JP2016157995A - Ｆｍ受信装置、ｆｍ受信方法 - Google Patents

Abstract

【課題】ＦＭ検波した信号の品質を改善する技術を提供する。【解決手段】直交検波部１２は、ローカル発振器２８から出力されたローカル発振信号によって、ＦＭ信号を直交検波してベースバンド信号を出力する。第１低減部３０、第２低減部３２は、ベースバンド信号に含まれた直流成分を低減する。補正部３４は、ベースバンド信号を、ＩＱ平面上において極座標の原点を中心とするように補正することにより直流成分を再生する。ＦＭ検波部２４は、補正したベースバンド信号をＦＭ検波して、検波信号を生成する。加算部６２は、検波信号を平滑しオフセットを加える。ＡＦＣ部６６は、平滑されオフセットを加えられた検波信号をもとに、ローカル発振信号の周波数を制御するための制御信号を生成し、ローカル発振器２８へ制御信号をフィードバックする。【選択図】図１

Description

本発明は、受信技術に関し、特にＦＭ信号を受信するＦＭ受信装置、ＦＭ受信方法に関する。

ダイレクト・コンバージョン方式のＦＭ（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）受信機は、直交検波によってＲＦ信号をベースバンド信号に変換してから、ベースバンド信号をアンプにて増幅する。アンプによって不要な直流成分が出力されるので、ＦＭ受信機は、カップリングコンデンサにて、ベースバンド信号に含まれた直流成分を低減する。さらに、ＦＭ受信機は、直流成分が低減されたベースバンド信号をＦＭ検波する（例えば、特許文献１参照）。

特開平３−１６３４９号公報

ダイレクト・コンバージョン方式のＦＭ受信機がカップリングコンデンサを備える場合、アンプによる不要な直流成分が低減されるだけではなく、ベースバンド信号の直流成分や低周波成分も低減されることがある。そのような低減によって、ＦＭ検波後に歪み成分が発生する。また、無変調の信号を受信し、さらに受信信号の周波数がローカル発振信号の周波数と同一である場合、ベースバンド信号は直流成分のみになるので、カップリングコンデンサにおいてすべての信号がカットされてしまう。その結果、アンテナで受信されるノイズや内部で発生するノイズだけが、ＦＭ検波されるので、ＦＭ検波後の信号がノイズだけになってしまう。

本発明はこうした状況に鑑みてなされたものであり、その目的は、ＦＭ検波した信号の品質を改善する技術を提供することである。

上記課題を解決するために、本発明のある態様のＦＭ受信装置は、ローカル発振信号を出力するローカル発振器と、ローカル発振器から出力されたローカル発振信号によって、ＦＭ信号を直交検波してベースバンド信号を出力する直交検波器と、直交検波器から出力されたベースバンド信号に含まれた直流成分を低減する低減部と、ベースバンド信号を、ＩＱ平面上において極座標の原点を中心とするように補正することにより直流成分を再生する補正部と、補正部において補正したベースバンド信号をＦＭ検波して、検波信号を生成するＦＭ検波部と、ＦＭ検波部において生成した検波信号を平滑しオフセットを加える加算部と、平滑されオフセットを加えられた検波信号をもとに、ローカル発振信号の周波数を制御するための制御信号を生成し、ローカル発振器へ制御信号をフィードバックするＡＦＣ部と、を備える。

本発明の別の態様は、ＦＭ受信方法である。この方法は、ローカル発振器から出力されたローカル発振信号によって、ＦＭ信号を直交検波して、ベースバンド信号を出力するステップと、ベースバンド信号に含まれた直流成分を低減するステップと、ベースバンド信号を、ＩＱ平面上において極座標の原点を中心とするように補正することにより直流成分を再生するステップと、補正ベースバンド信号をＦＭ検波して、検波信号を生成するステップと、生成した検波信号を平滑してオフセットを加えるステップと、平滑されオフセットを加えられた検波信号をもとに、ローカル発振信号の周波数を制御するための制御信号を生成し、ローカル発振器へ制御信号をフィードバックするステップと、を備える。

なお、以上の構成要素の任意の組合せ、本発明の表現を方法、装置、システム、記録媒体、コンピュータプログラムなどの間で変換したものもまた、本発明の態様として有効である。

本発明によれば、ＦＭ検波した信号の品質を改善できる。

本発明の実施例１に係る受信装置の構成を示す図である。 図１のＤＣ補正値検出部の構成を示す図である。 図２の位相判定部において規定される複数の領域を示す図である。 図１の受信装置に対する送信信号の送信スペクトルを示す図である。 図１の第１低減部、第２低減部から出力されるベースバンド信号の直交検波スペクトルを示す図である。 図４、図５における送信信号、ベースバンド信号のＩ、Ｑパターンを示す図である。 図４、図５における送信信号、検波信号の波形を示す図である。 本発明の実施例２に係る受信装置の構成を示す図である。 本発明の実施例３に係る受信装置の構成を示す図である。 図９の受信装置による制御手順を示すフローチャートである。

（実施例１）
本発明を具体的に説明する前に、まず概要を述べる。本発明の実施例１は、主に直交検波器とＦＭ検波器とにより構成されるダイレクト・コンバージョン型のＦＭ受信装置に関する。直交検波器とＦＭ検波器との間にカップリングコンデンサを配置することによって、直交検波器とＦＭ検波器との間の直交座標の原点ずれがあっても、補正を行う必要がなくなる。しかしながら、無変調信号を受信したときに、ＡＦＣにより、受信信号とローカル発振信号との周波数ずれをゼロに収束させると、直交検波器の出力がＩＱ平面座標の円上の１点で停止し、ＦＭ検波器に入力される信号のレベルがカップリングコンデンサによって原点付近に近づくように減衰する。ＦＭ検波器におけるＡｒｃｔａｎ検波は、位相回転の変化量を出力するので、入力が原点付近に集中すると、不規則なノイズによる位相の回転が検出されてしまう。その結果、ＦＭ検波の結果は、ノイズになる。一方、受信信号が無変調である場合には、ＦＭ検波の結果は無音となるべきものである。これに対応するために、直交検波出力がＩＱ平面座標上での回転が停止することがないように、つまり、受信信号の周波数とローカル発振信号の周波数とが一定の周波数を保つように、ＡＦＣの周波数ずれの収束目標をゼロとせず、オフセット値に収束させる。

しかしながら、受信信号が変調されている状態で、直交検波されたベースバンド信号にＤＣ成分が含まれるような場合、そのＤＣ成分も抑圧されてしまうので、ＦＭ検波信号が歪んでしまう。これに対応するために、本実施例に係るＦＭ受信装置では、ベースバンド信号を振幅信号と位相信号とに極座標変換してから、ベースバンド信号の原点からのずれを検出する。また、このずれを補正値としてベースバンド信号を補正する。つまり、コンスタレーションは円となっているので、上記の処理によって、円の中心がＩ、Ｑ平面の原点になるような補正がなされる。これにより、ベースバンド帯域のスペクトル上のＤＣ成分が等価的に再生され、ＦＭ検波信号の歪が抑制される。

図１は、本発明の実施例１に係る受信装置１００の構成を示す。受信装置１００は、アンテナ１０、直交検波部１２、第１低減部３０、第２低減部３２、第１ＡＤＣ部１４、第２ＡＤＣ部１６、補正部３４、ＦＭ検波部２４、平均化部６０、加算部６２、オフセット記憶部６４、ＡＦＣ部６６、ＤＡＣ部６８、ローカル発振器２８を含む。直交検波部１２は、第１増幅部４０、分配部４２、移相部４４、第１ミキサ４６、第１ＬＰＦ部４８、第２増幅部５０、第２ミキサ５２、第２ＬＰＦ部５４、第３増幅部５６を含み、補正部３４は、第１補正部１８、第２補正部２０、ＤＣ補正値検出部２２を含み、ＡＦＣ部６６は、第３ＬＰＦ部７０、第４増幅部７２を含む。

アンテナ１０は、図示しない送信装置からのＲＦ（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）信号を受信する。アンテナ１０は、受信したＲＦ信号（以下、「受信信号」ということもある）を第１増幅部４０へ出力する。第１増幅部４０は、ＬＮＡ（Ｌｏｗ Ｎｏｉｓｅ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）であり、アンテナ１０からのＲＦ信号を増幅する。第１増幅部４０は、増幅したＲＦ信号を分配部４２へ出力する。分配部４２は、第１増幅部４０からのＲＦ信号を２系統に分離する。分配部４２は、分離したＲＦ信号を第１ミキサ４６、第２ミキサ５２へ出力する。

ローカル発振器２８は、ＤＡＣ部６８からの制御信号に応じてローカル発振信号の周波数を調節し、周波数が調節されたローカル発振信号を移相部４４、第１ミキサ４６へ出力する。ここで、ローカル発振器２８は、制御信号の電圧が高くなるほど、ローカル発振信号の周波数を高くする。移相部４４は、ローカル発振器２８からのローカル発振信号を９０度位相シフトする。移相部４４は、位相シフトしたローカル発振信号を第２ミキサ５２へ出力する。

第１ミキサ４６は、分配部４２からのＲＦ信号とローカル発振器２８からのローカル発振信号とを乗算することによって、Ｉ相のベースバンド信号（以下、「Ｉ信号」という）を生成する。第１ミキサ４６は、Ｉ信号を第１ＬＰＦ部４８へ出力する。第２ミキサ５２は、分配部４２からのＲＦ信号と移相部４４からのローカル発振信号とを乗算することによって、Ｑ相のベースバンド信号（以下、「Ｑ信号」という）を生成する。第２ミキサ５２は、Ｑ信号を第２ＬＰＦ部５４へ出力する。

第１ＬＰＦ部４８は、第１ミキサ４６からのＩ信号のうち遮断周波数以上の周波数の信号を除去することによって帯域制限を実行する。第１ＬＰＦ部４８は、低域成分のＩ信号（以下、これもまた「Ｉ信号」という）を第２増幅部５０へ出力する。第２ＬＰＦ部５４は、第２ミキサ５２からのＱ信号のうち遮断周波数以上の周波数の信号を除去することによって帯域制限を実行する。第２ＬＰＦ部５４は、低域成分のＱ信号（以下、これもまた「Ｑ信号」という）を第３増幅部５６へ出力する。

第２増幅部５０は、第１ＬＰＦ部４８からのＩ信号を増幅し、第３増幅部５６は、第２ＬＰＦ部５４からのＱ信号を増幅する。以上のように、直交検波部１２は、ＲＦ信号を直交検波している。また、直交検波部１２は、アナログのデバイスで構成され、例えば１チップで構成される。アナログのデバイスは構成上、第２増幅部５０から出力されるＩ信号と、第３増幅部５６から出力されるＱ信号とは、不要な直流成分が含まれる場合がある。その結果、これらの信号には、ＤＣオフセット電圧が加算される。

第１低減部３０は、第２増幅部５０からのＩ信号を入力する。第１低減部３０は、例えば、カップリングコンデンサで構成されており、Ｉ信号に含まれた直流成分を低減する。第１低減部３０は、直流成分を低減したＩ信号（以下、これもまた「Ｉ信号」という）を第１ＡＤＣ部１４へ出力する。第２低減部３２は、第３増幅部５６からのＱ信号を入力する。第２低減部３２も、第１低減部３０と同様に、カップリングコンデンサで構成されており、Ｑ信号に含まれた直流成分を低減する。第２低減部３２は、直流成分を低減したＱ信号（以下、これもまた「Ｑ信号」という）を第２ＡＤＣ部１６へ出力する。第１低減部３０および第２低減部３２により、直交検波部１２から出力されるベースバンド信号のＤＣオフセット電圧は、以降に影響を及ぼさなくなる。

第１ＡＤＣ部１４は、第１低減部３０からのＩ信号に対してアナログ／デジタル変換を実行する。第１ＡＤＣ部１４は、デジタル信号に変換したＩ信号（以下、これもまた「Ｉ信号」という）を第１補正部１８へ出力する。第２ＡＤＣ部１６は、第２低減部３２からのＱ信号に対してアナログ／デジタル変換を実行する。第２ＡＤＣ部１６は、デジタル信号に変換したＱ信号（以下、これもまた「Ｑ信号」という）を第２補正部２０へ出力する。

前述のごとく、第１補正部１８と、第２補正部２０と、およびＤＣ補正値検出部２２とを含めて補正部３４とする。ＤＣ補正値検出部２２は、ＩＱ平面上でのコンスタレーションの原点からのずれを検出する。第１補正部１８および第２補正部２０は、ＩＱ平面上でのコンスタレーションの原点からのずれを補正する。

第１補正部１８は、第１ＡＤＣ部１４から出力されたＩ信号を入力するとともに、ＤＣ補正値検出部２２からのＩ相補正値２００も入力する。第１補正部１８は、Ｉ信号とＩ相補正値２００とを加算することによって、Ｉ信号に対してＩ相補正値２００による補正を実行する。第１補正部１８は、補正したＩ信号をＩ信号２０４としてＤＣ補正値検出部２２、ＦＭ検波部２４に出力する。

第２補正部２０は、第２ＡＤＣ部１６から出力されたＱ信号を入力するとともに、ＤＣ補正値検出部２２からのＱ相補正値２０２も入力する。第２補正部２０は、Ｑ信号とＱ相補正値２０２とを加算することによって、Ｑ信号に対してＱ相補正値２０２による補正を実行する。第２補正部２０は、補正したＱ信号をＱ信号２０６としてＤＣ補正値検出部２２、ＦＭ検波部２４に出力する。

ＤＣ補正値検出部２２は、第１補正部１８からのＩ信号２０４と、第２補正部２０からのＱ信号２０６とを入力し、これらをもとにＩ相補正値２００、Ｑ相補正値２０２を生成する。Ｉ相補正値２００、Ｑ相補正値２０２については後述する。ＤＣ補正値検出部２２は、Ｉ相補正値２００を第１補正部１８に出力し、Ｑ相補正値２０２を第２補正部２０に出力する。ここでは、図２を使用しながら、ＤＣ補正値検出部２２の構成を説明する。

図２は、ＤＣ補正値検出部２２の構成を示す。ＤＣ補正値検出部２２は、第１二乗化部１１０、第２二乗化部１１２、位相判定部１１４、第１加算部１１６、ＤＥＭＵＸ１１８、第１平均化部１２０、第２平均化部１２２、第３平均化部１２４、第４平均化部１２６、第２加算部１２８、第３加算部１３０を含む。

第１二乗化部１１０は、Ｉ信号２０４を入力し、これの二乗値を導出する。第１二乗化部１１０は、Ｉ信号２０４の二乗値を位相判定部１１４、第１加算部１１６に出力する。第２二乗化部１１２は、Ｑ信号２０６を入力し、これの二乗値を導出する。第２二乗化部１１２は、Ｑ信号２０６の二乗値を位相判定部１１４、第１加算部１１６に出力する。

第１加算部１１６は、第１二乗化部１１０から、Ｉ信号２０４の二乗値を入力するとともに、第２二乗化部１１２から、Ｑ信号２０６の二乗値を入力する。第１加算部１１６は、Ｉ信号２０４の二乗値とＱ信号２０６の二乗値を加算する。加算した結果が、Ｉ信号２０４とＱ信号２０６との電力値Ｐである。電力値Ｐは、Ｉ信号２０４、Ｑ信号２０６を極座標変換したときの振幅信号の二乗値である。そのため、第１二乗化部１１０、第２二乗化部１１２、第１加算部１１６による処理は、振幅信号を導出する処理に相当する。第１加算部１１６は、電力値ＰをＤＥＭＵＸ１１８に出力する。

位相判定部１１４は、Ｉ信号２０４、Ｑ信号２０６を入力するとともに、第１二乗化部１１０から、Ｉ信号２０４の二乗値を入力し、第２二乗化部１１２から、Ｑ信号２０６の二乗値を入力する。位相判定部１１４は、これらの値をもとに、位相領域の特定を実行する。これを説明するために、図３を使用する。図３は、位相判定部１１４において規定される複数の領域を示す。これは、ＩＱ平面であり、横軸がＩ軸に相当し、縦軸がＱ軸に相当する。図示のごとく、Ａ１からＡ４の４つの位相領域が、互いに重ならないように規定される。ここで、位相領域Ａ１は、７π／４からπ／４までのπ／２の範囲であり、位相領域Ａ２は、π／４から３π／４までのπ／２の範囲であり、位相領域Ａ３は、３π／４から５π／４までのπ／２の範囲であり、位相領域Ａ４は、５π／４から７π／４までのπ／２の範囲である。

以下では、表記を明確にするために、Ｉ信号２０４を「Ｉ」と示し、Ｑ信号２０６を「Ｑ」と示し、Ｉ信号２０４の二乗値を「Ｉ^２」と示し、Ｑ信号２０６の二乗値を「Ｑ^２」と示す。位相判定部１１４は、以下の判定条件をもとに、４つの位相領域Ａ１、Ａ２、Ａ３、Ａ４への分類を実行する。
Ａ１ ： Ｉ^２≧Ｑ^２、Ｉ≧０
Ａ２ ： Ｉ^２＜Ｑ^２、Ｑ≧０
Ａ３ ： Ｉ^２≧Ｑ^２、Ｉ＜０
Ａ４ ： Ｉ^２＜Ｑ^２、Ｑ＜０
位相判定部１１４は、特定した位相領域を位相領域信号２０８として出力する。特定された位相領域が、時間の経過とともに、例えば、Ａ１、Ａ２、Ａ３、Ａ４、Ａ１、Ａ２、・・と順次変化する場合、位相領域信号２０８も、Ａ１、Ａ２、Ａ３、Ａ４、Ａ１、Ａ２、・・と順次変化する。このような位相判定部１１４による処理は、Ｉ信号２０４、Ｑ信号２０６を極座標変換したときの位相信号を導出する処理に相当する。図２に戻る。

ＤＥＭＵＸ１１８は、第１加算部１１６からの電力値Ｐと、位相判定部１１４の位相領域信号２０８とを順次入力する。なお、電力値Ｐと位相領域信号２０８は同期されている。ＤＥＭＵＸ１１８は、位相領域信号２０８に示された位相領域に応じて、電力値Ｐを電力値Ｐ１からＰ４のいずれかとして出力する。具体的に説明すると、ＤＥＭＵＸ１１８は、位相領域Ａ１であれば電力値Ｐ１を出力し、位相領域Ａ２であれば電力値Ｐ２を出力し、位相領域Ａ３であれば電力値Ｐ３を出力し、位相領域Ａ４であれば電力値Ｐ３を出力する。つまりＤＥＭＵＸ１１８は、位相領域信号２０８に示された位相領域に応じて、電力値Ｐを電力値Ｐ１からＰ４に分配する分配器（Ｄｅｍｕｌｔｉｐｌｅｘｅｒ）である。

第１平均化部１２０は、入力される電力値Ｐ１の一定期間における平均電力Ｐ１を計算し、平均電力Ｐ１を第２加算部１２８に出力する。平均には、例えば、移動平均が使用される。第２平均化部１２２は、入力される電力値Ｐ２の一定期間における平均電力Ｐ２を計算し、平均電力Ｐ２を第３加算部１３０に出力する。第３平均化部１２４は、入力される電力値Ｐ３の一定期間における平均電力Ｐ３を計算し、平均電力Ｐ３を第２加算部１２８に出力する。第４平均化部１２６は、入力される電力値Ｐ４の一定期間における平均電力Ｐ４を計算し、平均電力Ｐ４を第３加算部１３０に出力する。第１平均化部１２０から第４平均化部１２６の処理は、位相領域別に振幅信号の平均値を導出することに相当する。

第２加算部１２８は、第１平均化部１２０からの平均電力Ｐ１を入力するとともに、第３平均化部１２４からの平均電力Ｐ３を入力する。第２加算部１２８は、平均電力Ｐ３から平均電力Ｐ１を減算する。第２加算部１２８は、減算結果をＩ相補正値２００として出力する。第３加算部１３０は、第２平均化部１２２からの平均電力Ｐ２を入力するとともに、第４平均化部１２６からの平均電力Ｐ４を入力する。第３加算部１３０は、平均電力Ｐ４から平均電力Ｐ２を減算する。第３加算部１３０は、減算結果をＱ相補正値２０２として出力する。このように、ＤＣ補正値検出部２２は、位相領域毎の電力値、つまり振幅信号に相当した値の平均値をもとに、Ｉ信号２０４、Ｑ信号２０６の原点からのずれを求め、これをＩ相補正値２００、Ｑ相補正値２０２として出力する。これは、ＩＱ平面に規定された複数の位相領域のそれぞれにおける振幅が近くなるようにＩ相補正値２００、Ｑ相補正値２０２を導出すること、つまりＩＱ平面上におけるベースバンド信号のＩ，Ｑパターンの位置を極座標の原点を中心とした円となるように補正する補正値を導出することに相当する。

ＤＣ補正値検出部２２の入力を、第１補正部１８、第２補正部２０からの出力としたが、これに限らず、第１補正部１８、第２補正部２０の入力側より抽出し、第１補正部１８、第２補正部２０にて補正し、Ｉ信号２０４、Ｑ信号２０６を出力もよい。

補正部３４は、ＩＱ平面上における極座標の原点補正手段であるが、上記した実施例に限らない。例えば、コンスタレーションが原点からずれていれば振幅分が存在することになるため、原点からコンスタレーション上の１点までのベクトルの最大値および最小値のベクトルのＩ軸、Ｑ軸の各成分から補正値を導出して、ベースバンド信号を補正してもよい。図１に戻る。

ＦＭ検波部２４は、補正されたベースバンド信号をＦＭ検波する。ＦＭ検波として、例えば、Ａｒｃｔａｎ検波が実行される。Ａｒｃｔａｎ検波では、Ｉ信号２０４およびＱ信号２０６のそれぞれを三角形の２辺として、その角度が導出される。単位時間あたりの角度の変化が角速度、つまり周波数になるので、ＦＭ変調の復調が可能になる。ＦＭ検波部２４は、ＦＭ検波の結果である検波信号を出力する。出力される検波信号は、例えば音声信号である。むろん音声信号に限らずＦＭ検波器により検波可能な変調方式すべてに対応できる。

平均化部６０は、ＦＭ検波部２４からの検波信号を入力する。平均化部６０は、検波信号を一定期間にわたって平均化することによって、平均電圧を加算部６２に出力する。なお、平均には、例えば、移動平均が使用される。平均電圧は、受信信号の中心周波数とローカル発振信号の出力周波数との差の周波数に比例する。そのため、例えば、平均電圧が「０」であれば、これらの周波数が一致している。前述のごとく、無変調信号を受信したときに、ＡＦＣにより、受信信号とローカル発振信号との周波数ずれをゼロに収束させると、Ｉ信号およびＱ信号が座標円上の１点で停止し、ＦＭ検波部２４に入力される信号のレベルが原点付近に近づくように減衰してしまう。これに対応するために、下記の処理が実行される。

オフセット記憶部６４は、予め定められたオフセット値を記憶する。加算部６２は、オフセット記憶部６４からのオフセット値を入力するとともに、平均化部６０からの平均電圧を入力する。加算部６２は、平均電圧にオフセット値を加え、その結果を第３ＬＰＦ部７０に出力する。加算部６２におけるオフセット値の加算がない場合、ＡＦＣ部６６によって、受信信号の中心周波数とローカル発振信号の周波数が同じになるように制御されるが、加算部６２が一定のオフセット値を加えるので、ローカル発振信号は、オフセット値に応じた周波数オフセットを有する。この周波数オフセットが、第１低減部３０、第２低減部３２において低減されない周波数に設定されると、ＲＦ信号が無変調になった場合でも、Ｉ信号およびＱ信号は、直流成分にならずに、周波数オフセットと同じ周波数になる。そのため、無変調のＲＦ信号が入力された場合でも、検波信号はノイズにならない。

第３ＬＰＦ部７０は、加算部６２から、オフセット値が加えられた平均電圧（以下、これも「平均電圧」という）を入力する。第３ＬＰＦ部７０は、平均電圧に対して、低域通過処理を実行する。第３ＬＰＦ部７０は、低域通過処理を実行した平均電圧（以下、これもまた「平均電圧」という）を第４増幅部７２に出力する。第４増幅部７２は、第３ＬＰＦ部７０からの平均電圧を増幅することによって、制御信号を生成する。第４増幅部７２における増幅によって、ＡＦＣループのゲインが決められる。

ＤＡＣ部６８は、第４増幅部７２からの制御信号をデジタル／アナログ変換して、アナログ信号の制御信号（以下、これもまた「制御信号」という）をローカル発振器２８へ出力する。このように、ＡＦＣ部６６は、加算部６２においてオフセットを加えた平均電圧をもとに、ローカル発振信号の周波数を制御するための制御信号を生成し、ローカル発振器２８へ制御信号をフィードバックする。オフセットが加えられていることは、ＤＣ補正値検出部２２において極座標変換した位相成分が回転するように、ローカル発振器２８から出力されるローカル発振信号の周波数を制御することに相当する。

ＡＦＣ制御は、上記した実施例に限らない。ローカル発振器２８がフラクショナルＰＬＬにより周波数設定がなされるものであれば、分周比の設定によりＡＦＣ制御も可能である。この場合、ＤＡＣ部６８によるアナログ電圧への変換は必要なくなる。

このように、受信信号の周波数とローカル発振信号の周波数との間に一定のオフセットがある場合でも、直交検波部１２から出力されたベースバンド信号のＤＣ成分が、第１低減部３０と第２低減部３２とによって抑圧されてしまい、検波信号が歪んでしまう。

図４は、受信装置１００に対する送信信号のベースバンド帯域に変換された送信スペクトルを示す。横軸が周波数を示し、縦軸が電力を示す。これは、変調信号１ｋＨｚ、デビエーション１．５ｋＨｚのＦＭ変調された信号の送信スペクトルを示す。図示のごとく、センター周波数から左右対称となる１ｋＨｚ間隔の線スペクトルとなっている。

ここで、オフセット記憶部６４から出力されるオフセット値が、１ｋＨｚのオフセット周波数に相当すると想定する。この場合に第１低減部３０、第２低減部３２から出力されるベースバンド信号は、図５のように示される。図５は、第１低減部３０、第２低減部３２から出力されるベースバンド信号の直交検波スペクトルを示す。横軸が周波数を示し、縦軸が電力を示す。図示のごとく、１ｋＨｚの周波数オフセットがあり、ＤＣに周波数変換された信号成分が抑圧される。これをＩＱ平面で示すと、図６のようになる。図６は、送信信号、ベースバンド信号のＩ、Ｑパターンを示す。横軸がＩ軸を示し、縦軸がＱ軸を示す。比較対象である送信信号のＩ、Ｑパターンは、点線で示されており、原点を中心として円である。一方、ベースバンド信号では、ＤＣ成分が抑圧されるので、ベースバンド信号のＩ、Ｑパターンは、実線で示すように、中心点が原点からずれた円になる。

このようなベースバンド信号をＦＭ検波部２４において検波した検波信号は、図７のように示される。図７は、送信信号の変調波形、検波信号の復調波形を示す。横軸が時間を示し、縦軸が振幅を示す。比較対象である送信信号の変調波形は、点線で示されており、ｓｉｎ波の形状を有する。一方、検波信号は、実線で示されており、ＤＣ成分が抑圧されることによる歪成分が発生している。

ＤＣ補正値検出部２２は、ＩＱ平面上におけるベースバンド信号のＩ，Ｑパターンの位置を極座標の原点が中心となる円に補正する補正値を導出する。ＤＣ補正値検出部２２は、図６におけるベースバンド信号のＩ、Ｑパターン円の中心が原点になるように補正するためのＩ相補正値２００、Ｑ相補正値２０２が生成される。また、第１補正部１８では、Ｉ相補正値２００による補正がなされ、第２補正部２０では、Ｑ相補正値２０２による補正がなされるので、検波信号の歪が抑圧される。つまり第１補正部１８および第２補正部２０は、等価的にベースバンド信号の抑圧されたＤＣ成分を復元していることになる。

この構成は、ハードウエア的には、任意のコンピュータのＣＰＵ、メモリ、その他のＬＳＩで実現でき、ソフトウエア的にはメモリにロードされたプログラムなどによって実現されるが、ここではそれらの連携によって実現される機能ブロックを描いている。したがって、これらの機能ブロックがハードウエアのみ、ソフトウエアのみ、またはそれらの組合せによっていろいろな形で実現できることは、当業者には理解されるところである。

例えば、第１低減部３０、第２低減部３２は、カップリングコンデンサによる構成を実施例としたが、第１ＡＤＣ部１４、第２ＡＤＣ部１６によりＩ信号およびＱ信号をデジタル化した後、デジタル処理によるＨＰＦ（Ｈｉｇｈ Ｐａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ）によって実現してもよい。

本実施例によれば、受信信号の周波数とローカル発信信号の周波数との間に一定のオフセットを加えるので、無変調信号が入力された場合でもベースバンド信号がすべてカットされてしまうおそれを抑制できる。また、ベースバンド信号がすべてカットされてしまうおそれが抑制されるので、ＲＦ信号を受信していない場合と同じようにＦＭ検波出力がノイズだけになることを回避できる。また、ＦＭ検波出力がノイズだけになることが回避されるので、ＦＭ検波した信号の品質を改善できる。また、ＩＱ平面において、直流成分が低減されたＩ信号、Ｑ信号により中心が原点からずれている場合にこれを補正するので、ベースバンド帯域のスペクトル上の欠落したＤＣ成分を再生できる。また、欠落したＤＣ成分が再生されるので、検波信号の歪みを抑制できる。

（実施例２）
次に、実施例２を説明する。本発明の実施例２は、実施例１と同様に、ダイレクト・コンバージョン型であり、かつ直交検波器とＦＭ検波器との間にカップリングコンデンサを配置したＦＭ受信装置に関する。実施例１では、受信信号の周波数とローカル発振信号の周波数とを一致させなくするために、検波信号にオフセット値を加算してからＡＦＣを実行させている。一方、実施例２では、受信信号の周波数とローカル発振信号の周波数とを一致させなくするために、ＡＦＣを使用せず、ローカル発振器に入力すべき制御信号をＦＭ変調させる。これにより、ローカル発振信号の周波数は、ＦＭ変調に合わせて変動する。

図８は、本発明の実施例２に係る受信装置１００の構成を示す。受信装置１００は、アンテナ１０、直交検波部１２、第１低減部３０、第２低減部３２、第１ＡＤＣ部１４、第２ＡＤＣ部１６、補正部３４、ＦＭ検波部２４、第１ローカル発振器９０、第２ローカル発振器９２を含む。直交検波部１２は、第１増幅部４０、分配部４２、移相部４４、第１ミキサ４６、第１ＬＰＦ部４８、第２増幅部５０、第２ミキサ５２、第２ＬＰＦ部５４、第３増幅部５６を含み、補正部３４は、第１補正部１８、第２補正部２０、ＤＣ補正値検出部２２を含む。ここでは、これまでとの差異を中心に説明する。

第１ローカル発振器９０は、第１ローカル発振信号を第２ローカル発振器９２へ出力する。第２ローカル発振器９２は、第１ローカル発振器９０からの第１ローカル発振信号に応じて第２ローカル発振信号の周波数を調節し、周波数が調節された第２ローカル発振信号を第１ミキサ４６、移相部４４へ出力する。これは、第１ローカル発振器９０からの第１ローカル発振信号によって周波数変調された第２ローカル発振信号を直交検波部１２へ出力することに相当する。直交検波部１２の第１ミキサ４６、第２ミキサ５２は、第２ローカル発振器９２から出力された第２ローカル発振信号によって、分配部４２からのＦＭ信号を直交検波して、ベースバンド信号を出力する。つまり、第２ローカル発振信号は、実施例１におけるローカル発振信号に相当する。

このように、第１ローカル発振信号によってＦＭ変調された第２ローカル発振信号を使用して、ＲＦ信号を直交検波することによって、ベースバンド信号が生成されている。そのため、受信信号が無変調で、かつ受信信号の周波数と第２ローカル発振信号の周波数とが一致した場合でも、ベースバンド信号は一定の値にならないので、完全に抑圧されることが防止される。また、実施例１と同様にベースバンド信号にＤＣ成分が含まれている場合でも、補正部３４によってＤＣ成分が補正される。また、ＦＭ検波部２４から出力される検波信号には、受信信号の変調成分と第１ローカル発振信号の周波数成分が合成されているが、第１ローカル発振信号の発振周波数を変調成分の下限周波数よりも低い周波数、つまり復調帯域よりも低い周波数に設定すれば、分離可能である。

本実施例によれば、第２ローカル発振信号を周波数変調するので、ベースバンド信号が連続して低減部で低減されることを抑制できる。また、第１ローカル発振器からの第１ローカル発振信号の周波数を復調帯域よりも低い周波数にするので、変調の有無に関わらず低減部でベースバンド信号が連続して低減されることを抑制できる。

第１ローカル発振器９０は、所定の変調周波数を生成する変調周波数生成器であり、第２ローカル発振器９２は、所定の変調周波数で変調された第２ローカル発信信号を出力していることになる。つまり周波数変調された第２ローカル発信信号を直交検波部１２に出力すればよいので、変調周波数は発振器により発生されるものでなくてもよい。例えば、第２ローカル発振器９２が、フラクショナルＰＬＬにより周波数制御されるものであれば、分周比の設定により、所定の変調周波数によりＦＭ変調をかけることも可能である。この場合分周比の設定を行うもの、例えばＣＰＵが変調周波数生成器といえる。

（実施例３）
次に、実施例３を説明する。本発明の実施例３は、これまでと同様に、ダイレクト・コンバージョン型であり、かつ直交検波器とＦＭ検波器との間にカップリングコンデンサを配置したＦＭ受信装置に関する。受信信号の周波数とローカル発振信号の周波数とを一致させなくするために、実施例１では、検波信号にオフセット値を加算してからＡＦＣを実行させ、実施例２では、ローカル発振器に入力すべき制御信号をＦＭ変調させている。ＡＦＣ制御は、受信信号をＦＭ検波してからでないと動作できない。一方、ローカル発振信号をＦＭ変調させる場合は、ＡＦＣ制御と異なって、受信信号をＦＭ検波するまでも動作可能であるが、ローカル発振信号のＣ／Ｎを悪化させているので、受信特性としてのレシプロカルミキシングやＳ／Ｎが悪化する傾向にある。実施例３では、これらを組み合わせ、信号検出段階とその後で処理が切りかえられる。信号を検出する前は、ローカル発振信号をＦＭ変調し、信号を検出した後は、ＡＦＣ制御を実行する。

図９は、本発明の実施例３に係る受信装置１００の構成を示す。受信装置１００は、アンテナ１０、直交検波部１２、第１低減部３０、第２低減部３２、第１ＡＤＣ部１４、第２ＡＤＣ部１６、補正部３４、ＦＭ検波部２４、平均化部６０、加算部６２、オフセット記憶部６４、ＡＦＣ部６６、ＤＡＣ部６８、第１ローカル発振器９０、第２ローカル発振器９２、制御部９４、選択部９６を含む。直交検波部１２は、第１増幅部４０、分配部４２、移相部４４、第１ミキサ４６、第１ＬＰＦ部４８、第２増幅部５０、第２ミキサ５２、第２ＬＰＦ部５４、第３増幅部５６を含み、補正部３４は、第１補正部１８、第２補正部２０、ＤＣ補正値検出部２２を含み、ＡＦＣ部６６は、第３ＬＰＦ部７０、第４増幅部７２を含む。ここでは、これまでとの差異を中心に説明する。

選択部９６は、ＤＡＣ部６８からの第１制御信号と、第１ローカル発振器９０からの第１ローカル発振信号とを入力する。ここで、第１制御信号は、実施例１における制御信号に相当する。また、選択部９６は、制御部９４からの選択信号も入力する。選択部９６は、選択信号にしたがって、第１制御信号と第１ローカル発振信号とのうちの１つを第２制御信号として選択する。選択部９６は、選択した第２制御信号を第２ローカル発振器９２に出力する。第２ローカル発振器９２は、選択部９６からの第２制御信号に応じて第２ローカル発振信号の周波数を調節し、周波数が調節された第２ローカル発振信号を第１ミキサ４６、移相部４４へ出力する。

制御部９４は、ＦＭ検波部２４からの検波信号を入力する。制御部９４は、検波信号をもとに、選択信号を生成する。選択信号には、制御部９４において選択すべき信号、つまり第１制御信号あるいは第１ローカル発振信号が示されている。ここで、制御部９４は、アンテナ１０においてＲＦ信号が受信されているか否かを監視していること、つまりキャリアを検出しているか否かを監視していることに相当する。例えば、ノイズスケルチ回路である。ノイズスケルチ回路は、ＦＭ検波部２４からの出力である検波信号の復調帯域以上の一部の帯域のノイズ成分の検出し、ノイズが所定のレベル未満であればキャリアによりノイズが抑圧されＲＦ信号が受信されていると判定し、ノイズが所定のレベル以上であればノイズが抑圧されていないためＲＦ信号が受信されていないと判定する。

制御部９４は、ＲＦ信号が受信されていない場合に、第１ローカル発振信号を選択させるための選択信号を生成し、その選択信号を選択部９６に出力する。選択部９６は、この選択信号をもとに第１ローカル発振信号を選択して、それに応じた第２制御信号を第２ローカル発振器９２に入力する。その結果、第２ローカル発振器９２は、ＦＭ変調された第２ローカル発振信号を出力する。この状態では、第２ローカル発振信号の周波数と同じ周波数の無変調信号が受信されても、Ｉ信号およびＱ信号は一定の値にならないので、ベースバンド信号は完全に抑圧されない。

このような状況下において、ＲＦ信号が受信されると、制御部９４はこれを検出する。ここで、ＦＭ検波部２４から出力される検波信号には、第１ローカル発振信号の発振周波数が多重される。第１ローカル発振信号の発振周波数を復調帯域内に設定した場合、第１ローカル発振信号が検波信号として出力され復調されてしまう。

そのため、制御部９４は、ＲＦ信号が受信されたことを検出した場合に、第１制御信号を選択させるための選択信号を生成し、その選択信号を選択部９６に出力する。選択部９６は、この選択信号をもとに第１制御信号を選択して、それに応じた第２制御信号を第２ローカル発振器９２に入力する。その結果、第２ローカル発振器９２は、ＡＦＣ制御された第２ローカル発振信号を出力する。これにより、第２ローカル発振信号の発振周波数が復調帯域内の場合でも、検波信号に不要な信号が含まれなくなる。

つまり、制御部９４は、キャリアを検出していない場合に、第１ローカル発振信号を選択させるための選択信号を生成することによって、第２ローカル発振信号の周波数を変動させる。一方、制御部９４は、キャリアを検出すると、第１制御信号を選択させるための選択信号に切りかえることによって、第２ローカル発振信号の周波数の変調を停止する。

以上の構成による受信装置１００の動作を説明する。図１０は、受信装置１００による制御手順を示すフローチャートである。選択部９６は、第１ローカル発振信号を選択する（Ｓ１０）。制御部９４がキャリアを検出しなければ（Ｓ１２のＮ）、待機する。制御部９４がキャリアを検出すれば（Ｓ１２のＹ）、選択部９６は、第１制御信号を選択するとともに、ＤＣ補正値検出部２２がオンされる（Ｓ１４）。受信信号の中心周波数がプラスであれば（Ｓ１６のＹ）、ＡＦＣ部６６は、＋ΔｆにＡＦＣ制御する（Ｓ１８）。一方、受信信号の中心周波数がプラスでなければ（Ｓ１６のＮ）、ＡＦＣ部６６は、−ΔｆにＡＦＣ制御する（Ｓ２０）。

本実施例によれば、ＲＦ信号が受信されていない場合に、ＦＭ変調された第２ローカル発振信号を出力するので、第２ローカル発振信号の周波数と同じ周波数の無変調信号が受信されても、Ｉ信号およびＱ信号が一定の値になることを抑制できる。また、Ｉ信号およびＱ信号が一定の値にならないので、完全に抑圧されることを抑制できる。また、ＲＦ信号が受信された場合に、第１制御信号を出力するので、第２ローカル発振信号の発振周波数が復調帯域内の場合でも、復調信号に不要な信号が含まれなくすることができる。

以上、本発明を実施例をもとに説明した。この実施例は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組合せにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。

１０ アンテナ、 １２ 直交検波部、 １４ 第１ＡＤＣ部、 １６ 第２ＡＤＣ部、 １８ 第１補正部、 ２０ 第２補正部、 ２２ ＤＣ補正値検出部、 ２４ ＦＭ検波部、 ２８ ローカル発振器、 ３０ 第１低減部、 ３２ 第２低減部、 ３４ 補正部、 ４０ 第１増幅部、 ４２ 分配部、 ４４ 移相部、 ４６ 第１ミキサ、 ４８ 第１ＬＰＦ部、 ５０ 第２増幅部、 ５２ 第２ミキサ、 ５４ 第２ＬＰＦ部、 ５６ 第３増幅部、 ６０ 平均化部、 ６２ 加算部、 ６４ オフセット記憶部、 ６６ ＡＦＣ部、 ６８ ＤＡＣ部、 ７０ 第３ＬＰＦ部、 ７２ 第４増幅部、 ９０ 第１ローカル発振器、 ９２ 第２ローカル発振器、 ９４ 制御部、 ９６ 選択部、 １００ 受信装置。

Claims (2)

1. ローカル発振信号を出力するローカル発振器と、
   前記ローカル発振器から出力されたローカル発振信号によって、ＦＭ信号を直交検波してベースバンド信号を出力する直交検波器と、
   前記直交検波器から出力されたベースバンド信号に含まれた直流成分を低減する低減部と、
   前記ベースバンド信号を、ＩＱ平面上において極座標の原点を中心とするように補正することにより直流成分を再生する補正部と、
   前記補正部において補正したベースバンド信号をＦＭ検波して、検波信号を生成するＦＭ検波部と、
   前記ＦＭ検波部において生成した検波信号を平滑しオフセットを加える加算部と、
   平滑されオフセットを加えられた検波信号をもとに、ローカル発振信号の周波数を制御するための制御信号を生成し、前記ローカル発振器へ制御信号をフィードバックするＡＦＣ部と、
   を備えることを特徴とするＦＭ受信装置。
2. ローカル発振器から出力されたローカル発振信号によって、ＦＭ信号を直交検波して、ベースバンド信号を出力するステップと、
   ベースバンド信号に含まれた直流成分を低減するステップと、
   前記ベースバンド信号を、ＩＱ平面上において極座標の原点を中心とするように補正することにより直流成分を再生するステップと、
   補正ベースバンド信号をＦＭ検波して、検波信号を生成するステップと、
   生成した検波信号を平滑してオフセットを加えるステップと、
   平滑されオフセットを加えられた検波信号をもとに、ローカル発振信号の周波数を制御するための制御信号を生成し、前記ローカル発振器へ制御信号をフィードバックするステップと、
   を備えることを特徴とするＦＭ受信方法。

Images