JP2016136661A

JP2016136661A - ミリ波帯フィルタ

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Publication number: JP2016136661A
Application number: JP2015010989A
Authority: JP
Inventors: 尚志河村; Hisashi Kawamura; 大谷　昭仁; Akihito Otani; 昭仁大谷
Original assignee: Anritsu Corp
Current assignee: Anritsu Corp
Priority date: 2015-01-23
Filing date: 2015-01-23
Publication date: 2016-07-28
Anticipated expiration: 2035-01-23
Also published as: JP5976140B2

Abstract

【課題】高次の共振による制限を受けない広帯域なミリ波帯フィルタを提供する。【解決手段】フィルタ本体２１の導波路の一端側または他端側にバンドリジェクションフィルタユニット５０を設け、フィルタ本体２１のミラー間隔Ｄを２より大きな変化比で可変させる場合において、その可変幅を変化比が２を越えない複数の可変領域に分け、バンドリジェクションフィルタユニット５０の入力導波路６１と出力導波路７１の間に各可変領域に対応した中間導波路８１〜８３が選択的に接続されるようにし、複数の可変領域のうち、少なくともミラー間隔が広い方の可変領域に対する中間導波路に高次の共振周波数の信号成分を減衰させるためのバンドリジェクションフィルタ１００、１１０を設けて、フィルタ本体２１のミラー間隔の変化比が２を越える場合であっても基本波の信号成分のみを選択的に通過させるようにしている。【選択図】図１

Description

本発明は、ミリ波帯のフィルタを広帯域化するための技術に関する。

通信や計測などに用いる電波の周波数が年々高くなっており、近年ではミリ波帯のうち、数１０ＧＨｚから１００ＧＨｚを越える広い範囲が用いられている。

このため、この領域の信号を扱う各種機器では、ミリ波帯の広い周波数範囲の中から、所望の信号成分を抽出するフィルタが必要となっている。

このような目的で用いられるフィルタとして、導波管の導波路内に対向配置した電波ハーフミラーの間隔を可変させてファブリペロー型の共振器を形成し、その電波ハーフミラーの間隔によって決まる周波数成分を抽出するミリ波帯フィルタが提案されている（特許文献１）。

特開２０１３−１３８４０１号公報

この種のミリ波帯フィルタの通過中心周波数は、一対の電波ハーフミラーの間隔Ｄが管内波長λｇの１／２となる周波数に対応しており、その間隔の変化幅を大きくすれば、通過中心周波数を広い範囲で変化させることができる。

しかし、実際には、ミラー間隔＝管内波長の１／２となる周波数（基本波）だけでなく、その基本波の管内波長の１／Ｍ（Ｍは２以上の整数）を管内波長とする高次の周波数でも共振がおきる。つまり、ミラー間隔Ｄをある周波数ｆｘの管内波長λｇｘの１／２に等しくした状態では、その周波数ｆｘを中心とする信号成分だけでなく、管内波長がλｇｘ／２、λｇｘ／３、……となる高次の周波数ｆｘ２、ｆｘ３、……を中心とする信号成分も一緒に通過させてしまい、フィルタとしての所望の選択性能が得られなくなってしまう。

特に、導波管は、口径によって決まるカットオフ周波数を有するハイパス特性を有し、高域側は非常に広帯域に電磁波を伝達させるので、フィルタとして使用する周波数範囲を、管内波長の変化比（最長管内波長と最短管内波長の比）で表して２より小さくし、２次以降の高次の周波数成分の影響を減らし、ミラー間隔＝半波長となる基本波成分のみを抽出させているのが現状であり、これ以上の広帯域化が困難であった。

本発明は、この問題を解決し、高次の共振による制限を受けない広帯域なミリ波帯フィルタを提供することを目的としている。

前記目的を達成するために、本発明の請求項１のミリ波帯フィルタは、
ミリ波帯の電磁波を単一モードで伝搬させる導波路（２１ａ）と、該導波路内に対向配置され、電磁波の一部を反射させ、一部を透過させる一対の電波ハーフミラー（２５Ａ、２５Ｂ）と、該一対の電波ハーフミラーの間隔を、その最大値と最小値の比が２を越える範囲で可変する間隔可変機構（３０）を有し、前記導波路の一端側から入力される信号から、前記一対の電波ハーフミラーの間で共振する周波数の信号成分を抽出して他端側から出力するフィルタ本体（２１）と、
前記フィルタ本体の前記導波路の一端側または他端側に接続されるバンドリジェクションフィルタユニット（５０）とによって構成され、
前記バンドリジェクションフィルタユニットが、
ベース部（５１）と、
前記ベース部に固定され、電磁波を伝搬させるための入力導波路（６１）が第１の端面から第２の端面まで貫通して形成された入力導波管ブロック（６０）と、
前記ベース部に固定され、電磁波を伝搬させるための出力導波路（７１）が、前記入力導波管ブロックの第２の端面に平行に対向する第３の端面から第４の端面まで貫通して形成された出力導波管ブロック（７０）と、
前記フィルタ本体の電波ハーフミラーの間隔の可変範囲を、変化比が２を越えない複数の可変領域に分け、該各可変領域にそれぞれ対応付けされた複数の中間導波路が、前記入力導波管ブロックの前記第２の端面に所定の隙間を開けて平行に対向する第５の端面から、前記出力導波管ブロックの前記第３の端面に所定の隙間を開けて平行に対向する第６の端面まで貫通して形成され、前記複数の中間導波路のうち、前記フィルタ本体の電波ハーフミラーの間隔が含まれる可変領域に対応した中間導波路が、前記入力導波路と前記出力導波路の間を選択的に接続するように前記入力導波管ブロックと前記出力導波管ブロックの間でスライド移動される中間導波管ブロック（８０）と、
前記中間導波管ブロックの複数の中間導波路のうち、少なくとも前記電波ハーフミラーの間隔が最も広い範囲で可変される前記可変領域に対応する中間導波路の内周を周回する所定深さの溝（１０１、１１１）によって形成され、該可変領域における前記フィルタ本体の高次の共振周波数の信号成分の通過を抑圧するバンドリジェクションフィルタ（１００、１１０）とを備えたことを特徴する。

また、本発明の請求項２のミリ波帯フィルタは、請求項１記載のミリ波帯フィルタにおいて、
前記バンドリジェクションフィルタの前記入力導波管ブロックの前記第２の端面側で前記入力導波路の開口を囲む位置、前記出力導波管ブロックの前記第３の端面側で前記出力導波路の開口を囲む位置、前記中間導波管ブロックの前記第５の端面側および第６の端面側で前記複数の中間導波路の開口を囲む位置に、前記各ブロック間の隙間からの電磁波の漏出を防ぐために、漏出防止対象周波数の管内波長の１／４に相当する深さの溝（６５Ａ、６５Ｂ、７５Ａ、７５Ｂ、８４Ａ〜８９Ａ、８４Ｂ〜８９Ｂ）を設けたことを特徴とする。

このように、本発明のミリ波帯フィルタは、フィルタ本体のミラー間隔を２より大きな変化比で可変させる場合において、その可変幅を変化比が２を越えない複数の可変領域に分け、その複数の可変領域のうち、少なくともミラー間隔が広い方の可変領域に対する高次の共振周波数の信号成分を減衰させるバンドリジェクションフィルタを選択的にフィルタ本体に接続しているので、フィルタ本体のミラー間隔の変化比が２を越える場合であっても基本波の信号成分のみを選択的に通過させることができ、格段に広帯域化できる。

また、バンドリジェクションフィルタユニットの各ブロック間の隙間を挟む端面側において、各導波路の開口を囲む所定深さの溝を設けたことで、ブロック間の隙間からの電磁波の漏れによるアイソレーションの悪化が防止でき、接触方式で漏れを防ぐ方式に比べて磨耗による劣化がなく、耐久性が高い。

本発明の実施形態の構成図実施形態のＢＲＦの特性図実施形態の動作説明図実施形態の動作説明図実施形態の動作説明図実施形態の動作説明図実施形態の動作説明図実施形態の動作説明図実施形態の要部拡大図ＢＲＦユニットをフィルタ本体の前段に接続した構成を示す図ＢＲＦユニットとフィルタ本体とで導波管を共用した構成例を示す図

以下、図面に基づいて本発明の実施の形態を説明する。
図１は、本発明を適用したミリ波帯フィルタ２０の構成を示している。

このミリ波帯フィルタ２０は、フィルタ本体２１と、バンドリジェクションフィルタ（以下、ＢＲＦと記す）ユニット５０とによって構成されている。なお、この実施形態では、フィルタ本体２１の後段にＢＲＦユニット５０を接続しているが、フィルタ本体２１の前段にＢＲＦユニット５０を接続した構成であってもよい。

フィルタ本体２１は、図１にその基本構造を示しているように、ミリ波帯の所定周波数範囲の電磁波をＴＥ１０モード（単一モード）で伝搬させる導波路２１ａを有する導波管構造のものであり、その導波路２１ａ内には、電磁波の一部を透過し、一部を反射させる一対の電波ハーフミラー２５Ａ、２５Ｂが対向配置されており、その電波ハーフミラー２５Ａ、２５Ｂの間隔が管内波長の１／２となる共振周波数の信号成分を選択的に通過させる機能を有している。

電波ハーフミラー２５Ａ、２５Ｂの間隔（以下、ミラー間隔という）Ｄを可変するための間隔可変機構３０の具体的な構造は種々あり、ここでは詳述しないが、基本的な構造としては、一つの導波管の一端側をそれより口径の大きな導波管内に挿入させ、内側の導波管の一端側に一方の電波ハーフミラーを固定し、外側の導波管内に他方の電波ハーフミラーを固定し、外側の導波管に対して内側の導波管をその長さ方向に相対的に移動させる構造となる。

ここで、フィルタ２０としての使用周波数範囲の最低周波数をｆ１(例えば６０ＧＨｚ)、最高周波数をｆ２（例えば１８０ＧＨｚ）とすれば、ミラー間隔Ｄは、周波数ｆ１に対応した管内波長λｇ１の１／２に相当する値Ｄ１から、周波数ｆ２に対応した管内波長λｇ２の１／２に相当する値Ｄ２まで変化させればよい。従来では、使用周波数範囲の下限と上限に対応した管内波長の変化比λｇ１／λｇ２（＝Ｄ１／Ｄ２）が２を越えない範囲で使用していたが、この実施形態では広帯域化を実現するためにこの変化比を２より大きく設定している。

ここで、自由空間波長λと管内波長λｇの関係は、ＴＥ１０モードのカットオフ波長をλc10＝２ａ（ａは口径幅）とすると、
λｇ＝λ／√｛１−（λ／λc10）^２｝
または
λ＝λｇ／√｛１＋（λｇ／λc10）^２｝
で表され、自由空間波長λと周波数ｆの関係はλ＝３×１０^８／ｆ（ｍ）となる。

例えば、口径ａ×ｂ＝３．１０×１．５５ｍｍのＷＲ−１２導波管を用いるとして、ｆ１＝６０ＧＨｚの場合、前記式の関係から最低周波数ｆ１に対応した管内波長λｇ１は８．４６ｍｍとなり、共振に必要なミラー間隔Ｄ１はλｇ１／２＝４．２３ｍｍとなる。

しかし、前述したように、このミラー間隔Ｄ１＝４．２３ｍｍにおける共振は、管内波長λｇ１＝８．４６ｍｍの基本波の周波数の他に、管内波長がλｇ１のＭ分の１（Ｍは２以上の整数）、即ち、λｇ１／２＝４．２３ｍｍ、λｇ１／３＝２．８２ｍｍ、λｇ１／４＝２．１２ｍｍ……となる高次の周波数でも起きる。

上記計算例で言えば、６０ＧＨｚの基本波の他に、２次の周波数８５．９ＧＨｚ、３次の周波数１１６．９ＧＨｚ、４次の周波数１４９．９ＧＨｚ、５次の周波数１８３．６ＧＨｚ、……による高次の共振現象が起き、この高次の共振周波数の信号成分のうち、使用周波数範囲内に入る８５．９ＧＨｚ、１１６．９ＧＨｚ、１４９．９ＧＨｚの信号成分がフィルタ本体２１を通過してしまうことになる。なお、一般的に高次の共振現象は次数が高くなる程弱くなるので、ここでは最も影響の大きい２次のみを抑圧対象とするが、２次と３次を抑圧対象としてもよい。

ＢＲＦユニット５０は、この使用周波数範囲内の高次共振による信号成分の通過を阻止するためのものであり、フィルタ本体２１のミラー間隔Ｄ＝λｇ／２を満たす基本波の共振周波数の信号成分は通過させ、２次以降の高次の共振周波数の信号成分の通過を抑圧する。

このＢＲＦユニット５０は、後述するように導波路の内周に所定深さで周回形成された溝がその深さに応じた周波数成分を減衰させる機能（チョーク効果）を用いたものであり、一つの溝だけで減衰量が不足する場合には、複数の溝を所定間隔で設けて所望の減衰量を得ることができる。また、このような溝のチョーク効果を用いたＢＲＦは基本的に周波数固定型であるので、広い周波数範囲を可変されるフィルタ本体２１に対応させるためには、減衰帯域が異なる複数のＢＲＦを切り替えて用いることが要求される。

この場合、ミラー間隔の可変範囲をその変化比が２より小さくなる複数の可変領域に分け、各可変領域に応じたＢＲＦを用いることになる。これを周波数換算して言えば、前記したようにミラー間隔４．３２ｍｍに対応した基本波の周波数ｆ１＝６０ＧＨｚに対して、管内波長が４．３２ｍｍとなる２次の共振周波数は８５．９ＧＨｚであるので、上限がそれ以下となるように例えば６０ＧＨｚ〜７５ＧＨｚまでを第１の可変領域Ｂ１とする(以下、可変領域をミラー間隔とそれに対応する基本波周波数の両方で共通に用いる)。

また、７５ＧＨｚにおける基本波の管内波長は５．２３ｍｍ、ミラー間隔Ｄは５．２３／２ｍｍとなり、ミラー間隔の変化比は、４．３２／２．６１５＝１．６５倍となり、このときの２次の共振周波数は１２４ＧＨｚとなる。したがって、第１の可変領域Ｂ１の信号抽出を行なう場合、８５．９ＧＨｚ〜１２４ＧＨｚのおよそ４０ＧＨｚ幅の範囲の２次共振による信号を抑圧すればよい。

また、第２の可変領域Ｂ２を７５ＧＨｚ〜１００ＧＨｚとすると、１００ＧＨｚにおける基本波の管内波長は３．４３ｍｍ、ミラー間隔Ｄは３．４３／２ｍｍとなり、ミラー間隔の変化比は、２．６１５／１．７１５＝１．５２倍となり、このときの２次の共振周波数は１８１．５ＧＨｚとなって、使用周波数範囲の上限１８０ＧＨｚを僅かに越える。したがって、第２の可変領域Ｂ２の信号抽出を行なう場合、１２４ＧＨｚ〜１８０ＧＨｚの５５ＧＨｚ幅の範囲の２次共振による信号を抑圧すればよいことになる。

また、そして、第３の可変領域Ｂ３を１００ＧＨｚ〜１８０ＧＨｚとするが、この領域では２次の共振周波数が使用周波数範囲を越えるので、高次の共振による信号抑圧は不要となる。

また、１８０ＧＨｚにおける基本波の管内波長λｇ２は１．７３ｍｍ、ミラー間隔Ｄ２は１．７３／２ｍｍとなり、第３の可変領域Ｂ３におけるミラー間隔の変化比は１．７１５／０．８６５＝１．９８倍となる。また、使用周波数範囲全体の管内波長の変化比λｇ１／λｇ２（＝Ｄ１／Ｄ２）＝４．９となり、周波数変化比１８０／６０＝３が得られる。

ＢＲＦユニット５０は、この３つの可変領域Ｂ１〜Ｂ３に対応したものであり、ベース部５１、ベース部５１の一端側に固定された入力導波管ブロック６０、ベース部５１の他端側に固定された出力導波管ブロック７０、入力導波管ブロック６０と出力導波管ブロック７０の間に配置された中間導波管ブロック８０および移動装置９０を有している。

入力導波管ブロック６０は、直方体状でフィルタ本体２１から出力された電磁波を受けて伝搬させるための所定口径の入力導波路６１が第１の端面６０ａからその反対側の第２の端面６０ｂまで貫通して形成されている。

出力導波管ブロック７０は、入力導波路６１と同一口径の出力導波路７１が、入力導波管ブロック６０の第２の端面６０ｂに平行に対向する第３の端面７０ａからその反対側の第４の端面７０ｂまで貫通して形成されている。

中間導波管ブロック８０は、３つの可変領域Ｂ１〜Ｂ３にそれぞれ対応する３つの中間導波路８１〜８３が、入力導波管ブロック６０の第２の端面６０ｂに所定の隙間を開けて平行に対向する第５の端面８０ａから、出力導波管ブロック７０の第３の端面７０ａに所定の隙間を開けて平行に対向する第６の端面８０ｂまで貫通して形成されており、入力導波管ブロック６０と出力導波管ブロック７０に挟まれた異なる３つの位置で、それぞれの中間導波路８１〜８３が入力導波路６１と出力導波路７１の間を選択的に接続するように形成されている。

移動装置９０は、中間導波管ブロック８０を入力導波管ブロック６０と出力導波管ブロック７０の間でスライド移動して、３つの中間導波路８１〜８３のうちの所望の一つを入力導波路６１と出力導波路７１の間に接続させる。

３つの中間導波路８１〜８３のうち、２次の共振の影響が問題となる低域側の２つの可変領域Ｂ１、Ｂ２に対応する中間導波路８１、８２には、それぞれの可変領域Ｂ１、Ｂ２の２次の周波数範囲（８５．９〜１２４ＧＨｚ、１２４〜１８０ＧＨｚ）の電磁波の通過を抑圧するＢＲＦ１００、１１０が設けられている。

ＢＲＦ１００、１１０は、前記したように、導波路の内周を周回するように形成された複数（図では３つ）の溝１０１、１１１によって形成されており、ＢＲＦ１００を構成する複数の溝１０１の深さｄ１は、可変領域Ｂ１の２次共振周波数８５．９〜１２４ＧＨｚのほぼ中心周波数１０５ＧＨｚの管内波長の１／４に相当しており、図２の（ａ）に示すように、周波数１０５ＧＨｚを中心とする８５．９〜１２４ＧＨｚの信号成分の通過を抑制する。

また、ＢＲＦ１１０を構成する複数の溝１１１の深さｄ２は、可変領域Ｂ２の２次共振周波数１２４〜１８０ＧＨｚのほぼ中心周波数１５２ＧＨｚの管内波長の１／４に相当しており、図２の（ｂ）に示すように、周波数１５２ＧＨｚを中心とする１２４〜１８０ＧＨｚの信号成分の通過を抑制する。

なお、抑制帯域が広い場合には、複数の溝１０１、１１１の深さに差を設けて抑制帯域を拡げることでも対応できる。

このように構成されたミリ波帯フィルタ２０を使用する場合、図示しない制御部により、フィルタ本体２１の間隔可変機構３０とＢＲＦユニット５０の移動装置９０を制御して、フィルタ本体２１の通過中心周波数が所望周波数ｆｘとなるようにミラー間隔Ｄｘを設定し、そのミラー間隔Ｄｘ（周波数換算でｆｘ）が含まれる可変領域に対応した中間導波路を入力導波路６１と出力導波路７１の間に挿入させる。

例えば、可変領域Ｂ１の中で所望周波数ｆｘ１が指定され、それに対応するミラー間隔Ｄｘ１が設定されると、フィルタ本体２１は、図３の（ａ）のように、周波数ｆｘ１およびミラー間隔Ｄｘ１に対応した２次の周波数ｆｘ１′にピークをもつ通過特性となり、ＢＲＦユニット５０は、図４のように、可変領域Ｂ１に対応する中間導波路８１が入力導波路６１と出力導波路７１の間に挿入されて、図３の（ｂ）のように、８５．９〜１２４ＧＨｚを減衰させる通過特性となる。

ここで、入力信号に、周波数ｆｘ１の信号Ｓ１と周波数ｆｘ１′の信号Ｓ２が含まれているとすると、フィルタ本体２１からはその両方の信号Ｓ１、Ｓ２が出力されることになるが、周波数ｆｘ１′の信号Ｓ２は、ＢＲＦユニット５０のＢＲＦ１００によって大きく減衰され、図３の（ｃ）のように、周波数ｆｘの信号Ｓ１だけが出力されることになる。

また、可変領域Ｂ２の中で所望周波数ｆｘ２が指定され、それに対応するミラー間隔Ｄｘ２が設定されると、フィルタ本体２１は、図５の（ａ）のように、周波数ｆｘ２と、ミラー間隔Ｄｘ２に対応した２次の共振周波数ｆｘ２′にピークをもつ通過特性となり、ＢＲＦユニット５０は、図６のように、可変領域Ｂ２に対応する中間導波路８２が入力導波路６１と出力導波路７１の間に挿入されて、図５の（ｂ）のように、１２４〜１８０ＧＨｚを減衰させる通過特性となる。

ここで、入力信号に、周波数ｆｘ２の信号Ｓ３と周波数ｆｘ２′の信号Ｓ４が含まれているとすると、フィルタ本体２１からはその両方の信号Ｓ３、Ｓ４が出力されることになるが、周波数ｆｘ２′の信号Ｓ４は、ＢＲＦユニット５０のＢＲＦ１１０によって大きく減衰され、図５の（ｃ）のように、周波数ｆｘ２の信号Ｓ３だけが出力されることになる。

また、可変領域Ｂ３の中で所望周波数ｆｘ３が指定され、それに対応するミラー間隔Ｄｘ３が設定されると、フィルタ本体２１は図７のように、周波数ｆｘ３にピークをもつ通過特性となり、ＢＲＦユニット５０は、図８のように、可変領域Ｂ３に対応する中間導波路８３が入力導波路６１と出力導波路７１の間に挿入されてスルー状態となり、入力信号のうち、周波数ｆｘ３を中心とする信号成分がＢＲＦユニット５０から出力されることになる。なお、使用周波数範囲外の１８０ＧＨｚを越える領域は考慮しない。

このように、実施形態のミリ波帯フィルタ２０は、フィルタ本体２１のミラー間隔が管内波長の１／２に等しくなる基本波の波長変化比を２以上とした場合であっても、高次の共振による信号成分の通過が起きないため、フィルタ全体として格段に広い周波数帯域で用いることができる。

なお、上記したように中間導波管ブロック８０を移動させて導波路の切替えを行なう構造では、移動に必要な隙間を設ける必要があり、この隙間を介して電磁波が意図しない導波路に漏れることによるアイソレーションの低下が予想される。

これを解決するため、実施形態のＢＲＦユニット５０には、図９に示すように、隙間を挟んで対向する各ブロックの端面側に、各導波路６１、７１、８１〜８３の開口を囲むように枠状に連続する所定深さの溝を２重に設けている。

即ち、図９の（ａ）のように、入力導波管ブロック６１の第２の端面６０ｂの入力導波路６１の開口から所定距離Ｑ１離れた位置に所定深さＤａの溝６５Ａが枠状に形成され、その溝６５Ａから所定距離Ｑ２離れた位置に所定深さＤｂの溝６５Ｂが枠状に形成されている。

溝６５Ａ、６５Ｂの深さＤａ、Ｄｂは漏出防止対象の電磁波の管内波長の１／４に設定されており、入力導波路６１の開口から隙間に漏れて溝６５Ａ、６５Ｂまで達した電磁波と、溝６５Ａ、６５Ｂの内部を往復してその入り口に戻った電磁波の位相が反転することで互いに相殺し、深さＤａ、Ｄｂに対応する周波数を中心とする帯域の電磁波の溝の外側への漏れを防止する。なお、ここでは溝を２重にして漏れ防止効果を高めているが、一つの溝あるいは３重以上の溝を設けてもよく、また、溝の深さＤａ、Ｄｂを等しくして、漏れ波に対する減衰量を増大させる方法と、溝の深さＤａ、Ｄｂを異なる値にして、漏出防止効果の広帯域化する方法とがあり、それらを併用することもできる。

また、図９の（ｂ）に示しているように、出力導波管ブロック７０の第３の端面７０ａ側にも、出力導波路７１の開口からそれぞれ所定距離Ｑ１離れた位置に所定深さＤａの溝７５Ａが枠状に形成され、その溝７５Ａからそれぞれ所定距離Ｑ２離れた位置に所定深さＤｂの溝７５Ｂが枠状に形成されている。

また、図９の（ｃ）に示しているように、中間導波管ブロック８０の第５の端面８０ａ側にも、中間導波路８１、８２、８３の開口からそれぞれ所定距離Ｑ１離れた位置に所定深さＤａの溝８４Ａ、８５Ａ、８６Ａが枠状に形成され、その溝８４Ａ、８５Ａ、８６Ａからそれぞれ所定距離Ｑ２離れた位置に所定深さＤｂの溝８４Ｂ、８５Ｂ、８６Ｂが枠状に形成され、第６の端面８０ｂ側にも、中間導波路８１、８２、８３の開口からそれぞれ所定距離Ｑ１離れた位置に所定深さＤａの溝８７Ａ、８８Ａ、８９Ａが枠状に形成され、その溝８７Ａ、８８Ａ、８９Ａからそれぞれ所定距離Ｑ２離れた位置に所定深さＤｂの溝８７Ｂ、８８Ｂ、８９Ｂが枠状に形成されている。なお、図９の（ｅ）は図９の（ａ）のＡ−Ａ線断面図である。

ここで、前記溝の深さＤａ、Ｄｂを全ての導波路について共通にする場合には、使用周波数範囲の中心値（ｆ１＋ｆ２）／２＝１２０ＧＨｚに合わせて、溝の深さＤａ、Ｄｂをともに、１２０ＧＨｚの管内波長２．７３ｍｍの１／４とすればよい。各溝の幅は、０．２ｍｍ程度とする。

また、３つの中間導波路８１〜８３の開口の回りに設ける溝については、それぞれ対応する可変領域Ｂ１、Ｂ２、Ｂ３の中心値、即ち、上記数値例では、（６０＋７５）／２＝６７．５ＧＨｚ、（７５＋１００）／２＝８７．５ＧＨｚ、（１００＋１８０）／２＝１４０ＧＨｚの管内波長に合わせて溝の深さＤａ、Ｄｂを設定してもよい。

各導波路の開口から内側の溝までの距離Ｑ１は、使用周波数範囲（例えば６０〜１８０ＧＨｚ）の下限より十分低域の周波数（例えば５０ＧＨｚ）の管内波長の１／４（例えば１．５ｍｍ）となるようにして、導波路の開口から内側の溝までの区間が、バンドリジェクションフィルタとして機能することによる反射が使用周波数範囲内で発生しないようにしている。

また、内側の溝から外側の溝までの距離Ｑ２については、使用周波数範囲の中心（例えば１２０ＧＨｚ）の管内波長の１／４の奇数倍となるようにして、内側の溝と外側の溝の間をバンドリジェクションフィルタとして機能するようにし、電磁波の漏出防止効果を高めている。

なお、上記ＢＲＦユニット５０の上面、側面および下面は、図示しない金属ケースに被われており、中間導波管ブロック８０の上面や側面は、その金属ケースの内壁に対し、非接触状態となっている。

このように、ＢＲＦユニット５０のブロック間の隙間を挟んで対向する端面において導波路の開口を囲む位置に電磁波漏出防止用の溝を設けたから、ブロック間に隙間を設けていても電磁波の漏出およびそれによるアイソレーションの低下を防止でき、接触式のような磨耗による耐久性の低下が生じず、高い耐久性を与えることができる。

上記実施形態では、ミラー間隔の変化比を４．２３／０．８６５＝４．９倍とし、その可変範囲を変化比が２を越えない３つの可変領域に分け、そのうちのミラー間隔が広い方の２つの可変領域についての高次共振の信号成分を選択的に減衰させる２つのＢＲＦを用いたが、ミラー間隔の可変範囲全体の変化比が例えば３程度の場合、ミラー間隔の変化比が√３程度となる２つの可変領域に分けるとともに、ＢＲＦユニット５０の中間導波路を前記中間導波路８１、８３の２つにすることで対応できる。

また、逆にミラー間隔の変化比が５を越える場合には、分割する可変領域数を４以上に増やし、その可変領域数に応じてＢＲＦユニット５０のＢＲＦが設けられている中間導波路の数を増加させることで対応できる。

前記実施形態では、フィルタ本体２１の後段にＢＲＦユニット５０を接続していたが、図１０に示すミリ波帯フィルタ２０′のように、フィルタ本体２１の前段にＢＲＦユニット５０を接続してもよい。

また、フィルタ本体２１を複数の導波管で構成する場合、その導波管の一つをＢＲＦユニット５０の入力導波管ブロック６０あるいは出力導波管ブロック７０で兼ねる構造も実現できる。

図１１は、その一例を示すものであり、フィルタ本体２１の構造を、内側導波管２２が、その両端を外側導波管２３、２４の内側に挿入された状態で導波路の長さ方向に移動することで、内側導波管２３の一端に固定された電波ハーフミラー２５Ａと一方の外側導波管２３内に固定された電波ハーフミラー２５Ｂの間隔を変化させる構造とし、その一方の外側導波管２３をＢＲＦユニット５０の入力導波管ブロック６０が兼用している例を示している。なお、図示しないが、フィルタ本体２１の他方の外側導波管２４をＢＲＦユニット５０の出力導波管ブロック７０が兼用する構成も可能である。

このように、フィルタ本体２１を構成する導波管の一つをＢＲＦユニット５０の入力導波管ブロック６０あるいは出力導波管ブロック７０で兼ねる構造とすれば、広帯域なフィルタを小型に構成することができる。

２０……ミリ波帯フィルタ、２１……フィルタ本体、２５Ａ、２５Ｂ……電波ハーフミラー、３０……間隔可変機構、５０……ＢＲＦユニット、５１……ベース部、６０……入力導波管ブロック、６１……入力導波路、６５Ａ、６５Ｂ……溝、７０……出力導波路ブロック、７１……出力導波路、７５Ａ、７５Ｂ……溝、８０……中間導波管ブロック、８１〜８３……中間導波路、８４Ａ〜８９Ａ、８４Ｂ〜８９Ｂ……溝、９０……移動装置、１００、１１０……ＢＲＦ、１０１、１１１……溝

Claims

ミリ波帯の電磁波を単一モードで伝搬させる導波路（２１ａ）と、該導波路内に対向配置され、電磁波の一部を反射させ、一部を透過させる一対の電波ハーフミラー（２５Ａ、２５Ｂ）と、該一対の電波ハーフミラーの間隔を、その最大値と最小値の比が２を越える範囲で可変する間隔可変機構（３０）を有し、前記導波路の一端側から入力される信号から、前記一対の電波ハーフミラーの間で共振する周波数の信号成分を抽出して他端側から出力するフィルタ本体（２１）と、
前記フィルタ本体の前記導波路の一端側または他端側に接続されるバンドリジェクションフィルタユニット（５０）とによって構成され、
前記バンドリジェクションフィルタユニットが、
ベース部（５１）と、
前記ベース部に固定され、電磁波を伝搬させるための入力導波路（６１）が第１の端面から第２の端面まで貫通して形成された入力導波管ブロック（６０）と、
前記ベース部に固定され、電磁波を伝搬させるための出力導波路（７１）が、前記入力導波管ブロックの第２の端面に平行に対向する第３の端面から第４の端面まで貫通して形成された出力導波管ブロック（７０）と、
前記フィルタ本体の電波ハーフミラーの間隔の可変範囲を、変化比が２を越えない複数の可変領域に分け、該各可変領域にそれぞれ対応付けされた複数の中間導波路が、前記入力導波管ブロックの前記第２の端面に所定の隙間を開けて平行に対向する第５の端面から、前記出力導波管ブロックの前記第３の端面に所定の隙間を開けて平行に対向する第６の端面まで貫通して形成され、前記複数の中間導波路のうち、前記フィルタ本体の電波ハーフミラーの間隔が含まれる可変領域に対応した中間導波路が、前記入力導波路と前記出力導波路の間を選択的に接続するように前記入力導波管ブロックと前記出力導波管ブロックの間でスライド移動される中間導波管ブロック（８０）と、
前記中間導波管ブロックの複数の中間導波路のうち、少なくとも前記電波ハーフミラーの間隔が最も広い範囲で可変される前記可変領域に対応する中間導波路の内周を周回する所定深さの溝（１０１、１１１）によって形成され、該可変領域における前記フィルタ本体の高次の共振周波数の信号成分の通過を抑圧するバンドリジェクションフィルタ（１００、１１０）とを備えたことを特徴するミリ波帯フィルタ。
前記バンドリジェクションフィルタの前記入力導波管ブロックの前記第２の端面側で前記入力導波路の開口を囲む位置、前記出力導波管ブロックの前記第３の端面側で前記出力導波路の開口を囲む位置、前記中間導波管ブロックの前記第５の端面側および第６の端面側で前記複数の中間導波路の開口を囲む位置に、前記各ブロック間の隙間からの電磁波の漏出を防ぐために、漏出防止対象周波数の管内波長の１／４に相当する深さの溝（６５Ａ、６５Ｂ、７５Ａ、７５Ｂ、８４Ａ〜８９Ａ、８４Ｂ〜８９Ｂ）を設けたことを特徴とする請求項１記載のミリ波帯フィルタ。