JP2016017778A - A/d conversion device - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、異なる搬送波が個別に変調されることによって生成され、かつ占有帯域が異なる信号の組み合わせからなるマルチキャリア信号をディジタル信号に変換するAD変換装置に関する。 The present invention relates to an AD conversion apparatus that converts a multicarrier signal, which is generated by individually modulating different carrier waves and includes a combination of signals having different occupied bands, into a digital signal.
信号を送受信するレーダー装置では、目標物の距離分解能を向上させるために、広帯域の電波を送受することが望まれる。しかしながら、広帯域の電波を用いると、受信側のAD(Analog to Digital;アナログ信号−ディジタル信号)変換器として、高速のものを用いる必要が生じてくる。そこで、特許文献1には、送信波形を繰り返し波形とし、送信タイミングをずらして複数回繰り返して送信を行うことにより、サンプリング間隔をずらし、サンプリング周波数を上げたことと等価とし、検出分解能を向上させることが記載されている。
In a radar device that transmits and receives signals, it is desired to transmit and receive broadband radio waves in order to improve the distance resolution of a target. However, when a broadband radio wave is used, it is necessary to use a high-speed AD (Analog to Digital) converter on the receiving side. Therefore,
しかしながら、特許文献1に記載されているものでは、同一波形を繰り返して送信する間に、目標物が移動してしまうと、誤差が生じるという問題がある。
However, what is described in
上述の課題を鑑み、本発明は、A/D変換器の変換速度が無用に高く設定されることなく、広帯域に分布する個々の占有帯域の成分を周波数軸上の所望の帯域に精度よく安定にパックできるA/D変換装置を提供することを目的とする。 In view of the above-described problems, the present invention stably stabilizes the components of each occupied band distributed over a wide band in a desired band on the frequency axis without setting the conversion speed of the A / D converter unnecessarily high. An object of the present invention is to provide an A / D conversion device that can be packed in a package.
請求項1に記載のA/D変換装置では、第1のA/D変換手段ないし第pのA/D変換手段は、複数Nの異なるサブキャリア中心周波数s1〜snの搬送波が個別に変調されることによって生成され、かつ占有帯域が周波数軸上に等しいサブキャリア間隔ΔFで配置されてなるマルチキャリア信号を個別にA/D変換し、前記周波数軸上における前記サブキャリア間隔ΔFの総和が圧縮された第1のディジタル信号ないし第p(≧2)のディジタル信号をそれぞれ生成する。部分帯域選択手段は、前記第1ないし第pのディジタル信号で示されるアナログ信号が周波数軸上で共通に区分されてなる部分帯域の内、前記第1のA/D変換手段ないし前記第pのA/D変換手段で生じるエリアシングの下で、前記マルチキャリア信号の同じ周波数成分が分布することが既知である複数pの部分帯域の帯域幅Bの組み合わせ毎に、レベルが最大ではない特定の部分帯域、またはレベルが既定の上限値を下回る特定の部分帯域を選択する。前記第1のA/D変換手段ないし第pのA/D変換手段の個々のサンプリング周波数は、整数i(≦p)と整数j(≦p,≠i)との全ての対について、前記部分帯域の帯域幅Bに対する不等式|fsi−fsj|>Bが成立し、かつ前記fsiと前記fsjとの最小公倍数MLCに等しいサンプリング周波数におけるサンプリング定理が前記マルチキャリア信号の占有帯域Wに対して成立する周波数fs1〜fspに設定される。
In the A / D converter according to
すなわち、マルチキャリア信号の占有帯域の何れに干渉波や外乱等の雑音が重畳されていても、異なるサンプリング周波数で並行して稼働する第1ないし第pのA/D変換手段によって出力され、かつ同じ周波数成分が分布することが既知である部分帯域の対毎に、該当する雑音が重畳されていない一方の部分帯域が選択される。 That is, even if noise such as an interference wave or disturbance is superimposed on any of the occupied bands of the multicarrier signal, it is output by the first to pth A / D conversion means operating in parallel at different sampling frequencies, and For each pair of partial bands in which it is known that the same frequency component is distributed, one partial band on which no corresponding noise is superimposed is selected.
本発明によれば、マルチキャリア信号は、アンダーサンプリングされるにもかかわらず、干渉や外乱によって精度や信頼性の低下することなく、所望のディジタル信号処理が施される。 According to the present invention, the multicarrier signal is subjected to desired digital signal processing without being degraded in accuracy and reliability due to interference or disturbance even though it is undersampled.
以下、本発明の実施の形態について図面を参照しながら説明する。
<第1実施形態>
図1は、本実施形態に係るレーダー装置101の構成を示すブロック図である。
図1に示すように、レーダー装置101は、制御部110、サブキャリア生成部111、DA変換部112a及び112b、送信周波数変換部113、送信電力増幅部114、送信アンテナ115、ローカル信号発生部116、受信アンテナ121、受信電力増幅部122、受信周波数変換部123、AD変換部124a及び124b、周波数分析部125、周波数アンフォールド部126、及び距離・速度演算部131を備える。
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
<First Embodiment>
FIG. 1 is a block diagram illustrating a configuration of a
As illustrated in FIG. 1, the
サブキャリア生成部111は、制御部110の制御の下に、複数のサブキャリアからなるマルチキャリア信号を生成し、Iチャネル(同相成分)及びQチャネル(直交成分)の信号として出力する。DA(Digital to Analog;ディジタル信号−アナログ信号)変換部112a及び112bは、Iチャネル及びQチャネルの信号をディジタル信号からアナログ信号に変換する。送信周波数変換部113は、Iチャネル及びQチャネルの信号を直交変調し、ローカル信号発生部116からのローカル信号と乗算して、所望の送信周波数に変換する。送信電力増幅部114は、送信信号を電力増幅し、増幅した送信信号を、送信アンテナ115を介して送信する。これにより、送信アンテナ115を介して、目標物120に送信波x(t)が照射される。送信周波数変換部113及び送信電力増幅部114は、レーダー送信部102を構成している。
Under the control of the
受信アンテナ121は、目標物120で反射された受信波y(t)を受信する。受信電力増幅部122は、受信アンテナ121からの受信信号を増幅する。受信周波数変換部123は、ローカル信号発生部116からのローカル信号と乗算して、Iチャネル及びQチャネルの信号を直交復調する。受信電力増幅部122及び受信周波数変換部123は、レーダー受信部103を構成している。AD(Analog to Digital)変換部124a及び124bは、Iチャネル及びQチャネルの信号をアナログ信号からディジタル信号に変換する。なお、本実施形態では、AD変換部124a及び124bのサンプリング周波数fsは、サブキャリア成分及びその折り返し成分のスペクトルが重なることがないように、サブキャリア間隔Δf1〜Δfn(nはサブキャリアのインデックス)と所定の関係となるように設定されている。すなわち、このAD変換124a及び124bのサンプリング周波数fsは、周波数軸上におけるサブキャリア周波数帯域b1〜bn間の隙間が圧縮され、かつAD変換124a(あるいは124b)のAD変換の過程で生じるエリアシングの下でサブキャリア周波数帯域b1〜bnの成分が重ならない周波数に設定されている。また、AD変換124a及び124bは、AD変換の過程におけるエリアシングの下で生じた周波数軸上における順列の変化を補正するスペクトル補正手段を備えるようにすることもできる。
The
周波数分析部125は、復調された信号を周波数領域のスペクトル信号に変換する。周波数アンフォールド部126は、並べ替え操作により、スペクトル信号中の折り返し成分を復元する。距離・速度演算部131は、制御部110がサブキャリア生成部111に出力する送信信号と、周波数アンフォールド部126から入力される受信信号とに基づいて、目標物120の距離及び速度を算出する。距離・速度演算部131は、算出した距離及び速度を例えば不図示の表示部に表示させ、または不図示の接続されているコンピュータに送信する。距離・速度演算部131は、例えば、参考文献1に記載されている手法を用いて、距離及び速度を算出する。
(参考文献)Christian Sturm,“Waveform Design and Signal Processing Aspects for Fusion of Wireless Communications and Radar Sensing”,2011,IEEE,Vol.99,No.7,July 2011 IEEE,p1236-p1259
The
(Reference) Christian Sturm, “Waveform Design and Signal Processing Aspects for Fusion of Wireless Communications and Radar Sensing”, 2011, IEEE, Vol.99, No.7, July 2011 IEEE, p1236-p1259
制御部110は、サブキャリア生成部111を制御してサブキャリア信号を生成させる。制御部110は、ローカル信号発生部116を制御して送信側のローカル信号と受信側のローカル信号を発生させる。また、制御部110は、各サブキャリア信号の周波数を制御することで、キャリアごとの変調、復調を制御する。制御部110は、距離・速度演算部131から入力された情報を、例えば不図示の表示部に表示させ、または不図示の接続されているコンピュータに送信する。
次に、本実施形態に係るレーダー装置101の動作について説明する。図1において、サブキャリア生成部111からは、マルチキャリア信号が生成される。このマルチキャリア信号は、複数のサブキャリアがサブキャリア間隔Δf1〜Δfnに配置された信号である。このサブキャリア生成部111からのマルチキャリア信号は、DA変換部112a及び112bによりアナログ信号に変換される。
Next, the operation of the
DA変換部112a及び112bの出力信号は、送信周波数変換部113に供給される。また、送信周波数変換部113には、ローカル信号発生部116から、ローカル信号が供給される。送信周波数変換部113により、DA変換部112a及び112bからのIチャネル及びQチャネル信号は直交変調され、所望の高周波信号に周波数変換される。送信周波数変換部113の出力信号は、送信電力増幅部114で電力増幅された後、送信アンテナ115から送信される。
The output signals of the
図2(A)は実施形態に係るレーダー装置における送信アンテナ115からの出力信号のスペクトルである。
送信アンテナ115からの送信信号は、目標物120により反射された後、受信アンテナ121で受信される。受信アンテナ121の受信信号は、受信電力増幅部122で増幅された後、受信周波数変換部123に供給される。受信周波数変換部123には、ローカル信号発生部116から、ローカル信号が供給される。受信周波数変換部123により、Iチャネル及びQチャネル信号が直交復調される。
FIG. 2A is a spectrum of an output signal from the
A transmission signal from the
図2(B)は、受信周波数変換部123からの信号のスペクトルを示している。前述したように、送信信号は、サブキャリア間隔Δf1〜Δfnのマルチキャリアの信号である。図2(B)に示すように、受信周波数変換部123からは、サブキャリア間隔Δf1〜Δfnの複数のサブキャリアのスペクトル成分が検出される。また、この受信信号のスペクトル成分は、サブキャリア周波数帯域b1〜bnに加え、本レーダー装置101に対して相対速度のある目標物120に反射した場合、ドップラシフトによる周波数広がり±dを持つ。受信周波数変換部123で復調されたIチャネル及びQチャネル信号は、AD変換部124a及び124bで、ディジタル信号からアナログ信号に変換される。
FIG. 2B shows the spectrum of the signal from the
ここで、サンプリングの定理から、AD変換部124a及び124bを用いた直交復調系において、サンプリング周波数を入力信号の周波数帯域以上としないと、折り返し成分が生じる。しかしながら、サンプリングの定理を満足するように、サンプリング周波数を高くすると、AD変換部124a及び124bとして高速のものが要求される。
Here, from the sampling theorem, in the orthogonal demodulation system using the
そこで、本発明では、ベースバンド帯におけるすべてのサブキャリアについて、s(n)/fsがサブキャリア周波数帯域b1〜bnを考慮したうえで周波数軸上において重ならないという条件を設定し、低速AD変換部の利用を可能にする。なお、s(n)はn番目のサブキャリア中心周波数を表す。また、考慮するサブキャリアの帯域幅に前記ドップラシフトによる周波数広がり±dを含めてもよい。 Therefore, in the present invention, for all subcarriers in the baseband, a condition is set such that s (n) / fs does not overlap on the frequency axis in consideration of the subcarrier frequency bands b1 to bn, and low-speed AD conversion is performed. The part can be used. Note that s (n) represents the nth subcarrier center frequency. Further, the frequency spread ± d due to the Doppler shift may be included in the bandwidth of the subcarrier to be considered.
条件1に加え、サブキャリア中心周波数s1〜snをサンプリング周波数で除算した剰余m1〜mnがサブキャリア毎に異なる関係となるように、サンプリング周波数fsとベースバンドにおけるサブキャリアのサブキャリア間隔Δf1〜Δfnとの関係を設定する。なお、以降の説明を簡単にするために、全てのサブキャリア間隔Δf1〜Δfnが一定(=ΔF)であるとすると、ベースバンドにおける各サブキャリア周波数は、次式(1)として表せる。
In addition to the
s(n)=ΔF×n (n:サブキャリアのインデックス)… (1) s (n) = ΔF × n (n: subcarrier index) (1)
ここで、mod(x,y)を、xをyで除算した剰余を求める関数とすると、ベースバンドにおける各サブキャリア周波数s(n)をサンプリング周波数(fs)で除算した剰余は、次式(2)として表せる。 Here, when mod (x, y) is a function for obtaining a remainder obtained by dividing x by y, a remainder obtained by dividing each subcarrier frequency s (n) in the baseband by a sampling frequency (fs) is given by 2).
m(n)=mod(ΔF×n,fs) … (2) m (n) = mod (ΔF × n, fs) (2)
したがって、式(2)で求められる剰余がサブキャリア周波数毎に異なる関係となるように、サンプリング周波数fsとベースバンドにおけるサブキャリアのサブキャリア間隔ΔFとの関係を設定する。
すなわち、本実施形態のレーダー装置1において、AD変換部(AD変換部124a及び124b)は、マルチキャリア信号のベースバンドにおける各サブキャリア周波数をサンプリング周波数で除算した剰余がサブキャリア周波数毎に異なる値となる関係となるように、サンプリング周波数とベースバンドにおけるサブキャリアのキャリア間隔周波数との関係を設定する。
これにより、本実施形態では、低速なAD変換部を用いても広帯域に分布した複数キャリアを変換可能になる。
Therefore, the relationship between the sampling frequency fs and the subcarrier interval ΔF of the subcarriers in the baseband is set so that the remainder obtained by Expression (2) has a different relationship for each subcarrier frequency.
That is, in the
Thereby, in this embodiment, it is possible to convert a plurality of carriers distributed over a wide band even if a low-speed AD converter is used.
さらに、より多くのサブキャリアを効率的にパックできるように、サブキャリア間隔ΔF、および、サブキャリア周波数帯域幅Bを一定とし、式(3)の関係を満足するように、サンプリング周波数fs、サブキャリア中心周波数s1を設定する。 Furthermore, in order to efficiently pack more subcarriers, the subcarrier interval ΔF and the subcarrier frequency bandwidth B are constant, and the sampling frequency fs and subcarrier are set so as to satisfy the relationship of Equation (3). A carrier center frequency s1 is set.
s1−fs=B×k(|k|≧1,kはパック後の周波数間隔とBの比であり実数)… (3) s1−fs = B × k (| k | ≧ 1, k is a ratio between the frequency interval after packing and B and is a real number) (3)
式(3)において、k=±1のとき、周波数アンフォールド部126で処理を行ったとき、サブキャリアがサブキャリア周波数帯域幅Bの間隔で並ぶことになる。
In Expression (3), when k = ± 1, when processing is performed by the
図2(C)は、上述の関係を満足するようにサンプリング周波数fsとサブキャリアのサブキャリア間隔ΔFとの関係を設定した場合のAD変換部124a及び124bの出力信号からなる複素スペクトルを示している。AD変換部124a及び124bが低速の場合、折り返し成分が発生する。しかしながら、サンプリング周波数fsとサブキャリアのサブキャリア間隔ΔFとの関係を上述の関係を満足するように設定すると、図2(C)に示すように、サブキャリア成分及びその折り返し成分のスペクトルは、互いに重なることがないような位置に来る。
FIG. 2C shows a complex spectrum composed of the output signals of the
AD変換部124a及び124bの出力信号は、周波数分析部125に供給される。周波数分析部125で、例えばFFT(Fast Fourier Transform)により、AD変換部124a及び124bの出力信号が周波数領域のスペクトルに変換される。周波数分析部125の出力信号が周波数アンフォールド部126に供給される。
Output signals of the
上述のように、AD変換部124a及び124bが低速の場合、AD変換部124a及び124bの出力信号中には、図2(C)に示したような折り返し成分が含まれている。しかしながら、本実施形態では、サンプリング周波数fsとサブキャリアのサブキャリア間隔ΔFとの関係が上述の関係となるように設定されているため、サブキャリア成分及びその折り返し成分は重ならない。したがって、AD変換部124a及び124bの出力のスペクトルから折り返し成分を判定できる。
As described above, when the
周波数アンフォールド部126は、周波数分析部125で変換された周波数領域の信号中から折り返し成分を判定して、並べ替え操作により、スペクトルを復元する。すなわち、図2(C)に示すようなスペクトル成分を、図2(B)に示したスペクトル成分となるように、並べ替えを行う。
The
周波数アンフォールド部126の出力信号は、距離・速度演算部131に供給される。距離・速度演算部131で、送信信号と受信信号のタイミングと、周波数アンフォールド部126の出力信号に基づいて、目標物120の距離及び速度が算出される。
The output signal of the
このように、本実施形態では、AD変換部124a及び124bでのサンプリング周波数fsとサブキャリアのサブキャリア間隔ΔFとの関係を、サブキャリア成分及びその折り返し成分のスペクトルが重ならないような関係に設定している。このため、AD変換部124a及び124bに高いサンプリング周波数が要求されず、送信信号の周波数の帯域を広くとることができる。
なお、図2(C)では、サブキャリア成分及びその折り返し成分のスペクトルが重ならずに隣接する例を示したが、図2(D)に示すように、サブキャリアの周波数間隔はBを超えてもよい。また、サブキャリア周波数帯域幅Bに前記ドップラシフトによる周波数広がり±dを含めてもよい。
また、サブキャリア中心周波数s(n)は、
s(n)=ΔF×n+Fofs (Fofs:オフセット周波数)
のように、周波数オフセットしてもよい。
As described above, in the present embodiment, the relationship between the sampling frequency fs in the
2C shows an example in which the spectrum of the subcarrier component and its folded component are adjacent without overlapping, as shown in FIG. 2D, the subcarrier frequency interval exceeds B. May be. Further, the subcarrier frequency bandwidth B may include a frequency spread ± d due to the Doppler shift.
The subcarrier center frequency s (n) is
s (n) = ΔF × n + Fofs (Fofs: offset frequency)
As shown, the frequency may be offset.
図3は、本実施形態に係るレーダー装置における帯域の説明図である。図3に示す例は、通常のサンプリングでのナイキスト帯域と本実施形態でのナイキスト帯域とを比較したものである。この例において、サンプリング周波数は、fsである。サブキャリア間隔ΔFで7個のキャリアを使った場合、通常のサンプリングでは、ナイキスト帯域はfaとなり、このナイキスト帯域fa以上のサンプリング周波数が要求される。これに対して、本実施形態では、スペクトルが重ならないように折り返しが生じる。この場合、疑似ナイキスト帯域はfb(ここでは、fa>fb)となり、AD変換部124a、124bのサンプリング周波数を下げることができる。また、図3の上段において、符号sc1〜sc7が示す波形は、各々サブキャリアである。
FIG. 3 is an explanatory diagram of a band in the radar apparatus according to the present embodiment. The example shown in FIG. 3 is a comparison between the Nyquist band in normal sampling and the Nyquist band in this embodiment. In this example, the sampling frequency is fs. When seven carriers are used at the subcarrier interval ΔF, the Nyquist band is fa in normal sampling, and a sampling frequency higher than the Nyquist band fa is required. On the other hand, in this embodiment, aliasing occurs so that the spectra do not overlap. In this case, the pseudo Nyquist band is fb (here, fa> fb), and the sampling frequency of the
図4は、実施形態に係るレーダー装置における折り返し成分の説明図である。図4に示す例は、サブキャリア間隔ΔFのマルチキャリアの信号を、サンプリング周波数fsでサンプリングした場合の折り返し成分を解析したものである。ここでは、サンプリング周波数fsを(fs=8MHz)とし、サブキャリア間隔ΔFを(ΔF=9MHz)としたマルチキャリアの場合と、サブキャリア間隔ΔFを(ΔF=7MHz)としたマルチキャリアの場合について解析している。 FIG. 4 is an explanatory diagram of the aliasing component in the radar device according to the embodiment. The example shown in FIG. 4 is an analysis of aliasing components when a multicarrier signal with a subcarrier interval ΔF is sampled at the sampling frequency fs. Here, analysis is performed for a multicarrier in which the sampling frequency fs is (fs = 8 MHz) and the subcarrier interval ΔF is (ΔF = 9 MHz), and in a multicarrier in which the subcarrier interval ΔF is (ΔF = 7 MHz). doing.
折り返し後のサブキャリアm(n)は式(2)より、 The subcarrier m (n) after folding is obtained from the equation (2).
m(n)=mod(9×1,8)=1 (n=1)・・・(4) m (n) = mod (9 × 1,8) = 1 (n = 1) (4)
m(n)=mod(9×2,8)=2 (n=2)・・・(5) m (n) = mod (9 × 2,8) = 2 (n = 2) (5)
となる。このように、n=1,2,3,4,…とすると、(2)式の値は、(1,2,3,4,…)となる。 It becomes. Thus, when n = 1, 2, 3, 4,..., The value of equation (2) is (1, 2, 3, 4,...).
また、サンプリング周波数fsが(Δfs=8MHz)、サブキャリア間隔ΔFが(ΔF=7MHz)の場合、n=1,2,3,4,…とすると、(2)式の値は、(7,6,5,4,…)となる。 When the sampling frequency fs is (Δfs = 8 MHz) and the subcarrier interval ΔF is (ΔF = 7 MHz), assuming that n = 1, 2, 3, 4,..., The value of the expression (2) is (7, 6, 5, 4, ...).
図4において、横軸は周波数を示し、1目盛りは例えば1MHzを示している。サブキャリア間隔ΔFを(ΔF=9MHz)とした場合、…、「−9」、「0」、「9」、…で示した位置にサブキャリアがあり、また、周波数(0〜+fs)のナイキスト帯域内で、…、「−36a」、「−27a」、「−18a」、「−9a」、「9a」、「18a」、「27a」、…で示す位置に、…、「−36」、「−27」、「−18」、「−9」、「9」、「18」、「27」、…の周波数のサブキャリアに対応する折り返し成分が生じる。また、ナイキスト帯域内には、「0」で示すサブキャリア成分がある。すなわち、図4において、黒丸で示した位置に、サブキャリア成分及びその折り返し成分が生じる。 In FIG. 4, the horizontal axis indicates the frequency, and one scale indicates, for example, 1 MHz. When the subcarrier interval ΔF is (ΔF = 9 MHz), there are subcarriers at positions indicated by “−9”, “0”, “9”,..., And a Nyquist with a frequency (0 to + fs). In the band, at positions indicated by “−36a”, “−27a”, “−18a”, “−9a”, “9a”, “18a”, “27a”,..., “−36” , “−27”, “−18”, “−9”, “9”, “18”, “27”,... In the Nyquist band, there is a subcarrier component indicated by “0”. That is, in FIG. 4, a subcarrier component and its aliasing component occur at the positions indicated by black circles.
また、サブキャリア間隔ΔFを(ΔF=7MHz)とした場合、「−14」、「−7」、「0」、「7」、「14」、…で示した位置にサブキャリアがあり、また、周波数(0〜+fs)のナイキスト帯域内で、…、「−28a」、「−21a」、「−14a」、「−7a」、「0a」、「7a」、「14a」、「21a」…で示す位置に、…、「−28」、「−21」、「−14」、「−7」、「0」、「7」、「14」、「21」…の周波数のサブキャリアに対応する折り返し成分が生じる。また、ナイキスト帯域内には、「7」で示すサブキャリア成分がある。すなわち、図4において、四角形で示した位置に、サブキャリア成分及びその折り返し成分が生じる。 When the subcarrier interval ΔF is (ΔF = 7 MHz), there are subcarriers at positions indicated by “−14”, “−7”, “0”, “7”, “14”,. , “−28a”, “−21a”, “−14a”, “−7a”, “0a”, “7a”, “14a”, “21a” in the Nyquist band of the frequency (0 to + fs) .., “−28”, “−21”, “−14”, “−7”, “0”, “7”, “14”, “21”... Corresponding aliasing components are produced. In the Nyquist band, there is a subcarrier component indicated by “7”. That is, in FIG. 4, a subcarrier component and its aliasing component are generated at the positions indicated by the rectangles.
図4に示すように、サブキャリア間隔ΔFを(ΔF=9MHz)とした場合、周波数(0〜+fs)のナイキスト帯域内において、黒丸で示すサブキャリア成分及びその折り返し成分は、全て異なる周波数となり、サブキャリア成分及びその折り返し成分の重なりは生じない。また、サブキャリア間隔ΔFを(ΔF=7MHz)とした場合、周波数(0〜+fs)のナイキスト帯域内において、四角で示すサブキャリア成分及びその折り返し成分は、全て異なる周波数となり、サブキャリア成分及びその折り返し成分の重なりは生じない。 As shown in FIG. 4, when the subcarrier interval ΔF is (ΔF = 9 MHz), the subcarrier component indicated by a black circle and its aliasing component are all different frequencies within the Nyquist band of the frequency (0 to + fs). The subcarrier component and its folded component do not overlap. In addition, when the subcarrier interval ΔF is (ΔF = 7 MHz), the subcarrier component indicated by the square and its aliasing component are all different frequencies within the Nyquist band of the frequency (0 to + fs). There is no overlap of aliasing components.
このように、サンプリング周波数fsは、サブキャリアのサブキャリア間隔ΔFと、サブキャリアの数(サブキャリアのインデックス)i,jと、サブキャリア周波数帯域幅Bとに対して与えられる以下の式(6)の不等式が整数i(≦N(Nはサブキャリア数))と整数j(≦N,≠i)との全ての対について成立する周波数設定される。
|mod(ΔF・i,fs)−mod(ΔF・j,fs)|≧B ・・・(6)
すると、AD変換部124a、124bのサンプリング周波数が低い周波数であっても、AD変換部124a、124bの出力の周波数スペクトルから、折り返し成分を判定できる。
Thus, the sampling frequency fs is given by the following equation (6) given to the subcarrier interval ΔF of subcarriers, the number of subcarriers (subcarrier index) i, j, and the subcarrier frequency bandwidth B: ) Inequalities are set for all pairs of an integer i (≦ N (N is the number of subcarriers)) and an integer j (≦ N, ≠ i).
| Mod (ΔF · i, fs) −mod (ΔF · j, fs) | ≧ B (6)
Then, even if the sampling frequency of the
周波数アンフォールド部126は、周波数分析部125からのスペクトルの中から折り返し成分を判定し、並べ替え操作によりマルチキャリアのスペクトルを復元する。そして、距離・速度演算部131は、このスペクトルを用いて、目標物120の距離及び速度を算出する。
The
以上説明したように、本実施形態のレーダー装置101は、複数のサブキャリアからなるマルチキャリア信号を生成する信号生成部(サブキャリア生成部111)と、信号生成部によって生成されたマルチキャリア信号を送信する送信部(レーダー送信部102)と、目標物に反射したマルチキャリア信号を受信する受信部(レーダー受信部103)と、受信部によって受信されたマルチキャリア信号を、サブキャリアの成分及びその折り返し成分が重ならない関係となるサンプリング周波数でディジタル信号に変換する第1のAD変換部(AD変換部124a、124b)と、第1のAD変換部によって変換されたディジタル信号に基づいて、目標物に関する情報を検出する演算部(距離・速度演算部131)と、を備える。
また、本実施形態のレーダー装置1は、AD変換器(AD変換部124a、124b)は、第1のサンプリング周波数内にある前記サブキャリア及び該サブキャリアの折り返し成分をディジタル信号に変換する。
As described above, the
In the
この構成によって、本実施形態では、レーダーの送信信号として、複数のサブキャリアからなるマルチキャリア信号を用いている。そして、サブキャリア成分及びその折り返し成分のスペクトルが重ならない関係となるように、サンプリング周波数fsとサブキャリアのサブキャリア間隔ΔFを設定している。このため、高速のAD変換器を用いることなく、広帯域の電波を使って距離分解能を上げることができる。また、本実施形態では、繰り返し波形を使う必要がないので、動きのある目標物でも、誤差が生じることがない。 With this configuration, in this embodiment, a multicarrier signal composed of a plurality of subcarriers is used as a radar transmission signal. The sampling frequency fs and the subcarrier interval ΔF of the subcarrier are set so that the subcarrier component and the spectrum of the folded component do not overlap. For this reason, it is possible to increase the distance resolution using a wide-band radio wave without using a high-speed AD converter. Further, in the present embodiment, since it is not necessary to use a repetitive waveform, an error does not occur even with a moving target.
また、本実施形態のレーダー装置101は、AD変換部(AD変換部124a、124b)からの信号の周波数成分を分析する周波数分析部125と、周波数分析部からのスペクトル信号中の折り返し成分を並べ替え、受信したマルチキャリア信号のスペクトル信号を復元する周波数アンフォールド部126と、を備え、演算部(距離・速度演算部131)は、周波数アンフォールド部によって復元されたスペクトル信号に基づいて目標物に関する情報を検出する。
これにより、本実施形態では、低速なAD変換部を用いても広帯域に分布した複数キャリアを変換可能になる。
なお、本実施形態では、本発明は、直交復調されたマルチキャリア信号のAD変換のために適用されている。
しかし、本発明では、マルチキャリア信号が直交復調されることなくAD変換されるべき場合には、既述の式(6)は、周波数が負の値をとならないことを前提としてサンプリング定理が成立するために下式で代替されることが望ましい。
|mod(ΔF・i,(fs/2))−mod(ΔF・j,(fs/2))|≧B
In addition, the
Thereby, in this embodiment, it is possible to convert a plurality of carriers distributed over a wide band even if a low-speed AD converter is used.
In the present embodiment, the present invention is applied for AD conversion of a quadrature demodulated multicarrier signal.
However, in the present invention, when the multicarrier signal is to be AD-converted without being orthogonally demodulated, the above-described equation (6) holds the sampling theorem on the assumption that the frequency does not become a negative value. In order to do so, it is desirable to substitute the following formula.
| Mod (ΔF · i, (fs / 2)) − mod (ΔF · j, (fs / 2)) | ≧ B
<第2実施形態>
次に、本実施形態について説明する。図5は、本実施形態に係るレーダー装置201の構成を示すブロック図である。
図5に示すように、レーダー装置201は、制御部210、サブキャリア生成部211、DA変換部212a及び212b、送信周波数変換部213、送信電力増幅部214、送信アンテナ215、ローカル信号発生部216、受信アンテナ221、受信電力増幅部222、受信周波数変換部223、AD変換部224a〜224d、周波数分析部225a及び225b、周波数アンフォールド部226a及び226b、判断部230、及び距離・速度演算部231を備える。
Second Embodiment
Next, this embodiment will be described. FIG. 5 is a block diagram showing a configuration of the
As shown in FIG. 5, the
サブキャリア生成部211は、制御部210の制御の下に、複数のサブキャリアからなるマルチキャリア信号を生成し、Iチャネル及びQチャネルの信号として出力する。DA変換部212a及び212bは、Iチャネル及びQチャネルの信号をディジタル信号からアナログ信号に変換する。送信周波数変換部213は、Iチャネル及びQチャネルの信号を直交変調し、ローカル信号発生部216からのローカル信号と乗算して、所望の送信周波数に変換する。送信電力増幅部214は、送信信号を電力増幅し、送信アンテナ215を介して送信する。送信周波数変換部213及び送信電力増幅部214は、レーダー送信部202を構成している。
Under the control of the
受信アンテナ221は、目標物220で反射された信号を受信する。受信電力増幅部222は、受信アンテナ221からの受信信号を増幅する。受信周波数変換部223は、受信信号をローカル信号発生部216からのローカル信号と乗算してIチャネル及びQチャネルの信号を直交復調する。受信電力増幅部222及び受信周波数変換部223は、レーダー受信部203を構成している。AD変換部224a及び224b、224c及び224dは、Iチャネル及びQチャネルの信号をアナログ信号からディジタル信号に変換する。
The receiving
なお、本実施形態では、AD変換部224a及び224b、224c及び224dは低速のもので、AD変換部224a及び224b、224c及び224dのサンプリング周波数は、サブキャリア成分及びその折り返し成分のスペクトルが重なることがないように、キャリア間隔周波数と所定の関係となるように設定されている。
また、AD変換部224a及び224bのサンプリング周波数fs1と、AD変換部224c及び224dのサンプリング周波数fs2とは、これらのサンプリング周波数の数p(=2)と、整数i(≦p)と、整数j(≦p,≠i)との全ての対について、以下の条件の全てが成立する異なった値(本実施形態では、後述するように8MHzおよび10MHz)に設定される。
(1)後述する部分帯域のサブキャリア周波数帯域幅B(本実施形態では、後述するように1MHzとなる。)に対する不等式|fsi−fsj|≧Bが成立する。
(2)上記fsiおよびfsjとの最小公倍数MLCに等しいサンプリング周波数の下で前記マルチキャリアの占有周波数帯域幅Wにサンプリング定理が成立する。
In this embodiment, the
The sampling frequency fs1 of the
(1) The inequality | fsi−fsj | ≧ B is established for a subcarrier frequency bandwidth B of a partial band described later (in this embodiment, 1 MHz as described later).
(2) The fsi and occupied bandwidth W to the sampling theorem of the multicarrier under sampling frequency equal to the least common multiple M LC with fsj is established.
周波数分析部225a及び225bは、復調された信号を周波数領域のスペクトル信号に変換する。周波数アンフォールド部226a及び226bは、並べ替え操作により、スペクトル信号中の折り返し成分を復元する。
The
判断部230は、周波数アンフォールド部226aから得られる周波数スペクトルと、周波数アンフォールド部226bから得られる周波数スペクトルから、干渉を受けている可能性のある部分帯域を判定する。そして、判断部230は、干渉を受けている可能性がある場合、周波数アンフォールド部226aから得られる部分帯域の成分と周波数アンフォールド部226bから得られる部分帯域の成分とを切り替える。
ここに、上記「部分帯域」は、既述のサンプリング周波数fs1、fs2に基づくAD変換の過程で個別に生じるエリアシングの下で、周波数軸上における配置が異なり、かつ雑音や干渉波の成分が重畳されるか否かの相違はあり得ても、AD変換の対象となる原信号が有する占有帯域上の共通の成分が配置される帯域を意味する。
距離・速度演算部231は、送信信号と、判断部330からの受信信号とに基づいて、例えば上述した参考文献に記載の手法等を用いて目標物220の距離及び速度を算出する。
The
Here, the “partial band” is different in the arrangement on the frequency axis under the aliasing individually generated in the process of AD conversion based on the sampling frequencies fs1 and fs2, and the components of noise and interference waves are reduced. Even if there is a difference in whether or not they are superimposed, it means a band in which a common component on the occupied band of the original signal to be subjected to AD conversion is arranged.
The distance /
図5に示すように、本実施形態では、AD変換部224a及び224b、周波数分析部225a、周波数アンフォールド部226aの系列と、AD変換部224c及び224d、周波数分析部225b、周波数アンフォールド部226bとの2つの系列で、周波数スペクトルが得られる。そして、判断部230により、周波数アンフォールド部226aから得られる周波数スペクトルと、周波数アンフォールド部226bから得られる周波数スペクトルとから、干渉を受けている可能性のあるものを除去して、距離・速度演算部231に周波数スペクトルを転送している。これにより、干渉の影響を除去して、精度の向上を図ることができる。このことについて、以下に説明する。
As shown in FIG. 5, in this embodiment, a series of
図6は、実施形態に係るレーダー装置における折り返し成分の説明図である。
図6(A)は、サブキャリア間隔ΔFを(ΔF=7MHz)とし、サンプリング周波数fsを(fs1=10MHz)としたときのサブキャリア成分及びその折り返し成分の位置を示している。このような関係とすると、サブキャリア成分及びその折り返し成分は、図6(A)において、三角で示す位置に来る。これに対して、図6(B)は、サブキャリア間隔ΔFを(ΔF=7MHz)とし、サンプリング周波数fsを(fs2=8MHz)としたときのサブキャリア成分及びその折り返し成分の位置を示している。このような関係とすると、サブキャリア成分及びその折り返し成分は、図6(B)において、四角で示す位置に来る。図6(A)と図6(B)とを比較すれば分かるように、サンプリング周波数が異なると、折り返し成分の位置が異なってくる。
FIG. 6 is an explanatory diagram of the aliasing component in the radar apparatus according to the embodiment.
FIG. 6A shows the positions of the subcarrier component and its folding component when the subcarrier interval ΔF is (ΔF = 7 MHz) and the sampling frequency fs is (fs1 = 10 MHz). With such a relationship, the subcarrier component and its folded component come to the positions indicated by triangles in FIG. On the other hand, FIG. 6B shows the position of the subcarrier component and its aliasing component when the subcarrier interval ΔF is (ΔF = 7 MHz) and the sampling frequency fs is (fs2 = 8 MHz). . With such a relationship, the subcarrier component and its folded component come to the positions indicated by the squares in FIG. As can be seen by comparing FIG. 6A and FIG. 6B, when the sampling frequency is different, the position of the aliasing component is different.
例えば、6MHzの位置に、バツ印で示すように、干渉波があるとする。図6(A)に示すように、サンプリング周波数fsを(fs1=10MHz)とした場合、この6MHzの干渉波の影響を受けるのは、「−14」のサブキャリアの折り返し成分である「−14a」で示す成分である。図6(B)に示すように、サンプリング周波数fsを(fs2=8MHz)とした場合、「−14」のサブキャリアの折り返し成分である「−14a」の成分は、2MHzの位置にあり、干渉波の影響を受けていない。 For example, it is assumed that there is an interference wave at a position of 6 MHz as indicated by a cross mark. As shown in FIG. 6A, when the sampling frequency fs is set to (fs1 = 10 MHz), the influence of the 6 MHz interference wave is the “−14a” subcarrier aliasing component “−14a”. It is a component shown by. As shown in FIG. 6B, when the sampling frequency fs is (fs2 = 8 MHz), the component “−14a” that is the folded component of the subcarrier “−14” is at the position of 2 MHz, and interference is caused. Not affected by waves.
これに対して、図6(B)に示すように、サンプリング周波数fsを(fs2=8MHz)とした場合、この6MHzの干渉波の影響を受けるのは、「14」のサブキャリアの折り返し成分である「14a」の成分である。図6(A)に示すように、サンプリング周波数fsを(fs1=10MHz)とした場合、「14」の折り返し成分である「14a」の成分は、4MHzの位置にあり、干渉波の影響を受けていない。 On the other hand, as shown in FIG. 6B, when the sampling frequency fs is (fs2 = 8 MHz), it is the aliasing component of the subcarrier of “14” that is affected by the 6 MHz interference wave. It is a certain “14a” component. As shown in FIG. 6A, when the sampling frequency fs is (fs1 = 10 MHz), the component “14a” that is the aliasing component of “14” is at the position of 4 MHz and is affected by the interference wave. Not.
このように、サンプリング周波数が異なると、折り返し成分の位置が異なった位置に来る。このため、一方の折り返し成分が干渉波の影響を受けても、他方の折り返し成分では干渉波の影響を受けていない。本実施形態では、このことを利用して、AD変換部224a及び224b、周波数分析部225a、周波数アンフォールド部226aの系列と、AD変換部224c及び224d、周波数分析部225b、周波数アンフォールド部226bとの2つの系列で、異なるサンプリング周波数で、周波数スペクトルを取得するようにしている。
この干渉低減効果を得るためには、不等式|fsi−fsj|≧Bが成立し、かつ、上記fsiおよびfsjとの最小公倍数MLCに等しいサンプリング周波数の下で前記マルチキャリアの占有周波数帯域幅Wにサンプリング定理が成立するのが好適である。
In this way, when the sampling frequency is different, the position of the aliasing component is different. For this reason, even if one folded component is affected by the interference wave, the other folded component is not affected by the interference wave. In the present embodiment, using this, a series of
In order to obtain this effect of reducing interference is inequality | fsi-fsj | ≧ B is satisfied, and the fsi and FSJ and the least common multiple M the under sampling frequency equal to the LC occupied frequency band of the multicarrier width W It is preferable that the sampling theorem holds.
図7は、判断部230の構成を示すブロック図である。図7に示すように、判断部230は、選択部250と、電力演算部251a及び251bと、閾値演算部252a及び252bと、状態判定部253とから構成される。
FIG. 7 is a block diagram illustrating a configuration of the
電力演算部251aは、周波数アンフォールド部226aからの周波数スペクトル(以下、入力A)の電力PAを求める。電力演算部251bは、周波数アンフォールド部226bからの周波数スペクトル(以下、入力B)の電力PBを求める。 The power calculation unit 251a obtains the power PA of the frequency spectrum (hereinafter, input A) from the frequency unfolding unit 226a. The power calculation unit 251b obtains the power PB of the frequency spectrum (hereinafter, input B) from the frequency unfolding unit 226b.
閾値演算部252aは、周波数アンフォールド部226aからの周波数スペクトル(入力A)に対する閾値XAを演算する。閾値演算部252bは、周波数アンフォールド部226bからの周波数スペクトル(入力B)に対する閾値XBを演算する。
The
なお、閾値XA、XBとしては、予め決められた値を用いても良いし、他方側のスペクトル電力平均値に一定値を乗算した値を用いても良い。また、対となる周波数スペクトル電力値に一定値を乗算した値を用いても良い。また、過去の該当周波数スペクトル電力平均値に一定値を乗じた値を用いても良い。 As the threshold values XA and XB, predetermined values may be used, or values obtained by multiplying the other side spectral power average value by a certain value may be used. Further, a value obtained by multiplying the frequency spectrum power value to be paired with a certain value may be used. Further, a value obtained by multiplying the past average frequency spectrum power average value by a certain value may be used.
状態判定部253は、電力演算部251aからの周波数スペクトル電力PAと、電力演算部251bからの周波数スペクトル電力PBと、閾値演算部252aからの閾値XAと、閾値演算部252bからの閾値XBとから、出力すべき周波数スペクトルを判定する。
The
選択部250は、状態判定部253からの制御信号に基づいて、周波数アンフォールド部226aからの周波数スペクトル(入力A)と、周波数アンフォールド部226bからの周波数スペクトル(入力B)とを選択して出力する。
The
図8は、判断部230での処理の概要を説明する図である。上述のように、判断部230には、周波数アンフォールド部226aからの周波数スペクトル(入力A)と、周波数アンフォールド部226bからの周波数スペクトル(入力B)が入力される。周波数アンフォールド部226aからの周波数スペクトル(入力A)が図8(A)に示すようなものであり、周波数アンフォールド部226bからの周波数スペクトル(入力B)が図8(B)に示すようなものであったとする。
FIG. 8 is a diagram for explaining an overview of processing in the
図8(A)に示すように、周波数アンフォールド部226aからの周波数スペクトル(入力A)には、閾値XA以上となるスペクトル成分がある。このスペクトル成分は、干渉波の影響を受けたものと考えられる。これに対して、図8(B)に示すように、周波数アンフォールド部226bからの周波数スペクトル(入力B)には、閾値XB以上となるスペクトル成分はない。 As shown in FIG. 8A, the frequency spectrum (input A) from the frequency unfolding unit 226a has a spectrum component that is equal to or greater than the threshold value XA. This spectral component is considered to be affected by the interference wave. On the other hand, as shown in FIG. 8B, the frequency spectrum (input B) from the frequency unfolding unit 226b has no spectrum component that is equal to or greater than the threshold value XB.
そこで、状態判定部253は、このような場合には、周波数アンフォールド部226aからの周波数スペクトル(入力A)から、周波数アンフォールド部226bからの周波数スペクトル(入力B)に、出力する周波数スペクトルを切り替える。
Therefore, in such a case, the
すなわち、状態判定部253は、周波数アンフォールド部226a(入力A)からの周波数スペクトル電力PAが閾値XAより大きく(PA>XA)、且つ、周波数アンフォールド部226b(入力B)からの周波数スペクトル電力PBが閾値XBより小さい場合(PB≦XB)の場合には、周波数アンフォールド部226bからの周波数スペクトル(入力B)を出力し、それ以外の場合には、周波数アンフォールド部226aからの周波数スペクトル(入力A)を出力するように、選択部250を制御する。これにより、干渉成分の影響を除去することができる。
That is, the
図9は、判断部230の処理手順のフローチャートである。図9に示すように、状態判定部253は、まず、電力演算部251aからの周波数スペクトル(入力A)が出力されるように、初期設定を行う(ステップS201)。
FIG. 9 is a flowchart of the processing procedure of the
次に、状態判定部253は、電力演算部251aから周波数スペクトル電力PAを入力し(ステップS202)、閾値演算部252aからの閾値XAを入力する(ステップS203)。また、状態判定部253は、電力演算部251bから周波数スペクトル電力PBを入力し(ステップS204)、閾値演算部252bからの閾値XBを入力する(ステップS205)。
Next, the
そして、状態判定部253は、周波数スペクトル電力PAと閾値XAとを比較する(ステップS206)。ステップS206において、周波数スペクトル電力PAと閾値XAとの比較結果、周波数スペクトル電力PAが閾値XAより小さい場合には(ステップS206:No)、状態判定部253は、電力演算部251aからの周波数スペクトル(入力A)の出力を維持して(ステップS207)、ステップS202に処理をリターンする。
Then, the
ステップS206において、周波数スペクトル電力PAと閾値XAとの比較結果、周波数スペクトル電力PAが閾値XAより大きい場合には(ステップS206:Yes)、状態判定部253は、周波数スペクトル電力PBと閾値XBとを比較する(ステップS208)。ステップS208において、周波数スペクトル電力PBが閾値XBより小さい場合には(ステップS208:Yes)、状態判定部253は、電力演算部251bからの周波数スペクトル(入力B)を出力するように切り替えて(ステップS209)、ステップS202に処理をリターンする。
In step S206, when the frequency spectrum power PA is greater than the threshold value XA as a result of comparison between the frequency spectrum power PA and the threshold value XA (step S206: Yes), the
ステップS208において、周波数スペクトル電力PBが閾値XBより大きい場合には(ステップS208:No)、状態判定部253は、電力演算部251aからの周波数スペクトル情報の出力を維持して(ステップS207)、ステップS202に処理をリターンする。
In step S208, when the frequency spectrum power PB is larger than the threshold value XB (step S208: No), the
判断部230は、周波数アンフォールド部226aから得られる周波数スペクトル(入力A)が、しきい値XA(図8参照)を超え、周波数アンフォールド部226bから得られる周波数スペクトル(入力B)もしきい値XB(図8参照)を超えている場合に、干渉を受けていると判断するようにしてもよい。そして、判断部230は、干渉を受けていると判断した場合、判断結果を制御部210に出力する。
そして、制御部210は、判断部230から入力される判断結果に応じて、サブキャリアの周波数を動的に切り替えるようにしてもよい。
すなわち、本実施形態のレーダー装置201において、信号生成部(サブキャリア生成部211)は、受信部202が受信した信号に基づいて複数のサブキャリアの周波数を動的に変更するようにしてもよい。
In the
Then,
That is, in the
以上説明したように、本実施形態のレーダー装置201は、受信したマルチキャリア信号をサブキャリアの成分及びその折り返し成分が重ならない関係となる第1のサンプリング周波数(AD変換部224a及び224bのサンプリング周波数)とは異なる第2のサンプリング周波数でディジタル信号に変換する第2のAD変換部(AD変換部224c及び224d)と、第1のサンプリング周波数でディジタル化した信号から取得された第1のスペクトル信号と、第3のサンプリング周波数でディジタル信号に変換された信号から取得された第2のスペクトル信号とを信頼性に応じて切り替えて出力する判断部(判断部230)と、を備える。
As described above, the
この構成により、本実施形態では、AD変換部224a及び224b、周波数分析部225a、周波数アンフォールド部226aの系列と、AD変換部224c及び224d、周波数分析部225b、周波数アンフォールド部226bとの2つの系列で、周波数スペクトルが得られる。そして、判断部230により、周波数アンフォールド部226aから得られる周波数スペクトルと、周波数アンフォールド部226bから得られる周波数スペクトルとから、干渉を受けている可能性のあるものを除去して、距離・速度演算部231に周波数スペクトルを転送している。これにより、干渉の影響を除去して、精度の向上を図ることができる。
With this configuration, in this embodiment, a series of
なお、AD変換部224a及び224b、周波数分析部225a、周波数アンフォールド部226aの系列と、AD変換部224c及び224d、周波数分析部225b、周波数アンフォールド部226bとの2つの系列で得られる周波数スペクトルが共に干渉の影響を受けていない場合には、この2つの信号を同相可算して、S/N比を向上させることもできる。
また、上述した干渉成分の影響を除去するために状態判定部253および選択部250が連携して行う処理は、既述の処理手順に限定されず、例えば、閾値XA、XBが算出されることなく、単に、周波数スペクトル電力PAとPBとの内、値が小さい一方を選択する処理で代替されてもよい。
It should be noted that the frequency spectrum obtained by two sequences of the
In addition, the process performed by the
<第3実施形態>
次に、本実施形態について説明する。図10は、本実施形態に係るレーダー装置301の構成を示すブロック図である。
図10に示すように、レーダー装置301は、制御部310、サブキャリア生成部311、DA変換部312a及び312b、送信周波数変換部313、送信電力増幅部314、送信アンテナ315、ローカル信号発生部316、受信アンテナ321、受信電力増幅部322、受信周波数変換部323、AD変換部324a及び324b、高速AD変換部324c及び324d、周波数分析部325a及び325b、周波数アンフォールド部326、判断部330、及び距離・速度演算部331を備える。
<Third Embodiment>
Next, this embodiment will be described. FIG. 10 is a block diagram showing the configuration of the
As shown in FIG. 10, the
サブキャリア生成部311は、制御部310の制御の下に、複数のサブキャリアからなるマルチキャリア信号を生成し、Iチャネル及びQチャネルの信号として出力する。DA変換部312a及び312bは、Iチャネル及びQチャネルの信号をディジタル信号からアナログ信号に変換する。送信周波数変換部313は、Iチャネル及びQチャネルの信号を直交変調し、ローカル信号発生部316からのローカル信号と乗算して、所望の送信周波数に変換する。送信電力増幅部314は、送信信号を電力増幅し、送信アンテナ315を介して送信する。送信周波数変換部313及び送信電力増幅部314は、レーダー送信部302を構成している。
Under the control of the
受信アンテナ321は、目標物320で反射された信号を受信する。受信電力増幅部322は、受信アンテナ321からの受信信号を増幅する。受信周波数変換部323は、受信信号をローカル信号発生部316からのローカル信号と乗算して、Iチャネル及びQチャネルの信号を直交復調する。受信電力増幅部322及び受信周波数変換部323は、レーダー受信部303を構成している。AD変換部324a及び324bと、高速AD変換部324c及び324dは、Iチャネル及びQチャネルの信号をアナログ信号からディジタル信号に変換する。
The receiving
なお、本実施形態では、AD変換部324a及び324bは低速のもので、AD変換部324a及び324bのサンプリング周波数は、サブキャリア成分及びその折り返し成分のスペクトルが重なることがないように、キャリア間隔周波数と所定の関係となるように設定されている。高速AD変換部324c及び324dは、サンプリングの定理を満足するような高速のものである。また、高速AD変換部324c及び324dとしては、ビット精度の低いものを用いることができる。
In the present embodiment, the
周波数分析部325a及び325bは、復調された信号を周波数領域のスペクトル信号に変換する。周波数アンフォールド部326は、並べ替え操作により、スペクトル信号中の折り返し成分を復元する。高速AD変換部324c及び324dは高速なものであるから、折り返し成分は発生しない。したがって、周波数分析部325bの後段には、周波数アンフォールド部は不要である。
The
判断部330は、周波数アンフォールド部326から得られる周波数スペクトルと、周波数分析部325bから得られる周波数スペクトルから、干渉を受けている可能性のあるものを判定する。そして、判断部330は、干渉を受けている可能性がある場合、周波数アンフォールド部326から得られる周波数スペクトルと周波数分析部325bから得られる周波数スペクトルとを切り替える。
なお、判断部330は、第2実施形態と同様に、周波数アンフォールド部326から得られる周波数スペクトル(入力A)が、しきい値XA(図12参照)を超え、周波数分析部325bから得られる周波数スペクトル(入力B)もしきい値XB(図12参照)を超えている場合に、干渉を受けていると判断するようにしてもよい。そして、判断部330は、干渉を受けていると判断した場合、判断結果を制御部310に出力するようにしてもよい。
The
As in the second embodiment, the
距離・速度演算部331は、送信信号と、判断部330からの受信信号とに基づいて、例えば上述した参考文献に記載されている手法を用いて、目標物320の距離及び速度を算出する。
The distance /
図10に示すように、本実施形態では、AD変換部324a及び324b、周波数分析部325a、周波数アンフォールド部326の系列と、高速AD変換部324c及び324d、周波数分析部325bとの2つの系列で、周波数スペクトルが得られる。そして、判断部330により、周波数アンフォールド部326から得られる周波数スペクトルと、周波数分析部325bから得られる周波数スペクトルとから、干渉を受けている可能性のあるものを除去して、距離・速度演算部331に周波数スペクトルを転送している。これにより、干渉の影響を除去して、精度の向上を図ることができる。
As shown in FIG. 10, in this embodiment, the
図11は、判断部330の構成を示すブロック図である。図11に示すように、判断部330は、選択部350と、電力演算部351a及び351bと、閾値演算部352a及び352bと、状態判定部353とから構成される。
FIG. 11 is a block diagram illustrating a configuration of the
電力演算部351aは、周波数アンフォールド部326からの周波数スペクトル(入力A)の電力PAを求める。電力演算部351bは、周波数分析部325bからの周波数スペクトル(入力B)の電力PBを求める。
The
閾値演算部352aは、周波数アンフォールド部326からの周波数スペクトル(入力A)に対する閾値XAを演算する。閾値演算部352bは、周波数分析部325bからの周波数スペクトル(入力B)に対する閾値XAを演算する。
The
なお、閾値XA、XBとしては、予め決められた値を用いても良いし、他方側のスペクトル電力平均値に一定値を乗算した値を用いても良い。また、対となる周波数スペクトル電力値に一定値を乗算した値を用いても良い。また、過去の該当周波数スペクトル電力平均値に一定値を乗じた値を用いても良い。 As the threshold values XA and XB, predetermined values may be used, or values obtained by multiplying the other side spectral power average value by a certain value may be used. Further, a value obtained by multiplying the frequency spectrum power value to be paired with a certain value may be used. Further, a value obtained by multiplying the past average frequency spectrum power average value by a certain value may be used.
状態判定部353は、電力演算部351aからの周波数スペクトル電力PAと、電力演算部351bからの周波数スペクトル電力PBと、閾値演算部352aからの閾値XAと、閾値演算部352bからの閾値XBとから、出力すべき周波数スペクトルを判定する。
The
選択部350は、状態判定部353からの制御信号に基づいて、周波数アンフォールド部326からの周波数スペクトル(入力A)と、周波数分析部325bからの周波数スペクトル(入力B)とを選択して出力する。
The
図12は、判断部330の処理の概要を説明する図である。上述のように、判断部330には、周波数アンフォールド部326からの周波数スペクトル(入力A)と、周波数分析部325bからの周波数スペクトル(入力B)が入力される。周波数アンフォールド部326からの周波数スペクトル(入力A)が図12(A)に示すようなものであり、周波数分析部325bからの周波数スペクトル(入力B)が図12(B)に示すようなものであったとする。
FIG. 12 is a diagram for explaining an overview of the processing of the
図12(A)に示すように、周波数アンフォールド部326からの周波数スペクトル(入力A)には、閾値XA以上となるスペクトル成分がある。このスペクトル成分は、干渉波の影響を受けたものと考えられる。これに対して、図12(B)に示すように、周波数分析部325bからの周波数スペクトル(入力B)には、閾値XB以上となるスペクトル成分はない。 As shown in FIG. 12A, the frequency spectrum (input A) from the frequency unfolding unit 326 has a spectrum component that is equal to or greater than the threshold value XA. This spectral component is considered to be affected by the interference wave. On the other hand, as shown in FIG. 12B, the frequency spectrum (input B) from the frequency analysis unit 325b has no spectrum component that is equal to or greater than the threshold value XB.
周波数分析部325bからの周波数スペクトルは、高速AD変換部324c及び324dを用いてサンプリングしているので、折り返し成分が生じることがなく、干渉波の影響を受けにくいと考えられる。但し、高速AD変換部324c及び324dとしては、ビット精度の低いものが用いられるため、周波数アンフォールド部326からの周波数スペクトルよりも、精度は低い。
Since the frequency spectrum from the frequency analysis unit 325b is sampled using the high-speed
そこで、このような場合には、判断部330における状態判定部353は、周波数アンフォールド部326からの周波数スペクトル(入力A)から、周波数分析部325bからの周波数スペクトル(入力B)に、出力する周波数スペクトルを切り替えるように、選択部350を制御する。すなわち、判断部330の状態判定部353は、周波数分析部325a(入力A)からの周波数スペクトル電力PAが閾値XAより大きい(PA>XA)場合には、電力演算部351bからの周波数スペクトル(入力B)を出力するように切り替え、それ以外の場合には、電力演算部351aからの周波数スペクトル(入力A)を出力する。これにより、干渉成分の影響を除去することができる。
Therefore, in such a case, the
図13は、選択部350の処理手順のフローチャートである。図13に示すように、状態判定部353は、まず、電力演算部351aからの周波数スペクトル(入力A)が出力されるように、初期設定を行う(ステップS301)。
FIG. 13 is a flowchart of the processing procedure of the
次に、状態判定部353は、電力演算部351aから周波数スペクトル電力PAを入力し(ステップS302)、閾値演算部352aからの閾値XAを入力する(ステップS303)。また、状態判定部353は、電力演算部351bから周波数スペクトル電力PBを入力し(ステップS304)、閾値演算部352bからの閾値XBを入力する(ステップS305)。
Next, the
そして、状態判定部353は、周波数スペクトル電力PAと閾値XAとを比較する(ステップS306)。ステップS306において、周波数スペクトル電力PAと閾値XAとの比較結果、周波数スペクトル電力PAが閾値XAより小さい場合には(ステップS306:No)、状態判定部353は、電力演算部351aからの周波数スペクトル(入力A)の出力を維持して(ステップS307)、ステップS302に処理をリターンする。
Then, the
ステップS306において、周波数スペクトル電力PAと閾値XAとの比較結果、周波数スペクトル電力PAが閾値XAより大きい場合には(ステップS306:Yes)、状態判定部353は、電力演算部351bからの周波数スペクトル(入力B)を出力するように切り替えて(ステップS308)、ステップS302に処理をリターンする。
In step S306, if the frequency spectrum power PA is greater than the threshold value XA as a result of comparison between the frequency spectrum power PA and the threshold value XA (step S306: Yes), the
以上説明したように、本実施形態のレーダー装置301は、サブキャリア信号の折り返し成分が生じず、第1のサンプリング周波数(AD変換部324a及び324bのサンプリング周波数)より高い周波数である第3のサンプリング周波数でディジタル信号に変換する第3のAD変換部(AD変換部324c及び324d)と、第1のサンプリング周波数でディジタル化した信号から取得された第1のスペクトル信号と、第3のサンプリング周波数でディジタル信号に変換された信号から取得された第3のスペクトル信号とを信頼性に応じて切り替えて出力する判断部(判断部330)、を備える。
As described above, the
この構成によって、本実施形態では、AD変換部324a及び324b、周波数分析部325a、周波数アンフォールド部326の系列と、高速AD変換部324c及び324d、周波数分析部325b、周波数分析部325bとの2つの系列で、周波数スペクトルが得られる。そして、判断部330により、周波数アンフォールド部326から得られる周波数スペクトルと、周波数分析部325bから得られる周波数スペクトルとから、干渉を受けている可能性のあるものを除去して、距離・速度演算部331に周波巣スペクトルを転送している。これにより、干渉の影響を除去して、精度の向上を図ることができる。なお、高速AD変換部324c及び324dは、ビット精度の低いものを用いることができるので、回路規模の増大やコストの増大を招くことはない。
With this configuration, in this embodiment, a series of
なお、第2実施形態、第3実施形態では、AD変換器を2組用いる例を説明したが、これに限られない。使用するAD変換器は3組以上であってもよい。 In the second embodiment and the third embodiment, the example in which two sets of AD converters are used has been described, but the present invention is not limited to this. Three or more AD converters may be used.
<第4実施形態>
次に、本実施形態について説明する。図14は、本実施形態に係るレーダー装置401の構成を示すブロック図である。
図14に示すように、レーダー装置401は、制御部410、サブキャリア生成部411、DA変換部412a及び412b、送信周波数変換部413、送信電力増幅部414、送信アンテナ415、ローカル信号発生部416、受信アンテナ421、受信電力増幅部422、受信周波数変換部423、BPF(バンドパスフィルタ)427、AD変換部424、周波数分析部425、周波数アンフォールド部426、判断部430、及び距離・速度演算部431を備える。
<Fourth embodiment>
Next, this embodiment will be described. FIG. 14 is a block diagram showing a configuration of the
As shown in FIG. 14, the
サブキャリア生成部411は、制御部410の制御の下に、複数のサブキャリアからなるマルチキャリア信号を生成し、Iチャネル及びQチャネルの信号として出力する。DA変換部412a及び412bは、Iチャネル及びQチャネルの信号をディジタル信号からアナログ信号に変換する。送信周波数変換部413は、Iチャネル及びQチャネルの信号を直交変調し、ローカル信号発生部416からのローカル信号と乗算して、所望の送信周波数に変換する。送信電力増幅部414は、送信信号を電力増幅し、送信アンテナ415を介して送信する。送信周波数変換部413及び送信電力増幅部414は、レーダー送信部102を構成している。
Under the control of the
受信アンテナ421は、目標物420で反射された信号を受信する。受信電力増幅部422は、受信アンテナ421からの受信信号を増幅する。受信周波数変換部423は、受信信号をローカル信号発生部416からのローカル信号と乗算し、中間周波信号に変換する。受信電力増幅部422及び受信周波数変換部423は、レーダー受信部403を構成している。
The receiving
ここでは、受信周波数変換部423は、ローIF(Low IF (Intermediate Frequency))方式となっている。ローカル信号発生部416からのローカル信号の周波数は、受信信号の周波数に近接している。ローIF方式の場合、1つのAD変換部424で、Iチャネル及びQチャネルの信号をサンプリングできる。受信周波数変換部423の出力は、BPF427を介して、AD変換部424に供給される。
AD変換部424は、BPF427の出力信号を、アナログ信号からディジタル信号に変換し、変換した信号を周波数分析部425に供給する。
Here, the reception
The
周波数分析部425は、復調された信号を周波数領域のスペクトル信号に変換する。周波数アンフォールド部426は、並べ替え操作により、スペクトル信号中の折り返し成分を復元する。
The
なお、本実施形態では、AD変換部424は低速のもので、AD変換部424のサンプリング周波数は、サブキャリア成分及びその折り返し成分のスペクトルが重なることがないように、キャリア間隔周波数と所定の関係となるように設定されている。距離・速度演算部431は、送信信号と、周波数アンフォールド部426から入力される受信信号とに基づいて、例えば上述した参考文献に記載の手法等を用いて目標物420の距離及び速度を算出する。
In the present embodiment, the
以上説明したように、本実施形態では、受信周波数変換部423がLow−IF方式となっている。このため、1つのAD変換部424でIチャネル及びQチャネルの信号をサンプリングできる。
As described above, in this embodiment, the reception
なお、上述までの実施形態では、サブキャリアのキャリア間隔周波数を一定としているが、折り返し成分のスペクトルが重ならない関係が成立できれば、サブキャリアのキャリア間隔周波数を一定とする必要はない。 In the embodiments described above, the carrier interval frequency of the subcarrier is constant, but it is not necessary to make the carrier interval frequency of the subcarrier constant as long as the relationship that the spectrums of the aliasing components do not overlap can be established.
また、送信側のサブキャリアのキャリア間隔周波数を動的に変更可能に構成するようにしても良い。送信側のサブキャリアのキャリア間隔周波数は、例えば、干渉波の状態で変更したり、時間毎に変更したりすることが考えられる。 Moreover, the carrier interval frequency of the subcarrier on the transmission side may be configured to be dynamically changeable. For example, the carrier interval frequency of the subcarrier on the transmission side may be changed depending on the state of the interference wave, or may be changed every time.
<第5実施形態>
第1〜第4実施形態では、レーダー装置1に適用する例を説明したが、本実施形態では、他の装置に適用する例として、SAW(Surface Acoustic Wave;弾性表面波)センサ装置に用いる例を説明する。
<Fifth Embodiment>
In the first to fourth embodiments, the example applied to the
図15は、本実施形態に係るSAWセンサ2の概略的な模式図である。
SAWセンサ2は、圧電素子基板10、送信電極11−1a、送信電極11−1b、受信電極11−2a、受信電極11−2b、反応領域薄膜12、封止構造14−1、及び封止構造14−2を含んで構成される。
圧電素子基板10は、SAWを伝播する基板である。圧電素子基板10は、水晶基板である。
FIG. 15 is a schematic diagram of the
The
The
送信電極11−1a、及び送信電極11−1bは、送信側電極部を構成する櫛歯状のパターンにより形成された金属電極である。以下、送信電極11−1a、及び送信電極11−1bを総称してIDT11−1と呼ぶものとする。
また、受信電極11−2a、及び受信電極11−2bは、受信側電極部を構成する櫛歯状のパターンにより形成された金属電極である。以下、受信電極11−2a、及び受信電極11−2bを総称してIDT11−2と呼ぶものとする。
IDT11−1、及びIDT−11−2(総称してIDT11と呼ぶ)は、圧電素子基板10上に構成される電極である。IDT11は、対向した一対の電極である。IDT11は、例えばアルミニウム薄膜によって構成される。
The transmission electrode 11-1a and the transmission electrode 11-1b are metal electrodes formed by a comb-like pattern constituting the transmission-side electrode unit. Hereinafter, the transmission electrode 11-1a and the transmission electrode 11-1b are collectively referred to as IDT 11-1.
In addition, the reception electrode 11-2a and the reception electrode 11-2b are metal electrodes formed by a comb-like pattern constituting the reception-side electrode unit. Hereinafter, the reception electrode 11-2a and the reception electrode 11-2b are collectively referred to as IDT 11-2.
IDT 11-1 and IDT 11-2 (collectively referred to as IDT 11) are electrodes configured on the
反応領域薄膜12は、金を蒸着して生成した薄膜である。反応領域薄膜12は、表面に抗体を担持した薄膜である。反応領域薄膜12は、圧電素子基板10上であって、圧電素子基板10上に対向して設けられた一対のIDT11の間の領域に形成される。
圧電素子基板10と反応領域薄膜12との重なる部分が、検体である液体が導入される検出領域(センサ表面となる領域)となる。
The reaction region
A portion where the
SAWセンサ2では、滴下された溶液が、反応領域薄膜12の特定の領域を濡らす。
溶液中の抗原は、反応領域薄膜12上に担持された抗体と反応し、反応領域薄膜12上の特定領域に抗原抗体結合物を生成する。
すなわち、反応領域薄膜12では、その表面に抗原を含んだ液体試料を滴下することにより、反応領域薄膜12上に担持された抗体と、液体試料中の抗原との間で抗原抗体反応が起こる。その結果、反応領域薄膜12上には、反応領域薄膜12上に担持した抗体と抗原が結合した抗原抗体結合物が生成する。なお、反応領域薄膜12は、金以外であっても抗体を担持できるものであればいかなるものでもよい。
In the
The antigen in the solution reacts with the antibody carried on the reaction region
That is, in the reaction region
送信電極部側の封止構造14−1は、封止壁15−1と封止天井16−1とを備えている。なお、封止壁15−1と封止天井16−1との間には両者を接着するための接着層が設けられるが、図1においては省略している。
封止壁15−1は、IDT11−1を覆う壁であり、圧電素子基板10上に矩形状に形成される。封止壁15−1は、例えば感光性樹脂により構成される。
また、封止天井16−1は、封止壁15−1の上側を塞ぎ、IDT11−1を外部から密閉するための天井である。封止天井16−1は、封止天井16−1の平面領域内に封止壁15−1が収まるように封止壁15−1の上側に配置される。封止天井16−1は、例えばガラス基板で構成される。なお、封止壁15−1と封止天井16−1との間には、不図示の接着層が設けられ、封止壁15−1と封止天井16−1との間を密封して接着する。
封止構造14−1は、IDT11−1を外部から密閉してIDT11−1上に空間を形成するように覆い、IDT11−1が液体と接触することを防ぐ封止構造である。
The transmission electrode unit side sealing structure 14-1 includes a sealing wall 15-1 and a sealing ceiling 16-1. In addition, although the contact bonding layer for adhere | attaching both is provided between the sealing wall 15-1 and the sealing ceiling 16-1, it is abbreviate | omitting in FIG.
The sealing wall 15-1 is a wall that covers the IDT 11-1 and is formed in a rectangular shape on the
Moreover, the sealing ceiling 16-1 is a ceiling for closing the upper side of the sealing wall 15-1 and sealing the IDT 11-1 from the outside. The sealing ceiling 16-1 is disposed on the upper side of the sealing wall 15-1 so that the sealing wall 15-1 is accommodated in the planar area of the sealing ceiling 16-1. The sealed ceiling 16-1 is made of, for example, a glass substrate. An adhesive layer (not shown) is provided between the sealing wall 15-1 and the sealing ceiling 16-1, and the space between the sealing wall 15-1 and the sealing ceiling 16-1 is sealed. Glue.
The sealing structure 14-1 is a sealing structure that covers the IDT 11-1 from the outside so as to form a space on the IDT 11-1 and prevents the IDT 11-1 from coming into contact with the liquid.
また、受信電極部側の封止構造14−2は、封止構造14−1と同様に、封止壁15−2と封止天井16−2とを備え、IDT11−2を外部から密閉してIDT11−2上に空間を形成するように覆い、IDT11−2が液体と接触することを防ぐ封止構造である。
これら封止構造14−1、及び封止構造14−2により、検出領域における雰囲気(例えば湿度)の変化があったとしても、IDT11−1、及びIDT11−2は、その影響を受けにくくなる。
Similarly to the sealing structure 14-1, the sealing structure 14-2 on the reception electrode unit side includes a sealing wall 15-2 and a sealing ceiling 16-2, and seals the IDT 11-2 from the outside. The sealing structure covers the IDT 11-2 so as to form a space and prevents the IDT 11-2 from coming into contact with the liquid.
Even if there is a change in the atmosphere (for example, humidity) in the detection region, the IDT 11-1 and the IDT 11-2 are less affected by the sealing structure 14-1 and the sealing structure 14-2.
図16は、本実施形態に係るSAWセンサ装置(レーダー装置)1Aの構成を示すブロック図である。
図16に示すように、SAWセンサ装置1Aは、制御部160、サブキャリア生成部161、DA変換部162、送信周波数変換部163、送信電力増幅部164、ローカル信号発生部167、受信電力増幅部172、受信周波数変換部173、AD変換部174、周波数分析部175、周波数アンフォールド部176、及び演算部181を含んで構成される。また、SAWセンサ装置1Aは、SAWセンサ2に接続される。
また、DA変換部162は、DA変換部162a及び112bを備え、AD変換部174は、AD変換部174a及び174bを備える。
FIG. 16 is a block diagram showing a configuration of a SAW sensor device (radar device) 1A according to the present embodiment.
As shown in FIG. 16, the SAW sensor device 1A includes a
The
サブキャリア生成部161は、制御部160の制御の下に、複数のサブキャリアからなるマルチキャリア信号を生成し、Iチャネル(同相成分)及びQチャネル(直交成分)の信号として出力する。DA変換部162a及び162bは、Iチャネル及びQチャネルの信号をディジタル信号からアナログ信号に変換する。送信周波数変換部163は、Iチャネル及びQチャネルの信号を直交変調し、ローカル信号発生部167からのローカル信号と乗算して、所望の送信周波数に変換する。送信電力増幅部164は、送信信号を電力増幅し、SAWセンサ2の送信電極11−1a及び送信電極11−1bに供給する。送信周波数変換部163及び送信電力増幅部164は、送信部152(レーダー送信部)を構成している。
Under the control of the
受信電力増幅部172は、SAWセンサ2の受信電極11−2a及び受信電極11−2bからの受信信号を増幅する。受信周波数変換部173は、ローカル信号発生部167からのローカル信号と乗算して、Iチャネル及びQチャネルの信号を直交復調する。受信電力増幅部172及び受信周波数変換部173は、受信部153(レーダー受信部)を構成している。AD変換部174a及び174bは、Iチャネル及びQチャネルの信号をアナログ信号からディジタル信号に変換する。なお、本実施形態では、AD変換部174a及び174bのサンプリング周波数fsは、サブキャリア成分及びその折り返し成分のスペクトルが重なることがないように、サブキャリア間隔ΔFと所定の関係となるように設定されている。
The reception
周波数分析部175は、復調された信号を周波数領域のスペクトル信号に変換する。周波数アンフォールド部176は、並べ替え操作により、スペクトル信号中の折り返し成分を復元する。演算部181は、送信信号と受信信号のタイミングと、受信信号のスペクトルとに基づいて、SAWセンサ2における検体の信号振幅の減衰速度を算出し、算出した減衰速度に基づいて、表面の抗体と特異的に反応した溶液中の抗原の量と種類を判定する。演算部181は、判定した結果を、例えば、不図示の表示部、またはSAWセンサ装置1Aに接続されている不図示のパソコン等に出力する。
The
図16において、受信周波数変換部173からの信号のスペクトルは、受信周波数変換部123(図1)からの信号のスペクトルと同様である。
そして、本実施形態においても第1実施形態と同様に、各サブキャリア周波数をサンプリング周波数で除算した剰余がサンプリング周波数毎異なる関係となるように、サンプリング周波数fsとサブキャリアのサブキャリア間隔ΔFとの関係を設定している。
このため、AD変換部174a及び174bの出力信号のスペクトルは、図2(C)で説明したAD変換部124a及び124b(図1)の出力信号のスペクトルと同様に、サブキャリア成分及びその折り返し成分のスペクトルは、互いに重なることがないような位置に来る。
AD変換部174a及び174bが低速の場合、AD変換部174a及び174bの出力信号中には、図2(C)に示したような折り返し成分が含まれている。しかしながら、本実施形態でも、サンプリング周波数fsとサブキャリアのサブキャリア間隔ΔFとの関係が上述の関係となるように設定されているため、サブキャリア成分及びその折り返し成分は、サンプリング周波数fsが重ならない。したがって、本実施形態でも、AD変換部174a及び174bの出力のスペクトルから折り返し成分を判定できる。
In FIG. 16, the spectrum of the signal from the
Also in the present embodiment, as in the first embodiment, the sampling frequency fs and the subcarrier spacing ΔF between the subcarriers are such that the remainder obtained by dividing each subcarrier frequency by the sampling frequency is different for each sampling frequency. A relationship is set.
For this reason, the spectrum of the output signal of the
When the
上述したように、本実施形態のレーダー装置(SAWセンサ装置1A)は、複数のサブキャリアからなるマルチキャリア信号を生成する信号生成部(サブキャリア生成部161)と、信号生成部によって生成されたマルチキャリア信号を送信する送信部152と、目標物に反射したマルチキャリア信号を受信する受信部153と、受信部によって受信されたマルチキャリア信号を、サブキャリアの成分及びその折り返し成分が重ならない関係となる第1のサンプリング周波数でディジタル信号に変換する第1のAD変換部(AD変換部174a及び174b)と、第1のAD変換部によって変換されたディジタル信号に基づいて、目標物に関する情報を検出する演算部181と、を備える。
As described above, the radar device (SAW sensor device 1A) according to the present embodiment is generated by the signal generation unit (subcarrier generation unit 161) that generates a multicarrier signal including a plurality of subcarriers and the signal generation unit. A
この構成によって、本実施形態では、AD変換部174a及び174bでのサンプリング周波数fsとサブキャリアのサブキャリア間隔ΔFとの関係を、サブキャリア成分及びその折り返し成分のスペクトルが重ならないような関係に設定している。このため、AD変換部174a及び174bに高いサンプリング周波数が要求されず、送信信号の周波数の帯域を広くとることができる。この結果、本実施形態によれば、高速のAD変換器を用いることなく、広帯域の電波を使って検出分解能を上げることができる。
なお、本実施形態では、第1実施形態の構成をSAWセンサ装置に適用する例を説明したが、第2〜第4実施形態の構成を、SAWセンサ装置として適用することも可能である。
With this configuration, in this embodiment, the relationship between the sampling frequency fs in the
In this embodiment, the example in which the configuration of the first embodiment is applied to the SAW sensor device has been described. However, the configurations of the second to fourth embodiments can also be applied as the SAW sensor device.
なお、上述した第1〜第5実施形態は、以下に列記する何れの形態で構成されてもよい。
(1) サブキャリアの数は、2つ以上であってもよい。例えば、図3において、中心にある符号sc4と、この符号sc4の周波数に対して左右どちらか一方のsc1〜sc3またはsc5〜sc7のうちのいずれか1つと、の2つ以上である。例えば、第1ナイキストゾーンの周波数のものと、第2ナイキストゾーンのもののサブキャリアが1つ以上であればよい。換言すると、互いに異なるナイキストゾーンのサブキャリアが2つ以上であればよい。
(2) サブキャリアの周波数が、周波数軸上における間隔が一定ではない。
(3) サブキャリアの全てまたは一部に個別に施される変調の方式が異なる。
(4) これらの変調の全てまたは一部に供される伝送情報(変調信号)が異なる。
(5) このような変調の下で各サブキャリアに対応して周波数軸上に分布する信号の全てまたは一部の占有帯域が異なる。
In addition, the first to fifth embodiments described above may be configured in any form listed below.
(1) The number of subcarriers may be two or more. For example, in FIG. 3, there are two or more of the center code sc4 and any one of sc1 to sc3 or sc5 to sc7 on either side of the frequency of the code sc4. For example, the number of subcarriers of the first Nyquist zone frequency and the second Nyquist zone frequency may be one or more. In other words, it is sufficient if there are two or more subcarriers in different Nyquist zones.
(2) The subcarrier frequency is not constant on the frequency axis.
(3) The modulation scheme applied individually to all or part of the subcarriers is different.
(4) Transmission information (modulation signal) provided for all or part of these modulations is different.
(5) Under such modulation, all or some of the occupied bands of signals distributed on the frequency axis corresponding to each subcarrier are different.
また、レーダー装置の全部または一部の機能を実現するためのプログラムをコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記録して、この記録媒体に記録されたプログラムをコンピュータシステムに読み込ませ、実行することにより各部の処理を行ってもよい。なお、ここでいう「コンピュータシステム」とは、OSや周辺機器等のハードウェアを含むものとする。
さらに、「コンピュータシステム」は、WWWシステムを利用している場合であれば、ホームページ提供環境(あるいは表示環境)も含むものとする。
また、「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、フレキシブルディスク、光磁気ディスク、ROM、CD−ROM等の可搬媒体、コンピュータシステムに内蔵されるハードディスク等の記憶装置のことをいう。さらに「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、インターネット等のネットワークや電話回線等の通信回線を介してプログラムを送信する場合の通信線のように、短時間の間、動的にプログラムを保持するもの、その場合のサーバやクライアントとなるコンピュータシステム内部の揮発性メモリのように、一定時間プログラムを保持しているものも含むものとする。また上記プログラムは、前述した機能の一部を実現するためのものであっても良く、さらに前述した機能をコンピュータシステムにすでに記録されているプログラムとの組み合わせで実現できるものであっても良い。
In addition, a program for realizing all or part of the functions of the radar apparatus is recorded on a computer-readable recording medium, and the program recorded on the recording medium is read into a computer system and executed, thereby executing each part. Processing may be performed. Here, the “computer system” includes an OS and hardware such as peripheral devices.
Further, the “computer system” includes a homepage providing environment (or display environment) if a WWW system is used.
The “computer-readable recording medium” refers to a storage device such as a flexible medium, a magneto-optical disk, a portable medium such as a ROM and a CD-ROM, and a hard disk incorporated in a computer system. Furthermore, the “computer-readable recording medium” dynamically holds a program for a short time like a communication line when transmitting a program via a network such as the Internet or a communication line such as a telephone line. In this case, a volatile memory in a computer system serving as a server or a client in that case, and a program that holds a program for a certain period of time are also included. The program may be a program for realizing a part of the functions described above, and may be a program capable of realizing the functions described above in combination with a program already recorded in a computer system.
以上、本発明の実施形態について図面を参照して詳述してきたが、具体的な構成はこの実施形態に限られるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲の設計変更等も含まれる。 The embodiment of the present invention has been described in detail with reference to the drawings. However, the specific configuration is not limited to this embodiment, and includes design changes and the like without departing from the gist of the present invention.
101,201,301,401,501:レーダー装置
102,202,302,402,502:レーダー送信部
103,203,303,403,503:レーダー受信部
110,160,210,310,410,510:制御部
111,161,211,311,411,511:サブキャリア生成部
112a,112b,162a,162b,212a,212b,312a,312b,412a,412b,512a,512b:DA変換部
113,163,213,313,413,513:送信周波数変換部
114,164,214,314,414,514:送信電力増幅部
115,215,315,415:送信アンテナ
116,167,216,316,416,516:ローカル信号発生部
121,221,321,421,521:受信アンテナ
122,222,322,422,522:受信電力増幅部
123,223,323,423,523:受信周波数変換部
124a,124b,174a,174b,224a,224b,224c,224d,324a、324b,324c,324d,424,524a,524b:AD変換部
125,175,225a,225b,325a,325b,425,525:周波数分析部
126,176,226a,226b,326,426,526:周波数アンフォールド部
131,231,331,431,531:距離・速度演算部
181:演算部
101, 201, 301, 401, 501: Radar devices 102, 202, 302, 402, 502: Radar transmitters 103, 203, 303, 403, 503: Radar receivers 110, 160, 210, 310, 410, 510: Control units 111, 161, 211, 311, 411, 511: subcarrier generation units 112a, 112b, 162a, 162b, 212a, 212b, 312a, 312b, 412a, 412b, 512a, 512b: DA conversion units 113, 163, 213 , 313, 413, 513: transmission frequency converters 114, 164, 214, 314, 414, 514: transmission power amplifiers 115, 215, 315, 415: transmission antennas 116, 167, 216, 316, 416, 516: local Signal generators 121, 221 and 32 , 421, 521: Receive antennas 122, 222, 322, 422, 522: Receive power amplifiers 123, 223, 323, 423, 523: Receive frequency converters 124a, 124b, 174a, 174b, 224a, 224b, 224c, 224d , 324a, 324b, 324c, 324d, 424, 524a, 524b: AD converters 125, 175, 225a, 225b, 325a, 325b, 425, 525: Frequency analyzers 126, 176, 226a, 226b, 326, 426, 526 : Frequency unfolding unit 131, 231, 331, 431, 531: Distance / speed calculation unit 181: Calculation unit
Claims (1)
前記第1ないし第pのディジタル信号で示されるアナログ信号が周波数軸上で共通に区分されてなる部分帯域の内、前記第1のA/D変換手段ないし前記第pのA/D変換手段で生じるエリアシングの下で、前記マルチキャリア信号の同じ周波数成分が分布することが既知である複数pの部分帯域の帯域幅Bの組み合わせ毎に、レベルが最大ではない特定の部分帯域、またはレベルが既定の上限値を下回る特定の部分帯域を選択する部分帯域選択手段とを備え、
前記第1のA/D変換手段ないし第pのA/D変換手段の個々のサンプリング周波数は、
整数i(≦p)と整数j(≦p,≠i)との全ての対について、
前記部分帯域の帯域幅Bに対する不等式
|fsi−fsj|>B
が成立し、かつ前記fsiと前記fsjとの最小公倍数MLCに等しいサンプリング周波数におけるサンプリング定理が前記マルチキャリア信号の占有帯域Wに対して成立する周波数fs1〜fspに設定された
ことを特徴とするA/D変換装置。 A plurality of N carrier waves having different subcarrier center frequencies s1 to sn are individually modulated, and multicarrier signals each having an occupied band arranged at equal subcarrier intervals ΔF on the frequency axis are individually A / A first A / D conversion unit or a p-th generation unit that performs D conversion and generates a first digital signal or a p-th (≧ 2) digital signal in which the sum of the subcarrier intervals ΔF on the frequency axis is compressed. A / D conversion means,
The first A / D conversion means to the p-th A / D conversion means in a partial band in which the analog signals indicated by the first to p-th digital signals are divided in common on the frequency axis. Under the resulting aliasing, for each combination of bandwidths B of multiple p subbands where the same frequency components of the multicarrier signal are known to be distributed, a specific subband, or level, that is not at the maximum level A partial band selection means for selecting a specific partial band below a predetermined upper limit value,
The individual sampling frequencies of the first A / D conversion means to the p-th A / D conversion means are:
For all pairs of integer i (≦ p) and integer j (≦ p, ≠ i),
Inequalities for the bandwidth B of the partial band | fsi−fsj |> B
Characterized in that but the established and the sampling theorem in sampling frequency equal to the least common multiple M LC of the fsi and the fsj is set to establish frequency fs1~fsp against occupied band W of the multi-carrier signal A / D converter.
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