスタブ)。
Claims (6)
- 信号の電力を増幅するトランジスタと、
一端が前記トランジスタにおける前記信号の入力側又は出力側に接続されている第1の伝送線路と、
一端が前記第1の伝送線路の他端と接続されて、他端が外部負荷と接続されており、線路長が前記信号の基本波で16分の1波長である第2の伝送線路と、
一端が前記第1の伝送線路の一端と接続されている第1のオープンスタブと、
一端が前記第1の伝送線路の他端と接続されており、線路長が前記信号の基本波で8分の1波長である第2のオープンスタブと、
一端が前記第2の伝送線路の他端と接続されており、線路長が前記信号の基本波で16分の1波長である第3のオープンスタブと
を備えた高周波電力増幅器。 - 信号の電力を増幅するトランジスタと、
一端が前記トランジスタにおける前記信号の入力側又は出力側に接続されている第1の伝送線路と、
一端が前記第1の伝送線路の他端と接続されて、他端が外部負荷と接続されており、線路長が前記信号の第2高調波で16分の1波長から16分の3波長の間である第2の伝送線路と、
一端が前記第1の伝送線路の一端と接続されている第1のオープンスタブと、
一端が前記第1の伝送線路の他端と接続されており、線路長が前記信号の基本波で8分の1波長である第2のオープンスタブと、
一端が前記第2の伝送線路の他端と接続されており、線路長が前記信号の第2高調波で16分の1波長から16分の3波長の間である第3のオープンスタブと
を備えた高周波電力増幅器。 - 前記第2の伝送線路の特性インピーダンスが、前記外部負荷のインピーダンスより大きく、かつ、前記外部負荷のインピーダンスの2分の3以下であり、
前記第2のオープンスタブの特性インピーダンスが、前記第3のオープンスタブの特性インピーダンスの2分の1以上で、かつ、前記第3のオープンスタブの特性インピーダンス以下であることを特徴とする請求項1または請求項2記載の高周波電力増幅器。 - 前記第1から第3のオープンスタブのうち、少なくとも1つのオープンスタブが、前記第1及び第2の伝送線路に対して対称に配置されていることを特徴とする請求項1から請求項3のうちのいずれか1項記載の高周波電力増幅器。
- 前記第1から第3のオープンスタブのうち、少なくとも1つのオープンスタブの形状がL字型であることを特徴とする請求項1から請求項3のうちのいずれか1項記載の高周波電力増幅器。
- 前記形状がL字型であるオープンスタブは、L字に折れ曲がっている部分より基端側の線路幅と、L字に折れ曲がっている部分より先端側の線路幅とが異なっていることを特徴とする請求項5記載の高周波電力増幅器。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2015118369A JP2017005534A (ja) | 2015-06-11 | 2015-06-11 | 高周波電力増幅器 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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JP2015118369A JP2017005534A (ja) | 2015-06-11 | 2015-06-11 | 高周波電力増幅器 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
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JP2017005534A true JP2017005534A (ja) | 2017-01-05 |
Family
ID=57754528
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
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JP2015118369A Pending JP2017005534A (ja) | 2015-06-11 | 2015-06-11 | 高周波電力増幅器 |
Country Status (1)
Country | Link |
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JP (1) | JP2017005534A (ja) |
-
2015
- 2015-06-11 JP JP2015118369A patent/JP2017005534A/ja active Pending
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