JP2016059182A - Switching power supply unit - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、擬似共振方式のスイッチング電源装置であって、特にボトムスキップ制御を実行するスイッチング電源装置に関する。 The present invention relates to a quasi-resonant switching power supply, and more particularly to a switching power supply that performs bottom skip control.
近年のスイッチング電源装置は、高効率かつ低ノイズという特徴を有する擬似共振RCC(Ringing Choke Converter)方式が主流となってきている。擬似共振方式のスイッチング電源装置では、負荷が軽くなるにつれてスイッチング周波数が増加する。このため、軽負荷時にスイッチング素子のスイッチング損失が増加するので、変換効率が悪化する。 In recent years, a switching power supply apparatus has become a mainstream of a quasi-resonant RCC (Ringing Choke Converter) system having characteristics of high efficiency and low noise. In the quasi-resonant switching power supply device, the switching frequency increases as the load becomes lighter. For this reason, since the switching loss of a switching element increases at the time of light load, conversion efficiency deteriorates.
このような変換効率の悪化に対して変換効率を改善する手法として、いわゆるボトムスキップという技術が知られている。ボトムスキップは、スイッチング素子のドレイン電圧の共振波形を利用して、スイッチング素子のターンオフ後に生じる共振のボトムで次のサイクルのターンオンを行うことにより、スイッチング周波数の増加を抑えることができる。 A so-called bottom skip technique is known as a technique for improving conversion efficiency against such deterioration of conversion efficiency. In the bottom skip, the increase in the switching frequency can be suppressed by turning on the next cycle at the bottom of the resonance that occurs after the switching element is turned off using the resonance waveform of the drain voltage of the switching element.
例えば、特許文献1は、このようなボトムスキップ制御を適用したスイッチング電源装置を開示している。このスイッチング電源装置は、1次側で高精度に負荷状態を検出して、ボトムスキップ制御を行う。
For example,
しかし、特許文献1に記載のスイッチング電源装置は、負荷状態をいくつかのレベルに分けて、各レベルに対応して予め設定されたボトムスキップ数を用いてスイッチング動作する。変換効率は、素子選定、トランスの仕様の1つである、スイッチング周波数を決めるインダクタンス値等に左右されるため、当該スイッチング電源装置は、最適な変換効率が得られるボトムスキップ数を設定できているとは限らないという問題点を有する。
However, the switching power supply described in
一般に、変換効率に影響を及ぼすのは、スイッチング素子、トランス(コイル)、ダイオード等の損失である。ボトムスキップ数を大きくすると、スイッチング周波数は低下するが、スイッチング電流のピーク値および電流実効値が大きくなるという、トレードオフの関係がある。つまり、損失には、スイッチング周波数に依存する損失と、電流実効値に依存する損失とがあるので、これらの損失がバランスした状態では変換効率を最適化できるボトムスキップ数が存在する。また、スイッチング周波数に依存する損失と、電流実効値に依存する損失とは、素子選定、トランス(コイル)の仕様の1つである、スイッチング周波数を決めるインダクタンス値等に影響される。したがって、これらの仕様が決まらないと、最適なボトムスキップ数が定まらない。 In general, it is a loss of a switching element, a transformer (coil), a diode or the like that affects the conversion efficiency. When the number of bottom skips is increased, the switching frequency decreases, but there is a trade-off relationship that the peak value of the switching current and the effective current value are increased. That is, the loss includes a loss depending on the switching frequency and a loss depending on the effective current value. Therefore, there is a bottom skip number that can optimize the conversion efficiency in a state where these losses are balanced. Further, the loss depending on the switching frequency and the loss depending on the effective current value are affected by an inductance value that determines the switching frequency, which is one of the specifications of element selection and transformer (coil). Therefore, unless these specifications are determined, the optimum number of bottom skips cannot be determined.
ただ、負荷が軽くなる程、ボトムスキップ数を増やしてスイッチング周波数を下げることで変換効率が向上するという定性的傾向があることから、特許文献1に記載のスイッチング電源装置でも変換効率を向上させることができる。しかし、特許文献1に記載のスイッチング電源装置では、ボトムスキップ数を決定するために電流実効値に依存する損失について考慮されていないので、変換効率の改善が十分であるとは言えない。
However, as the load becomes lighter, there is a qualitative tendency that the conversion efficiency is improved by increasing the number of bottom skips and lowering the switching frequency. Therefore, the switching power supply described in
本発明は、このような状況を鑑み、あらゆる入出力条件において最適な変換効率が得られるボトムスキップ数で動作する擬似共振方式のスイッチング電源装置を提供することを目的としている。 In view of such circumstances, an object of the present invention is to provide a quasi-resonant switching power supply device that operates with the number of bottom skips that can obtain optimum conversion efficiency under all input / output conditions.
上記の課題を解決するために、本発明の一態様に係るスイッチング電源装置は、インダクタと、前記インダクタに接続されたスイッチング素子と、前記スイッチング素子と並列に接続されたキャパシタと、前記インダクタと前記キャパシタとの共振に基づいて生じる共振電圧のボトムを検出するボトム検出回路と、前記スイッチング素子がターンオンするタイミングを規定する前記ボトムをスキップさせるボトムスキップ数を決定するボトムスキップ数決定回路とを備え、前記ボトムスキップ数決定回路が、スイッチング電源装置の入力電流値が小さくなるように前記ボトムスキップ数を変更することにより、前記入力電流値が最小となる前記ボトムスキップ数を決定することを特徴とする。 In order to solve the above problems, a switching power supply according to an aspect of the present invention includes an inductor, a switching element connected to the inductor, a capacitor connected in parallel to the switching element, the inductor, A bottom detection circuit for detecting a bottom of a resonance voltage generated based on resonance with a capacitor, and a bottom skip number determination circuit for determining a bottom skip number for skipping the bottom for defining a timing at which the switching element is turned on, The bottom skip number determination circuit determines the bottom skip number that minimizes the input current value by changing the bottom skip number so that the input current value of the switching power supply device is reduced. .
本発明の一態様によれば、あらゆる入出力条件において最適な変換効率が得られるボトムスキップ数で動作する擬似共振方式のスイッチング電源装置を提供することができるという効果を奏する。 According to one aspect of the present invention, it is possible to provide a quasi-resonant switching power supply device that operates with the number of bottom skips that can obtain optimum conversion efficiency under any input / output conditions.
〔実施形態1〕
以下、本発明の実施形態1について、図1〜図7に基づいて説明すれば以下のとおりである。
Hereinafter,
〈スイッチング電源装置11の構成〉
図1は、本発明の実施形態1に係るスイッチング電源装置11の構成を示す回路図である。
<Configuration of Switching
FIG. 1 is a circuit diagram showing a configuration of a switching
図1に示すように、スイッチング電源装置11は、擬似共振方式の絶縁DC−DCコンバータ(疑似共振フライバックコンバータ)である。このスイッチング電源装置11は、平滑コンデンサCiと、トランスTと、ダイオードDと、スイッチング素子Qと、共振用キャパシタCrと、分圧抵抗Ro1,Ro2と、平滑コンデンサCoとを備えている。また、スイッチング電源装置11は、ボトム検出回路1と、ボトムスキップ数決定回路2と、入力電流値検出回路3と、帰還回路4と、コンパレータ5と、フリップフロップ6と、ドライブ回路7とを備えている。
As shown in FIG. 1, the switching
直流の入力電圧Viが入力される電源ライン(入力ラインの正極側)とGND(接地)ライン(入力ラインの負極側)との間には、平滑コンデンサCiが接続されている。これにより、入力電圧Viが平滑コンデンサCiの両端電圧として得られるようになっている。 A smoothing capacitor Ci is connected between a power supply line (a positive side of the input line) to which a DC input voltage Vi is input and a GND (ground) line (a negative side of the input line). As a result, the input voltage Vi is obtained as the voltage across the smoothing capacitor Ci.
トランスT(インダクタ)は、1次巻線P1、2次巻線S1および補助巻線P2を有している。平滑コンデンサCiには、トランスTの1次巻線P1、スイッチング素子Qおよび電流検出用の抵抗Rsからなる直列回路が並列に接続されている。スイッチング素子Qは、MOSFET(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor)などからなる。スイッチング素子Qのドレインおよびソースの間には共振用キャパシタCrが接続されている。尚、スイッチング素子Qの端子間寄生容量も共振用キャパシタとして機能する。 The transformer T (inductor) has a primary winding P1, a secondary winding S1, and an auxiliary winding P2. A series circuit including a primary winding P1 of the transformer T, a switching element Q, and a current detection resistor Rs is connected in parallel to the smoothing capacitor Ci. The switching element Q is composed of a MOSFET (Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor) or the like. A resonance capacitor Cr is connected between the drain and source of the switching element Q. The parasitic capacitance between the terminals of the switching element Q also functions as a resonance capacitor.
トランスTの2次巻線S1には、ダイオードDおよび平滑コンデンサCoからなる直列回路が接続されており、この直列回路により整流平滑回路が構成されている。これにより、平滑コンデンサCoの両端電圧が直流の出力電圧Voとして得られる。また、平滑コンデンサCoには、分圧抵抗Ro1,Ro2からなる直列回路(分圧回路)が並列に接続されている。分圧抵抗Ro1,Ro2の接続点における出力電圧Voの分圧電圧は帰還回路4に入力される。
A series circuit including a diode D and a smoothing capacitor Co is connected to the secondary winding S1 of the transformer T, and a rectifying and smoothing circuit is configured by this series circuit. As a result, the voltage across the smoothing capacitor Co is obtained as the DC output voltage Vo. In addition, a series circuit (voltage dividing circuit) including voltage dividing resistors Ro1 and Ro2 is connected in parallel to the smoothing capacitor Co. The divided voltage of the output voltage Vo at the connection point of the voltage dividing resistors Ro1 and Ro2 is input to the
帰還回路4は、分圧電圧と図示しない基準電圧との差を演算して、その差に対応するフィードバック信号を出力する。
The
コンパレータ5の反転入力端子には、上記のフィードバック信号が入力される。また、コンパレータ5の非反転入力端子には、抵抗Rsの両端電圧が印加される。コンパレータ5は、フィードバック信号と抵抗Rsの両端電圧との比較結果である比較信号をフリップフロップ6のリセット端子に出力する。
The feedback signal is input to the inverting input terminal of the
トランスの補助巻線P2の一端はボトム検出回路1に接続され、トランスの補助巻線P2の他端はGNDに接続されている。
One end of the auxiliary winding P2 of the transformer is connected to the
ボトム検出回路1は、補助巻線P2の出力電圧(共振電圧)のボトム(極小値)を検出する回路である。このボトム検出回路1は、ボトムの検出結果をパルス状のボトム検出信号としてボトムスキップ数決定回路2に出力する。
The
入力電流値検出回路3は、GNDラインにおける平滑コンデンサCiの前段に設けられており、入力電流値を検出する回路である。この入力電流値検出回路3は、検出した入力電流値をボトムスキップ数決定回路2に出力する。
The input current
尚、入力電流値検出回路3が設置される位置は、上記の位置に限定されるものではなく、電源ラインであっても構わないし、トランスTの1次巻線P1、スイッチング素子Qおよび抵抗Rsからなる直列回路における任意の位置であっても構わない。
The position where the input current
ボトムスキップ数決定回路2は、ボトム検出回路1からのボトム検出信号と、入力電流値検出回路3の検出入力電流値とに基づいて、ボトムスキップ数を決定する。このボトムスキップ数決定回路2は、決定した所定のボトムスキップ数でスキップされたボトムの次のボトムのタイミングで、フリップフロップ6のセット端子にボトムスキップ制御信号を入力する。
The bottom skip
フリップフロップ6は、セット端子に入力されるセット信号(ボトムスキップ制御信号)でセットされ、コンパレータ5からの比較信号でリセットされることにより、ドライブ回路7に出力するドライブ制御信号を生成する。
The flip-
ドライブ回路7は、フリップフロップ6からのドライブ制御信号に基づいて、イッチング素子Qのゲートに与えるドライブ出力信号を生成する。スイッチング素子Qは、ドライブ出力信号がゲートに与えられることによりスイッチング動作をする。
The
〈スイッチング電源装置11の基本動作〉
上記のように構成されるスイッチング電源装置11の基本動作について、図2を参照して説明する。
<Basic Operation of Switching
The basic operation of the switching
図2は、スイッチング電源装置11の基本動作を示すタイミングチャートである。
FIG. 2 is a timing chart showing the basic operation of the switching
図2に示すように、抵抗Rsに流れる電流が増大することにより、抵抗Rsの両端電圧が帰還回路4の出力信号(フィードバック信号)に達すると、コンパレータ5は、フリップフロップ6のリセット端子にリセット信号となる比較信号を出力する。その結果、フリップフロップ6の出力信号(ドライブ制御信号)が立ち下がり、ドライブ回路7のドライブ出力信号も立ち下がるので、スイッチング素子Qはターンオフする。すると、トランスTの2次巻線S1と共振用キャパシタCrとの間で共振が生じることにより、スイッチング素子Qのドレイン−ソース間電圧Vdsが振動を開始する。
As shown in FIG. 2, when the current flowing through the resistor Rs increases and the voltage across the resistor Rs reaches the output signal (feedback signal) of the
この状態で、ボトム検出回路1は、トランスTにおける補助巻線P2の出力電圧のボトムを検出すると、検出信号をボトムスキップ数決定回路2に出力する。ここでは、ボトムスキップ数が0であることを想定しているので、ボトムスキップ数決定回路2は、フリップフロップ6のセット端子にセット信号(ボトムスキップ制御信号)を出力する。その結果、フリップフロップ6の出力信号が立ち上がり、ドライブ回路7のドライブ出力信号も立ち上がるので、スイッチング素子Qはターンオンする。このような動作を繰り返すことにより、スイッチング素子Qが駆動される。
In this state, when the
〈ボトムスキップ数決定回路2の構成〉
ボトムスキップ数決定回路2の構成について、図3を参照して説明する。
<Configuration of Bottom Skip
The configuration of the bottom skip
図3は、ボトムスキップ数決定回路2を示すブロック図である。
FIG. 3 is a block diagram showing the bottom skip
図3に示すように、ボトムスキップ数決定回路2は、入力電流値比較回路20と、入力電流値記憶回路21と、ボトムスキップ数調整回路22と、ボトムスキップ数設定回路23と、ボトム計数回路24と、ボトム数比較回路25とを有している。
As shown in FIG. 3, the bottom skip
入力電流値比較回路20(入力電流値比較部)は、入力電流値検出回路3によって検出された入力電流値I(検出値)と、入力電流値記憶回路21に記憶された入力電流値I0(記憶値)とを比較する。また、入力電流値比較回路20は、比較の結果に基づいてボトムスキップ数の指令値ΔN(変化値)の符号を判定し、その判定結果をボトムスキップ数調整回路22に出力する。
The input current value comparison circuit 20 (input current value comparison unit) includes the input current value I (detected value) detected by the input current
入力電流値比較回路20は、ボトムスキップ数の制御の初期状態において、入力電流値検出回路3によって検出された入力電流値I0として入力電流値記憶回路21に記憶させる。また、入力電流値比較回路20は、後に検出された入力電流値Iを入力電流値I0として入力電流値記憶回路21に新たに記憶させる。
The input current
ボトムスキップ数調整回路22は、入力電流値比較回路20からの出力信号に基づき、指令値ΔNを、入力電流値比較回路20によって判定された符号とともに出力する回路である。
The bottom skip
ボトムスキップ数設定回路23は、ボトムスキップ数調整回路22からの指令値ΔNおよび符号に基づいて、N0+ΔNを新たなボトムスキップ数N0として変更して設定する回路である。
The bottom skip
ボトムスキップ数決定回路2において、ボトムスキップ数調整回路22およびボトムスキップ数設定回路23は、ボトムスキップ数を変更するボトムスキップ数変更部を構成している。
In the bottom skip
ボトム計数回路24は、ボトム検出回路1のボトム検出信号(パルスの数)を計数する回路である。
The
ボトム数比較回路25は、ボトム計数回路24によって計数されたボトム数とボトムスキップ数設定回路23によって設定されたボトムスキップ数N0とを比較する回路である。ボトム数比較回路25は、その比較結果に基づいて、ボトム数がボトムスキップ数N0に達すると、次にボトム検出回路1からボトム検出信号が出力されるタイミングで、フリップフロップ6のセット端子にセット信号を出力する。このセット信号の立ち上がりが、スイッチング素子Qをターンオンさせるタイミングを規定する。
The bottom
〈ボトムスキップ数決定回路2によるボトムスキップ数の変更〉
ボトムスキップ数決定回路2によるボトムスキップ数の変更について、図4を参照して説明する。
<Change of bottom skip count by bottom skip
The change of the number of bottom skips by the bottom skip
図4は、ボトムスキップ数決定回路2によるボトムスキップ数の変更手順を示すフローチャートである。
FIG. 4 is a flowchart showing a procedure for changing the number of bottom skips by the bottom skip
(ステップS1)
まず、スイッチング電源装置11の起動後、ボトムスキップ数設定回路23は、ボトムスキップ数N0の初期値をN0=0に設定する。
(Step S1)
First, after the switching
(ステップS2)
入力電流値検出回路3が入力電流値I0を検出すると、入力電流値記憶回路21は、検出された入力電流値I0(第1検出値)を記憶しておく。
(Step S2)
When the input current
(ステップS3)
入力電流値比較回路20は、初期状態では、指令値ΔNの符号として正の符号を出力する。ボトムスキップ数調整回路22は、この符号を受けて、正の指令値ΔNをボトムスキップ数設定回路23に出力する。ボトムスキップ数設定回路23は、ボトムスキップ数をN0から指令値ΔNに変化した新たなボトムスキップ数N0を設定して記憶する。尚、指令値ΔNは1という値に限定されるものではない。
(Step S3)
The input current
(ステップS4)
入力電流値検出回路3が入力電流値Iを検出する。
(Step S4)
The input current
(ステップS5)
入力電流値比較回路20は、記憶された前回の検出値である入力電流値I0と今回の検出値である入力電流値I(第2検出値)とを比較する。
(Step S5)
Input current
(ステップS6)
入力電流値比較回路20は、ステップS5における比較の結果、入力電流値Iが入力電流値I0以下であると判定した場合、指令値ΔNの符号を反転させない。即ち、入力電流値比較回路20は、現状の指令値ΔNの極性でボトムスキップ数N0を変更することで、さらに入力電流値Iが減少する可能性があると判断する。
(Step S6)
Input current
(ステップS7)
入力電流値比較回路20は、ステップS5における比較の結果、入力電流値Iが入力電流値I0より大きいと判定した場合は、指令値ΔNの符号を反転させる。即ち、入力電流値比較回路20は、現状の指令値ΔNの極性でボトムスキップ数N0を変更することが、入力電流値Iを減少させることに対して逆の方向であると判断する。
(Step S7)
When the input current
(ステップS8)
入力電流値比較回路20は、今回検出された入力電流値Iを新たな入力電流値I0として入力電流値記憶回路21に記憶させる。
(Step S8)
The input current
以降、処理がステップS2に戻る。このような手順に基づいてボトムスキップ数N0を変更する。これにより、スイッチング素子Qは、入力電流値Iが最小となるボトムスキップ数N0を含んだ非固定の複数のボトムスキップ数N0でスイッチング動作をすることが可能となる。具体的には、上記の手順から解るように、初期状態でのボトムスキップ数N0の変更から始まり、入力電流値Iと入力電流値I0との大小判定と、この大小判定に基づくボトムスキップ数N0の変更とを繰り返すことで、入力電流値Iが常に最小となるボトムスキップ数N0を追尾しているので、ボトムスキップ数N0は固定されない。 Thereafter, the process returns to step S2. The bottom skip number N 0 is changed based on such a procedure. Thus, the switching element Q, it is possible to input current I to the switching operation a plurality of number of bottom skips N 0 unfixed containing bottom skip number N 0 as a minimum. Specifically, as can be seen from the above procedure, starting from a change in the number of bottom skips N 0 in the initial state, the magnitude determination between the input current value I and the input current value I 0, and the bottom skip based on this magnitude judgment By repeating the change of the number N 0, the bottom skip number N 0 at which the input current value I is always the minimum is tracked, and therefore the bottom skip number N 0 is not fixed.
〈スイッチング電源装置11のボトムスキップ動作〉
スイッチング電源装置11のボトムスキップ動作について、図5を参照して説明する。
<Bottom Skip Operation of Switching
The bottom skip operation of the switching
図5は、スイッチング電源装置11のボトムスキップ動作を示す波形図である。図5においては、|ΔN|=1としている。
FIG. 5 is a waveform diagram showing the bottom skip operation of the switching
図5に示すように、スイッチング電源装置11は、期間T0において、ボトムスキップ数N0=0で動作を開始する。続く期間T1において、入力電流値検出回路3が、入力電流値I0を検出し、入力電流値比較回路20が、入力電流値I0を入力電流値記憶回路21に記憶させると、ボトムスキップ数設定回路23はボトムスキップ数N0を1に変更する。この期間T1では、ドライブ回路7が、ボトム検出回路1からの出力信号の2つ目の立ち上りで立ち上がるドライブ出力信号を出力することで、スイッチング素子Qをターンオンさせる。
As shown in FIG. 5, the switching
続く期間T2において、入力電流値比較回路20は、検出した入力電流値Iと記憶された入力電流値I0とを比較した結果、入力電流値Iが入力電流値I0より小さいと判定する。この場合、指令値ΔNの符号が反転しないので、ボトムスキップ数設定回路23は、ボトムスキップ数N0に指令値ΔN(=1)を加算してボトムスキップ数N0を2に変更する。この期間T2では、ドライブ回路7が、ボトム検出回路1からの出力信号の3つ目の立ち上りでスイッチング素子Qをターンオンさせる。
In the subsequent period T2, the input current
続く期間T3において、入力電流値比較回路20は、入力電流値Iと入力電流値I0とを比較した結果、入力電流値Iが入力電流値I0より小さいと判定する。この場合も、指令値ΔNの符号が反転しないので、ボトムスキップ数設定回路23は、期間T2と同様、ボトムスキップ数N0に指令値ΔN(=1)を加算してボトムスキップ数N0を3に変更する。この期間T3では、ドライブ回路7が、ボトム検出回路1からの出力信号の4つ目の立ち上りでスイッチング素子Qをターンオンさせる。
In the subsequent period T3, the input current
続く期間T4において、入力電流値比較回路20は、入力電流値Iと入力電流値I0とを比較した結果、入力電流値Iが入力電流値I0より大きいと判定する。この場合、指令値ΔNの符号が反転するので、ボトムスキップ数設定回路23は、ボトムスキップ数N0から指令値ΔN(=1)を減算してボトムスキップ数N0を2に変更する。この期間T4では、ドライブ回路7が、ボトム検出回路1からの出力信号の3つ目の立ち上りでスイッチング素子Qをターンオンさせる。
In the subsequent period T4, the input current
続く期間T5において、入力電流値比較回路20は、入力電流値Iと入力電流値I0とを比較した結果、入力電流値Iが入力電流値I0より小さいと判定する。この場合、指令値ΔNの符号が反転しないので、ボトムスキップ数設定回路23は、期間T4と同様、ボトムスキップ数N0から指令値ΔN(=1)を減算してボトムスキップ数N0を1に変更する。この期間T5では、ドライブ回路7が、ボトム検出回路1の出力信号の2つ目の立ち上りでスイッチング素子Qをターンオンさせる。
In the subsequent period T5, the input current
〈スイッチング電源装置11による効果〉
ボトムスキップ数の調整過程と入力電流値の遷移について、図6を参照して説明する。図6は、ボトムスキップ数N0を0から3まで増加させて、1まで戻した過程と、それに伴う入力電流値Iの遷移を示している。
<Effects of the switching
The adjustment process of the number of bottom skips and the transition of the input current value will be described with reference to FIG. FIG. 6 shows the process of increasing the bottom skip number N 0 from 0 to 3 and returning it to 1, and the transition of the input current value I associated therewith.
図6に示すように、ボトムスキップ数N0が1であるとき、入力電流値I(検出値)と入力電流値I0(記憶値)とを比較した結果、入力電流値Iが入力電流値I0よりも小さくなるので、ボトムスキップ数N0は1が加算されることで2に変更される。このように、ボトムスキップ数N0は、入力電流値Iが最小となる2を含めて、1→2→3→2→1→2…、という順で常に変動する。 As shown in FIG. 6, when the number of bottom skips N 0 is 1, as a result of comparing the input current value I (detected value) with the input current value I 0 (stored value), the input current value I becomes the input current value. Since it is smaller than I 0 , the bottom skip number N 0 is changed to 2 by adding 1. Thus, the bottom skip number N 0 always varies in the order of 1 → 2 → 3 → 2 → 1 → 2..., Including 2 where the input current value I is minimum.
このようなボトムスキップ数N0の変更動作により、入出力条件の変更に伴って、入力電流値Iが最小となるボトムスキップ数N0が変動しても、その変動に追従して当該ボトムスキップ数N0を探し出すことが可能となる。したがって、最適な変換効率が得られるボトムスキップ数N0で動作する擬似共振方式のスイッチング電源装置を提供することができる。 The operation of changing such bottom skip number N 0, with the change of the input and output conditions, even the number of bottom skips N 0 the input current value I is minimized fluctuates, the bottom skip to follow the fluctuations It becomes possible to find the number N 0 . Therefore, it is possible to provide a quasi-resonant switching power supply device that operates with a bottom skip number N 0 that provides optimum conversion efficiency.
つまり、スイッチング電源装置11では、入力電流値Iが最小となるボトムスキップ数N0を随時決定することにより、スイッチング周波数に依存する損失だけでなく、電流実効値に依存する損失も加味した状態でボトムスキップ数N0を決定することができる。これにより、スイッチング電源装置11は、特許文献1に記載のスイッチング電源装置と比べて、より変換効率を改善することができる。
That is, in the switching
〔実施形態2〕
本発明の実施形態2について、図7〜図9に基づいて説明すれば、以下のとおりである。
[Embodiment 2]
The second embodiment of the present invention will be described below with reference to FIGS.
尚、説明の便宜上、本実施形態において、実施形態1における構成要素と同等の機能を有する構成要素については、同じ符号を付記して、その説明を省略する。 For convenience of explanation, in this embodiment, constituent elements having functions equivalent to those of the constituent elements in the first embodiment are denoted by the same reference numerals and description thereof is omitted.
〈スイッチング電源装置12の構成〉
図7は、本発明の実施形態2に係るスイッチング電源装置12の構成を示す回路図である。図8は、スイッチング電源装置12における入力電流の瞬時値を示すグラフである。
<Configuration of Switching Power Supply Device 12>
FIG. 7 is a circuit diagram showing a configuration of the switching power supply device 12 according to the second embodiment of the present invention. FIG. 8 is a graph showing the instantaneous value of the input current in the switching power supply device 12.
図7に示すように、スイッチング電源装置12は、擬似共振方式の絶縁AC−DCコンバータである。このスイッチング電源装置12は、実施形態1におけるスイッチング電源装置11と同様、平滑コンデンサCiと、トランスTと、ダイオードDと、スイッチング素子Qと、共振用キャパシタCrと、分圧抵抗Ro1,Ro2と、平滑コンデンサCoと、ボトム検出回路1と、ボトムスキップ数決定回路2と、入力電流値検出回路3と、帰還回路4と、コンパレータ5と、フリップフロップ6と、ドライブ回路7とを備えている。また、スイッチング電源装置12は、スイッチング電源装置11と異なり、ブリッジダイオード8と、極性検出回路9とを備えている。
As shown in FIG. 7, the switching power supply device 12 is a quasi-resonant insulated AC-DC converter. Similar to the switching
ブリッジダイオード8の一方の出力端は、平滑コンデンサCiの一端(正極側)に接続され、ブリッジダイオード8の他方の出力端は、入力電流値検出回路3の一方の入力端に接続されている。
One output terminal of the
極性検出回路9は、交流入力電圧の極性を検出する回路である。この極性検出回路9は、ACラインを構成するLラインおよびNラインに接続されており、Lラインの電位とNラインの電位とのどちらかが高いかを判定することにより、交流入力電圧の極性を検出する。極性検出回路9は、例えば、Lラインの電位の方が高い場合にHigh信号を出力し、Nラインの電位の方が高い場合にLow信号を出力する。これらの信号は、入力電流値検出回路3に与えられる。
The
スイッチング電源装置12において、ブリッジダイオード8と平滑コンデンサCiとからなるコンデンサインプット型整流回路が構成されている。コンデンサインプット型整流回路を含むスイッチング電源装置12では、図8に示すように、入力電流瞬時値は瞬時変動が大きいことが解る。
In the switching power supply device 12, a capacitor input type rectifier circuit including a
〈入力電流値検出回路3の構成〉
図9は、入力電流値検出回路3の構成を示ブロック図である。
<Configuration of Input Current
FIG. 9 is a block diagram showing the configuration of the input current
入力電流値検出回路3は、入力電流瞬時値検出回路31と、入力電流平均値算出回路32とを有している。
The input current
入力電流瞬時値検出回路31は、ブリッジダイオード8と平滑コンデンサCiとの間に接続されており、上記のコンデンサインプット型整流回路からの入力電流の瞬時値を検出する回路である。
The input current instantaneous
入力電流平均値算出回路32は、入力電流瞬時値検出回路31によって検出された入力電流の瞬時値と極性検出回路9の出力信号とに基づき、極性検出回路9の出力信号が反転したタイミングから次の反転タイミングまでの入力電流の平均値を算出する回路である。尚、入力電流平均値算出回路32は、入力電流の平均値の代わりに入力電流の実効値を算出してもよい。
Based on the instantaneous value of the input current detected by the input current instantaneous
入力電流値検出回路3は、このように構成されることで、交流電源周期の1/2周期での入力電流の平均値を算出することが可能となる。これにより、60kHz,50kHzのどちらの交流電源周波数においても入力電流を検出することが可能となる。
With this configuration, the input current
〈スイッチング電源装置12による効果〉
スイッチング電源装置12において、入力電流値検出回路3は、上記のように交流電源の1/2周期毎の入力電流の平均値(または実効値)を算出する。これにより、入力電流の時間変動の大きい場合、例えばコンデンサインプット型整流回路が構成されている場合においても、入力電力の変動と相関関係にある入力電流値をより正確に算出することが可能となる。この場合、ボトムスキップ数N0の更新周期は交流電源の1/2周期となる。
<Effects of the switching power supply device 12>
In the switching power supply device 12, the input current
尚、ボトムスキップ数決定回路2の動作については、実施形態1と同じであるので、ここではその説明を省略する。
Since the operation of the bottom skip
〔実施形態3〕
本発明の実施形態3について、図10および図11に基づいて説明すれば、以下のとおりである。
[Embodiment 3]
尚、説明の便宜上、本実施形態において、実施形態1における構成要素と同等の機能を有する構成要素については、同じ符号を付記して、その説明を省略する。 For convenience of explanation, in this embodiment, constituent elements having functions equivalent to those of the constituent elements in the first embodiment are denoted by the same reference numerals and description thereof is omitted.
〈スイッチング電源装置13の構成〉
図10は、本発明の実施形態3に係るスイッチング電源装置13の構成を示す回路図である。
<Configuration of Switching Power Supply Device 13>
FIG. 10 is a circuit diagram showing a configuration of the switching power supply device 13 according to
図10に示すように、スイッチング電源装置13は、擬似共振方式の絶縁DC−DCコンバータである。このスイッチング電源装置13は、実施形態1におけるスイッチング電源装置11と同様、平滑コンデンサCiと、トランスTと、ダイオードDと、スイッチング素子Qと、共振用キャパシタCrと、分圧抵抗Ro1,Ro2と、平滑コンデンサCoと、ボトム検出回路1と、入力電流値検出回路3と、帰還回路4と、コンパレータ5と、フリップフロップ6と、ドライブ回路7とを備えている。また、スイッチング電源装置13は、スイッチング電源装置11と異なり、入力電圧検出回路10を備え、ボトムスキップ数決定回路2に代えて、ボトムスキップ数決定回路2Aを備えている。
As shown in FIG. 10, the switching power supply device 13 is a quasi-resonant insulated DC-DC converter. As with the switching
入力電圧検出回路10は、電源ラインとGNDラインとの間に接続されており、入力電圧Vi(直流入力電圧)を検出する回路である。
The input
ボトムスキップ数決定回路2Aは、スイッチング電源装置11におけるボトムスキップ数決定回路2と同等の機能を有しているが、さらに入力電圧Viと制御開始電圧Vi_startとの比較機能を有している。具体的には、ボトムスキップ数決定回路2Aは、入力電圧Viが予め設定された制御開始電圧Vi_start以下である場合、実施形態1にて説明したボトムスキップ数変更の動作を行わず、入力電圧Viが予め設定された制御開始電圧Vi_start(閾値電圧)より高い場合、ボトムスキップ数変更の動作を行うように構成されている。
The bottom skip
〈ボトムスキップ数決定回路2によるボトムスキップ数の変更〉
ボトムスキップ数決定回路2によるボトムスキップ数の変更について、図11を参照して説明する。
<Change of bottom skip count by bottom skip
The change of the number of bottom skips by the bottom skip
図11は、ボトムスキップ数決定回路2によるボトムスキップ数の変更手順を示すフローチャートである。図11のフローチャートにおけるステップS14〜S20では、図2のフローチャートにおいてそれぞれ対応したステップS2〜S8の処理と同等の処理が行われる。
FIG. 11 is a flowchart showing a procedure for changing the number of bottom skips by the bottom skip
(ステップS11)
まず、スイッチング電源装置13の起動後、ボトムスキップ数設定回路23は、ボトムスキップ数N0の初期値をN0=0に設定する。
(Step S11)
First, after the switching power supply device 13 is activated, the bottom skip
(ステップS12)
入力電圧検出回路10は入力電圧Viを検出する。検出された入力電圧Viは、ボトムスキップ数決定回路2Aに与えられる。
(Step S12)
The input
(ステップS13)
ボトムスキップ数決定回路2Aが、入力電圧Viと制御開始電圧Vi_startとを比較した結果、入力電圧Viが制御開始電圧Vi_start以下であると判定した場合、処理がステップS2に戻る。この状態では、ボトムスキップ数N0が前述のように0に設定されているので、スイッチング電源装置13は、実施形態1で図2を参照して説明したように、ボトムスキップ数N0が0である場合の動作をする。
(Step S13)
When the bottom skip
平滑コンデンサCiの両端電圧の上昇に伴って、ボトムスキップ数決定回路2Aが、入力電圧Viが制御開始電圧Vi_startより高いと判定すると、ステップS14に移行する。これにより、実施形態1において図4のフローチャートで示すステップS2以降の処理と同等の処理が行われる。
When the bottom skip
〈スイッチング電源装置13による効果〉
スイッチング電源装置13の電源投入時は、入力電流は確実に増加傾向になるので、ボトムスキップ数N0を入力電流値Iと入力電流値I0との比較により決定するまでもなく、ボトムスキップ数N0は0に決定される。本実施形態のスイッチング電源装置13においては、入力電圧Viが、予め設定されている制御開始電圧Vi_start以下である状態では、ボトムスキップ数決定回路2Aが、ボトムスキップ数変更動作を行わない。これにより、電源投入直後のボトムスキップ数N0を決定するための動作に起因する消費電力を低減することが可能となる。
<Effects of the switching power supply device 13>
When the switching power supply 13 is turned on, the input current surely increases. Therefore, it is not necessary to determine the bottom skip number N 0 by comparing the input current value I with the input current value I 0. N 0 is determined to be 0. In the switching power supply device 13 of the present embodiment, the bottom skip
尚、本実施形態の構成は、前述の実施形態2のスイッチング電源装置12にも適用することが可能である。 Note that the configuration of the present embodiment can also be applied to the switching power supply device 12 of the second embodiment described above.
〈付記事項〉
以上のように、実施形態1〜3について説明したが、本発明は上述した実施形態1〜3に限定されるものではなく、請求項に示した範囲で種々の変更が可能である。本発明に係るスイッチング電源装置は、インダクタと共振用キャパシタとの共振現象を利用して、共振電圧がボトムに達したタイミングでスイッチング素子をターンオンさせる疑似共振スイッチング電源装置である。このため、実施形態1に示した疑似共振フライバックコンバータに限定されるものではなく、臨界モード昇圧コンバータ、臨界モード昇圧型力率善回路等に適用できる。本実施形態では、本発明を臨界モード昇圧コンバータに適用した例について、次の実施形態4において説明する。
<Additional notes>
As mentioned above, although Embodiment 1-3 was demonstrated, this invention is not limited to Embodiment 1-3 mentioned above, A various change is possible in the range shown to the claim. The switching power supply according to the present invention is a quasi-resonant switching power supply that turns on the switching element at the timing when the resonance voltage reaches the bottom by utilizing the resonance phenomenon of the inductor and the resonance capacitor. Therefore, the present invention is not limited to the quasi-resonant flyback converter shown in the first embodiment, and can be applied to a critical mode boost converter, a critical mode boost type power factor improving circuit, and the like. In the present embodiment, an example in which the present invention is applied to a critical mode boost converter will be described in the following fourth embodiment.
〔実施形態4〕
本発明の実施形態4について、図12に基づいて説明すれば、以下のとおりである。
[Embodiment 4]
The following describes
尚、説明の便宜上、本実施形態において、実施形態1における構成要素と同等の機能を有する構成要素については、同じ符号を付記して、その説明を省略する。 For convenience of explanation, in this embodiment, constituent elements having functions equivalent to those of the constituent elements in the first embodiment are denoted by the same reference numerals and description thereof is omitted.
〈スイッチング電源装置14の構成〉
図12は、本発明の実施形態3に係るスイッチング電源装置13の構成を示す回路図である。
<Configuration of Switching Power Supply Device 14>
FIG. 12 is a circuit diagram showing a configuration of the switching power supply device 13 according to
図12に示すように、スイッチング電源装置14は、擬似共振方式の臨界モード昇圧コンバータである。このスイッチング電源装置14は、実施形態1におけるスイッチング電源装置11と同様、平滑コンデンサCiと、ダイオードDと、スイッチング素子Qと、共振用キャパシタCrと、分圧抵抗Ro1,Ro2と、平滑コンデンサCoと、ボトムスキップ数決定回路2と、入力電流値検出回路3と、帰還回路4と、コンパレータ5と、フリップフロップ6と、ドライブ回路7とを備えている。また、スイッチング電源装置13は、スイッチング電源装置11と異なり、チョークコイルL(インダクタ)を備え、ボトム検出回路1に代えてボトム検出回路1Aを備えている。
As shown in FIG. 12, the switching power supply device 14 is a quasi-resonant critical mode boost converter. As with the switching
スイッチング電源装置13は、スイッチング電源装置11と異なってトランスTを備えていないため、スイッチング素子QのドレインがダイオードDのアノードに接続されている。
Unlike the switching
チョークコイルL(コイル)は、主巻線MAINと副巻線SUBとを有している。主巻線MAINの一端は平滑コンデンサCiの一端(正極側)に接続され、主巻線MAINの他端はダイオードDのアノードに接続されている。副巻線SUBの一端はGNDラインに接続され、副巻線SUBの他端はボトム検出回路1に接続されている。つまり、平滑コンデンサCiに並列接続されている直列回路が、チョークコイルLの主巻線MAIN、スイッチング素子Qおよび抵抗Rsからなる直列回路であり、ボトム検出回路1Aへの入力信号(ボトム検出信号)が補助捲線SUBに現れる。
The choke coil L (coil) has a main winding MAIN and a sub winding SUB. One end of the main winding MAIN is connected to one end (positive side) of the smoothing capacitor Ci, and the other end of the main winding MAIN is connected to the anode of the diode D. One end of the sub winding SUB is connected to the GND line, and the other end of the sub winding SUB is connected to the
ボトム検出回路1Aは、ボトム検出信号がチョークコイルLから与えられること以外は、スイッチング電源装置11におけるボトム検出回路1と同様に構成されている。
The bottom detection circuit 1A is configured in the same manner as the
〈スイッチング電源装置14の動作〉
スイッチング電源装置14は、実施形態1のスイッチング電源装置11と異なり、トランスTを備える代わりに、チョークコイルLを備えている。このため、スイッチング素子Qがターンオフすると、チョークコイルLの補助捲線SUBと共振用キャパシタCrとの間で共振が生じることにより、スイッチング素子Qのドレイン−ソース間電圧Vdsが振動を開始する。したがって、ボトム検出回路1Aは、スイッチング電源装置11におけるボトム検出回路1とは異なり、副巻線SUBの出力電圧(共振電圧)のボトム状態を検出すると、検出結果をボトム検出信号としてボトムスキップ数決定回路2に出力する。
<Operation of Switching Power Supply Device 14>
Unlike the switching
〈スイッチング電源装置14による効果〉
擬似共振方式の臨界モード昇圧コンバータであるスイッチング電源装置14においても、ボトムスキップ数決定回路2によって、入力電流値Iが最小となるボトムスキップ数N0の変動に追従して当該ボトムスキップ数N0を探し出すことが可能となる。したがって、最適な変換効率が得られるボトムスキップ数N0で動作する擬似共振方式の臨界モード昇圧コンバータを提供することができる。
<Effects of the switching power supply device 14>
Also in the switching power supply 14 is a critical mode boost converter quasi resonant type, the bottom skip
尚、スイッチング電源装置14は、実施形態2のスイッチング電源装置12にも適用することが可能である。 Note that the switching power supply device 14 can also be applied to the switching power supply device 12 of the second embodiment.
〔まとめ〕
本発明の態様1に係るスイッチング電源装置は、インダクタ(トランスT,チョークコイルL)と、前記インダクタに接続されたスイッチング素子Qと、前記スイッチング素子Qと並列に接続されたキャパシタ(共振用キャパシタCr)と、前記インダクタと前記キャパシタとの共振に基づいて生じる共振電圧のボトムを検出するボトム検出回路1と、前記スイッチング素子Qがターンオンするタイミングを規定する前記ボトムをスキップさせるボトムスキップ数を決定するボトムスキップ数決定回路2とを備え、前記ボトムスキップ数決定回路2が、スイッチング電源装置の入力電流値が小さくなるように前記ボトムスキップ数を変更することにより、前記入力電流値が最小となる前記ボトムスキップ数を決定する。
[Summary]
A switching power supply according to the first aspect of the present invention includes an inductor (transformer T, choke coil L), a switching element Q connected to the inductor, and a capacitor (resonance capacitor Cr) connected in parallel to the switching element Q. ), A
上記の構成によれば、スイッチング電源装置の入力電力値と定性的には同一の傾向にある入力電流値が最小になるようにボトムスキップを変更する。これにより、スイッチング電源装置は、あらゆる入出力条件において最適な変換効率が得られるボトムスキップ数で動作することができる。 According to said structure, bottom skip is changed so that the input electric current value which has the same tendency qualitatively as the input electric power value of a switching power supply device may become the minimum. As a result, the switching power supply device can operate with the number of bottom skips that can provide optimum conversion efficiency under any input / output conditions.
本発明の態様2に係るスイッチング電源装置は、上記態様1において、前記入力電流値を検出する入力電流値検出回路3をさらに備え、前記ボトムスキップ数決定回路2が、検出された前記入力電流値である第1検出値(入力電流値I0)と、当該第1検出値の次に検出された前記入力電流値である第2検出値(入力電流値I)とを比較する入力電流値比較部(入力電流値比較回路20)と、前記第2検出値が前記第1検出値以下であるとき、前記ボトムスキップ数を前回に変更した方向と同じ方向で前記ボトムスキップ数を変更する一方、前記第2検出値が前記第1検出値より大きいとき、前記ボトムスキップ数を前回に変更した方向と逆の方向で前記ボトムスキップ数を変更するボトムスキップ数変更部(ボトムスキップ数調整回路22およびボトムスキップ数設定回路23)とを有していてもよい。
The switching power supply apparatus according to
上記の構成によれば、第1検出値に対する第2検出値の大小に応じてボトムスキップ数を変更する方向を適宜変えながら、入力電流値が最小となるようにボトムスキップ数を変更していく。これにより、スイッチング素子は、あらゆる入出力条件において、入力電流値が最小となるボトムスキップ数を含んだ非固定のボトムスキップ数でスイッチング動作することができる。したがって、スイッチング電源装置を最適な変換効率が得られるボトムスキップ数で動作させることができる。 According to the above configuration, the bottom skip number is changed so as to minimize the input current value while appropriately changing the direction of changing the bottom skip number according to the magnitude of the second detection value with respect to the first detection value. . Thereby, the switching element can perform a switching operation with an unfixed number of bottom skips including the number of bottom skips that minimizes the input current value under any input / output conditions. Therefore, the switching power supply device can be operated with the number of bottom skips that can obtain the optimum conversion efficiency.
本発明の態様3に係るスイッチング電源装置は、上記態様2において、前記入力電流値検出回路3は、交流入力電圧の極性が反転してから次の反転までの前記入力電流値の平均値または実効値を算出してもよい。
In the switching power supply according to
上記の構成によれば、入力電流の時間変動の大きい場合、例えばスイッチング電源装置がコンデンサインプット型整流回路を含む場合においても、入力電力の変動と相関関係にある入力電流値をより正確に算出することが可能となる。 According to the above configuration, when the time variation of the input current is large, for example, even when the switching power supply device includes a capacitor input type rectifier circuit, the input current value correlated with the variation of the input power is more accurately calculated. It becomes possible.
本発明の態様4に係るスイッチング電源装置は、上記態様1から3において、前記ボトムスキップ数決定回路2は、スイッチング電源装置の直流入力電圧が所定の閾値電圧以下において前記ボトムスキップ数を0に決定してもよい。
In the switching power supply according to
上記の構成によれば、スイッチング電源装置の電源投入直後における入力電流が増加傾向にある状態では、ボトムスキップ数の決定が行われないので、ボトムスキップ数を決定するための動作に起因する消費電力を低減することが可能となる。 According to the above configuration, since the bottom skip number is not determined in a state in which the input current immediately after the switching power supply is turned on, the power consumption resulting from the operation for determining the bottom skip number is not performed. Can be reduced.
本発明の態様5に係るスイッチング電源装置は、上記態様1から4において、前記インダクタは、前記スイッチング素子Qと直列に接続されているコイル(チョークコイルL)であってもよい。
In the switching power supply according to
上記の構成によれば、スイッチング電源装置が昇圧コンバータを構成するので、このような昇圧コンバータにおいても、入力電流値が最小となるようにボトムスキップ数を決定することにより、最適な変換効率を得ることができる。 According to the above configuration, since the switching power supply device constitutes a boost converter, even in such a boost converter, the optimum conversion efficiency is obtained by determining the number of bottom skips so that the input current value is minimized. be able to.
本発明は上述した各実施形態に限定されるものではなく、請求項に示した範囲で種々の変更が可能であり、異なる実施形態にそれぞれ開示された技術的手段を適宜組み合わせて得られる実施形態についても本発明の技術的範囲に含まれる。さらに、各実施形態にそれぞれ開示された技術的手段を組み合わせることにより、新しい技術的特徴を形成することができる。 The present invention is not limited to the above-described embodiments, and various modifications are possible within the scope shown in the claims, and embodiments obtained by appropriately combining technical means disclosed in different embodiments. Is also included in the technical scope of the present invention. Furthermore, a new technical feature can be formed by combining the technical means disclosed in each embodiment.
本発明は、ボトムスキップ制御技術を利用した擬似共振方式のスイッチング電源装置に利用することができる。 The present invention can be used for a quasi-resonant switching power supply device using bottom skip control technology.
1 ボトム検出回路
1A ボトム検出回路
2 ボトムスキップ数決定回路
2A ボトムスキップ数決定回路
3 入力電流値検出回路
4 帰還回路
5 コンパレータ
6 フリップフロップ
7 ドライブ回路
8 ブリッジダイオード
9 極性検出回路
10 入力電圧検出回路
11〜14 スイッチング電源装置
20 入力電流値比較回路(入力電流値比較部)
21 入力電流値記憶回路
22 ボトムスキップ数調整回路(ボトムスキップ数変更部)
23 ボトムスキップ数設定回路(ボトムスキップ数変更部)
24 ボトム計数回路
25 ボトム数比較回路
31 入力電流瞬時値検出回路
32 入力電流平均値算出回路
Cr 共振用キャパシタ(キャパシタ)
I0 入力電流値
I 入力電流値
L チョークコイル(インダクタ)
Q スイッチング素子
T トランス(インダクタ)
Vi 入力電圧(直流入力電圧)
Vi_start 制御開始電圧(閾値電圧)
DESCRIPTION OF
21 Input Current
23 Bottom skip count setting circuit (bottom skip count changing section)
24
I 0 Input current value I Input current value L Choke coil (inductor)
Q switching element T transformer (inductor)
Vi input voltage (DC input voltage)
Vi_start Control start voltage (threshold voltage)
Claims (5)
前記インダクタに接続されたスイッチング素子と、
前記スイッチング素子と並列に接続されたキャパシタと、
前記インダクタと前記キャパシタとの共振に基づいて生じる共振電圧のボトムを検出するボトム検出回路と、
前記スイッチング素子がターンオンするタイミングを規定する前記ボトムをスキップさせるボトムスキップ数を決定するボトムスキップ数決定回路とを備え、
前記ボトムスキップ数決定回路は、スイッチング電源装置の入力電流値が小さくなるように前記ボトムスキップ数を変更することにより、前記入力電流値が最小となる前記ボトムスキップ数を決定することを特徴とするスイッチング電源装置。 An inductor;
A switching element connected to the inductor;
A capacitor connected in parallel with the switching element;
A bottom detection circuit for detecting a bottom of a resonance voltage generated based on resonance between the inductor and the capacitor;
A bottom skip number determining circuit for determining a bottom skip number for skipping the bottom that defines the timing at which the switching element is turned on, and
The bottom skip number determination circuit determines the bottom skip number that minimizes the input current value by changing the bottom skip number so that the input current value of the switching power supply device is reduced. Switching power supply.
前記ボトムスキップ数決定回路は、
検出された前記入力電流値である第1検出値と、当該第1検出値の次に検出された前記入力電流値である第2検出値とを比較する入力電流値比較部と、
前記第2検出値が前記第1検出値以下であるとき、前記ボトムスキップ数を前回に変更した方向と同じ方向で前記ボトムスキップ数を変更する一方、前記第2検出値が前記第1検出値より大きいとき、前記ボトムスキップ数を前回に変更した方向と逆の方向で前記ボトムスキップ数を変更するボトムスキップ数変更部とを有していることを特徴とする請求項1に記載のスイッチング電源装置。 An input current value detection circuit for detecting the input current value;
The bottom skip number determination circuit includes:
An input current value comparison unit that compares the detected first input value that is the input current value with the second detected value that is the input current value detected next to the first detected value;
When the second detection value is less than or equal to the first detection value, the bottom skip number is changed in the same direction as the direction in which the bottom skip number has been changed last time, while the second detection value is the first detection value. 2. The switching power supply according to claim 1, further comprising: a bottom skip number changing unit that changes the bottom skip number in a direction opposite to a direction in which the bottom skip number has been changed last time. apparatus.
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