JP2016158233A - Multifrequency transmitter-receiver circuit - Google Patents
Multifrequency transmitter-receiver circuit Download PDFInfo
- Publication number
- JP2016158233A JP2016158233A JP2015204145A JP2015204145A JP2016158233A JP 2016158233 A JP2016158233 A JP 2016158233A JP 2015204145 A JP2015204145 A JP 2015204145A JP 2015204145 A JP2015204145 A JP 2015204145A JP 2016158233 A JP2016158233 A JP 2016158233A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- capacitor
- correction
- capacity
- diode
- switch element
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims abstract description 122
- 238000012937 correction Methods 0.000 claims abstract description 48
- 230000002441 reversible effect Effects 0.000 claims abstract description 22
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 claims description 48
- 238000005259 measurement Methods 0.000 claims description 11
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 abstract description 5
- 230000003213 activating effect Effects 0.000 abstract 1
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 10
- 230000005284 excitation Effects 0.000 description 8
- 230000004888 barrier function Effects 0.000 description 6
- 238000000034 method Methods 0.000 description 5
- 230000002238 attenuated effect Effects 0.000 description 2
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 2
- 230000002829 reductive effect Effects 0.000 description 2
- 230000002411 adverse Effects 0.000 description 1
- 238000013459 approach Methods 0.000 description 1
- 230000000903 blocking effect Effects 0.000 description 1
- 230000015556 catabolic process Effects 0.000 description 1
- 230000000295 complement effect Effects 0.000 description 1
- 239000013078 crystal Substances 0.000 description 1
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 1
- 238000011161 development Methods 0.000 description 1
- 230000000670 limiting effect Effects 0.000 description 1
- 230000002265 prevention Effects 0.000 description 1
- 230000005855 radiation Effects 0.000 description 1
- 230000006798 recombination Effects 0.000 description 1
- 238000005215 recombination Methods 0.000 description 1
- 238000011084 recovery Methods 0.000 description 1
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 1
Images
Landscapes
- Networks Using Active Elements (AREA)
Abstract
Description
本発明は、高周波同調容量スイッチ回路を備える多周波数送受信回路に関し、複数の周波数の信号を選択して送受信し、かつスプリアスを低減する技術に係るものである。 The present invention relates to a multi-frequency transmission / reception circuit including a high-frequency tuning capacitance switch circuit, and relates to a technique for selecting and transmitting / receiving signals of a plurality of frequencies and reducing spurious.
従来の多周波数送受信回路は、共振周波数を選択できる共振器を備え、選択した共振周波数に対応する共振信号を出力し、また選択した共振周波数に対応する励起信号を受信して検出信号を出力するものであり、共振器は一つのコイルと複数のコンデンサを有し、高周波同調容量スイッチ回路により共振周波数を選択する。 A conventional multi-frequency transmission / reception circuit includes a resonator capable of selecting a resonance frequency, outputs a resonance signal corresponding to the selected resonance frequency, receives an excitation signal corresponding to the selected resonance frequency, and outputs a detection signal. The resonator has one coil and a plurality of capacitors, and selects a resonance frequency by a high frequency tuning capacitance switch circuit.
また、受信回路の場合は、励起信号を受信した場合に所定の動作をすることもできる。例えば、セキュリティタグに多周波数送受信回路を組み込んだ場合には、多周波数送受信回路で励起信号を検出し、さらに共振器の同一コイルによって駆動信号を発生させてブザー等の警告を発する構成が実現できる。 In the case of a receiving circuit, a predetermined operation can be performed when an excitation signal is received. For example, when a multi-frequency transmission / reception circuit is incorporated in a security tag, a configuration can be realized in which an excitation signal is detected by the multi-frequency transmission / reception circuit and a drive signal is generated by the same coil of the resonator to issue a warning such as a buzzer .
以下に、従来の多周波数送受信回路の構成を図9の回路図で説明する。図9に示すように、従来の多周波数送受信回路には、微弱励起信号を受信するための共振器20がコンデンサ22とタップ付きコイル21とを並列接続して構成されている。この共振器20には、さらにコンデンサ23がコンデンサ22と並列接続されており、コンデンサ23はブザー等の低い周波数の駆動信号を発生する。
The configuration of a conventional multi-frequency transmission / reception circuit will be described below with reference to the circuit diagram of FIG. As shown in FIG. 9, in a conventional multi-frequency transmitting / receiving circuit, a
共振器20は、互いに逆方向に接続されたダイオード24およびダイオード25を有しており、ダイオード24およびダイオード25の順方向電圧降下を利用して、微弱な励起信号の受信に対しては、コンデンサ23に流れる電流を阻止してコイル21とコンデンサ22とで共振回路を形成し、大振幅の駆動信号に対しては、コンデンサ23により共振容量を追加して動作する。
The
なお、コンデンサ23として容量の特性を示す圧電ブザーを用いれば、この回路でブザーを鳴らすことが可能になる。
この共振器20には直流電源26から電源が供給される。また、共振器20はタップ付きコイル21の左端からトランジスタ27のコレクタ端子に接続しており、トランジスタ27は、ベース端子に抵抗28を介して駆動信号を入力し、駆動信号の入力値によって活性化させる。さらに、共振器20はコンデンサ29を介してアンプ30に接続しており、励起信号を受信するとアンプ30が共振信号を受信して検出信号を出力する。
In addition, if a piezoelectric buzzer which shows the characteristic of a capacity | capacitance is used as the capacitor |
The
このような従来の多周波数送受信回路では、トランジスタ27に入力する駆動信号によって、送信状態または受信状態に切り換える。つまり、トランジスタ27が活性状態のときは送信状態となり、トランジスタ27が非活性状態のときは受信状態となる。受信する信号の共振周波数は、共振器20を構成するコンデンサ22によって、送信信号に対しては、さらにコンデンサ23が追加されて調整される。
In such a conventional multi-frequency transmission / reception circuit, the transmission state or the reception state is switched by the drive signal input to the
しかしながら、図9に示した回路では、二つの共振周波数を取り扱うだけであり、ダイオードの電圧降下に起因して効率が悪くなる。送受信回路において高周波電力を効率よく取り扱うためには、共振容量を調整して同調を取る必要がある。共振容量は、扱う周波数が中波以上で高ければ、トリマーコンデンサで調整可能であるが、長波帯を使う店舗防犯システムのゲート信号や非接触給電では、数十nFもの容量が必要となる。この場合には、たとえば、容量値が2のべき乗倍の異なる複数のコンデンサを用意しておき、その接続をジャンパーピン等で配線を切り替えて行う必要があった。また、信号の立ち上がりと停止時に、きれの良い間歇出力高周波信号を効率よく発生させることが困難であり、更に、短時間に周波数を変化させながら高周波信号を発生させることも困難であった。 However, the circuit shown in FIG. 9 only handles two resonance frequencies, and the efficiency is degraded due to the voltage drop of the diode. In order to efficiently handle high-frequency power in the transmission / reception circuit, it is necessary to adjust the resonance capacitance to achieve tuning. The resonance capacity can be adjusted with a trimmer capacitor if the frequency to be handled is high at a medium wave or higher, but a gate signal or non-contact power supply of a store crime prevention system using a long wave band requires a capacity of tens of nF. In this case, for example, it is necessary to prepare a plurality of capacitors having capacitance values different from each other by a power of 2, and to connect the capacitors by switching wiring with jumper pins or the like. In addition, it is difficult to efficiently generate a high-frequency intermittent output high-frequency signal when the signal rises and stops, and it is also difficult to generate a high-frequency signal while changing the frequency in a short time.
本発明は、効率よく共振容量を調整して同調を取ることができ、さらにはスプリアス発振を低減できる多周波数送受信回路を提供することを目的とする。 It is an object of the present invention to provide a multi-frequency transmission / reception circuit that can adjust the resonance capacity efficiently to achieve tuning, and can reduce spurious oscillation.
上記課題を解決するために、本発明の多周波数送受信回路は、コイルと、前記コイルとそれぞれ直列に接続され、かつ相互に並列接続される複数のコンデンサとで構成する共振器と、前記コンデンサの導通をそれぞれ制御する複数のスイッチ素子と、前記コイルに接続される駆動トランジスタを備え、前記複数のコンデンサは、主容量を有する1つの主コンデンサと、主容量より少ない補正容量を有する1または複数の補正コンデンサからなり、
各スイッチ素子は、前記コンデンサと直列に接続されて逆電流方向に流すダイオードを有し、容量制御信号を受けて開閉し、導通により活性化する主コンデンサおよび付加する補正コンデンサとを選択し、主コンデンサと選択された補正コンデンサの容量により前記共振器の共振周波数を調整することを特徴とする。
In order to solve the above problems, a multi-frequency transmission / reception circuit according to the present invention includes a coil, a resonator including a plurality of capacitors connected in series to each other and connected in parallel to each other, and A plurality of switching elements that respectively control conduction; and a driving transistor connected to the coil, wherein the plurality of capacitors include one main capacitor having a main capacity and one or more having a correction capacity smaller than the main capacity. Comprising a compensation capacitor
Each switch element has a diode connected in series with the capacitor and flowing in the reverse current direction. The switch element receives and opens a capacitance control signal, selects a main capacitor activated by conduction and a correction capacitor to be added. The resonance frequency of the resonator is adjusted according to the capacitance of the capacitor and the selected correction capacitor.
本発明の多周波数送受信回路は、前記スイッチ素子が、バイポーラトランジスタと、前記バイポーラトランジスタのコレクタ−エミッタ間にコレクタ逆電流を流す前記ダイオードとからなることを特徴とする。 The multi-frequency transmission / reception circuit of the present invention is characterized in that the switch element is composed of a bipolar transistor and the diode that causes a collector reverse current to flow between a collector and an emitter of the bipolar transistor.
本発明の多周波数送受信回路は、前記スイッチ素子が、MOSトランジスタと、前記MOSトランジスタのドレイン−ソース間にドレイン逆電流を流す前記ダイオードとからなることを特徴とする。 The multi-frequency transmission / reception circuit according to the present invention is characterized in that the switch element includes a MOS transistor and the diode that allows a drain reverse current to flow between a drain and a source of the MOS transistor.
本発明の多周波数送受信回路は、各補正コンデンサの補正容量が、最小の補正容量を有する補正コンデンサの容量に対してそれぞれ2のべき乗倍となることを特徴とする。
本発明の多周波数送受信回路は、制御装置および測定装置をさらに備え、前記共振器を流れる共振信号の電流値または位相を前記測定装置が測定し、前記電流値または前記位相が所定の値になるように前記制御装置が前記容量制御信号を自動制御することを特徴とする。
The multi-frequency transmitting / receiving circuit of the present invention is characterized in that the correction capacity of each correction capacitor is a power of 2 with respect to the capacity of the correction capacitor having the minimum correction capacity.
The multi-frequency transmission / reception circuit of the present invention further includes a control device and a measurement device, wherein the measurement device measures a current value or phase of a resonance signal flowing through the resonator, and the current value or the phase becomes a predetermined value. Thus, the control device automatically controls the capacity control signal.
本発明の多周波数送受信回路は、出力停止動作において、前記ダイオードに逆電流が流れるタイミングで前記スイッチ素子を遮断することにより、前記共振器のエネルギーを主コンデンサおよび補正コンデンサに保存し、出力再開時に、主コンデンサおよび補正コンデンサを制御するスイッチ素子を同調状態になるように選択的にオンにした後、そのタイミングから90度遅れて前記駆動トランジスタの駆動信号を入力させて出力動作させることにより、出力停止時に保存した前記エネルギーを放出して出力を再開することを特徴とする。 The multi-frequency transmission / reception circuit of the present invention stores the energy of the resonator in the main capacitor and the correction capacitor by shutting off the switch element at a timing when a reverse current flows through the diode in the output stop operation, and when the output is resumed. The switch element for controlling the main capacitor and the correction capacitor is selectively turned on so as to be in a tuned state, and then the drive signal of the drive transistor is input 90 seconds behind the timing to perform an output operation. The output is resumed by releasing the energy stored at the time of stopping.
本発明の多周波数送受信回路は、主容量をなす主コンデンサの導通を制御するスイッチ素子にスプリアス抑制のためのコンデンサと抵抗の直列回路を前記ダイオードと並列に設けたことを特徴とする。 The multi-frequency transmission / reception circuit of the present invention is characterized in that a series circuit of a capacitor and a resistor for suppressing spurious is provided in parallel with the diode in a switch element for controlling conduction of a main capacitor having a main capacity.
以上のように、本発明の高周波同調容量スイッチ回路を備える多周波数送受信回路によると、効率よく共振容量を調整して同調を取ることができる。また、多周波数送受信回路の送信動作停止時に発生するスプリアスを効率よく押さえることができる。 As described above, according to the multi-frequency transmission / reception circuit including the high-frequency tuning capacitance switch circuit of the present invention, tuning can be performed by efficiently adjusting the resonance capacitance. Further, it is possible to efficiently suppress spurious generated when the transmission operation of the multi-frequency transmission / reception circuit is stopped.
本発明の実施の形態における高周波同調容量スイッチ回路を備える多周波数送受信回路について説明する。
(実施の形態1)
図1は多周波数送受信回路の構成を説明する図、図2、図3は高周波同調容量スイッチ回路に用いるスイッチ素子の構成を例示する図である。
A multi-frequency transmission / reception circuit including a high-frequency tuning capacitance switch circuit according to an embodiment of the present invention will be described.
(Embodiment 1)
FIG. 1 is a diagram illustrating a configuration of a multi-frequency transmission / reception circuit, and FIGS. 2 and 3 are diagrams illustrating a configuration of a switch element used in a high-frequency tuning capacitance switch circuit.
図1に示すように、本実施の形態の多周波数送受信回路は、共振器1と、共振器1を駆動する駆動トランジスタをなすインバータ20からなる。共振器1は、コイル2と、コイル2に接続される容量の異なる複数のコンデンサ5からなり、各コンデンサ5はコイル2とそれぞれ直列に接続され、かつ相互に並列接続されている。
As shown in FIG. 1, the multi-frequency transmission / reception circuit of the present embodiment includes a resonator 1 and an
複数のコンデンサ5は、共振器1を特定の周波数に同調させるために、1つの主容量を有する主コンデンサ51と、主容量より小さい容量の補正容量を有する補正コンデンサ52からなり、必要に応じて複数個が設けられており、補正容量として同調の微調整に用いる。なお、同調の取れた主容量を選ぶことができれば、補正容量は不要である。
The plurality of
駆動トランジスタは、インバータ20の他に、駆動信号が入力されることにより活性化され、一端が接地され、他端がコイル2に接続されるトランジスタでも良いが、図1に示すように、プッシュプル回路をなすインバータ20とすることが効率的である。
The drive transistor may be activated by receiving a drive signal in addition to the
インバータ20は、Pchトランジスタ8とNchトランジスタ9のドレインどうしを接続し、Pchトランジスタ8とNchトランジスタ9とのゲート端子に駆動信号を入力する相補トランジスタからなるプッシュプル回路構成であり、ここでは駆動信号をゲートドライバ11を介して入力する。インバータ20の出力端子には共振器1のコイル2を接続している。インバータ20は、同じ種類のトランジスタを用いてプッシュプル回路を構成した駆動回路でもよい。ここで、ダイオード13は回路保護のために入れているが、原理的には無くても良い。
The
通常、同等の電流電圧特性を持つPchトランジスタ8とNchトランジスタ9を用いたプッシュプル回路では、回路が低出力に変化するとき、Pchトランジスタ8の応答時間が遅いことに起因して、一時的に両トランジスタが導通状態になり、損失を生じ、トランジスタに悪影響を与え、ノイズを発生する。
Normally, in a push-pull circuit using a
しかし、ゲートドライバ11とNchトランジスタ9のゲートとの間に配置した抵抗31と、Nchトランジスタ9のゲートに一方を接続し他方を接地したコンデンサ32とからなる構成の時定数回路は、Nchトランジスタ9の動作を遅延させ、上述した両トランジスタが導通状態となる動作を回避できる。Nchトランジスタ9の応答遅延は、Nchトランジスタ9に専用のゲートドライバを組み込み、それに遅延回路を組み込んでも実現できる。
However, the time constant circuit constituted by the
高周波同調容量スイッチ回路12は、共振器1と、各コンデンサ5(51、52)と接地との間にそれぞれ設けられる複数のスイッチ素子7とで構成されており、各スイッチ素子7でそれぞれのコンデンサ5(51、52)の導通を制御する。共振器1は、導通されるコンデンサ5(51、52)の組み合わせにより共振容量を設定し、共振容量を調整することにより各種の周波数に対応して同調を取ることができる。
The high-frequency tuning
主コンデンサ51の主容量は同調に必要な容量より少し小さな容量にしておき、補正コンデンサ52の補正容量は主容量に対して相対的に小さい容量とする。各スイッチ素子7を選択的に制御して必要な補正容量を有する補正コンデンサ52を導通させることにより、1つの補正コンデンサ52の補正容量を主コンデンサ51の主容量に追加し、あるいは複数の補正コンデンサ52の補正容量を組み合わせることで同調に必要な補正容量に最も近づけた容量を主容量に追加して周波数の同調を行う。
The main capacity of the
この補正容量としては、最小の補正容量と、その2倍、4倍となる2のべき乗の補正容量を採用し、選択した補正容量の総和が不足する容量の2倍程度になるように各補正容量を組み合わせることで、容量制御信号の導通状態を表した2進数に比例した補正容量を主容量に加えて同調を取ることが可能になり、同調させる周波数を効率的に調整できる。 As the correction capacity, a minimum correction capacity and a power correction capacity of 2 that is twice or four times that of the correction capacity are adopted, and each correction is made so that the total sum of the selected correction capacity is about twice the capacity that is insufficient. By combining the capacitors, tuning can be performed by adding a correction capacitor proportional to a binary number representing the conduction state of the capacitor control signal to the main capacitor, and the frequency to be tuned can be adjusted efficiently.
また、高周波同調容量スイッチ回路12は、補正コンデンサ52の一つを圧電ブザーに置き換えることも可能であり、圧電ブザーは回路部品として見ると容量として取り扱うことができるのでブザー制御回路にもできる。
The high-frequency tuning
さらに、高周波同調容量スイッチ回路12は、その特徴的な構成として、スイッチ素子7に、図2に示す、ドレイン−ソース間にドレイン逆電流を流すダイオード3を備えるMOSトランジスタ4を用いることや、図3に示す、コレクタ−エミッタ間にコレクタ逆電流を流すダイオード3を備えるバイポーラトランジスタ6を用いている。
Further, the high-frequency tuning
本実施の形態ではMOSトランジスタ4を使用しており、ダイオード3はMOSトランジスタ4の導通時の電流方向に対する逆電流方向電流を流すものである。スイッチ素子7はそれぞれ容量制御信号により制御されるが、ここでは容量制御信号がゲートドライバ10を介して入力される。
In this embodiment, the MOS transistor 4 is used, and the diode 3 flows a current in the reverse current direction with respect to the current direction when the MOS transistor 4 is turned on. Each of the
なお、本実施の形態において、高周波同調容量スイッチ回路12は、共振器1を流れる電流を測定するために、スイッチ素子7のソース側が共通接続されており、電流測定抵抗14を通じて接地されているが、この構成は限定的なものではない。
In the present embodiment, the high-frequency tuning
電流測定抵抗14を流れる電流の大きさ、または共振器1を流れる共振信号の位相は、測定器やマイクロコンピュータ15のAD変換器またはタイマー等を用いて測定することができる。
The magnitude of the current flowing through the current measuring
すなわち、共振が取れた時には、多周波数送受信回路の共振回路に流れる電流が最大になることから、電流測定抵抗14に流れる電流値を測定し、異なる同調容量を有する複数のコンデンサ5の接続、非接続を制御して多周波数送受信回路の最大出力に最も近づけることで共振信号の自動同調が可能になる。
That is, when resonance occurs, the current flowing through the resonance circuit of the multi-frequency transmission / reception circuit is maximized. Therefore, the value of the current flowing through the
あるいは、共振が取れた時には、駆動トランジスタの駆動信号と電流測定抵抗14に流れる共振器1の正弦波出力電流の電流波形が同位相になり、共振器1の正弦波出力電圧の位相が駆動トランジスタの駆動信号に対して90度遅れるので、電流測定抵抗14に流れる電流波形や電圧波形の位相をマイクロコンピュータ15等で測定しながら、スイッチ素子7を順次開閉し、所定の位相に最も近くなるように調整することにより共振信号の電流波形や電圧波形の位相の自動同調が可能になる。
Alternatively, when resonance occurs, the drive signal of the drive transistor and the current waveform of the sine wave output current of the resonator 1 flowing through the
電流測定抵抗14は低抵抗の抵抗を使い、抵抗の両端に生じる電圧を小さくし、スイッチ素子7の動作への影響を小さくしている。また、共振器1を流れる共振信号の電流の大きさの測定または位相の測定は、電流測定抵抗14および測定器を設けることなく、その他の測定装置で測定しても良い。自動同調しない単なる高周波同調容量スイッチ回路12の場合は、電流測定抵抗14や測定装置は不要である。
The
駆動信号や、同調容量の容量制御信号は、効率の良い動作のためにタイミングを調整する必要があるので、マイクロコンピュータ15等の制御装置により発生させており、マイクロコンピュータ15が備えるタイマーにより制御される。
The drive signal and the capacity control signal for the tuning capacity need to be adjusted in timing for efficient operation, and are therefore generated by a control device such as the
共振器1の出力電圧はインバータ20の駆動信号のパルス幅で調整することが可能で、デューティサイクルが50%の時に最大になり、50%より大きくなっても小さくなっても出力は小さくなる。
The output voltage of the resonator 1 can be adjusted by the pulse width of the drive signal of the
上述の高周波同調容量スイッチ回路12では、高周波の1周期以内に高速に制御できる。このため、間歇的高周波出力動作において、出力停止時に、高周波同調容量スイッチ回路12は、トランジスタ4に並列接続されたダイオード3、またはトランジスタ8に並列接続されたダイオード3に電流が流れている半周期の期間に、トランジスタ4またはトランジスタ8をオフすると、電流の方向が変わるまでダイオード3に電流が流れ続け、電流の向きが変わるタイミングでスイッチ素子7のトランジスタ4が遮断し、スイッチ素子7が遮断する。
The above-described high frequency tuning
その瞬間には、共振器1のエネルギーは総てコンデンサ5(51、52)の電荷として存在され、コンデンサ5(51、52)に高周波出力の正の最大電圧でクランプした状態に溜めて保存され、各コンデンサ5(51、52)はその状態で即座に出力動作を停止する。出力再開時には、スイッチ素子7と共振器1の駆動信号のタイミングを制御することにより、この保存された電荷を利用して、定常状態に近い振幅で出力を立ち上げることが可能になる。さらに、短時間に周波数を変化させながら高周波信号を発生させることが可能となる。なお、同調に不用な補正コンデンサ52は、常時遮断状態であり、電流は流れることは無い。
At that moment, all the energy of the resonator 1 exists as the electric charge of the capacitor 5 (51, 52), and is stored and stored in the capacitor 5 (51, 52) clamped at the positive maximum voltage of the high frequency output. Each capacitor 5 (51, 52) immediately stops the output operation in that state. When the output is resumed, by controlling the timing of the drive signal of the
以上の動作を利用した高効率制御法を、図1、図4、図5を用いて説明する。図4は本実施の形態の多周波数送受信回路における出力停止時の動作を説明する図、図5は本実施の形態の多周波数送受信回路における出力再開時の動作を説明する図である。 A high-efficiency control method using the above operation will be described with reference to FIGS. FIG. 4 is a diagram for explaining the operation when output is stopped in the multi-frequency transmission / reception circuit of this embodiment, and FIG. 5 is a diagram for explaining the operation when output is resumed in the multi-frequency transmission / reception circuit of this embodiment.
容量制御信号は、共振容量として使っている総てのコンデンサ5(51、52)のそれぞれを個別に制御する容量制御用のスイッチ素子7の制御信号である。容量制御信号が高レベルの時、同調容量として使うコンデンサ5(51、52)を制御するスイッチ素子7が選択的にオンにされて同調を取る。出力停止時には、図4に示すように、容量制御用のスイッチ素子7に負の電流が流れている間に駆動トランジスタであるインバータ20の出力を遮断すれば良く、駆動トランジスタを制御する制御信号の入力タイミングに半周期の時間的余裕があることを示している。そして、出力が停止すると、共振器1のコンデンサ5にエネルギーが蓄積される。
The capacitance control signal is a control signal for the capacitance
さらに、出力再開時に、コンデンサ5(51、52)に溜めたエネルギーを利用して、図5に示すように、信号出力は最初からほぼ定常状態の振幅で振動を始め、立ち上がりの良い高周波信号を発生させることも可能になる。即ち、コンデンサ5(51、52)を制御するスイッチ素子7を同調状態になるように選択的にオンにした後、そのタイミングから90度遅れた駆動信号で多周波数送受信回路は動作させられる。このような制御を行って高周波間歇出力を発生させる多周波数送受信回路は、電源効率の良い装置になるだけでなく、瞬時に出力を停止できる。
Further, when the output is resumed, the energy accumulated in the capacitor 5 (51, 52) is used, and as shown in FIG. 5, the signal output starts to oscillate with a substantially steady state amplitude from the beginning, and generates a high-frequency signal with a good rise. It can also be generated. That is, after the
高周波励磁信号と同等の周波数の共振器を備える店舗防犯システムでは、セキュリティタグが高周波励磁信号が無くなった後にも、暫く減衰振動波を出し続ける特性を利用しており、その減衰信号を検知してセキュリティタグの存在を検知している。このため、上述した構成を用いることにより、店舗防犯システムにおけるセキュリティタグの減衰振動波検出の信頼性を高めることができる。 In store security systems equipped with a resonator with the same frequency as the high frequency excitation signal, the security tag uses the characteristic of continuing to emit a damped vibration wave for a while after the high frequency excitation signal is lost. The presence of a security tag is detected. For this reason, by using the above-described configuration, it is possible to improve the reliability of detecting the damped vibration wave of the security tag in the store security system.
以上説明したように、本実施の形態の高周波同調容量スイッチ回路12では、異なる同調容量からなる複数のコンデンサ5(51、52)の接続、非接続を制御して組み合わせることにより、多周波数送受信回路の最大出力を得て同調させることが可能になり、電流波形、電圧波形を利用しても同調を取ることが可能になる。スイッチ素子7を制御して、高周波の1周期以内にコンデンサ5(51、52)の接続,開放制御が可能となるので、効率が良く切れの良い間歇出力の高周波信号を発生させることが可能になる。
(実施の形態2)
次に、本発明の他の実施の形態について説明する。上述した多周波数送受信回路は、送信動作させた場合に、出力停止時に、設定周波数より高い周波数で減衰振動を起こしてスプリアスを発生することがある。本実施の形態はこのスプリアスを抑制するものである。
As described above, in the high-frequency tuning
(Embodiment 2)
Next, another embodiment of the present invention will be described. When the multi-frequency transmission / reception circuit described above is operated to transmit, when the output is stopped, the multi-frequency transmission / reception circuit may cause a damped vibration at a frequency higher than the set frequency to generate spurious. This embodiment suppresses this spurious.
図4に示すように、多周波数送受信回路では、出力動作中においてほぼ正弦波状に電圧、電流波形は推移し、互いの位相は90度ずれている。出力を停止させる場合、容量制御信号を電流出力が負の期間に切ることによって、次に電流の正の期間に入ったところで出力動作を停止させることができ、出力動作中の殆どのエネルギーを同調用コンデンサに保存できる。 As shown in FIG. 4, in the multi-frequency transmission / reception circuit, the voltage and current waveforms change in a substantially sinusoidal shape during the output operation, and their phases are shifted by 90 degrees. When stopping the output, the output operation can be stopped at the next positive current period by cutting the capacity control signal during the negative current output period, and most of the energy during the output operation is tuned. Can be stored in a capacitor.
この動作を可能にするのは、スイッチ素子7として利用したトランジスタ4、6に付加したダイオード3である。即ち、電流出力が負となる期間にはダイオード3に負の電流が流れており、スイッチ素子7に対して共振容量を導通させる制御信号が無くても負の電流は流すことができるからである。
This operation is enabled by the diode 3 added to the
しかし、負の電流が0になった時点で即座に遮断できるのは理想的ダイオードであり、通常のダイオードは正の順方向電流が流れている時にダイオードの接合に電荷が蓄積され、その電荷は時間と共に結晶内で再結合により漸次消滅する。しかし、ダイオードに逆方向電圧が印加されれば、蓄積された電荷を引き抜く電流として電荷が無くなるまで暫く流れることになり、これがスプリアス発生の原因になる。 However, it is an ideal diode that can be cut off immediately when the negative current becomes zero, and a normal diode accumulates charge at the junction of the diode when positive forward current is flowing, and the charge is It gradually disappears by recombination in the crystal with time. However, if a reverse voltage is applied to the diode, it will flow for a while until the charge disappears as a current for extracting the accumulated charge, which causes spurious generation.
実際のスプリアスが発生している動作波形を図8に示す。図8の下部に示す波形は図1の回路の電圧計測点の波形であり、上部に示す波形は主制御MOSトランジスタのドレインにおける電圧波形で、高い周波数で減衰振動を起こしている。この減衰振動はスプリアスとして不要輻射を起こすだけでなく、最初の跳ね返り電圧が極端に高い電圧になっており、トランジスタの耐圧もこの電圧に耐えるものでなければならなくなる。 FIG. 8 shows an operation waveform in which an actual spurious is generated. The waveform shown in the lower part of FIG. 8 is the waveform of the voltage measurement point of the circuit of FIG. 1, and the waveform shown in the upper part is the voltage waveform at the drain of the main control MOS transistor, causing a damped oscillation at a high frequency. This damped oscillation not only causes unwanted radiation as spurious, but the initial rebound voltage is extremely high, and the breakdown voltage of the transistor must be able to withstand this voltage.
しかしながら、トランジスタの最大動作電流と同等の電流を流す組み込みダイオードは、それまで流れているダイオード順方向電流のために、かなりの蓄積電荷を貯めており、逆方向の遮断回復は時間がかかることになる。図8の動作停止動作時の波形を詳しく見ると以下のことが考えられる。 However, the built-in diode that flows a current equivalent to the maximum operating current of the transistor stores a considerable amount of accumulated charge due to the diode forward current flowing so far, and reverse cutoff recovery takes time. Become. When the waveform during the operation stop operation in FIG.
本来停止動作は、図4に示すように、電圧波形の最小値になった時点で完結する。しかし、図8の下部に示す実際の電圧波形では、最小値から暫くして電圧が急激に正の方向に跳ね上がっている。この時点で逆方向ダイオード3の蓄積電荷が無くなったことになり、容量を制御するトランジスタ4とダイオード3が完全に遮断される時間である。 Originally, the stop operation is completed when the voltage waveform reaches the minimum value as shown in FIG. However, in the actual voltage waveform shown in the lower part of FIG. 8, the voltage suddenly jumps in the positive direction for a while from the minimum value. At this time, the charge accumulated in the reverse direction diode 3 has disappeared, and it is time for the transistor 4 and the diode 3 that control the capacitance to be completely cut off.
しかし、図1に示す構成では、遮断するまではダイオード3が導通してコイル2に正の電流を流していたことになる。そうするとコイル2は、それまで流れていた電流を維持しようとするために、制御するトランジスタ4のドレイン−ソース(コレクタ−エミッタ)間の容量ならびに配線の浮遊容量とコイルとでできた共振回路を励振し、高い電圧で高い周波数で動作するようになる。
However, in the configuration shown in FIG. 1, the diode 3 is turned on and a positive current flows through the
この振動動作が始まるとトランジスタ4に組み込まれたダイオード3には、引き続き順方向と逆方向の電圧が交互にかかることになり順方向で電荷を貯め、逆方向で溜まった電荷を使って導通状態を維持しながら振動を続ける。この時、順方向で貯められた電荷だけでは、同等の逆方向の導通状態を維持できないし、さらに、共振回路の損失により振動は減衰していくことになる。 When this oscillating operation starts, the diode 3 incorporated in the transistor 4 is continuously applied with a forward voltage and a reverse voltage, so that charges are stored in the forward direction, and the conduction state is established using the charges accumulated in the reverse direction. Continue to vibrate while maintaining. At this time, only the charge stored in the forward direction cannot maintain the same reverse conduction state, and the vibration is attenuated by the loss of the resonance circuit.
このため、以下の対策が望まれる。
(1)逆方向ダイオードの蓄積電荷を少なくする。
(2)逆方向ダイオードの蓄積電荷による減衰振動のエネルギーを速やかに吸収する。
For this reason, the following measures are desired.
(1) Reduce the accumulated charge of the reverse diode.
(2) The energy of the damped vibration due to the accumulated charge of the reverse diode is quickly absorbed.
(1)の方法は、順方向電圧降下が小さく蓄積電荷の小さいダイオード、例えばショトキーバリアダイオードを利用して改善する方法がある。図3に示すバイポーラトランジスタ6を使った制御回路ではダイオード3としてショトキーバリアダイオードを使用すればよい。しかし、図2に示すMOSトランジスタ4の場合には、最初からダイオード3が組み込まれている。この場合には、ショトキーバリアダイオードの順方向電圧降下が、接合型ダイオードより低いので、MOSトランジスタ4のドレインとソースの間に並列にショトキーバリアダイオードを接続することにより、順方向電流を殆どショトキーバリアダイオードに流すことで蓄積電荷を少なくできる。
As the method (1), there is a method of improving by utilizing a diode having a small forward voltage drop and a small accumulated charge, for example, a Schottky barrier diode. In the control circuit using the
しかし、現状のショトキーバリアダイオードは、順方向電圧降下が小さいが、逆方向耐電圧が低く、また逆方向漏れ電流が大きい。このため、大出力化が難しくて動作時の損失も増えることになり、特性の良いダイオードの開発が望まれる。 However, the current Schottky barrier diode has a small forward voltage drop but a low reverse withstand voltage and a large reverse leakage current. For this reason, it is difficult to increase the output and the loss during operation increases, and the development of a diode with good characteristics is desired.
本実施の形態は、(2)の方法に係り、停止動作でダイオードに蓄積された電荷により暫く高い周波数で減衰振動しているエネルギーを、容量Cと抵抗Rの直列回路により消費させて早く減衰振動を終了させるものである。 The present embodiment relates to the method (2), and energy that is damped and oscillated at a high frequency for a while due to the electric charge accumulated in the diode in the stop operation is consumed by the series circuit of the capacitor C and the resistor R to be quickly attenuated. The vibration is terminated.
図6は、本実施の形態を示す多周波数送受信回路のスプリアス抑制のための構成であり、スプリアス抑制のための適値の容量Cと適値の抵抗Rの直列回路、すなわちコンデンサ511と抵抗512の直列回路をダイオード3と並列に設けてスイッチ素子7に付加したものである。なお、多周波数送受信回路は、同調を取るために、主容量のコンデンサ51の他に微調整を取るための複数の小さい補正容量の補正コンデンサ52をスイッチ素子7で制御している。このような回路においても、スプリアス抑制のために容量Cと抵抗Rの直列回路は、主容量の主コンデンサ51を制御する回路をなすスイッチ素子7にだけに付ければよい。
FIG. 6 shows a configuration for suppressing spurious in the multi-frequency transmission / reception circuit according to the present embodiment. A series circuit of an appropriate capacitance C and an appropriate resistor R for suppressing spurious, that is, a
なぜなら、これらの主コンデンサ51および補正コンデンサ52は同調を果たしたときには結ばれており、スプリアスの高い周波数に対しては、それらの容量により充分低いインピーダンスで結合されているからである。
This is because the
この主容量をなす主コンデンサ51の導通を制御するスイッチ素子7にコンデンサ511と抵抗512の直列回路を設けた多周波数送受信回路においては、図7に示すようにスプリアスが抑えられた動作となる。
In the multi-frequency transmission / reception circuit in which the
すなわち、ダイオード3の蓄積電荷が無くなった時点でトランジスタ4は遮断し、その電圧は急速に跳ね上がる。この時に流れる電流を、コンデンサ511と抵抗512の直列回路に流し、抵抗512の抵抗Rでそのエネルギーを吸収することにより以後の振動を抑えることができる。
That is, the transistor 4 is cut off when the charge stored in the diode 3 is lost, and the voltage jumps rapidly. The current flowing at this time is passed through a series circuit of the
図7においては、停止動作の最初でスパイク状の電圧があるが、この動作の時に、振動を起こすエネルギーを吸収し、即座に安定化していることが分かる。なお、このように、出力停止時にダイオード3の蓄積電荷によって減衰振動を起こすエネルギーは、スプリアスを発生させても、また、それを抵抗512とコンデンサ511の直列回路で抑えても、回路の損失になる。このことが、出力再開初期に、振幅が少し小さく始まり数サイクルで定常振幅に漸近していく動作の要因になっている。
In FIG. 7, there is a spike-like voltage at the beginning of the stop operation, but it can be seen that the energy that causes vibration is absorbed and stabilized immediately during this operation. As described above, the energy that causes the damped oscillation due to the accumulated charge of the diode 3 when the output is stopped causes the loss of the circuit even if spurious is generated or suppressed by the series circuit of the
1 共振器
2 コイル
3 ダイオード
4 バイポーラトランジスタ
5 コンデンサ
6 MOSトランジスタ
7 スイッチ素子
8 Pchトランジスタ
9 Nchトランジスタ
10 ゲートドライバ
11 ゲートドライバ
12 高周波同調容量スイッチ回路
13 ダイオード
14 電流測定抵抗
15 マイクロコンピュータ
20 共振器
21 コイル
22 コンデンサ
23 コンデンサ
24 ダイオード
25 ダイオード
26 直流電源
27 トランジスタ
28 抵抗
29 コンデンサ
30 アンプ
31 抵抗
32 コンデンサ
51 主コンデンサ
52 補正コンデンサ
511 コンデンサ
512 抵抗
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1
Claims (7)
前記複数のコンデンサは、主容量を有する1つの主コンデンサと、主容量より少ない補正容量を有する1または複数の補正コンデンサからなり、
各スイッチ素子は、前記コンデンサと直列に接続されて逆電流方向に流すダイオードを有し、容量制御信号を受けて開閉し、導通により活性化する主コンデンサおよび付加する補正コンデンサとを選択し、主コンデンサと選択された補正コンデンサの容量により前記共振器の共振周波数を調整することを特徴とする多周波数送受信回路。 A resonator composed of a coil and a plurality of capacitors connected in series with each other and connected in parallel to each other, a plurality of switching elements that respectively control conduction of the capacitors, and connected to the coils A drive transistor,
The plurality of capacitors include one main capacitor having a main capacity and one or more correction capacitors having a correction capacity smaller than the main capacity,
Each switch element has a diode connected in series with the capacitor and flowing in the reverse current direction. The switch element receives and opens a capacitance control signal, selects a main capacitor activated by conduction and a correction capacitor to be added. A multi-frequency transmission / reception circuit, wherein a resonance frequency of the resonator is adjusted by a capacitance of a capacitor and a selected correction capacitor.
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2015033437 | 2015-02-24 | ||
JP2015033437 | 2015-02-24 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2016158233A true JP2016158233A (en) | 2016-09-01 |
JP6650722B2 JP6650722B2 (en) | 2020-02-19 |
Family
ID=56826853
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2015204145A Active JP6650722B2 (en) | 2015-02-24 | 2015-10-16 | Multi-frequency transceiver circuit |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP6650722B2 (en) |
Citations (8)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH1075156A (en) * | 1996-08-30 | 1998-03-17 | Sanyo Electric Co Ltd | Automatic frequency adjustment device for parallel resonance circuit |
JP2000231609A (en) * | 1999-02-10 | 2000-08-22 | Denso Corp | Reader writer for id tag |
JP2002535860A (en) * | 1999-01-12 | 2002-10-22 | サウンドクラフト インコーポレイテッド | Auto-tuning scanning proximity reader |
JP2003007843A (en) * | 2001-06-20 | 2003-01-10 | Toshiba Corp | Semiconductor device |
JP2004119577A (en) * | 2002-09-25 | 2004-04-15 | Rohm Co Ltd | Bipolar transistor |
WO2007110915A1 (en) * | 2006-03-27 | 2007-10-04 | Fujitsu Limited | Peaking control circuit |
JP2008067440A (en) * | 2006-09-05 | 2008-03-21 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | Dc interruption system control method and dc interruption system |
JP2013502846A (en) * | 2009-08-19 | 2013-01-24 | クゥアルコム・インコーポレイテッド | Digital tunable interstage matching circuit |
-
2015
- 2015-10-16 JP JP2015204145A patent/JP6650722B2/en active Active
Patent Citations (8)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH1075156A (en) * | 1996-08-30 | 1998-03-17 | Sanyo Electric Co Ltd | Automatic frequency adjustment device for parallel resonance circuit |
JP2002535860A (en) * | 1999-01-12 | 2002-10-22 | サウンドクラフト インコーポレイテッド | Auto-tuning scanning proximity reader |
JP2000231609A (en) * | 1999-02-10 | 2000-08-22 | Denso Corp | Reader writer for id tag |
JP2003007843A (en) * | 2001-06-20 | 2003-01-10 | Toshiba Corp | Semiconductor device |
JP2004119577A (en) * | 2002-09-25 | 2004-04-15 | Rohm Co Ltd | Bipolar transistor |
WO2007110915A1 (en) * | 2006-03-27 | 2007-10-04 | Fujitsu Limited | Peaking control circuit |
JP2008067440A (en) * | 2006-09-05 | 2008-03-21 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | Dc interruption system control method and dc interruption system |
JP2013502846A (en) * | 2009-08-19 | 2013-01-24 | クゥアルコム・インコーポレイテッド | Digital tunable interstage matching circuit |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JP6650722B2 (en) | 2020-02-19 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
US8120439B2 (en) | Fast start-up crystal oscillator | |
JP5028543B2 (en) | Oscillator circuit | |
KR101800568B1 (en) | Driver circuit for an inductor coil, method for operating an inductor coil and active transmission system with a driver circuit | |
US20050088231A1 (en) | Power amplifier | |
TWI577105B (en) | System and method for voltage regulation in resonant power wireless receiver | |
KR101803539B1 (en) | Switch control circuit, coupled indector boost converter comprising the same, and driving method of the coupled indector boost converter | |
US20110241791A1 (en) | Oscillating signal generating device and related method | |
TW201711373A (en) | Periodic kickstarter for a crystal oscillator | |
EP3139496B1 (en) | Capacitor arrangement for oscillator | |
JP2009253699A (en) | Driver circuit for semiconductor device | |
JP6650722B2 (en) | Multi-frequency transceiver circuit | |
EP3139497B1 (en) | Oscillator with favorable startup | |
WO2010070892A1 (en) | Oscillation circuit | |
JP2013250169A (en) | Ultrasonic sensor | |
JP4219775B2 (en) | Ultrasonic sensor drive circuit | |
JP2007189828A (en) | Drive circuit of semiconductor device | |
JP5532798B2 (en) | Crystal oscillation circuit | |
JP2017184493A (en) | Non-contact power transmission device and non-contact power transmission method | |
RU2010112682A (en) | METHOD FOR CONTROL OF CONVERTER DIAGRAM AND DEVICE FOR ITS IMPLEMENTATION | |
JP6640452B2 (en) | Multi-frequency transceiver circuit | |
JP2014142208A (en) | Nonlinear element drive circuit and radar device having the same | |
US11660637B2 (en) | Driving device | |
JP5799825B2 (en) | DC-DC converter, semiconductor integrated circuit, and DC-DC conversion method | |
US11206060B2 (en) | Apparatus for communicating across an isolation barrier | |
JP5533250B2 (en) | Switching power supply |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
AA64 | Notification of invalidation of claim of internal priority (with term) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A241764 Effective date: 20151110 |
|
A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20180809 |
|
A521 | Request for written amendment filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20181228 |
|
A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20190529 |
|
A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20190604 |
|
A521 | Request for written amendment filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20190805 |
|
TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20191224 |
|
A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20200121 |
|
R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Ref document number: 6650722 Country of ref document: JP Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |