JP2016116405A - インバータ装置 - Google Patents

Abstract

【課題】コストアップすることなく簡素な構成でモータの消費電流を検出することが可能なインバータ装置を提供する。【解決手段】インバータ装置１は、直流電源Ｂから出力される直流電力を交流電力に変換してモータＭに供給する周波数変換部１０と、直流電源Ｂと周波数変換部１０とを接続する電源ライン２００に直列に設けられたインダクタＬ、及び当該インダクタＬの一対の端子Ｌａ，Ｌｂの夫々と接地電位Ｇとの間に設けられた一対のコンデンサＣ１，Ｃ２を有するフィルタ部２０と、インダクタＬの等価直列抵抗に基づいて、モータＭの消費電流を推定する消費電流推定部３０と、を備える。【選択図】図１

Description

本発明は、ブラシレスモータを駆動するインバータ装置に関する。

従来、様々な装置の動力源としてブラシレスモータが利用されてきた。このブラシレスモータの駆動にはインバータ装置が用いられる。インバータ装置は、例えば電流センサ等によるブラシレスモータに流れる電流（所謂「モータ電流」）の検出結果に基づき、ブラシレスモータの駆動を制御する。このようなモータ電流を検出するのに利用できる技術として非特許文献１に記載のものがある。

非特許文献１に記載のハイサイド電流センス・アンプは、反転増幅端子と非反転増幅端子との夫々に、電源ラインに設けられたシャント抵抗の両端が接続され、シャント抵抗の端子間の電位差に応じた電流を出力する。この電流に基づいて電源ラインに流れる電流を検出している。

ＬＩＮＥＡＲ ＴＥＣＨＮＯＬＯＧＹ社、ＬＴ６１０７、［平成２６年１１月１４日検索］、インターネット＜URL：http://cds.linear.com/docs/en/datasheet/6107fb.pdf＞

シャント抵抗は流れる電流に応じてジュール熱を発生する。このジュール熱を小さくするには、シャント抵抗の抵抗値が小さい程良い。一方、電流の検出精度を高めるためには、所期値（設計値）に対して抵抗値のバラツキが小さいものを用いる必要がある。このような高精度の低抵抗値のシャント抵抗は高価であるので、コストアップの要因となる。また、例えばインバータ装置のローサイドで電流検出を行う場合において、電流検出を精度良く行うためには、シャント抵抗を介してリターン電流が流れるプリント基板のグランドパターンと、他のグランドパターンとを分離する必要があり、基板サイズが大きくなってしまう。

本発明の目的は、上記問題に鑑み、コストアップすることなく簡素な構成でモータの消費電流を検出することが可能なインバータ装置を提供することにある。

上記目的を達成するための本発明に係るインバータ装置の特徴構成は、直流電源から出力される直流電力を交流電力に変換してモータに供給する周波数変換部と、前記直流電源と前記周波数変換部とを接続する電源ラインに直列に設けられたインダクタ、及び前記インダクタの一対の端子の夫々と接地電位との間に設けられた一対のコンデンサを有するフィルタ部と、前記インダクタの等価直列抵抗に基づいて、前記モータの消費電流を推定する消費電流推定部と、を備えている点にある。

このような特徴構成とすれば、電流検出用のシャント抵抗を用いる必要がないので、低コストでモータの消費電流の検出を行うことができる。また、電流検出用に設けられるシャント抵抗での発熱をなくすことができるので、電力損失を低減できる。更には、シャント抵抗を実装するスペースを基板内に確保する必要がないので、基板も小型化できる。このように本特徴構成であれば、コストアップすることなく簡素な構成でモータの消費電流を検出することが可能なインバータ装置を実現できる。

また、直列に接続された抵抗器とコンデンサとからなる検出回路が前記インダクタと並列に接続され、前記検出回路の抵抗器及びコンデンサの夫々の定数は、前記検出回路の抵抗器及びコンデンサにより演算される時定数が前記インダクタのインダクタンス値及び前記等価直列抵抗の抵抗値により演算される時定数と一致するように設定され、前記消費電流推定部は、前記検出回路のコンデンサの端子間電圧に基づいて前記モータの消費電流を推定すると好適である。

このような構成とすれば、検出回路のコンデンサの端子間電圧を、インダクタの等価直列抵抗の両端に係る電位差と同じにすることができる。したがって、検出回路のコンデンサの端子間電圧を検出し、等価直列抵抗の抵抗値で除することにより、インバータの入力電流を検出することが可能となる。

また、前記検出回路のコンデンサは、前記検出回路の抵抗器よりも前記周波数変換部の側に配置されていると好適である。

このような構成とすれば、ノーマルモードノイズ除去に対する効果を大きくすることができるので、精度良くコンデンサの両端の電位差を検出することが可能となる。したがって、インバータ装置の入力電流を精度良く検出することが可能となる。

また、前記周波数変換部は複数のスイッチング素子を備えて構成され、前記消費電流推定部により推定された前記消費電流と、前記スイッチング素子の動作状態が切り替えられた際のサージ電流が流れる時間に基づいて演算された前記モータのコイルに流れていた電流との双方で前記消費電流を監視する監視部を備えると好適である。

スイッチング素子が導通状態の時にはモータのコイルにエネルギーが蓄えられ、スイッチング素子が遮断状態に切り替えられた時には、コイルに蓄えられたエネルギーがサージ電流として放出される。したがって、このサージ電流が流れる時間は、コイルに蓄えられたエネルギーに比例する。そこで、監視部は、サージ電流が流れる時間に基づいてモータのコイルからの電流を演算し、この演算結果と消費電流推定部により推定された消費電流とが合致していなければ、インバータ装置が異常な状態であることを特定することができる。また、例えばこのような異常な状態が発生していることを明示するようにすれば、ユーザにインバータ装置が異常であることを報知することも可能である。

インバータ装置を模式的に示した構成図である。 図１に示すインダクタを等価回路で表したフィルタ部の電気回路図である。 モータの各部（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）の電圧、電流及びサージ電流を示すグラフである。

本発明に係るインバータ装置は、簡素な構成でモータの消費電流を測定する機能を備えて構成される。以下、本実施形態のインバータ装置１について説明する。本実施形態では、インバータ装置１は、例えば、車両に搭載されるポンプＰを駆動するモータＭの運転を制御するのに利用される。ポンプＰは、油圧で制御される油圧駆動装置にオイルを流通させるオイルポンプや、車両に搭載される装置（例えばハイブリッド車両の駆動用モータの運転を制御するインバータ装置）を冷却する冷媒を流通させるウォーターポンプが相当する。

図１は、本実施形態に係るインバータ装置１を模式的に示した構成図である。図１に示されるように、インバータ装置１は、周波数変換部１０、フィルタ部２０、消費電流推定部３０、監視部４０、検出回路５０を備えて構成される。特に、消費電流推定部３０及び監視部４０は、モータＭの消費電流の測定に係る種々の処理を行うために、ＣＰＵを中核部材としてハードウェア又はソフトウェア或いはその両方で構築されている。

周波数変換部１０は、直流電源Ｂから出力される直流電力を交流電力に変換してモータＭに供給する。直流電源Ｂは、直流電圧及び直流電流からなる直流電力を出力し、車両に搭載される所謂バッテリが相当する。周波数変換部１０は、直流電源ＢとポンプＰを駆動するモータＭとの間に接続される。モータＭは、本実施形態では３相モータが用いられ、永久磁石を備えるロータと、当該ロータに回転力を与えるための磁界を発生させるステータとを備えて構成される。ステータは、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の３相のコイル（以下「ステータコイル」とする）ＳＣを備える。各ステータコイルＳＣは、スター結線であってもデルタ結線であっても良い。図１にはデルタ結線の例が示される。周波数変換部１０はこのようなモータＭを制御対象とする。

周波数変換部１０は、複数のスイッチング素子Ｑを備えて構成される。本実施形態では、スイッチング素子Ｑとして、直流電源Ｂの正端子側に接続されたハイサイドのトランジスタＱ１、Ｑ３、Ｑ５と、直流電源Ｂの負端子側に接続されたローサイドのトランジスタＱ２、Ｑ４、Ｑ６と、の合計６つのトランジスタＱ１〜Ｑ６が用いられる。特に限定されるわけではないが、図１ではハイサイドのトランジスタＱ１、Ｑ３、Ｑ５にはＰ型ＭＯＳ−ＦＥＴ（metal-oxide-semiconductor field-effect transistor）が用いられ、ローサイドのトランジスタＱ２、Ｑ４、Ｑ６にはＮ型ＭＯＳ−ＦＥＴが用いられる。

例えば、トランジスタＱ１及びトランジスタＱ４のみを同時にオンさせると、直流電源ＢからトランジスタＱ１、モータＭのステータコイルＳＣのうちのステータコイルＳＣ１、トランジスタＱ４に電流が流れる。一方、トランジスタＱ３及びトランジスタＱ２のみを同時にオンさせると、直流電源ＢからトランジスタＱ３、前記ステータコイルＳＣ１、トランジスタＱ２に電流が流れる。このように、周波数変換部１０は、スイッチング素子Ｑを順次、切り替えて駆動することにより、直流電源Ｂの直流電力を交流電力に変換する。

また、トランジスタＱ１及びトランジスタＱ４のみをオンさせた場合と、トランジスタＱ３及びトランジスタＱ２のみをオンさせた場合とでは、ステータコイルＳＣ１に流れる電流の方向が異なる。このため、夫々の場合でステータコイルＳＣ１に働く電磁力の方向が異なることになり、当該電磁力とロータが備える永久磁石との間で引力又は斥力が発生することとなる。このように、トランジスタＱ１〜Ｑ６の中から選択されたハイサイドのトランジスタとローサイドのトランジスタとで形成される上下対トランジスタを順次オンさせることにより、ロータが回転力を得ることができる。トランジスタＱ１〜Ｑ６は、ＰＷＭ制御部１５により所定のデューティ比でＰＷＭ制御される。ＰＷＭ制御とは、公知のパルス幅変調（pulse width modulation）制御であるので説明は省略する。

尚、トランジスタＱ１、Ｑ３、Ｑ５には、ソース端子にカソード端子が接続され、ドレイン端子にアノード端子が接続されるように夫々ダイオードＤ１、Ｄ３、Ｄ５が配設されている。また、トランジスタＱ２、Ｑ４、Ｑ６には、ドレイン端子にカソード端子が接続され、ソース端子にアノード端子が接続されるように夫々ダイオードＤ２、Ｄ４、Ｄ６が配設されている。ここで、各ステータコイルＳＣには、通電中にエネルギーが蓄えられるが、これらのダイオードＤ１〜Ｄ６は各ステータコイルＳＣの通電を停止した際に当該エネルギーに起因して発生する逆起電力によって周辺部品に悪影響を及ぼさないようにするために配設されるものである。

フィルタ部２０は、インダクタＬと一対のコンデンサＣ１，Ｃ２とを備えて構成される。インダクタＬは、直流電源Ｂと周波数変換部１０とを接続する電源ライン２００に直列に設けられる。すなわち、インダクタＬは、直流電源Ｂの正端子と、トランジスタＱ１，Ｑ３，Ｑ５のソース端子との間に設けられる。したがって、周波数変換部１０には、直流電源Ｂからの直流電力がインダクタＬを介して供給される。

一対のコンデンサＣ１，Ｃ２の夫々は、インダクタＬの一対の端子Ｌａ，Ｌｂの夫々と接地電位Ｇとの間に設けられる。すなわち、インダクタＬが有する端子Ｌａ，Ｌｂのうち、直流電源Ｂに接続される側の端子Ｌａと、接地電位Ｇとの間に一対のコンデンサＣ１，Ｃ２のうちの一方のコンデンサＣ１が配置され、インダクタＬが有する端子Ｌａ，Ｌｂのうち、周波数変換部１０に接続される側の端子Ｌｂと、接地電位Ｇとの間に一対のコンデンサＣ１，Ｃ２のうちの他方のコンデンサＣ２が配置される。したがって、フィルタ部２０は、所謂π型フィルタとして構成される。

消費電流推定部３０は、インダクタＬの等価直列抵抗に基づいて、モータＭの消費電流を推定する。インダクタＬは電線を巻き回して形成されるので、所定の抵抗値を有する。このようなインダクタＬは、抵抗分がゼロである純インダクタと、巻線の抵抗分からなる抵抗との直列回路と等価となる。この巻線の抵抗分からなる抵抗が、上述した等価直列抵抗に相当する。

図２には、このようなインダクタＬを等価回路で表した電気回路図が示される。図２に示されるように、インダクタＬは、純インダクタＬ１と、等価直列抵抗Ｒ１とで示すことができる。また、コンデンサＣ１，Ｃ２も夫々、等価直列抵抗を有するので、図２において示されている。

ここで、モータＭの消費電流は、各部品における損失を無視すると直流電源Ｂの出力電流に略一致する。そこで本実施形態では、消費電流推定部３０はフィルタ部２０のインダクタＬに流れる電流により消費電流を測定する。しかしながら、インダクタＬに流れる電流や等価直列抵抗Ｒ１の端子間電圧は直接測定することができない。そこで、図２に示されるように、インダクタＬに対して並列に接続して検出回路５０が設けられる。

検出回路５０は、抵抗器Ｒ２とコンデンサＣ３とが直列に接続して構成される。検出回路５０の抵抗器Ｒ２及びコンデンサＣ３の夫々の定数は、検出回路５０の抵抗器Ｒ２及びコンデンサＣ３により演算される時定数が、インダクタＬのインダクタンス値及び等価直列抵抗Ｒ１の抵抗値により演算される時定数と一致するように設定される。検出回路５０の抵抗器Ｒ２及びコンデンサＣ３により演算される時定数とは、コンデンサＣ３の定数と抵抗器Ｒ２の定数の積である。また、インダクタＬのインダクタンス値及び等価直列抵抗Ｒ１の抵抗値により演算される時定数とは、インダクタＬ（純インダクタＬ１）の定数を等価直列抵抗Ｒ１の定数で除した値である。したがって、抵抗器Ｒ２及びコンデンサＣ３の夫々の定数は、Ｃ３×Ｒ２＝Ｌ１／Ｒ１が成立するように設定される。

以下、その理由について説明する。
上述したように、インダクタＬの等価直列抵抗Ｒ１の端子間電圧は直接計測することができない。このため、インダクタＬを伝達関数化し、更に逆伝達関数を求めれば電流推定が可能となる。しかしながら、例えば制御部（図示しない）に、このような演算を行わせるには搬送周波数の１００倍程度（０．１μ秒程度）でのサンプリングが必要となる。このような計器を車両に搭載することはコスト面から現実的ではないので、逆伝達関数となる検出回路５０を付加して実現するようにした。

インダクタＬの端子間電圧ｅは、以下の（１）式で示される。

（１）式より、インダクタＬに流れる電流ｉは、(２)式で示される。

入力をｅ、出力をｉとして伝達関数Ｇ１（ｓ）は、（３）式となる。

（３）式の分子及び分母をＲ１で除すると、（４）式が得られる。

一方、ＣＲ積分回路ではインダクタＬの端子間電圧ｅ（「ｅ１」とする）を入力とし、コンデンサＣ３の端子間電圧をｅ２とすると、伝達関数Ｇ２（ｓ）は、(５)式を得る。

（４）式と（５）式とで時定数を等しくするには、（６）式を具備する必要がある。

例えば、インダクタＬ（純インダクタＬ１）のインダクタンス値が１５μＨ、等価直列抵抗Ｒ１の抵抗値が１０ｍΩの場合、（６）式の左辺は０．００１５となる。よって、（６）の右辺も０．００１５とすれば良い。インダクタＬに対して検出回路５０に流れる電流を十分小さくするために、抵抗器Ｒ２の抵抗値が等価直列抵抗Ｒ１の抵抗値の１０万倍程度にすると、抵抗器Ｒ２の抵抗値は１ｋΩとなる。よって、コンデンサＣ３の容量は１．５μＦとなる。

インダクタＬに流れる電流を１０Ａとすると、インダクタＬでの電圧降下は０．１Ｖとなる。インダクタＬの等価直列抵抗Ｒ１と検出回路５０の抵抗器Ｒ２との抵抗比が１：１０００００であるので、インダクタＬに流れる電流と検出回路５０に流れる電流の電流比は１０００００：１になり、検出回路５０に流れる電流は０．１ｍＡとなる。この電流によりコンデンサＣ３が充電されると、コンデンサＣ３の端子間電圧は等価直列抵抗Ｒ１の端子間電圧と等しくなる。よって、消費電流推定部３０は検出回路５０のコンデンサＣ３の端子間電圧に基づいて等価直列抵抗Ｒ１の端子間電圧を測定することができ、これを等価直列抵抗Ｒ１で除すれば、モータＭの消費電流を推定することが可能となる。

なお、検出回路５０に流れる電流はインダクタＬに流れる電流よりも十分小さければ良いので、インダクタＬの等価直列抵抗Ｒ１と検出回路５０の抵抗器Ｒ２との抵抗比を１：１００００００としても良く、この場合には抵抗器Ｒ２の抵抗値は１０ｋΩとなり、コンデンサＣ３の定数は０．１５μＦとなる。もちろん、抵抗器Ｒ２とコンデンサＣ３との夫々の定数は他の値で設定することは可能である。

ここで、抵抗率をρ、導体の長さをｌ、断面積をＳとすると、抵抗値Ｒは（７）式で示される。

抵抗率ρは（８）式のように温度依存性を示す。ただし、ρ０は０℃での抵抗率であり、αは温度係数、ｔは温度である。

温度係数αが正の値である材料を用いて抵抗器を設定すれば、温度が上昇すれば抵抗値も大きくなる。車両への搭載を考慮した場合、エンジン等の運転に応じて環境温度の上昇が考えられるので、過電流を検出する場合には、高温時に抵抗が大きくなるので検出し易くできる。

ここで、検出回路５０のコンデンサＣ３は、検出回路５０の抵抗器Ｒ２よりも周波数変換部１０の側に配置すると良い。このような構成とすれば、同相ノイズ除去に対する効果を大きくすることができるので、精度良くコンデンサＣ３の両端の電位差を検出することが可能となる。したがって、インバータ装置１の入力電流を精度良く算出することが可能となる。

図１に戻り、監視部４０は、消費電流推定部３０により推定された消費電流と、スイッチング素子Ｑの動作状態が切り替えられた際のサージ電流が流れる時間に基づいて演算されたモータＭのステータコイルＳＣに流れていた電流との双方で消費電流を監視する。消費電流推定部３０により推定された消費電流とは、本実施形態では上述の検出回路５０に基づいて検出された消費電流である。スイッチング素子Ｑの動作状態とは、スイッチング素子ＱがＰＷＭ制御により駆動され、相切り替えが行われた状態である。今回の回路ではローサイドのスイッチング素子Ｑが切り替えられ際には、モータＭのステータコイルＳＣに蓄えられたエネルギーが放出される。この時に生じる電流がサージ電流にあたる。

図３に示されるように、スイッチング素子Ｑがオン状態からオフ状態に切り替わった後には、サージ電流が生じる。この時、ダイオードＤに順方向電流が流れる。この時、電圧波形はダイオードＤの順方向電圧Ｖｆだけ基準電圧より低下する。よって、監視部４０は、このモータ電圧が基準電圧よりも順方向電圧Ｖｆだけ低下している時間Ｔｄｏｎを検出する。

インダクタＬに生じる電圧Ｖｂと電流Ｉは、（９）式の関係がある。

ここで、Ｖｂは直流電源Ｂの出力電圧であり、ＬはモータＭのステータコイルＳＣのインダクタンス値である。また、Ｔｄｏｎは上述の通り監視部４０により検出される。（９）式より（１９）式が得られる。

図３の例では、Ｖｂが１２Ｖ、Ｔｄｏｎが０．３６４ｍ秒である。また、この時用いられたモータＭのステータコイルＳＣのインダクタンス値は４４５μＨである。これらを（１０）式に代入して演算すると、電流Ｉは９．８Ａとなる。監視部４０は、このように得られた電流Ｉと、消費電流推定部３０により推定された電流とを比較する。本実施形態では、消費電流推定部３０により推定された電流が１０Ａだったので、両者は略一致する。よって、監視部４０は、インバータ装置１に故障が発生していないと判断することが可能となる。両者の差異が著しく大きい場合（例えば±１０％以上の差異がある場合）には、監視部４０はインバータ装置１が故障していると判定する。監視部４０は、このようにしてインバータ装置１の状態を監視する。

ここで、消費電流推定部３０により推定された電流（１０Ａ）と、（１０）式により演算して求めた電流（９．８Ａ）とが正しいか否かを確認するために、本発明者によりインバータ装置１への入力電流が測定された。その結果が、図３の最下段にサージ電流として示される。この図に示されるように、サージ電流が生じた後の電流は１０．５Ａ程度である。よって、消費電流推定部３０により推定された電流（１０Ａ）と、（１０）式により演算して求めた電流（９．８Ａ）とが正しいことが確認された。

なお、上述した消費電流推定部３０により消費電流の推定を行う場合や、監視部４０によりサージ電流が流れている時の時間に基づき電流の推定を行う場合には、推定結果の精度を向上するために、ＰＷＭ制御におけるＤＵＴＹを１００％に設定して行うと良い。

〔その他の実施形態〕
上記実施形態では、検出回路５０のコンデンサＣ３は、検出回路５０の抵抗器Ｒ２よりも周波数変換部１０の側に配置されているとして説明したが、検出回路５０のコンデンサＣ３は、検出回路５０の抵抗器Ｒ２よりも直流電源Ｂの側に配置しても良い。

上記実施形態では、監視部４０が消費電流推定部３０により推定された消費電流と、スイッチング素子Ｑの動作状態が切り替えられた際に生じるサージ電流との双方で消費電流を監視するとして説明したが、監視部４０を備えずにインバータ装置１を構成することも可能である。

上記実施形態では、トランジスタＱ１〜Ｑ６がＭＯＳ−ＦＥＴを用いて構成されるとして説明したが、バイポーラトランジスタを用いて構成することも可能であるし、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）を用いて構成することも可能である。また、トランジスタＱ１〜Ｑ６を、全てＮ型のものを用いて構成しても良いし、全てＰ型のものを用いて構成しても良い。

本発明は、ブラシレスモータを駆動するインバータ装置に用いることが可能である。

１：インバータ装置
１０：周波数変換部
２０：フィルタ部
３０：消費電流推定部
４０：監視部
５０：検出回路
２００：電源ライン
Ｂ：直流電源
Ｃ１：コンデンサ
Ｃ２：コンデンサ
Ｃ３：コンデンサ
Ｇ：接地電位
Ｌ：インダクタ
Ｌａ：端子
Ｌｂ：端子
Ｍ：モータ
Ｑ：スイッチング素子
Ｒ１：等価直列抵抗
Ｒ２：抵抗器
ＳＣ：ステータコイル（モータのコイル）

Claims (4)

1. 直流電源から出力される直流電力を交流電力に変換してモータに供給する周波数変換部と、
   前記直流電源と前記周波数変換部とを接続する電源ラインに直列に設けられたインダクタ、及び前記インダクタの一対の端子の夫々と接地電位との間に設けられた一対のコンデンサを有するフィルタ部と、
   前記インダクタの等価直列抵抗に基づいて、前記モータの消費電流を推定する消費電流推定部と、
   を備えたインバータ装置。
2. 直列に接続された抵抗器とコンデンサとからなる検出回路が前記インダクタと並列に接続され、
   前記検出回路の抵抗器及びコンデンサの夫々の定数は、前記検出回路の抵抗器及びコンデンサにより演算される時定数が前記インダクタのインダクタンス値及び前記等価直列抵抗の抵抗値により演算される時定数と一致するように設定され、
   前記消費電流推定部は、前記検出回路のコンデンサの端子間電圧に基づいて前記モータの消費電流を推定する請求項１に記載のインバータ装置。
3. 前記検出回路のコンデンサは、前記検出回路の抵抗器よりも前記周波数変換部の側に配置されている請求項２に記載のインバータ装置。
4. 前記周波数変換部は複数のスイッチング素子を備えて構成され、
   前記消費電流推定部により推定された前記消費電流と、前記スイッチング素子の動作状態が切り替えられた際のサージ電流が流れる時間に基づいて演算された前記モータのコイルに流れていた電流との双方で前記消費電流を監視する監視部を備える請求項１から３のいずれか一項に記載のインバータ装置。

Images