JP2016119773A - Power conversion device - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、スイッチングレグと、当該スイッチングレグを相補的にオンオフ動作させる駆動回路とを備えた電力変換装置に関するものである。 The present invention relates to a power conversion device including a switching leg and a drive circuit that complementarily turns on and off the switching leg.
従来から、多相交流電力を直流電力に変換する多相コンバータ回路や、直流電力を多相交流電力に変換する多相インバータ回路などの電力変換装置が用いられている。これらの電力変換装置は、所定の電圧を出力するために、スイッチングレグと呼ばれる上段アーム側のスイッチング素子と下段アーム側のスイッチング素子とが直列に接続された構成を入力もしくは出力の相数分備えた、いわゆるブリッジ回路で構成されている。また、各アームのスイッチング素子のオンオフを行うために、ゲート駆動回路を用いることが一般的となっている。 Conventionally, power converters such as a multiphase converter circuit that converts multiphase AC power into DC power and a multiphase inverter circuit that converts DC power into multiphase AC power have been used. In order to output a predetermined voltage, these power converters have a configuration in which switching elements on the upper arm side and switching elements on the lower arm side, which are called switching legs, are connected in series for the number of input or output phases. Further, it is constituted by a so-called bridge circuit. In addition, it is common to use a gate drive circuit to turn on and off the switching elements of each arm.
ところで、このようなスイッチングレグと、駆動回路とを備えた電力変換装置では、従来のＳｉ（Silicon）半導体を用いたＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）やＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）等のスイッチング素子が使用されている。 By the way, in a power converter provided with such a switching leg and a drive circuit, switching of a conventional MOSFET (Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor) using an Si (Silicon) semiconductor, an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor), or the like. The element is used.
このような電力変換装置は、スイッチングレグを構成する２つのスイッチング素子を、ＮチャネルＩＧＢＴかＮチャネルＭＯＳＦＥＴのいずれか一方で構成することが行われていた。また、下記特許文献１には、ＮチャネルＩＧＢＴとＰチャネルＩＧＢＴからなるパワー回路部（スイッチングレグ）および制御回路部（駆動回路）とを備えるパワー半導体モジュールについて開示されている。
In such a power conversion device, two switching elements constituting a switching leg are configured by either an N-channel IGBT or an N-channel MOSFET.
しかしながら、特許文献１に記載のスイッチングレグでは、スイッチング素子がいずれもＮチャネル素子を使用している場合と同様、電力変換装置を構成する駆動回路の部品点数が減らないため、電力増幅装置の低コスト化が図れないという問題があった。
However, in the switching leg described in
また、特許文献１に記載のスイッチングレグでは、スイッチング素子がいずれもＮチャネル素子を使用している場合と同様、両方のスイッチング素子がオンすることを防ぐため、デッドタイムを長く設ける必要があり、スイッチングの高周波化に伴う変調の歪みや損失の増加を防げず、電力変換装置の高性能化を妨げるという問題があった。
In addition, in the switching leg described in
また、特許文献１に記載のスイッチングレグでは、ＳｉデバイスであるＰチャネルＩＧＢＴを使用しているため、ＰチャネルＩＧＢＴがオンからオフ状態に遷移する際、例えば３８０Ｖ程度の高電圧が加わりながら電流が導通するモードがあると、ＰチャネルＩＧＢＴが破壊するという信頼性上の問題があった。なおこの現象は非特許文献１または２にすでに公開されている。すなわち、電力変換装置の高信頼性化を妨げるという問題があった。
In addition, since the switching leg described in
本発明は、上記のような問題点を解決するためになされたものであり、低コスト化が図られた、高性能かつ信頼性の高い電力変換装置を提供することにある。 The present invention has been made to solve the above-described problems, and it is an object of the present invention to provide a high-performance and highly reliable power conversion device that is reduced in cost.
上記の課題を解決するために、本発明の電力変換装置は、直流電源の高電位端子と出力端子との間に接続される第１のスイッチング素子と、前記直流電源の低電位端子と前記出力端子との間に接続される第２のスイッチング素子と、を有するスイッチングレグと、前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子とを、相補的にオンオフ動作させる駆動回路と、を備えた電力変換装置において、前記第１のスイッチング素子はＮチャネルＩＧＢＴまたはＮチャネルＭＯＳＦＥＴであり、前記第２のスイッチング素子はＰチャネルＩＧＢＴまたはＰチャネルＭＯＳＦＥＴであり、前記駆動回路は、前記第１のスイッチング素子および前記第２のスイッチング素子各々のゲート端子とエミッタ端子またはソース端子との間を共通に駆動する駆動信号を出力する、ことを特徴とする。 In order to solve the above problems, a power conversion device according to the present invention includes a first switching element connected between a high potential terminal and an output terminal of a DC power supply, a low potential terminal of the DC power supply, and the output. A switching leg having a second switching element connected to the terminal, and a drive circuit that complementarily turns on and off the first switching element and the second switching element. In the power conversion device, the first switching element is an N-channel IGBT or an N-channel MOSFET, the second switching element is a P-channel IGBT or a P-channel MOSFET, and the drive circuit includes the first switching element. And a common drive between the gate terminal and the emitter terminal or the source terminal of each of the second switching elements That outputs a drive signal, characterized in that.
この構成により、本発明の電力変換装置は、第１のスイッチング素子はＮチャネル素子（ＮチャネルＩＧＢＴまたはＮチャネルＭＯＳＦＥＴ）であり、第２のスイッチング素子はＰチャネル素子（ＰチャネルＩＧＢＴまたはＰチャネルＭＯＳＦＥＴ）であり、駆動回路は、第１のスイッチング素子および第２のスイッチング素子各々のゲート端子とエミッタ端子またはソース端子との間を共通に駆動する駆動信号を出力する。これにより、電力変換装置を構成する駆動回路の部品点数を減らすことができる。また、共通に駆動する駆動信号を出力することにより、デッドタイムを最小化することができるため、スイッチングの高周波化に伴い変調の歪みや損失の増加につながることを防ぐことができ、電力変換装置の高性能化を図ることができる。 With this configuration, in the power conversion device of the present invention, the first switching element is an N-channel element (N-channel IGBT or N-channel MOSFET), and the second switching element is a P-channel element (P-channel IGBT or P-channel MOSFET). The drive circuit outputs a drive signal for driving in common between the gate terminal and the emitter terminal or the source terminal of each of the first switching element and the second switching element. Thereby, the number of parts of the drive circuit which comprises a power converter device can be reduced. In addition, since the dead time can be minimized by outputting a drive signal that is driven in common, it is possible to prevent an increase in modulation distortion and loss due to an increase in switching frequency. High performance can be achieved.
また、本発明の電力変換装置は、前記第１のスイッチング素子および前記第２のスイッチング素子は、ＳｉＣデバイスである、ことを特徴とする。 Moreover, the power conversion device of the present invention is characterized in that the first switching element and the second switching element are SiC devices.
この構成により、スイッチングレグでは、高耐圧なＳｉＣ（Silicon Carbide、炭化ケイ素）デバイスであるＰチャネルＩＧＢＴまたはＰチャネルＭＯＳＦＥＴを使用しているため、電力変換装置の信頼性を高めることができる。また、ＳｉＣデバイスであるＰチャネルＭＯＳＦＥＴを使用する場合、高抵抗なＳｉ（Silicon、ケイ素）デバイスであるＰチャネルＭＯＳＦＥＴを使用する場合に比べ、低抵抗なＰチャネルＭＯＳＦＥＴを使用することができるので、電力変換装置の高性能化を図ることができる。 With this configuration, the switching leg uses a P-channel IGBT or a P-channel MOSFET, which is a high breakdown voltage SiC (Silicon Carbide, silicon carbide) device, so that the reliability of the power conversion device can be improved. Also, when using a P-channel MOSFET that is a SiC device, a low-resistance P-channel MOSFET can be used as compared to using a P-channel MOSFET that is a high-resistance Si (Silicon, silicon) device. High performance of the power converter can be achieved.
また、本発明の電力変換装置は、前記スイッチングレグを複数台備え、複数台のスイッチングレグ各々に対して前記駆動回路を設けて構成される、ことを特徴とする。 The power converter of the present invention is characterized in that a plurality of the switching legs are provided, and the drive circuit is provided for each of the plurality of switching legs.
この構成により、スイッチングレグを複数台備える電力変換装置において、駆動回路の部品点数を半減することができる。 With this configuration, in the power conversion device including a plurality of switching legs, the number of parts of the drive circuit can be halved.
また、本発明の電力変換装置は、前記駆動回路は、絶縁電源とフォトカプラを備え、前記絶縁電源は、前記スイッチングレグの前記出力端子に接続される基準電圧入力端子の電位を基準電位として、前記基準電位より高い電位を生成して、生成した電位を第１の電源電圧出力端子から出力し、前記基準電位より低い電位を生成して、生成した電位を第２の電源電圧出力端子から出力し、前記フォトカプラは、出力回路側の電源のうち高電位側電源が前記第１の電源電圧出力端子に接続され、低電位側電源が前記第２の電源電圧出力端子に接続され、入力信号がＨレベルのとき、電位が高電位の前記駆動信号を前記ゲート端子に接続された第２の出力端子へ出力し、前記入力信号がＬレベルのとき、電位が低電位の前記駆動信号を前記第２の出力端子へ出力する、ことを特徴とする。 Further, in the power conversion device of the present invention, the drive circuit includes an isolated power source and a photocoupler, and the isolated power source uses a potential of a reference voltage input terminal connected to the output terminal of the switching leg as a reference potential. A potential higher than the reference potential is generated, the generated potential is output from the first power supply voltage output terminal, a potential lower than the reference potential is generated, and the generated potential is output from the second power supply voltage output terminal. In the photocoupler, a high potential side power source among power sources on the output circuit side is connected to the first power source voltage output terminal, and a low potential side power source is connected to the second power source voltage output terminal. When the input signal is at the L level, the drive signal having a high potential is output to the second output terminal connected to the gate terminal. Second out And outputs to the terminal, characterized in that.
この構成により、駆動回路は、第１のスイッチング素子および第２のスイッチング素子各々のゲート端子とエミッタ端子またはソース端子との間を共通に駆動する駆動信号を出力することができる。 With this configuration, the driving circuit can output a driving signal for driving in common between the gate terminal and the emitter terminal or the source terminal of each of the first switching element and the second switching element.
また、本発明の電力変換装置は、前記駆動回路は、絶縁電源とフォトカプラと第２のフォトカプラを備え、前記絶縁電源は、基準電圧入力端子の電位を基準電位として、前記基準電位より高い電位を生成して、生成した電位を第１の電源電圧出力端子から出力し、前記基準電位より低い電位を生成して、生成した電位を第２の電源電圧出力端子から出力し、前記フォトカプラは、出力回路側の電源のうち高電位側電源が前記第１の電源電圧出力端子に接続され、低電位側電源が前記第２の電源電圧出力端子に接続され、入力信号がＨレベルのとき、電位が高電位の前記駆動信号を前記ゲート端子に接続された第２の出力端子へ出力し、前記入力信号がＬレベルのとき、電位が低電位の前記駆動信号を前記第２の出力端子へ出力し、前記第２のフォトカプラは、出力回路側の電源のうち高電位側電源が前記第１の電源電圧出力端子に接続され、低電位側電源が前記基準電圧入力端子に接続され、第２の入力信号がＨレベルのとき、電位が高電位の第２の駆動信号を前記出力端子に接続された第３の出力端子へ出力し、前記第２の入力信号がＬレベルのとき、電位が前記基準電位の第２の駆動信号を前記第３の出力端子へ出力する、ことを特徴とする。 In the power conversion device of the present invention, the drive circuit includes an insulated power supply, a photocoupler, and a second photocoupler, and the insulated power supply is higher than the reference potential with a potential of a reference voltage input terminal as a reference potential. Generating a potential; outputting the generated potential from a first power supply voltage output terminal; generating a potential lower than the reference potential; outputting the generated potential from a second power supply voltage output terminal; The high potential side power source among the power sources on the output circuit side is connected to the first power source voltage output terminal, the low potential side power source is connected to the second power source voltage output terminal, and the input signal is at the H level. The drive signal having a high potential is output to a second output terminal connected to the gate terminal, and when the input signal is at the L level, the drive signal having a low potential is output to the second output terminal. Output to the second The photocoupler has a high-potential-side power supply among the power supplies on the output circuit side connected to the first power-supply voltage output terminal, a low-potential-side power supply connected to the reference voltage input terminal, and a second input signal having an H level. When the second drive signal having a high potential is output to the third output terminal connected to the output terminal and the second input signal is at the L level, the potential is the second of the reference potential. A drive signal is output to the third output terminal.
この構成により、スイッチングレグの出力を、電力変換装置の停止時、負荷短絡時、負荷地絡時のユーザ保護および電力変換装置の保護のため、両方のスイッチング素子をオフ状態にすることができる。この後もＩＧＢＴならば並列に接続してあるダイオード、ＭＯＳＦＥＴならばＭＯＳＦＥＴ自体が持つ逆導電性によって、第１もしくは第２のスイッチング素子に電流が流れるが、電流が速やかに減少することになるので保護の目的を果たすことができる。 With this configuration, both switching elements can be turned off in order to protect the output of the switching leg when the power converter is stopped, when the load is short-circuited, when the load is grounded, and for protecting the power converter. After this, if the IGBT is a diode connected in parallel, if it is a MOSFET, the current flows through the first or second switching element due to the reverse conductivity of the MOSFET itself, but the current decreases rapidly. Can serve the purpose of protection.
本発明によれば、低コスト化が図られた、高性能かつ信頼性の高い電力変換装置を提供することができる。 According to the present invention, it is possible to provide a high-performance and high-reliability power conversion device that is reduced in cost.
以下、本発明の実施の形態について図面を参照しながら説明する。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
［第１の実施形態］
図１は、第１の実施形態のスイッチング素子がＭＯＳＦＥＴである電力変換装置の構成を示す回路図である。
電力変換装置は、スイッチングレグ１と駆動回路２とを備える。
なお、電力変換装置は、スイッチングレグ１と駆動回路２とを備えることが特徴であり、図１に示すコンデンサＣ１、コンデンサＣ２、抵抗ＲおよびコイルＬは必須のものではない。コンデンサＣ１およびコンデンサＣ２は通常の３相インバータ回路などに用いられる平滑コンデンサと同様のものであり、抵抗ＲおよびコイルＬは模擬負荷である。すなわち、図１は、例えばハーフブリッジインバータを模式的に表した図面となる。
[First Embodiment]
FIG. 1 is a circuit diagram showing a configuration of a power conversion device in which the switching element of the first embodiment is a MOSFET.
The power conversion device includes a
The power converter is characterized by including a switching
スイッチングレグ１は、パワー半導体素子として、スイッチング素子Ｔ１（第１のスイッチング素子）とスイッチング素子Ｔ２（第２のスイッチング素子）とを備える。
スイッチング素子Ｔ１は、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴであり、ドレイン端子Ｔｄｎが高電位端子ＴＨに接続され、ゲート端子Ｔｇｎが駆動回路２の出力端子Ｔｏｕｔ２（第２の出力端子）に接続され、ソース端子Ｔｓｎがスイッチングレグ１の出力端子Ｔｏｕｔ１（出力端子）に接続される。また、スイッチング素子Ｔ１はボディダイオードを含んでいる。ボディダイオードの電流の向きは、ソース端子Ｔｓｎからドレイン端子Ｔｄｎへ電流を流す向きである。このボディダイオードとは別に逆並列に接続されたダイオードを設けてもよい。
スイッチング素子Ｔ２は、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴであり、ドレイン端子Ｔｄｐが低電位端子ＴＬに接続され、ゲート端子Ｔｇｐが駆動回路２の出力端子Ｔｏｕｔ２に接続され、ソース端子Ｔｓｐがスイッチングレグ１の出力端子Ｔｏｕｔ１に接続される。また、スイッチング素子Ｔ２はボディダイオードを含んでいる。ボディダイオードの電流の向きは、ドレイン端子Ｔｄｐからソース端子Ｔｓｐへ電流を流す向きである。このボディダイオードとは別に逆並列に接続されたダイオードを設けてもよい。
スイッチング素子Ｔ１およびスイッチング素子Ｔ２各々のゲート端子とソース端子との間は、駆動回路２が出力する駆動信号φｄｒｖにより共通に駆動される。
なお、本実施形態において、スイッチングレグ１のスイッチング素子Ｔ１としてＳｉＣデバイスであるＮチャネルＭＯＳＦＥＴを使用しているが、ＳｉＣデバイスであるＮチャネルＩＧＢＴを使用してもよい。また、スイッチングレグ１のスイッチング素子Ｔ２としてＳｉＣデバイスであるＰチャネルＭＯＳＦＥＴを使用しているが、ＳｉＣデバイスであるＰチャネルＩＧＢＴを使用してもよい。
図６は、第１の実施形態のスイッチング素子がＩＧＢＴである電力変換装置の構成を示す回路図である。
図６に示すように、スイッチング素子Ｔ１は、コレクタ端子Ｔｃｎが高電位端子ＴＨに接続され、ゲート端子Ｔｇｎが駆動回路２の出力端子Ｔｏｕｔ２に接続され、エミッタ端子Ｔｅｎがスイッチングレグ１の出力端子Ｔｏｕｔ１に接続される。また、スイッチング素子Ｔ１にはダイオードが逆並列に接続されている。
また、スイッチング素子Ｔ２は、コレクタ端子Ｔｃｐが低電位端子ＴＬに接続され、ゲート端子Ｔｇｎが駆動回路２の出力端子Ｔｏｕｔ２に接続され、エミッタ端子Ｔｅｐがスイッチングレグ１の出力端子Ｔｏｕｔ１に接続される。また、スイッチング素子Ｔ２にはダイオードが逆並列に接続されている。
The switching
The switching element T1 is an N-channel MOSFET, the drain terminal Tdn is connected to the high potential terminal TH, the gate terminal Tgn is connected to the output terminal Tout2 (second output terminal) of the
The switching element T2 is a P-channel MOSFET, the drain terminal Tdp is connected to the low potential terminal TL, the gate terminal Tgp is connected to the output terminal Tout2 of the
The gate terminal and the source terminal of each of the switching element T1 and the switching element T2 are commonly driven by a drive signal φdrv output from the
In the present embodiment, an N-channel MOSFET that is a SiC device is used as the switching element T1 of the switching
FIG. 6 is a circuit diagram showing a configuration of a power conversion device in which the switching element of the first embodiment is an IGBT.
As shown in FIG. 6, the switching element T1 has a collector terminal Tcn connected to the high potential terminal TH, a gate terminal Tgn connected to the output terminal Tout2 of the
The switching element T2 has a collector terminal Tcp connected to the low potential terminal TL, a gate terminal Tgn connected to the output terminal Tout2 of the
なお、本実施形態において、スイッチングレグ１のスイッチング素子Ｔ１としてＳｉＣデバイスであるＮチャネル素子を、スイッチングレグ１のスイッチング素子Ｔ２としてＳｉＣデバイスであるＰチャネル素子を使用している。これは現状において高耐圧化が進むＳｉＣデバイスであるＰチャネル素子を使用することにより、電力変換装置の高信頼性化を図るためである。この高信頼性化は、Ｐチャネル素子のＳｉＣデバイスの構造により保証されるものであり、保証されるＰチャネル素子の高耐圧化の程度は、製品としての電力変換装置のスペックにより判断されるものである。
また、スイッチングレグ１のスイッチング素子Ｔ２としてＳｉＣデバイスであるＰチャネルＭＯＳＦＥＴを使用する場合、高抵抗なＳｉ（Silicon、ケイ素）デバイスであるＰチャネルＭＯＳＦＥＴを使用する場合に比べ、低抵抗なＰチャネルＭＯＳＦＥＴを使用することができるので、電力変換装置の高性能化を図ることができる。この低抵抗化は、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴのＳｉＣデバイスの構造により保証されるものであり、保証されるＰチャネルＭＯＳＦＥＴの低抵抗化の程度は、製品としての電力変換装置のスペックにより判断されるものである。
In this embodiment, an N-channel element that is an SiC device is used as the switching element T1 of the switching
In addition, when a P-channel MOSFET that is a SiC device is used as the switching element T2 of the switching
駆動回路２は、絶縁電源２１と、スイッチングレグ１を駆動する駆動信号φｄｒｖを出力するフォトカプラ２２とから構成される。駆動回路２は、スイッチングレグを構成する２つのスイッチング素子が、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴまたはＮチャネルＩＧＢＴで構成される場合、２つのスイッチング素子を相補的にオンオフ動作させるため、図１に示す駆動回路を２台使用していた。なお、２つのスイッチング素子を相補的にオンオフ動作させるとは、２つのスイッチング素子の一方のスイッチング素子をオンさせている状態では、他方のスイッチング素子をオフの状態にし、一方のスイッチング素子をオフさせている状態では、他方のスイッチング素子をオンしている状態にすることをいう。これに対して、本願の電力変換装置では、図１および図６に示すように１台の駆動回路で、２つのスイッチング素子を相補的にオンオフ動作させることが可能となる。
The
絶縁電源２１は、例えばトランスやＤＣ／ＤＣコンバータにより構成されており、フォトカプラ２２に動作電圧を供給するための回路である。絶縁電源２１は、基準電圧入力端子ＣＯＭがスイッチングレグ１の出力端子Ｔｏｕｔ１に接続され、基準電圧入力端子ＣＯＭの電位を、一例として＋１５Ｖして、出力端子ＨＶＰ（第１の電源電圧出力端子）から出力する。また、絶縁電源２１は、基準電圧入力端子ＣＯＭの電位を、一例として−１５Ｖして、出力端子ＨＶＭ（第２の電源電圧出力端子）から出力する。すなわち、基準電圧入力端子ＣＯＭの電位を基準電位として、出力端子ＨＶＰおよび出力端子ＨＶＭの電位が決まる。決められた出力端子ＨＶＰおよび出力端子ＨＶＭの電位は、フォトカプラ２２の出力側の電源の電位として与えられる。
The
フォトカプラ２２は、マイコン（不図示）からの入力信号φｇ（ＰＷＭ信号）が入力される。入力信号φｇは、例えばハイ（Ｈ）レベルが５Ｖ、ロウ（Ｌ）レベルが０Ｖの信号である。フォトカプラ２２は、入力信号φｇが入力され、入力信号φｇを増幅した駆動信号φｄｒｖを、ゲート抵抗Ｒｇを介して出力する。駆動信号φｄｒｖの増幅度は、（出力端子ＨＶＰの電位−出力端子ＨＶＭの電位）／５Ｖである。
The
このように、駆動回路２は、絶縁電源２１とフォトカプラ２２を有している。この絶縁電源２１は、スイッチングレグ１の出力端子Ｔｏｕｔ１に接続される基準電圧入力端子ＣＯＭの電位（Ｖｔｏｕｔ１とする）を基準電位として、基準電位より高い電位（Ｖｈｖｐとする）と基準電位より低い電位（Ｖｈｖｍとする）を生成し、それぞれの生成した電位を出力端子ＨＶＰ、出力端子ＨＶＭから出力する。また、フォトカプラ２２は、出力回路側の電源のうち高電位側電源が出力端子ＨＶＰに接続され、低電位側電源が出力端子ＨＶＭに接続される。フォトカプラ２２は、入力信号φｇがＨレベルのとき、電位が（Ｖｔｏｕｔ１＋Ｖｈｖｐ）である高電位の駆動信号φｄｒｖを出力し、入力信号φｇがＬレベルのとき、電位が（Ｖｔｏｕｔ１−Ｖｈｖｍ）である低電位の駆動信号φｄｒｖを出力する。ここで、Ｖｈｖｐ＝Ｖｈｖｍとする。
As described above, the
このような構成により、駆動回路２は、パワー半導体素子として動作するスイッチングレグ１の両スイッチング素子のゲート−ソース間に、共通の電位（以下、電位差Ｖｇｓとする）を印加することが可能となる。なお、図６に示す駆動回路では、パワー半導体素子として動作するスイッチングレグ１の両スイッチング素子のゲート−エミッタ間に、共通の電位（以下、電位差Ｖｇｅとする）を印加することが可能となる。
駆動回路２は、例えば、高電位端子ＴＨの電位が＋３８０Ｖ、低電位端子ＴＬの電位が０Ｖのとき、スイッチングレグ１のスイッチング素子Ｔ１をオン、スイッチング素子Ｔ２をオフさせるため、両スイッチング素子のゲート−ソースまたはエミッタ間を、共通の電位差Ｖｇｓ（または電位差Ｖｇｅ）のうち最大の１５Ｖにより駆動することができる。また、駆動回路２は、スイッチングレグ１のスイッチング素子Ｔ１をオフ、スイッチング素子Ｔ２をオンさせるため、両スイッチング素子のゲート−ソース（またはエミッタ）間を、共通の電位差Ｖｇｓ（または電位差Ｖｇｅ）のうち最小の−１５Ｖにより駆動することができる。
With such a configuration, the
For example, when the potential of the high potential terminal TH is +380 V and the potential of the low potential terminal TL is 0 V, the
すなわち、駆動回路２は、従来ではＮチャネルＭＯＳＦＥＴとＮチャネルＭＯＳＦＥＴとを、相補的にオンオフ動作させるために２台必要であった。これに対し、本願では、駆動回路２は、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴおよびＰチャネルＭＯＳＦＥＴを相補的にオンオフ動作させるため、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴおよびＰチャネルＭＯＳＦＥＴ各々のゲート端子とソース端子との間を共通に駆動する駆動信号φｄｒｖを出力するので、１台あればよい。これにより、電力変換装置を構成する駆動回路の部品点数を減らすことができる。
また、駆動回路２は、従来ではＮチャネルＩＧＢＴとＮチャネルＩＧＢＴとを、相補的にオンオフ動作させるために２台必要であった。これに対し、本願では、駆動回路２は、ＮチャネルＩＧＢＴおよびＰチャネルＩＧＢＴを相補的にオンオフ動作させるため、ＮチャネルＩＧＢＴおよびＰチャネルＩＧＢＴ各々のゲート端子とエミッタ端子との間を共通に駆動する駆動信号φｄｒｖを出力するので、１台あればよい。これにより、電力変換装置を構成する駆動回路の部品点数を減らすことができる。
In other words, conventionally, two
Conventionally, two
続いて、本実施形態の電力変換装置の高性能化（デットタイムを小さくできること）について、図２、図３、図７及び図８を参照しつつ説明する。図２は、図１の負荷電流が正の場合の負荷電圧（Load voltage）の時間変化を示す図であり、図３は、図１の負荷電流が負の場合の負荷電圧の時間変化を示す図である。また、図７は、図６の負荷電流が正の場合の負荷電圧の時間変化を示す図であり、図８は、図６の負荷電流が負の場合の負荷電圧の時間変化を示す図である。ここで、負荷電流が正の場合とは、スイッチングレグ１の出力端子Ｔｏｕｔ１から模擬負荷へ電流が流れ出す場合をいい、負荷電流が負の場合とは、スイッチングレグ１の出力端子Ｔｏｕｔ１へ模擬負荷から電流が流れ込む場合をいう。また、負荷電圧とは、スイッチングレグ１の出力端子Ｔｏｕｔ１の電位をいう。
また、負荷電流を正にする場合とは、フォトカプラ２２に入力される入力信号φｇの周波数が、例えば５ｋＨｚでｄｕｔｙ比が０．７の場合である。また、負荷電流を負にする場合とは、フォトカプラ２２に入力される入力信号φｇの周波数が、例えば５ｋＨｚでｄｕｔｙ比が０．３の場合である。また、ここでは、高電位端子ＴＨの電位が５０Ｖ、低電位端子ＴＬの電位が−５０Ｖである場合について説明する。なお、図６に示すように、スイッチング素子がＩＧＢＴの場合、上記図２および図３に対応する図は、図７および図８である。図２および図３では、駆動回路２により、電位差Ｖｇｓがスイッチングレグ１のスイッチング素子Ｔ１およびスイッチング素子Ｔ２各々のゲート−ソース間に共通に加わることによる電力変換装置の高性能化を説明するが、図７および図８では、駆動回路２により、電位差Ｖｇｅがスイッチングレグ１のスイッチング素子Ｔ１およびスイッチング素子Ｔ２各々のゲート−エミッタ間に共通に加わるので、その高性能化についての説明は適宜省略する。
Next, high performance of the power conversion device according to the present embodiment (that the dead time can be reduced) will be described with reference to FIGS. 2, 3, 7 and 8. FIG. 2 is a diagram showing a time change of the load voltage when the load current of FIG. 1 is positive, and FIG. 3 shows a time change of the load voltage when the load current of FIG. 1 is negative. FIG. Further, FIG. 7 is a diagram showing a time change of the load voltage when the load current of FIG. 6 is positive, and FIG. 8 is a diagram showing a time change of the load voltage when the load current of FIG. 6 is negative. is there. Here, the case where the load current is positive refers to the case where current flows out from the output terminal Tout1 of the switching
The case where the load current is made positive is a case where the frequency of the input signal φg input to the
図２（ａ）に示すように、駆動回路２により、−１３Ｖ〜１３Ｖで変化する電位差Ｖｇｓがスイッチングレグ１のスイッチング素子Ｔ１およびスイッチング素子Ｔ２各々のゲート−ソース間に共通に加わる。
スイッチングを始めるとき（時刻ｔ＝０）、駆動回路２によりスイッチング素子Ｔ１のゲート−ソース間容量を充電し、スイッチング素子Ｔ２のゲート−ソース間容量を放電するため、時間を１μｓ程度要する。
電位差Ｖｇｓがスイッチング素子Ｔ２の閾値−５Ｖになると（時刻ｔ１）、スイッチング素子Ｔ２がオフする。その後、しばらく２μｓの期間、スイッチング素子Ｔ１およびスイッチング素子Ｔ２の両方がオフである時間が続く。電位差Ｖｇｓがスイッチング素子Ｔ１の閾値５Ｖになると（時刻ｔ２）、スイッチング素子Ｔ１がオンする。時刻（ｔ２−ｔ１）の期間がデッドタイムに相当する。
As shown in FIG. 2A, a potential difference Vgs that changes between −13 V and 13 V is commonly applied between the gate and the source of the switching element T1 of the switching
When switching is started (time t = 0), the
When the potential difference Vgs becomes the threshold value −5 V of the switching element T2 (time t1), the switching element T2 is turned off. After that, a period in which both the switching element T1 and the switching element T2 are off continues for a period of 2 μs for a while. When the potential difference Vgs reaches the threshold 5V of the switching element T1 (time t2), the switching element T1 is turned on. The period of time (t2-t1) corresponds to dead time.
このデッドタイムは、駆動回路２による電位差Ｖｇｓの立ち上りを早くすれば短くできる。このように、駆動回路２が、スイッチングレグ１のスイッチング素子Ｔ１およびスイッチング素子Ｔ２を相補的にオンオフ動作させるため、スイッチングレグ１のスイッチング素子Ｔ１およびスイッチング素子Ｔ２各々のゲート端子とソース端子との間を共通に駆動する駆動信号φｄｒｖを出力することが、本願の特徴である。
This dead time can be shortened if the rising of the potential difference Vgs by the
これに対して、スイッチング素子Ｔ１およびスイッチング素子Ｔ２がＮチャネルＭＯＳＦＥＴである場合は、別々の駆動回路でスイッチング素子Ｔ１、スイッチング素子Ｔ２を駆動するため、簡単に両方がオンしない期間を短くするのが難しい。なぜなら、非常に高速でスイッチングさせるため、駆動回路の遅延などを考慮して、確実にスイッチング素子Ｔ２がオフしてから、スイッチング素子Ｔ１をオンさせなければならないため、デッドタイムが非常に長い時間となってしまうからである。 On the other hand, when the switching element T1 and the switching element T2 are N-channel MOSFETs, the switching element T1 and the switching element T2 are driven by separate drive circuits. difficult. Because, since switching is performed at a very high speed, the switching element T2 must be turned on after the switching element T2 is turned off in consideration of the delay of the drive circuit, etc., so that the dead time is very long. Because it becomes.
本願では、一つの駆動回路２によりスイッチングレグ１のスイッチング素子Ｔ１およびスイッチング素子Ｔ２を相補的にオンオフ動作させるため、スイッチングレグ１のスイッチング素子Ｔ１およびスイッチング素子Ｔ２各々のゲート端子とソース端子との間を共通に駆動する駆動信号φｄｒｖを出力するので、デッドタイムを短くでき、両方がオンする期間が発生することを排除できる。
In the present application, the switching element T1 and the switching element T2 of the switching
また、スイッチング素子Ｔ２の逆並列接続されたダイオード（図６に対応する場合）あるいはボディダイオードまたはボディダイオードとは別に設けられた逆並列に接続されたダイオード（図１に対応する場合）は、負荷電流が正の場合であるので、時刻ｔ１にスイッチング素子Ｔ２がオフしても、時刻ｔ２まで上向きに電流を流す。時刻ｔ２になると、スイッチング素子Ｔ１がオンするので、ダイオードからの電流パスがスイッチング素子Ｔ１からの電流パスに切り替わって、図２（ａ）に示すように、負荷電圧が−５０Ｖから５０Ｖへと変わるスイッチングが生じる。 Further, the diode connected in antiparallel to the switching element T2 (when corresponding to FIG. 6) or the diode connected in antiparallel provided separately from the body diode or the body diode (when corresponding to FIG. 1) is connected to the load Since the current is positive, even if the switching element T2 is turned off at time t1, the current flows upward until time t2. At time t2, since the switching element T1 is turned on, the current path from the diode is switched to the current path from the switching element T1, and the load voltage is changed from -50V to 50V as shown in FIG. Switching occurs.
逆に、スイッチング素子Ｔ１がオフするとき、図２（ｂ）に示すように、電位差Ｖｇｓがスイッチング素子Ｔ１の閾値５Ｖになると（時刻ｔ３）、スイッチング素子Ｔ１がオフする。ここで、負荷電流が正の場合であるので、スイッチング素子Ｔ１からの電流パスがダイオードからの電流パスに切り替わって、負荷電圧が５０Ｖから−５０Ｖへと変わるスイッチングが生じる。その後、電位差Ｖｇｓがスイッチング素子Ｔ２の閾値−５Ｖになっても（時刻ｔ４）、スイッチングは生じない。 Conversely, when the switching element T1 is turned off, as shown in FIG. 2B, when the potential difference Vgs reaches the threshold 5V of the switching element T1 (time t3), the switching element T1 is turned off. Here, since the load current is positive, the current path from the switching element T1 is switched to the current path from the diode, and switching in which the load voltage is changed from 50V to −50V occurs. Thereafter, even when the potential difference Vgs becomes the threshold value −5 V of the switching element T2 (time t4), switching does not occur.
一方、負荷電流が負の場合については、図３（ａ）に示すように、電位差Ｖｇｓがスイッチング素子Ｔ２の閾値−５Ｖになると（時刻ｔ１）、負荷電圧が−５０Ｖから５０Ｖへと変わるスイッチングが生じる。また、図３（ｂ）に示すように、電位差Ｖｇｓがスイッチング素子Ｔ２の閾値−５Ｖになると（時刻ｔ４）、負荷電圧が５０Ｖから−５０Ｖへと変わるスイッチングが生じる。 On the other hand, in the case where the load current is negative, as shown in FIG. 3A, when the potential difference Vgs becomes the threshold value −5V of the switching element T2 (time t1), switching is performed in which the load voltage is changed from −50V to 50V. Arise. Further, as shown in FIG. 3B, when the potential difference Vgs becomes the threshold value −5V of the switching element T2 (time t4), switching in which the load voltage is changed from 50V to −50V occurs.
図２と図３とを比較すると、あるいは図７と図８とを比較すると、負荷電圧の立ち上がりおよび立ち下りの時刻が、デッドタイムに相当する期間だけ前後にずれてしまうことが判る。しかしながら、この負荷電圧の立ち上がりおよび立ち下りの時刻のずれは、デッドタイムを短くすることにより、緩和できる。なお、デッドタイムを短くすることは、駆動回路２の出力部のゲート抵抗Ｒｇを小さい値にし、駆動信号φｄｒｖの立ち上がりを早くすることにより可能である。
Comparing FIG. 2 and FIG. 3 or comparing FIG. 7 and FIG. 8, it can be seen that the rise and fall times of the load voltage are shifted forward and backward by a period corresponding to the dead time. However, the time difference between the rising and falling times of the load voltage can be alleviated by shortening the dead time. Note that the dead time can be shortened by reducing the gate resistance Rg of the output section of the
このように、デッドタイムの期間においては、スイッチング素子Ｔ２の逆並列接続されたダイオード（図６に対応する場合）あるいはボディダイオードまたはボディダイオードとは別に設けられた逆並列に接続されたダイオード（図１に対応する場合）により、損失が生じる。スイッチング素子Ｔ１およびスイッチング素子Ｔ２がＮチャネルＭＯＳＦＥＴまたはＩＧＢＴである場合は、デッドタイムが長くなるため、損失の増加を抑制することができない。これに対して、本実施形態では、一つの駆動回路２によりスイッチングレグ１のスイッチング素子Ｔ１およびスイッチング素子Ｔ２を相補的にオンオフ動作させるため、スイッチング素子Ｔ１およびスイッチング素子Ｔ２各々のゲート端子とソース端子またはエミッタ端子との間を共通に駆動する駆動信号φｄｒｖを出力するので、デッドタイムを短くでき、損失の増加を抑制することができる。
As described above, during the dead time period, the diode connected in reverse parallel to the switching element T2 (in the case corresponding to FIG. 6) or the diode connected in reverse parallel provided separately from the body diode or the body diode (see FIG. 6). 1), a loss occurs. When the switching element T1 and the switching element T2 are N-channel MOSFETs or IGBTs, the dead time becomes long, so that an increase in loss cannot be suppressed. On the other hand, in the present embodiment, since the switching element T1 and the switching element T2 of the switching
また、負荷電流が正の場合と、負の場合とでは、デッドタイムに相当する分だけ、スイッチングの起こる時刻に誤差が生じ、制御上期待される＋５０Ｖ、−５０Ｖが出力される期間とは異なる期間で＋５０Ｖ、−５０Ｖが出力されることになり、たとえばデューティー比を正弦波状に制御することによって負荷に出力する交流電圧を正弦波とするＰＷＭ変調においては負荷電圧に歪みが生じることとなる。スイッチング素子Ｔ１およびスイッチング素子Ｔ２がＮチャネルＭＯＳＦＥＴまたはＩＧＢＴである場合は、デッドタイムが長くなるため、歪みの増加を抑制することができない。これに対して、本実施形態では、一つの駆動回路２によりスイッチングレグ１のスイッチング素子Ｔ１およびスイッチング素子Ｔ２を相補的にオンオフ動作させるため、スイッチング素子Ｔ１およびスイッチング素子Ｔ２各々のゲート端子とソース端子またはエミッタ端子との間を共通に駆動する駆動信号を出力するので、デッドタイムを短くでき、歪みの増加を抑制することができる。
In addition, when the load current is positive and when it is negative, an error occurs in the time at which switching occurs by an amount corresponding to the dead time, which is different from the period in which + 50V and -50V are expected in terms of control. For example, + 50V and -50V are output during the period. For example, in PWM modulation in which the AC voltage output to the load is a sine wave by controlling the duty ratio to be a sine wave, the load voltage is distorted. In the case where the switching element T1 and the switching element T2 are N-channel MOSFETs or IGBTs, the dead time becomes long, so that an increase in distortion cannot be suppressed. On the other hand, in the present embodiment, since the switching element T1 and the switching element T2 of the switching
このように、本実施形態の電力変換装置は、直流電源の高電位端子ＴＨと出力端子Ｔｏｕｔ１との間に接続されるスイッチング素子Ｔ１（第１のスイッチング素子）と、直流電源の低電位端子ＴＬと出力端子Ｔｏｕｔ１との間に接続されるスイッチング素子Ｔ１（第２のスイッチング素子）と、を有するスイッチングレグ１と、第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子とを、相補的にオンオフ動作させる駆動回路２と、を備える。この電力変換装置において、第１のスイッチング素子はＮチャネルＩＧＢＴまたはＮチャネルＭＯＳＦＥＴであり、第２のスイッチング素子はＰチャネルＩＧＢＴまたはＰチャネルＭＯＳＦＥＴであり、駆動回路２は、第１のスイッチング素子および第２のスイッチング素子各々のゲート端子とソース端子またはエミッタ端子との間を共通に駆動する駆動信号φｄｒｖを出力する、ことを特徴とする。
As described above, the power conversion device of this embodiment includes the switching element T1 (first switching element) connected between the high potential terminal TH and the output terminal Tout1 of the DC power supply, and the low potential terminal TL of the DC power supply. And the switching terminal T1 (second switching element) connected between the output terminal Tout1 and the first switching element and the second switching element are complementarily turned on and off. And a
これにより、本実施形態の電力変換装置によれば、駆動回路２が、第１のスイッチング素子および第２のスイッチング素子各々のゲート端子とエミッタ端子またはソース端子との間を共通に駆動する駆動信号φｄｒｖを出力することにより、電力変換装置を構成する駆動回路の部品点数を減らすことができる。また、駆動回路２が、第１のスイッチング素子および第２のスイッチング素子各々のゲート端子とエミッタ端子またはソース端子との間を共通に駆動する駆動信号φｄｒｖを出力することにより、デッドタイムを短くできるため、高性能かつ信頼性の高い電力変換装置を提供することができる。
Thereby, according to the power converter device of this embodiment, the
［第２の実施形態］
第２の実施形態では、第１の実施形態で説明したスイッチングレグを３台用いた電力変換装置について説明する。
図４は、第２の実施形態のスイッチング素子がＭＯＳＦＥＴである電力変換装置の構成を示す回路図である。また、図９は、第２の実施形態のスイッチング素子がＩＧＢＴである電力変換装置の構成を示す回路図である。ここでは、図４を用いて説明し、図９を用いた説明については適宜省略する。
図４は、具体例として、三相インバータ回路の主要部の構成を示している。
三相インバータ回路は、スイッチングレグ１Ｕ、スイッチングレグ１Ｖ、およびスイッチングレグ１Ｗの３つのレグを備える。スイッチングレグ１Ｕ、スイッチングレグ１Ｖ、およびスイッチングレグ１Ｗ各々は、高電位端子ＴＨと低電位端子ＴＬとの間に加わる直流電力を負荷の各相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）に対応する三相の交流電力に変換し、それぞれの出力端子Ｔｏｕｔ１Ｕ、出力端子Ｔｏｕｔ１Ｖ、出力端子Ｔｏｕｔ１Ｗから出力する。出力端子Ｔｏｕｔ１Ｕ、出力端子Ｔｏｕｔ１Ｖ、出力端子Ｔｏｕｔ１Ｗに接続する負荷としては、例えば三相モータなどを用いることができる。
[Second Embodiment]
In the second embodiment, a power conversion device using three switching legs described in the first embodiment will be described.
FIG. 4 is a circuit diagram showing a configuration of a power conversion device in which the switching element of the second embodiment is a MOSFET. FIG. 9 is a circuit diagram showing a configuration of a power conversion device in which the switching element of the second embodiment is an IGBT. Here, the description will be made with reference to FIG. 4, and the description with reference to FIG. 9 will be omitted as appropriate.
FIG. 4 shows a configuration of a main part of a three-phase inverter circuit as a specific example.
The three-phase inverter circuit includes three legs: a switching leg 1U, a switching
スイッチングレグ１Ｕ、スイッチングレグ１Ｖ、スイッチングレグ１Ｗ各々は、第１の実施形態で説明したスイッチングレグ１と同様な構成を有している。すなわち、スイッチングレグ１Ｕは、高電位端子ＴＨと低電位端子ＴＬとの間に直列に接続された、スイッチング素子Ｔ１Ｕ（ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ）とスイッチング素子Ｔ２Ｕ（ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ）とを備える。また、スイッチングレグ１Ｖは、高電位端子ＴＨと低電位端子ＴＬとの間に直列に接続された、スイッチング素子Ｔ１Ｖ（ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ）とスイッチング素子Ｔ２Ｖ（ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ）とを備える。また、スイッチングレグ１Ｗは、高電位端子ＴＨと低電位端子ＴＬとの間に直列に接続された、スイッチング素子Ｔ１Ｗ（ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ）とスイッチング素子Ｔ２Ｗ（ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ）とを備える。
Each of the switching leg 1U, the switching
また、スイッチングレグ１Ｕ、スイッチングレグ１Ｖ、スイッチングレグ１Ｗ各々は、第１の実施形態で説明したスイッチングレグ１と同様に、それぞれ一つの駆動回路２Ｕ，駆動回路２Ｖ、駆動回路２Ｗから、２つスイッチング素子を駆動する駆動信号φｄｒｖＵ、駆動信号φｄｒｖＶ、駆動信号φｄｒｖＷが入力される。
すなわち、駆動回路２Ｕは、マイコンから入力される入力信号φｇＵ（ＰＷＭ信号）に基づいて、スイッチングレグ１Ｕを構成するスイッチング素子Ｔ１Ｕおよびスイッチング素子Ｔ２Ｕに対して、スイッチング素子Ｔ１Ｕおよびスイッチング素子Ｔ２Ｕ各々のゲート端子とソース端子との間を共通に駆動する駆動信号φｄｒｖＵを出力する。
また、駆動回路２Ｖは、マイコンから入力される入力信号φｇＶ（ＰＷＭ信号）に基づいて、スイッチングレグ１Ｖを構成するスイッチング素子Ｔ１Ｖおよびスイッチング素子Ｔ２Ｖに対して、スイッチング素子Ｔ１Ｖおよびスイッチング素子Ｔ２Ｖ各々のゲート端子とソース端子との間を共通に駆動する駆動信号φｄｒｖＶを出力する。
また、駆動回路２Ｗは、マイコンから入力される入力信号φｇＷ（ＰＷＭ信号）に基づいて、スイッチングレグ１Ｗを構成するスイッチング素子Ｔ１Ｗおよびスイッチング素子Ｔ２Ｗに対して、スイッチング素子Ｔ１Ｗおよびスイッチング素子Ｔ２Ｗ各々のゲート端子とソース端子との間を共通に駆動する駆動信号φｄｒｖＷを出力する。
Further, each of the switching leg 1U, the switching
That is, the
Further, the
In addition, the
従来の三相インバータ回路では、３台のスイッチングレグにおいて、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴとＮチャネルＭＯＳＦＥＴとを相補的にオンオフ動作させるために、駆動回路が６台必要であった。
これに対して、本実施形態の三相インバータ回路では、３台のスイッチングレグにおいて、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴおよびＰチャネルＭＯＳＦＥＴを相補的にオンオフ動作させるために、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴおよびＰチャネルＭＯＳＦＥＴ各々のゲート端子とソース端子との間を共通に駆動する駆動信号φｄｒｖＵ〜駆動信号φｄｒｖＷを出力する駆動回路２Ｕ〜駆動回路２Ｗが３台あればよい。すなわち、三相インバータ回路を構成する駆動回路の部品点数を６台から３台へと半減することができる。
また、図９に示す本実施形態の三相インバータ回路では、３台のスイッチングレグにおいて、ＮチャネルＩＧＢＴおよびＰチャネルＩＧＢＴを相補的にオンオフ動作させるために、ＮチャネルＩＧＢＴおよびＰチャネルＩＧＢＴ各々のゲート端子とエミッタ端子との間を共通に駆動する駆動信号φｄｒｖＵ〜駆動信号φｄｒｖＷを出力する駆動回路２Ｕ〜駆動回路２Ｗが３台あればよい。すなわち、三相インバータ回路を構成する駆動回路の部品点数を６台から３台へと半減することができる。
In the conventional three-phase inverter circuit, six drive circuits are required for the on / off operation of the N-channel MOSFET and the N-channel MOSFET in a complementary manner in the three switching legs.
On the other hand, in the three-phase inverter circuit of the present embodiment, the gate terminals of each of the N-channel MOSFET and the P-channel MOSFET are used to complementarily turn on and off the N-channel MOSFET and the P-channel MOSFET in the three switching legs. There may be three
Further, in the three-phase inverter circuit of this embodiment shown in FIG. 9, the gates of the N-channel IGBT and the P-channel IGBT are used to complementarily turn on and off the N-channel IGBT and the P-channel IGBT in the three switching legs. Three
［第３の実施形態］
第３の実施形態では、第１の実施形態、第２の実施形態で説明したスイッチングレグの出力を、電力変換装置の停止時、負荷短絡時、負荷地絡時のユーザ保護および電力変換装置の保護のため、両方のスイッチング素子をオフ状態にする場合について説明する。
図５は、第３の実施形態のスイッチング素子がＭＯＳＦＥＴである駆動回路２ａの構成を示す回路図である。また、図１０は、第３の実施形態のスイッチング素子がＩＧＢＴである駆動回路２ａの構成を示す回路図である。ここでは、図５を用いて説明し、図１０を用いた説明については適宜省略する。また、図５において、図１と同じ部分には、同じ符号を付し、その説明を省略する。
図５に示すように、駆動回路２ａは、駆動回路２に対してフォトカプラ２２ａ（第２のフォトカプラ）を備えている。
フォトカプラ２２ａは、出力回路側の電源のうち高電位側電源が、フォトカプラ２２と同様に、絶縁電源２１の出力端子ＨＶＰに接続され、低電位側電源が基準電圧入力端子ＣＯＭに接続される。フォトカプラ２２ａは、入力信号φｇａ（第２の入力信号）がＨレベルのとき、電位が（Ｖｔｏｕｔ１＋Ｖｈｖｐ）である高電位の駆動信号φｄｒｖａ（第２の駆動信号）を、スイッチングレグ１の出力端子Ｔｏｕｔ１に接続された出力端子Ｔｏｕｔ３（第３の出力端子）に出力する。また、フォトカプラ２２ａは、入力信号φｇａがＬレベルのとき、電位が基準電位の駆動信号φｄｒｖａを出力端子Ｔｏｕｔ３へ出力する。
[Third Embodiment]
In the third embodiment, the output of the switching leg described in the first embodiment and the second embodiment is used for user protection when the power converter is stopped, when the load is short-circuited, and when the load is grounded. A case where both switching elements are turned off for protection will be described.
FIG. 5 is a circuit diagram showing a configuration of a
As shown in FIG. 5, the
In the
本実施形態において、フォトカプラ２２ａが（Ｖｔｏｕｔ１＋Ｖｈｖｐ）である高電位の駆動信号φｄｒｖａを出力する期間を、フォトカプラ２２が（Ｖｔｏｕｔ１＋Ｖｈｖｐ）である高電位の駆動信号φｄｒｖを出力する期間と一致させる。これにより、この期間においては、スイッチングレグ１の両スイッチング素子のゲート−ソース間に、共通の電位差Ｖｇｓ＝０を印加することが可能となる。
すなわち、駆動回路２ａは、マイコンから入力される入力信号φｇ、入力信号φｇａをＨレベルにすることにより、両方のスイッチング素子をオフ状態にすることが可能となり、電力変換装置の停止時、負荷短絡時、負荷地絡時のユーザ保護および電力変換装置の保護を行うことができる。この後も図１０に示すようにＩＧＢＴならば並列に接続してあるダイオード、図５に示すようにＭＯＳＦＥＴならばＭＯＳＦＥＴ自体が持つ逆導電性によって、第１もしくは第２のスイッチング素子に電流が流れるが、電流が速やかに減少することになるので保護の目的を果たすことができる。
In the present embodiment, the period during which the
That is, the
以上、図面を参照してこの発明の一実施形態について詳しく説明してきたが、具体的な構成は上述のものに限られることはなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲内において様々な設計変更等をすることが可能である。
例えば、実施形態では、電力変換装置として三相インバータ回路について説明を行った。しかし、スイッチングレグが２つのスイッチング素子で構成される、例えば、多相インバータ回路や、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路、或いはＡＣ／ＤＣコンバータ回路などの電力変換装置などであってもよい。
As described above, the embodiment of the present invention has been described in detail with reference to the drawings. However, the specific configuration is not limited to the above, and various design changes and the like can be made without departing from the scope of the present invention. It is possible to
For example, in the embodiment, a three-phase inverter circuit has been described as the power conversion device. However, the switching leg may be composed of two switching elements, for example, a power converter such as a multiphase inverter circuit, a DC / DC converter circuit, or an AC / DC converter circuit.
本発明の電力変換装置は、モータードライブ用インバータ、太陽光発電用パワーコンディショナー、その他自然エネルギーの系統連系装置、ハイブリッド・電気自動車・電気鉄道のドライブ、ＡＣアダプタなど直流電源装置に利用できる。 The power conversion device of the present invention can be used for a DC power supply device such as an inverter for motor drive, a power conditioner for photovoltaic power generation, a grid connection device for other natural energy, a drive for a hybrid / electric vehicle / electric railway, and an AC adapter.
１，１Ｕ，１Ｖ，１Ｗ…スイッチングレグ、２，２Ｕ，２Ｖ，２Ｗ…駆動回路、２１，２１Ｕ，２１Ｖ，２１Ｗ…絶縁電源、２２，２２Ｕ，２２Ｖ，２２Ｗ，２２ａ…フォトカプラ、Ｔ１，Ｔ１Ｕ，Ｔ１Ｖ，Ｔ１Ｗ，Ｔ２，Ｔ２Ｕ，Ｔ２Ｖ，Ｔ２Ｗ…スイッチング素子、Ｔｇｎ，ＴｇｎＵ，ＴｇｎＶ，ＴｇｎＷ，Ｔｇｐ，ＴｇｐＵ，ＴｇｐＶ，ＴｇｐＷ…ゲート端子、Ｔｓｎ，ＴｓｎＵ，ＴｓｎＶ，ＴｓｎＷ，Ｔｓｐ，ＴｓｐＵ，ＴｓｐＶ，ＴｓｐＷ…ソース端子、Ｔｄｎ，ＴｄｎＵ，ＴｄｎＶ，ＴｄｎＷ，Ｔｄｐ，ＴｄｐＵ，ＴｄｐＶ，ＴｄｐＷ…ドレイン端子、Ｔｏｕｔ１，Ｔｏｕｔ２，ＨＶＰ，ＨＶＭ…出力端子、ＴＨ…高電位端子、ＴＬ…低電位端子、ＣＯＭ…入力端子、Ｒｇ，Ｒ…抵抗、Ｃ１，Ｃ２…コンデンサ、Ｌ…コイル、φｇ，φｇＵ，φｇＶ，φｇＷ…入力信号、φｄｒｖ，φｄｒｖＵ，φｄｒｖＶ，φｄｒｖＷ，φｄｒｖａ…駆動信号 1, 1U, 1V, 1W ... switching leg, 2, 2U, 2V, 2W ... drive circuit, 21, 21U, 21V, 21W ... insulated power supply, 22, 22U, 22V, 22W, 22a ... photocoupler, T1, T1U, T1V, T1W, T2, T2U, T2V, T2W ... switching elements, Tgn, TgnU, TgnV, TgnW, Tgp, TgpU, TgpV, TgpW ... gate terminals, Tsn, TsnU, TsnV, TsnW, Tsp, TspU, TspV, TspU, TspV Source terminal, Tdn, TdnU, TdnV, TdnW, Tdp, TdpU, TdpV, TdpW ... Drain terminal, Tout1, Tout2, HVP, HVM ... Output terminal, TH ... High potential terminal, TL ... Low potential terminal, COM ... Input terminal, Rg, R ... resistance, C1, C2 ... capacitor, L ... coil, φ , ΦgU, φgV, φgW ... input signal, φdrv, φdrvU, φdrvV, φdrvW, φdrva ... drive signal
Claims (5)
前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子とを、相補的にオンオフ動作させる駆動回路と、を備えた電力変換装置において、
前記第１のスイッチング素子はＮチャネルＩＧＢＴまたはＮチャネルＭＯＳＦＥＴであり、
前記第２のスイッチング素子はＰチャネルＩＧＢＴまたはＰチャネルＭＯＳＦＥＴであり、
前記駆動回路は、前記第１のスイッチング素子および前記第２のスイッチング素子各々のゲート端子とエミッタ端子またはソース端子との間を共通に駆動する駆動信号を出力する、
ことを特徴とする電力変換装置。 A first switching element connected between a high potential terminal and an output terminal of the DC power supply; and a second switching element connected between a low potential terminal of the DC power supply and the output terminal. A switching leg,
In a power conversion device comprising: a drive circuit that complementarily turns on and off the first switching element and the second switching element;
The first switching element is an N-channel IGBT or an N-channel MOSFET;
The second switching element is a P-channel IGBT or a P-channel MOSFET;
The drive circuit outputs a drive signal for driving in common between a gate terminal and an emitter terminal or a source terminal of each of the first switching element and the second switching element;
The power converter characterized by the above-mentioned.
ことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。 The first switching element and the second switching element are SiC devices.
The power conversion apparatus according to claim 1.
ことを特徴とする請求項１または請求項２に記載の電力変換装置。 A plurality of the switching legs are provided, and the drive circuit is provided for each of the plurality of switching legs.
The power conversion device according to claim 1, wherein the power conversion device is a power conversion device.
前記絶縁電源は、前記スイッチングレグの前記出力端子に接続される基準電圧入力端子の電位を基準電位として、前記基準電位より高い電位を生成して、生成した電位を第１の電源電圧出力端子から出力し、前記基準電位より低い電位を生成して、生成した電位を第２の電源電圧出力端子から出力し、
前記フォトカプラは、出力回路側の電源のうち高電位側電源が前記第１の電源電圧出力端子に接続され、低電位側電源が前記第２の電源電圧出力端子に接続され、入力信号がＨレベルのとき、電位が高電位の前記駆動信号を前記ゲート端子に接続された第２の出力端子へ出力し、前記入力信号がＬレベルのとき、電位が低電位の前記駆動信号を前記第２の出力端子へ出力する、
ことを特徴とする請求項１から請求項３いずれか一項に記載の電力変換装置。 The drive circuit includes an insulated power supply and a photocoupler,
The insulated power supply generates a potential higher than the reference potential using a potential of a reference voltage input terminal connected to the output terminal of the switching leg as a reference potential, and the generated potential is supplied from the first power supply voltage output terminal. Output, generate a potential lower than the reference potential, output the generated potential from the second power supply voltage output terminal,
The photocoupler has a high-potential-side power supply connected to the first power-supply voltage output terminal, a low-potential-side power supply connected to the second power-supply voltage output terminal, and an input signal of H When the input signal is at the L level, the drive signal having a high potential is output to the second output terminal connected to the gate terminal. When the input signal is at the L level, the drive signal having the low potential is output to the second output terminal. Output to the output terminal of
The power conversion device according to any one of claims 1 to 3, wherein the power conversion device is characterized.
前記絶縁電源は、基準電圧入力端子の電位を基準電位として、前記基準電位より高い電位を生成して、生成した電位を第１の電源電圧出力端子から出力し、前記基準電位より低い電位を生成して、生成した電位を第２の電源電圧出力端子から出力し、
前記フォトカプラは、出力回路側の電源のうち高電位側電源が前記第１の電源電圧出力端子に接続され、低電位側電源が前記第２の電源電圧出力端子に接続され、入力信号がＨレベルのとき、電位が高電位の前記駆動信号を前記ゲート端子に接続された第２の出力端子へ出力し、前記入力信号がＬレベルのとき、電位が低電位の前記駆動信号を前記第２の出力端子へ出力し、
前記第２のフォトカプラは、出力回路側の電源のうち高電位側電源が前記第１の電源電圧出力端子に接続され、低電位側電源が前記基準電圧入力端子に接続され、第２の入力信号がＨレベルのとき、電位が高電位の第２の駆動信号を前記出力端子に接続された第３の出力端子へ出力し、前記第２の入力信号がＬレベルのとき、電位が前記基準電位の第２の駆動信号を前記第３の出力端子へ出力する、
ことを特徴とする請求項１から請求項３いずれか一項に記載の電力変換装置。 The drive circuit includes an insulated power source, a photocoupler, and a second photocoupler,
The insulated power supply generates a potential higher than the reference potential using the potential of the reference voltage input terminal as a reference potential, and outputs the generated potential from the first power supply voltage output terminal to generate a potential lower than the reference potential. Then, the generated potential is output from the second power supply voltage output terminal,
The photocoupler has a high-potential-side power supply connected to the first power-supply voltage output terminal, a low-potential-side power supply connected to the second power-supply voltage output terminal, and an input signal of H When the input signal is at the L level, the drive signal having a high potential is output to the second output terminal connected to the gate terminal. When the input signal is at the L level, the drive signal having the low potential is output to the second output terminal. To the output terminal of
The second photocoupler has a high-potential-side power supply connected to the first power-supply voltage output terminal, a low-potential-side power supply connected to the reference voltage input terminal, and a second input When the signal is at the H level, the second drive signal having a high potential is output to the third output terminal connected to the output terminal, and when the second input signal is at the L level, the potential is the reference. Outputting a second drive signal of potential to the third output terminal;
The power conversion device according to any one of claims 1 to 3, wherein the power conversion device is characterized.
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| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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| JP2014257934A JP2016119773A (en) | 2014-12-19 | 2014-12-19 | Power conversion device |
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| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2014257934A JP2016119773A (en) | 2014-12-19 | 2014-12-19 | Power conversion device |
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| Publication Number | Publication Date |
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| JP2016119773A true JP2016119773A (en) | 2016-06-30 |
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|---|---|
| JP (1) | JP2016119773A (en) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN117394300A (en) * | 2023-12-12 | 2024-01-12 | 天津瀚海蓝帆海洋科技有限公司 | Low-loss reverse connection preventing circuit and reverse connection preventing control method thereof |
-
2014
- 2014-12-19 JP JP2014257934A patent/JP2016119773A/en active Pending
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| CN117394300A (en) * | 2023-12-12 | 2024-01-12 | 天津瀚海蓝帆海洋科技有限公司 | Low-loss reverse connection preventing circuit and reverse connection preventing control method thereof |
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