JP2016205818A - コンデンサの容量検出装置及び劣化診断装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】コンデンサの初期容量値に対する容量値の変化からコンデンサの劣化状態を高精度に診断する容量検出装置及び劣化診断装置を提供する。【解決手段】コンデンサ10の高電位側の電圧が入力されるシュミットトリガ回路21と、その出力を積分する積分回路22と、その出力と参照電圧とを比較するコンパレータ23と、所定のデューティー比のパルスを出力する発振器25と、コンパレータ23の出力をリセット入力として発振器25の出力をセット入力とするRSフリップフロップ26と、その出力と発振器25の出力とが入力されるORゲート27と、その出力側とコンデンサ10の高電位側との間に接続される抵抗28と、を備え、ORゲート27の出力電圧の振幅をシュミットトリガ回路21の高電位側閾値より僅かに小さくすることにより、ORゲート27からコンデンサ10の容量値に比例する幅のパルスを出力させる。【選択図】図1
Description
本発明は、コンデンサの容量を検出する容量検出装置、及び、コンデンサの初期容量値に基づいてその後の劣化状態を診断する劣化診断装置に関するものである。
図5は、特許文献1に記載されたコンデンサ劣化診断装置における、アルミ電解コンデンサの実装状態を示す図面であり、図5(a)は側面図、図5(b)は底面図である。
これらの図において、100は回路基板、200は劣化診断対象であるアルミ電解コンデンサ、101,102はコンデンサ用導体パターン、103は熱伝導用導体パターン、104は温度センサ用導体パターン、300は温度センサである。
これらの図において、100は回路基板、200は劣化診断対象であるアルミ電解コンデンサ、101,102はコンデンサ用導体パターン、103は熱伝導用導体パターン、104は温度センサ用導体パターン、300は温度センサである。
また、図6は、図5の主要部の接続状態を示す回路図であり、アルミ電解コンデンサ200の両端に温度センサ300と分圧用抵抗器301とを直列に接続し、温度センサ300と分圧用抵抗器301との接続点から出力電圧を得ている。
ここで、温度センサ300は、例えば温度の上昇に対して抵抗値が減少するNTC(Negative Temperature Coefficient)サーミスタによって構成されている。この温度センサ300により、熱伝導用導体パターン103を介してアルミ電解コンデンサ200の温度を推定し、その温度に応じた出力電圧を劣化判定手段(図示せず)に送ってアルミ電解コンデンサ200の劣化状態を判定している。
温度センサ300としては、サーミスタに限らず、ダイオードやトランジスタのように顕著な温度特性を有する電子部品など、温度を測定可能な素子であれば任意の素子を用いることができる。
温度センサ300としては、サーミスタに限らず、ダイオードやトランジスタのように顕著な温度特性を有する電子部品など、温度を測定可能な素子であれば任意の素子を用いることができる。
アルミ電解コンデンサ200は、劣化によって内部抵抗が上昇するため、リプル電流による内部発熱が増加する。これにより、熱伝導用導体パターン103を介して温度センサ300の温度が上昇するので、その抵抗値が減少して図6の出力電圧が上昇する。従って、出力電圧が予め設定した電圧を超えた場合に、アルミ電解コンデンサ200が劣化したことを判定している。
一方、特許文献2には、値が未知である抵抗を介してコンデンサを充電または放電し、コンデンサの電圧が所定値に達するまでの時間に基づいて前記抵抗の抵抗値を測定するようにしたディジタル抵抗計が記載されている。
更に、特許文献3には、環境温度測定用のサーミスタと、抵抗及びコンデンサからなる時定数回路とを備え、コンデンサの充電(または放電)回路に前記サーミスタが含まれるように回路を構成すると共に、コンデンサを充電(または放電)した時にその電圧が所定値に達するまでの時間を求めて環境温度を測定するようにした熱検出方法及び熱検出回路が記載されている。
更に、特許文献3には、環境温度測定用のサーミスタと、抵抗及びコンデンサからなる時定数回路とを備え、コンデンサの充電(または放電)回路に前記サーミスタが含まれるように回路を構成すると共に、コンデンサを充電(または放電)した時にその電圧が所定値に達するまでの時間を求めて環境温度を測定するようにした熱検出方法及び熱検出回路が記載されている。
特許文献1に記載された従来技術では、劣化によるアルミ電解コンデンサの内部抵抗の上昇を、温度の上昇に置き換えて検出している。すなわち、この従来技術では、温度をパラメータとしているため、アルミ電解コンデンサの内部抵抗の検出精度にバラつきが生じ、劣化状態を高精度に診断することができないという問題があった。
また、コンデンサにおける最重要パラメータは、その容量値であるが、特許文献1では容量値を推定することができず、容量値の変化から劣化状態を診断することもできない。更に、アルミ電解コンデンサが劣化する前の初期状態における容量値のばらつきを考慮していないため、コンデンサの個体ごとに検出精度がばらつくおそれもある。
また、コンデンサにおける最重要パラメータは、その容量値であるが、特許文献1では容量値を推定することができず、容量値の変化から劣化状態を診断することもできない。更に、アルミ電解コンデンサが劣化する前の初期状態における容量値のばらつきを考慮していないため、コンデンサの個体ごとに検出精度がばらつくおそれもある。
また、特許文献2または3に記載された従来技術は、コンデンサを含む時定数回路の充電時間または放電時間に基づいて未知抵抗値や環境温度を測定するものであり、コンデンサの容量検出や劣化診断を目的とするものではない。
そこで、本発明の解決課題は、コンデンサの容量を検出する容量検出装置を提供し、更に、個体ごとのばらつきが大きい初期容量値に対する僅かな変化からコンデンサの劣化状態を高精度に診断可能とした劣化診断装置を提供することにある。
上記課題を解決するため、請求項1に係るコンデンサの容量検出装置は、容量値の検出対象であるコンデンサの高電位側の電圧が入力される第1のシュミットトリガ回路と、
前記第1のシュミットトリガ回路の出力を積分する第1の積分回路と、
前記第1の積分回路の出力と第1の参照電圧とを比較する第1のコンパレータと、
所定のデューティー比のパルスを出力する発振器と、
前記第1のコンパレータの出力をリセット入力とし、前記発振器の出力をセット入力とするセットリセットフリップフロップと、
前記セットリセットフリップフロップの出力と前記発振器の出力とが入力されるORゲートと、
前記ORゲートの出力側と前記コンデンサの高電位側との間に接続される第1の抵抗と、
を備え、
前記ORゲートの出力電圧の振幅を前記第1のシュミットトリガ回路の高電位側閾値より僅かに小さくすることにより、前記ORゲートから前記コンデンサの容量値に比例する幅のパルスを出力させるものである。
前記第1のシュミットトリガ回路の出力を積分する第1の積分回路と、
前記第1の積分回路の出力と第1の参照電圧とを比較する第1のコンパレータと、
所定のデューティー比のパルスを出力する発振器と、
前記第1のコンパレータの出力をリセット入力とし、前記発振器の出力をセット入力とするセットリセットフリップフロップと、
前記セットリセットフリップフロップの出力と前記発振器の出力とが入力されるORゲートと、
前記ORゲートの出力側と前記コンデンサの高電位側との間に接続される第1の抵抗と、
を備え、
前記ORゲートの出力電圧の振幅を前記第1のシュミットトリガ回路の高電位側閾値より僅かに小さくすることにより、前記ORゲートから前記コンデンサの容量値に比例する幅のパルスを出力させるものである。
請求項2に係るコンデンサの劣化診断装置は、請求項1記載の前記容量検出装置を用いて前記ORゲートの出力電圧から検出したコンデンサの初期容量値を基準として、前記コンデンサの劣化状態を診断する劣化診断装置において、
前記初期容量値に応じたパルス幅を有する前記ORゲートの出力電圧が一端に加えられ、他端が前記コンデンサの高電位側との間に接続される第2の抵抗と、
前記コンデンサの高電位側の電圧が入力される第2のシュミットトリガ回路と、
前記第2のシュミットトリガ回路の出力を積分する第2の積分回路と、
前記第2の積分回路の出力と第2の参照電圧とを比較する第2のコンパレータと、を備え、
前記コンデンサの容量値が減少したときの前記第2のコンパレータの出力により、前記コンデンサの劣化を判定するものである。
前記初期容量値に応じたパルス幅を有する前記ORゲートの出力電圧が一端に加えられ、他端が前記コンデンサの高電位側との間に接続される第2の抵抗と、
前記コンデンサの高電位側の電圧が入力される第2のシュミットトリガ回路と、
前記第2のシュミットトリガ回路の出力を積分する第2の積分回路と、
前記第2の積分回路の出力と第2の参照電圧とを比較する第2のコンパレータと、を備え、
前記コンデンサの容量値が減少したときの前記第2のコンパレータの出力により、前記コンデンサの劣化を判定するものである。
請求項3に係る劣化診断装置は、請求項2に記載したコンデンサの劣化診断装置において、前記第2の参照電圧を前記第1の参照電圧よりも高くしたものである。
請求項4に係る劣化診断装置は、請求項2に記載したコンデンサの劣化診断装置において、前記第2の積分回路の時定数を前記第1の積分回路の時定数よりも大きくしたものである。
本発明によれば、従来よりも高精度であって、個体ごとの容量値のばらつきに影響されないコンデンサの容量検出装置及び劣化診断装置を提供することができる。
以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
まず、例えば電子回路にノイズが混入すると、電子回路が想定する処理を誤る場合があることは一般的な常識と考えられている。しかし、自然界において、生物は、むしろノイズを利用して自身に降りかかる問題を処理している。その重要なメカニズムの1つとして確率共鳴現象という現象が確認されている。確率共鳴現象とは、ノイズを付与した双安定系においては、むしろ応答が向上・最適化される場合があるという現象である。このような現象を工業に応用した従来技術として、例えば、国際公開2001−65500号公報に記載された「信号再生装置」が挙げられる。
まず、例えば電子回路にノイズが混入すると、電子回路が想定する処理を誤る場合があることは一般的な常識と考えられている。しかし、自然界において、生物は、むしろノイズを利用して自身に降りかかる問題を処理している。その重要なメカニズムの1つとして確率共鳴現象という現象が確認されている。確率共鳴現象とは、ノイズを付与した双安定系においては、むしろ応答が向上・最適化される場合があるという現象である。このような現象を工業に応用した従来技術として、例えば、国際公開2001−65500号公報に記載された「信号再生装置」が挙げられる。
図4は、確率共鳴の工学的な利用について説明する図である。電子回路における双安定系として、図4(a)に示すシュミットトリガ回路21を利用する。
シュミットトリガ回路は、高電位側及び低電位側の二つの閾値を有し、入力信号が高電位側閾値を超えた時にHighレベルの信号を出力し、入力信号が低電位側閾値を下回った時にLowレベルの信号を出力すると共に、入力信号が両閾値の間にある時は直前の出力信号の論理を保持するものであり、入力電位の変化に対して出力状態がヒステリシスをもって変化する、一種のメモリとしての機能を持つ。
シュミットトリガ回路は、高電位側及び低電位側の二つの閾値を有し、入力信号が高電位側閾値を超えた時にHighレベルの信号を出力し、入力信号が低電位側閾値を下回った時にLowレベルの信号を出力すると共に、入力信号が両閾値の間にある時は直前の出力信号の論理を保持するものであり、入力電位の変化に対して出力状態がヒステリシスをもって変化する、一種のメモリとしての機能を持つ。
シュミットトリガ回路21は、図4(b)の左側に示すように、高電位側閾値を下回る電圧レベルの微弱信号が入力されても、Highレベルの信号を出力することはないが、図4(b)の右側に示すように、微弱信号に適切な強度のノイズが重畳された信号をシュミットトリガ回路21に入力すると、確率的に高電位側閾値を上回る入力信号により、Highレベルの信号を出力する確率が高くなる。ここで、ノイズ強度が大き過ぎると出力信号にノイズ成分が多く含まれることになるが、ノイズ強度が適度な大きさであれば、微弱信号の周期に相関性を有するHighレベルの出力信号を得ることができる。このような現象が確率共鳴現象と呼ばれている。
本発明は、上述した確率共鳴現象を利用することにより、コンデンサの容量検出及び劣化診断を高精度に行うものである。
本発明は、上述した確率共鳴現象を利用することにより、コンデンサの容量検出及び劣化診断を高精度に行うものである。
図1は、本発明の実施形態に係るコンデンサの容量検出装置を示す構成図であり、請求項1に係る発明に相当する。
図1において、10は容量値の検出対象であるコンデンサ、例えばアルミ電解コンデンサである。このコンデンサ10の正極は、コンデンサ10と共にRCフィルタを構成する第1の抵抗28の一端と、第1のシュミットトリガ回路21の入力側とに接続されている。
図1において、10は容量値の検出対象であるコンデンサ、例えばアルミ電解コンデンサである。このコンデンサ10の正極は、コンデンサ10と共にRCフィルタを構成する第1の抵抗28の一端と、第1のシュミットトリガ回路21の入力側とに接続されている。
シュミットトリガ回路21の出力側には第1の積分回路22が接続され、その出力端子は第1のコンパレータ23の非反転入力端子に接続されている。コンパレータ23の反転入力端子には、第1の参照電圧源24から第1の参照電圧が入力されている。
コンパレータ23の出力端子は、セットリセットフリップフロップ(RSフリップフロップ)26のリセット入力端子に接続され、RSフリップフロップ26のセット入力端子には、発振器25からデューティー比の小さい周期的なパルス信号が入力されている。
RSフリップフロップ26の出力信号は、発振器25の出力パルスと共にORゲート27に入力され、その出力端子は前記抵抗28の他端に接続されている。
コンパレータ23の出力端子は、セットリセットフリップフロップ(RSフリップフロップ)26のリセット入力端子に接続され、RSフリップフロップ26のセット入力端子には、発振器25からデューティー比の小さい周期的なパルス信号が入力されている。
RSフリップフロップ26の出力信号は、発振器25の出力パルスと共にORゲート27に入力され、その出力端子は前記抵抗28の他端に接続されている。
この実施形態は、コンデンサ10の容量値に比例してORゲート27の出力パルス幅が大きくなることに基づいてコンデンサ10の容量値を検出するものであり、図3に基づいてその動作を詳述する。
図3において、(a)はコンパレータ23の出力、(b)は積分回路22の出力、(c)はシュミットトリガ回路21の出力、(d)はノイズが重畳されたシュミットトリガ回路21の入力、(e)はORゲート27の出力、(f)は発振器25の出力である。
図3において、(a)はコンパレータ23の出力、(b)は積分回路22の出力、(c)はシュミットトリガ回路21の出力、(d)はノイズが重畳されたシュミットトリガ回路21の入力、(e)はORゲート27の出力、(f)は発振器25の出力である。
まず、デューティー比の小さい発振器25のHighレベルの出力パルスがトリガとなり、RSフリップフロップ26の出力がHighレベルに固定され、ORゲート27を介して抵抗28及びコンデンサ10からなるRCフィルタに入力される。
ここで、図3(d)に示すように,ORゲート27の出力電圧の振幅は、シュミットトリガ回路21の高電位側閾値より僅かに小さく設定しておく。このため、シュミットトリガ回路21はHighレベルの電圧を出力しないはずであるが、前述した確率共鳴現象の考え方に基づき、入力信号に適度な強度のノイズが重畳していると、シュミットトリガ回路21は、図3(c)に示すように確率的に所定の時間密度を持つパルスを出力する。
なお、図3(d)に模式的に表した上記のノイズは、ORゲート27の出力電圧により抵抗28を介して充放電するコンデンサ10の電圧に重畳されたノイズである。
ここで、図3(d)に示すように,ORゲート27の出力電圧の振幅は、シュミットトリガ回路21の高電位側閾値より僅かに小さく設定しておく。このため、シュミットトリガ回路21はHighレベルの電圧を出力しないはずであるが、前述した確率共鳴現象の考え方に基づき、入力信号に適度な強度のノイズが重畳していると、シュミットトリガ回路21は、図3(c)に示すように確率的に所定の時間密度を持つパルスを出力する。
なお、図3(d)に模式的に表した上記のノイズは、ORゲート27の出力電圧により抵抗28を介して充放電するコンデンサ10の電圧に重畳されたノイズである。
シュミットトリガ回路21から、図3(c)のパルスが積分回路22に入力されてパルスの時間密度が高まると、図3(b)に示す積分回路22の出力が第1の参照電圧を超えるようになり、その結果、図3(a)に示すようにコンパレータ23からHighレベルの信号が出力される。
コンパレータ23の出力がHighレベルになると、RSフリップフロップ26のリセット入力もHighレベルになるため、その出力はLレベルとなる。図3(f)に示すように、発振器25は小さいデューティー比で動作しているため、発振器25の出力パルスは、短期間のHighレベルを経てLowレベルとなり、図3(e)に示すORゲート27の出力もLowレベルとなる。
発振器25の出力が次の周期に入ると、上述した動作が再び繰り返される。
コンパレータ23の出力がHighレベルになると、RSフリップフロップ26のリセット入力もHighレベルになるため、その出力はLレベルとなる。図3(f)に示すように、発振器25は小さいデューティー比で動作しているため、発振器25の出力パルスは、短期間のHighレベルを経てLowレベルとなり、図3(e)に示すORゲート27の出力もLowレベルとなる。
発振器25の出力が次の周期に入ると、上述した動作が再び繰り返される。
ORゲート27の出力パルス幅は、コンデンサ10と抵抗28とによって決まる時定数が大きければ長くなり、時定数が小さければ短くなる。このため、抵抗28の抵抗値を一意に決めれば、ORゲート27の出力パルス幅はコンデンサ10の容量値に比例した値となる。
よって、ORゲート27の出力パルス幅に基づいてコンデンサ10の容量値を検出することができ、コンデンサ10を各種の装置や回路に実装する前の初期状態における容量値(初期容量値)を測定して記録することが可能となる。
よって、ORゲート27の出力パルス幅に基づいてコンデンサ10の容量値を検出することができ、コンデンサ10を各種の装置や回路に実装する前の初期状態における容量値(初期容量値)を測定して記録することが可能となる。
次に、図2は、本発明の実施形態に係るコンデンサの劣化診断装置を示す構成図であり、請求項2に係る発明に相当する。
図2において、31は入力端子、28Aは第2の抵抗、10は劣化状態の診断対象であるコンデンサ、21Aは第2のシュミットトリガ回路、22Aは第2の積分回路、23Aは第2のコンパレータ、24Aは参照電圧源、32は出力端子を示している。
図2において、31は入力端子、28Aは第2の抵抗、10は劣化状態の診断対象であるコンデンサ、21Aは第2のシュミットトリガ回路、22Aは第2の積分回路、23Aは第2のコンパレータ、24Aは参照電圧源、32は出力端子を示している。
次いで、この実施形態の動作を説明する。
入力端子31から、図1の容量検出装置により検出したコンデンサ10の初期容量値、すなわち劣化前のコンデンサ10の容量値に比例した幅のパルス(図1のORゲート27の出力パルス)を、抵抗28Aを介してシュミットトリガ回路21Aに入力する。ここで、図2におけるコンデンサ10は、図1の容量検出装置により初期容量値を予め測定済みのコンデンサである。
入力端子31から、図1の容量検出装置により検出したコンデンサ10の初期容量値、すなわち劣化前のコンデンサ10の容量値に比例した幅のパルス(図1のORゲート27の出力パルス)を、抵抗28Aを介してシュミットトリガ回路21Aに入力する。ここで、図2におけるコンデンサ10は、図1の容量検出装置により初期容量値を予め測定済みのコンデンサである。
コンデンサ10が劣化してその容量値が初期状態よりも僅かに小さくなっていると、シュミットトリガ回路21Aの入力パルスの振幅の最大値が僅かに増加するため、シュミットトリガ回路21Aの出力に現れるパルス密度が増加し、積分回路22Aの出力電圧の最大値も増加する。
ここで、本実施形態では、請求項3に記載するように、参照電圧源24Aによる第2の参照電圧を、図1に示した参照電圧源24の第1の参照電圧よりも僅かに高く設定することにより、コンパレータ23AがHighレベルの信号を出力しにくくする。コンデンサ10の劣化が進み、積分回路22Aの出力電圧が第2の参照電圧を超えると、コンパレータ23Aの出力、すなわち劣化診断装置の出力はHighレベルとなり、コンデンサ10の劣化を判定した信号として出力端子32から出力される。
なお、参照電圧源24Aによる第2の参照電圧の設定値に応じて、コンデンサ10の劣化判定基準を任意に調整する(厳しく、または緩く設定する)ことができる。
更に、請求項4に記載するように、図2における積分回路22Aの時定数を図1の積分回路22の時定数より大きく設定することによっても、コンデンサ10の劣化判定基準を任意に調整することが可能である。
更に、請求項4に記載するように、図2における積分回路22Aの時定数を図1の積分回路22の時定数より大きく設定することによっても、コンデンサ10の劣化判定基準を任意に調整することが可能である。
以上説明したように、この実施形態によれば、図1の容量検出装置を用いて予め検出したコンデンサ10の初期容量値を基準として、図2の劣化診断装置を用いて現在のコンデンサ10の容量値の減少を検出し、容量値の個体ごとのばらつきに左右されずに、コンデンサの劣化状態を高精度に診断することが可能になる。
本発明は、アルミ電解コンデンサだけでなく、各種のコンデンサの容量検出及び劣化診断に利用することができる。
10:コンデンサ
21,21A:シュミットトリガ回路
22,22A:積分回路
23,23A:コンパレータ
24,24A:参照電圧源
25:発振器
26:セットリセット(RS)フリップフロップ
27:ORゲート
31:入力端子
32:出力端子
21,21A:シュミットトリガ回路
22,22A:積分回路
23,23A:コンパレータ
24,24A:参照電圧源
25:発振器
26:セットリセット(RS)フリップフロップ
27:ORゲート
31:入力端子
32:出力端子
Claims (4)
- 容量値の検出対象であるコンデンサの高電位側の電圧が入力される第1のシュミットトリガ回路と、
前記第1のシュミットトリガ回路の出力を積分する第1の積分回路と、
前記第1の積分回路の出力と第1の参照電圧とを比較する第1のコンパレータと、
所定のデューティー比のパルスを出力する発振器と、
前記第1のコンパレータの出力をリセット入力とし、前記発振器の出力をセット入力とするセットリセットフリップフロップと、
前記セットリセットフリップフロップの出力と前記発振器の出力とが入力されるORゲートと、
前記ORゲートの出力側と前記コンデンサの高電位側との間に接続される第1の抵抗と、
を備え、
前記ORゲートの出力電圧の振幅を前記第1のシュミットトリガ回路の高電位側閾値より僅かに小さくすることにより、前記ORゲートから前記コンデンサの容量値に比例する幅のパルスを出力させることを特徴とするコンデンサの容量検出装置。 - 請求項1記載の前記容量検出装置を用いて前記ORゲートの出力電圧から検出したコンデンサの初期容量値を基準として、前記コンデンサの劣化状態を診断する劣化診断装置において、
前記初期容量値に応じたパルス幅を有する前記ORゲートの出力電圧が一端に加えられ、他端が前記コンデンサの高電位側との間に接続される第2の抵抗と、
前記コンデンサの高電位側の電圧が入力される第2のシュミットトリガ回路と、
前記第2のシュミットトリガ回路の出力を積分する第2の積分回路と、
前記第2の積分回路の出力と第2の参照電圧とを比較する第2のコンパレータと、を備え、
前記コンデンサの容量値が減少したときの前記第2のコンパレータの出力により、前記コンデンサの劣化を判定することを特徴とするコンデンサの劣化診断装置。 - 請求項2に記載したコンデンサの劣化診断装置において、
前記第2の参照電圧を前記第1の参照電圧よりも高くしたことを特徴とするコンデンサの劣化診断装置。 - 請求項2に記載したコンデンサの劣化診断装置において、
前記第2の積分回路の時定数を前記第1の積分回路の時定数よりも大きくしたことを特徴とするコンデンサの劣化診断装置。
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2015
- 2015-04-15 JP JP2015082940A patent/JP2016205818A/ja active Pending
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