JP2013106339A - Broadband a/d conversion apparatus - Google Patents

Broadband a/d conversion apparatus Download PDF

Info

Publication number
JP2013106339A
JP2013106339A JP2011266269A JP2011266269A JP2013106339A JP 2013106339 A JP2013106339 A JP 2013106339A JP 2011266269 A JP2011266269 A JP 2011266269A JP 2011266269 A JP2011266269 A JP 2011266269A JP 2013106339 A JP2013106339 A JP 2013106339A
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
frequency
band
ghz
sampling
signal
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
JP2011266269A
Other languages
Japanese (ja)
Inventor
Kensuke Koseki
研介 小關
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
ELECS INDUSTRY CO Ltd
Original Assignee
ELECS INDUSTRY CO Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by ELECS INDUSTRY CO Ltd filed Critical ELECS INDUSTRY CO Ltd
Priority to JP2011266269A priority Critical patent/JP2013106339A/en
Publication of JP2013106339A publication Critical patent/JP2013106339A/en
Pending legal-status Critical Current

Links

Images

Landscapes

  • Analogue/Digital Conversion (AREA)

Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To provide such means that a band of any arbitrary frequency can be selected as an observation band and the selected one observation band can be sampled by one A/D conversion element regardless of a boundary of Nyquist frequencies of A/D conversion elements when accomplishing a receiving device of a direct conversion system in which a high frequency signal is band-divided and covered while being partially charged by a plurality of A/D conversion elements.SOLUTION: A boundary of Nyquist frequencies which is generated when dividing and sampling a band through a plurality of A/D conversion elements is avoided by combining and using auxiliary A/D conversion elements which operate in different sampling frequencies, and any arbitrary one observation band is sampled by one A/D conversion element.

Description

本発明は、広帯域な高周波アナログ信号を受信するためのAD変換装置、AD変換方法、および、無線受信装置に関する。  The present invention relates to an AD conversion apparatus, an AD conversion method, and a radio reception apparatus for receiving a broadband high-frequency analog signal.

無線受信機および電波計測装置等においては、広帯域な高周波アナログ信号から所望の帯域を選択して受信し処理する必要がある。例えば電波計測装置の一種である電波天文観測装置の場合、数100MHzから数10GHzの広い周波数範囲から複数の1GHz程度の帯域幅を選択し、これを観測信号帯域として受信し計測対象としている。  In wireless receivers, radio wave measuring devices, and the like, it is necessary to select and receive a desired band from a wideband high-frequency analog signal. For example, in the case of a radio astronomy observation apparatus which is a type of radio measurement apparatus, a plurality of bandwidths of about 1 GHz are selected from a wide frequency range of several hundred MHz to several tens GHz, and these are received as observation signal bands and are measured.

また、近年の無線受信機および電波計測装置等ではアナログ信号をAD変換素子でサンプリングしデジタルデータに変換してからデジタル信号処理により必要な処理を行うことが一般的となっている。  In recent wireless receivers and radio wave measuring apparatuses, it is common to perform necessary processing by digital signal processing after sampling an analog signal with an AD conversion element and converting it to digital data.

通常のAD変換素子に入力可能な信号の周波数および帯域幅は、入力される高周波アナログ信号の周波数および帯域幅に比較して小さいため、高周波信号をAD変換素子に入力する前に予め観測信号として必要な数に分配した上で、分配されたそれぞれの高周波信号をダウンコンバータと呼ばれる周波数変換器によって周波数を下げ、ローパスフィルタで帯域制限した上で複数のAD変換素子に入力し、これらを観測信号として後段のデジタル信号処理を行う手法が取られている。このような構成の例を図3に示す。  Since the frequency and bandwidth of a signal that can be input to a normal AD conversion element are small compared to the frequency and bandwidth of an input high-frequency analog signal, the frequency and bandwidth are input in advance as an observation signal before inputting the high-frequency signal to the AD conversion element. After distributing to the required number, the frequency of each distributed high-frequency signal is lowered by a frequency converter called a down converter, band-limited by a low-pass filter, and then input to a plurality of AD conversion elements. The method of performing the latter digital signal processing is taken. An example of such a configuration is shown in FIG.

上述の構成ではアナログ技術によるダウンコンバータが必須であるが、ダウンコンバータは高安定な局部発信器と高性能なミキサが必要なため、必要な観測信号帯域の数が多い場合にはダウンコンバータの数もそれに対応して多くなり、システムの規模とコストの増大を招く。また、ダウンコンバータに内臓された局部発信器の位相変動は、直接、観測信号の位相変動に反映されるため、電波天文観測装置などのように観測信号の位相情報が重視される用途においては致命的な誤差要因となりかねない。  In the above configuration, a down converter using analog technology is indispensable. However, since a down converter requires a highly stable local oscillator and a high performance mixer, the number of down converters is required when the number of observation signal bands required is large. In response to this increase, the scale and cost of the system increase. In addition, the phase fluctuation of the local transmitter incorporated in the down converter is directly reflected in the phase fluctuation of the observation signal, so it is fatal in applications where the phase information of the observation signal is important, such as radio astronomy observation equipment. This may be a common error factor.

近年では、上述のような問題点を解決するために、アナログ的なダウンコンバータを必要としないダイレクトコンバージョンと呼ばれる方式が実現されている。ダイレクトコンバージョンは、高周波かつ広帯域な信号が入力できるAD変換素子を利用して広帯域な高周波アナログ信号を一括してAD変換素子に入力しデジタルデータに変換し、その中から後段のデジタル信号処理によって周波数変換と帯域制限を行い所望の周波数および帯域幅の複数の信号を観測信号帯域として取り出す手法である。  In recent years, in order to solve the above-described problems, a method called direct conversion that does not require an analog down converter has been realized. Direct conversion uses an AD conversion element that can input a high-frequency and wide-band signal. A wide-band high-frequency analog signal is input to the AD conversion element in a lump and converted to digital data. This is a method of extracting a plurality of signals having desired frequencies and bandwidths as observation signal bands by performing conversion and band limitation.

一方、電波天文観測装置のように数GHzから数10GHzといった非常に広い帯域を計測対象とする装置の場合、ダイレクトコンバージョン方式であっても、全帯域を1個のAD変換素子でカバーすることはできない。例えば2GHzから14GHzの周波数範囲から1GHzの帯域幅の信号を観測する必要のある装置において、全帯域を1個のAD変換素子で取り込むためには、14GHzまでの信号が入力可能で28GHzのサンプリング周波数で動作するAD変換素子が必要となるが、現在入手可能な電波天文用途のAD変換素子においては、入力周波数の上限は20GHz以上のものがあり入力信号周波数としては対応可能であるがサンプリング周波数が16GHz程度に制限されているため全帯域を取り込むことはできない。  On the other hand, in the case of a device that measures a very wide band, such as several GHz to several tens GHz, such as a radio astronomy observation device, even if the direct conversion method is used, it is possible to cover the entire band with one AD conversion element. Can not. For example, in an apparatus that needs to observe a signal with a bandwidth of 1 GHz from a frequency range of 2 GHz to 14 GHz, in order to capture the entire band with one AD conversion element, a signal up to 14 GHz can be input and a sampling frequency of 28 GHz However, in the currently available radio wave astronomy AD converters, the upper limit of the input frequency is 20 GHz or more, and the input signal frequency can be handled, but the sampling frequency is Since it is limited to about 16 GHz, the entire band cannot be captured.

この場合、広帯域な高周波信号をAD変換素子に入力可能な帯域幅のバンドパスフィルタで複数の帯域に分割し、それぞれを複数のAD変換素子を用いて取り込む構成が考えられる。この場合、高周波信号の周波数はAD変換素子のサンプリング周波数で規定されるナイキスト周波数よりも高くなるが、高次ナイキスト領域でサンプリングすることにより信号を取り込むことが可能なため、アナログ的なダウンコンバータは不要である。このような構成の例を図4に示す。また、この方式によってシステムを単純化した電波天文観測装置の構成についてはすでに非特許文献1に示されるように実験的な取り組みも行われている。
高次モードサンプリング32MHz4ch方式によるVLBI
In this case, a configuration may be considered in which a broadband high-frequency signal is divided into a plurality of bands by a band-pass filter having a bandwidth that can be input to the AD conversion element, and each is captured using a plurality of AD conversion elements. In this case, the frequency of the high-frequency signal is higher than the Nyquist frequency defined by the sampling frequency of the AD conversion element, but since the signal can be captured by sampling in the high-order Nyquist region, the analog down converter is It is unnecessary. An example of such a configuration is shown in FIG. Further, as shown in Non-Patent Document 1, an experimental approach has already been made on the configuration of a radio astronomy observation device that simplifies the system by this method.
VLBI with high-order mode sampling 32MHz 4ch system

図4に示されるような、帯域分割して複数のAD変換素子を用いて高次ナイキスト領域でサンプリングするダイレクトコンバージョン方式の場合、受信された広帯域な高周波信号から所望の観測信号帯域をアナログ的なダウンコンバータを用いることなくサンプリングして取り出すことが可能であるが、図5に示されるような高周波信号において、AD変換素子のナイキスト周波数にまたがる観測信号帯域B3(513)は、1個のAD変換素子でサンプリングすることができないため、所望の観測信号帯域の設定はナイキスト周波数をまたがないように制限する必要がある。一方、無線受信機や電波天文観測装置の場合、所望の観測信号帯域は任意に選べることが必要な場合があり、このような場合には図4に示される方式は採用できず、アナログ的なダウンコンバータを導入せざるを得ない。  As shown in FIG. 4, in the case of a direct conversion method in which a band is divided and a plurality of AD conversion elements are used for sampling in a high-order Nyquist region, a desired observation signal band is analogized from a received wide-band high-frequency signal. Although it is possible to sample and extract without using a down converter, in the high-frequency signal as shown in FIG. 5, the observation signal band B3 (513) extending over the Nyquist frequency of the AD conversion element is one AD conversion. Since sampling cannot be performed by the element, it is necessary to limit the setting of a desired observation signal band so as not to cross the Nyquist frequency. On the other hand, in the case of a radio receiver or radio astronomy observation device, it may be necessary to arbitrarily select a desired observation signal band. In such a case, the method shown in FIG. A down converter must be introduced.

ナイキスト周波数にまたがる観測信号帯域を複数のAD変換素子でサンプリングしてからデジタル信号処理によって1個のサンプリングデータに合成する手法が考案されている(特許文献1)。この方式ではナイキスト周波数をまたぐ観測信号帯域について、ナイキスト周波数の両側をサンプリング帯域に含む複数のAD変換素子でサンプリングし、それぞれのAD変換素子の出力データに部分的に含まれる観測信号帯域の信号を、FFTにより周波数変換して周波数領域で加算、もしくは、デジタルフィルタで抽出後に時間領域で加算することによって単一のデジタルデータに合成する。この方式によれば広帯域な高周波信号から任意の観測信号帯域をサンプリングして取り出すことが可能であるが、複数のAD変換素子の出力データは、それぞれのAD変換素子間におけるアナログ回路の位相差および、サンプリングクロックの位相差により、位相が厳密に一致していない。電波天文観測装置等のように観測信号帯域内の位相連続性が特に重要な場合、複数のAD変換素子の出力データの位相差は大きな問題であり、これを補正するために特別な較正手段を必要とし、システムが複雑になるため、これを避けるために1個の観測信号帯域は単一のAD変換素子でサンプリングすることが望まれる。
特許公開2006−319537
A technique has been devised in which an observation signal band extending over the Nyquist frequency is sampled by a plurality of AD conversion elements and then combined into one sampling data by digital signal processing (Patent Document 1). In this method, the observation signal band that crosses the Nyquist frequency is sampled by a plurality of AD conversion elements including both sides of the Nyquist frequency in the sampling band, and the signal of the observation signal band partially included in the output data of each AD conversion element is obtained. The frequency is converted by FFT and added in the frequency domain, or extracted by a digital filter and added in the time domain to be combined into a single digital data. According to this method, it is possible to sample and extract an arbitrary observation signal band from a wide-band high-frequency signal, but the output data of a plurality of AD conversion elements includes the phase difference of the analog circuit between the AD conversion elements and The phase does not exactly match due to the phase difference of the sampling clock. When phase continuity within the observation signal band is particularly important, such as in radio astronomy observation equipment, the phase difference between the output data of multiple AD conversion elements is a major problem, and special calibration means must be used to correct this. In order to avoid this, it is desirable to sample one observation signal band with a single AD conversion element.
Patent Publication 2006-319537

本発明が解決しようとする課題は、広帯域な高周波信号から単一もしくは複数の所望の観測信号帯域を選択してサンプリングする受信装置を、高周波信号を帯域分割して複数のAD変換素子によって分担してカバーするダイレクトコンバージョン方式で実現する場合において、AD変換素子のナイキスト周波数の境界にかかわらず任意の周波数の帯域を観測信号帯域として選択でき、選択された1個の観測信号帯域を単一のAD変換素子でサンプリングできるような手段を提供することである。  The problem to be solved by the present invention is that a receiving device that selects and samples a single or a plurality of desired observation signal bands from a broadband high-frequency signal is divided by a plurality of AD conversion elements by dividing the high-frequency signal into bands. In the case of realization by the direct conversion method that covers, the frequency band of any frequency can be selected as an observation signal band regardless of the boundary of the Nyquist frequency of the AD conversion element, and one selected observation signal band can be selected as a single AD band. It is to provide a means for sampling with a conversion element.

本発明は、広帯域な高周波信号を複数のAD変換素子によって帯域を分割してサンプリングする場合に生じるナイキスト周波数の境界を、別なサンプリング周波数で動作する補助的なAD変換素子を組み合わせて使用することによって回避し、1個の任意の観測信号帯域を単一のAD変換素子でサンプリングすることを特徴とする。  The present invention uses the boundary of the Nyquist frequency generated when a wideband high-frequency signal is sampled by dividing a band by a plurality of AD converter elements in combination with an auxiliary AD converter element operating at another sampling frequency. This is characterized in that one arbitrary observation signal band is sampled by a single AD conversion element.

例えば、0〜15GHzの広帯域な高周波信号から、4個の1GHz幅の観測信号帯域をAD変換して取出す場合において、図4の構成によるダイレクトコンバージョン方式の受信装置を用いて、図5に示されるように0〜15GHzの高周波信号を3個の5GHz幅の帯域(501、502、503)に分割し、10GHzのサンプリング周波数で動作する3個のAD変換素子でサンプリングすれば、ナイキスト周波数である5GHzの倍数にまたがらない観測信号帯域B1(511)、B2(512)、B4(514)は、3個のAD変換素子のいずれかの単一のAD変換素子で問題なくサンプリング可能である。しかし、10GHzのナイキスト周波数をまたぐ観測信号帯域B3(513)は単一のAD変換素子でサンプリングすることができない。同様に5GHzのナイキスト周波数をまたぐような観測信号帯域もサンプリングすることはできない。  For example, in the case where four 1 GHz-width observation signal bands are AD-converted from a wide-band high-frequency signal of 0 to 15 GHz, the direct conversion method receiving apparatus having the configuration shown in FIG. Thus, if a high frequency signal of 0 to 15 GHz is divided into three 5 GHz width bands (501, 502, 503) and sampled by three AD conversion elements operating at a sampling frequency of 10 GHz, the Nyquist frequency is 5 GHz. The observation signal bands B1 (511), B2 (512), and B4 (514) that do not span multiples of can be sampled without any problem by any one of the three AD conversion elements. However, the observation signal band B3 (513) straddling the Nyquist frequency of 10 GHz cannot be sampled by a single AD conversion element. Similarly, an observation signal band that crosses the 5 GHz Nyquist frequency cannot be sampled.

ここで、10GHzのサンプリング周波数で動作する基本的なAD変換素子に加えて、補助的なAD変換素子として8GHzのサンプリング周波数で動作するAD変換素子を追加し、図1に示すように、3個の基本的なAD変換素子でサンプリングする5GHz幅の帯域(101、102、103)に加えて、補助的なAD変換素子によって、新たに4〜8GHzの帯域(104)および8〜12GHzの帯域(105)をサンプリングするようにして、全体として5個のAD変換素子で高周波信号をサンプリングして、その内から最適なAD変換素子の出力を選択するようにすれば、0〜15GHzの間の任意の1GHz幅の観測信号帯域は、必ずいずれか1個の単一のAD変換素子で全体をサンプリングすることが可能となる。上述の例においては、3個の基本的なAD変換素子でサンプリングできなかった観測信号帯域B3(114)は、新たに追加された8GHzのサンプリング周波数で動作する補助的なAD変換素子のうち、8〜12GHzを分担するAD変換素子で全体をサンプリングすることができる。  Here, in addition to a basic AD conversion element that operates at a sampling frequency of 10 GHz, an AD conversion element that operates at a sampling frequency of 8 GHz is added as an auxiliary AD conversion element. As shown in FIG. In addition to the 5 GHz-wide band (101, 102, 103) sampled by the basic AD converter element of (4), the auxiliary AD converter element newly adds a band of 4 to 8 GHz (104) and a band of 8 to 12 GHz ( 105) is sampled, the high frequency signal is sampled by five AD converter elements as a whole, and the optimum output of the AD converter element is selected from among them. The entire observation signal band of 1 GHz width can always be sampled by any one single AD conversion element. In the above example, the observation signal band B3 (114) that could not be sampled by the three basic AD conversion elements is the newly added auxiliary AD conversion element that operates at the sampling frequency of 8 GHz. The whole can be sampled by an AD conversion element sharing 8 to 12 GHz.

以上説明したことから明らかなように、本発明によれば、広帯域な高周波信号から単一もしくは複数の所望の観測信号帯域を選択してサンプリングする受信装置を、高周波信号を帯域分割して複数のAD変換素子によって分担してカバーするダイレクトコンバージョン方式で実現する場合において、AD変換素子のナイキスト周波数の境界にかかわらず任意の周波数の帯域を観測信号帯域として選択でき、選択された1個の観測信号帯域を単一のAD変換素子でサンプリングすることが可能となる。  As is apparent from the above description, according to the present invention, a receiving apparatus that selects and samples a single or a plurality of desired observation signal bands from a wideband high-frequency signal is divided into a plurality of high-frequency signals by band division. In the case of realization by a direct conversion method that is shared and covered by an AD conversion element, a band of any frequency can be selected as an observation signal band regardless of the boundary of the Nyquist frequency of the AD conversion element, and one selected observation signal The band can be sampled by a single AD conversion element.

例えば電波天文観測装置のように、任意の周波数を選択する必要があり、かつ取得した信号の位相情報が重要な用途において、アナログ的なダウンコンバータを用いないで受信装置を構成することが可能となり、位相誤差の軽減と同時に、システム全体の規模やコストを縮小することが可能となる。  For example, it is possible to configure a receiver without using an analog downconverter in applications where it is necessary to select an arbitrary frequency, such as a radio astronomy observation device, and phase information of the acquired signal is important. In addition to reducing the phase error, it is possible to reduce the scale and cost of the entire system.

以下、本発明の実施形態を図面に沿って説明する。  Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings.

図2は本発明の代表的な実施形態として、広帯域な高周波信号から4個の観測信号帯域を選択的にサンプリングしてデジタルデータとして出力するための受信装置において、高周波信号の帯域全体を3個の基本的なAD変換素子で分担し、これらのAD変換素子におけるナイキスト周波数による帯域の境界を補間するために2個の補助的なAD変換素子を用いて、合計5個のAD変換素子を用いる場合の構成を示す。  FIG. 2 shows, as a typical embodiment of the present invention, a receiving apparatus for selectively sampling four observation signal bands from a wideband high-frequency signal and outputting them as digital data. In order to interpolate the boundary of the band due to the Nyquist frequency in these AD conversion elements, two auxiliary AD conversion elements are used, and a total of five AD conversion elements are used. The structure of the case is shown.

図2に示す受信装置は、電波天文観測装置に用いる受信装置の例を示している。受信装置に入力される高周波信号は非常に広帯域であり、このうち観測信号帯域として選択される信号は0〜15GHzの周波数範囲のうちの任意の1GHzの帯域幅の信号である。また、観測信号帯域として4個の異なる帯域が選択される。4個の観測信号帯域の信号は、最終的に2GHzのサンプリング周波数を持つ4個のデジタルデータとして後段の装置に向けて出力される。基本的なAD変換素子のサンプリング周波数は10GHz、補助的なAD変換素子のサンプリング周波数は8GHzである。  The receiving apparatus shown in FIG. 2 shows an example of a receiving apparatus used for a radio astronomy observation apparatus. The high-frequency signal input to the receiving apparatus has a very wide band, and among these, the signal selected as the observation signal band is a signal having an arbitrary bandwidth of 1 GHz in the frequency range of 0 to 15 GHz. In addition, four different bands are selected as observation signal bands. The signals in the four observation signal bands are finally output to the subsequent apparatus as four digital data having a sampling frequency of 2 GHz. The sampling frequency of the basic AD conversion element is 10 GHz, and the sampling frequency of the auxiliary AD conversion element is 8 GHz.

観測信号帯域としては図1に示されるように、4〜5GHzのB1(111)、6〜7GHzのB2(112)、9.2〜10.2GHzのB3(113)、12〜13GHzのB4(114)の4個が所望されている。  As shown in FIG. 1, B1 (111) of 4 to 5 GHz, B2 (112) of 6 to 7 GHz, B3 (113) of 9.2 to 10.2 GHz, B4 (12 to 13 GHz) as the observation signal band. 114) are desired.

アンテナ(201)で受信された高周波信号は、ローノイズアンプ(211)で増幅された後、5系統に分配され、5個のバンドパスフィルタBPF1(221)〜BPF5(225)で帯域制限される。これらのバンドパスフィルタは、後段のAD変換素子におけるエイリアシングを防止するためのアンチエイリアスフィルタである。それぞれのバンドパスフィルタの通過帯域は図1に示すように、BPF1(221)の通過帯域であるRF1(101)〜BPF3(223)の通過帯域であるRF3(103)によって高周波信号全体をカバーし、BPF4(224)の通過帯域であるRF4(104)およびBPF5(225)の通過帯域であるRF5(105)が、前述3個のバンドパスフィルタの通過帯域の境界を補間するように選ばれている。  The high frequency signal received by the antenna (201) is amplified by the low noise amplifier (211), distributed to five systems, and band-limited by the five band pass filters BPF1 (221) to BPF5 (225). These band-pass filters are anti-aliasing filters for preventing aliasing in the AD conversion element at the subsequent stage. As shown in FIG. 1, the passband of each bandpass filter covers the entire high-frequency signal by RF3 (103) that is the passband of RF1 (101) to BPF3 (223) that is the passband of BPF1 (221). , RF4 (104), which is the passband of BPF4 (224), and RF5 (105), which is the passband of BPF5 (225), are selected to interpolate the passband boundaries of the three bandpass filters. Yes.

バンドパスフィルタで帯域制限された高周波信号は、AD変換素子ADC1(231)〜ADC5(235)に入力され、サンプリングされる。ここでADC1(231)〜ADC3(233)は基本的なAD変換素子としてサンプリング周波数fs1(241)で動作し、ADC4(234)、ADC5(235)は補助的なAD変換素子として、サンプリング周波数fs2(242)で動作する。ここではfs1(241)は10GHz、fs2(242)は8GHzが選択される。それぞれのAD変換素子は、15GHzまでの信号の入力が可能で高次ナイキスト領域におけるサンプリングに対応する。各AD変換素子に入力される観測信号帯域およびサンプリング周波数の関係を図6に示す。  The high-frequency signal band-limited by the bandpass filter is input to the AD conversion elements ADC1 (231) to ADC5 (235) and sampled. Here, ADC1 (231) to ADC3 (233) operate at the sampling frequency fs1 (241) as basic AD conversion elements, and ADC4 (234) and ADC5 (235) as the auxiliary AD conversion elements, sampling frequency fs2. (242). Here, 10 GHz is selected for fs1 (241), and 8 GHz is selected for fs2 (242). Each AD conversion element can input a signal up to 15 GHz and supports sampling in a high-order Nyquist region. FIG. 6 shows the relationship between the observation signal band input to each AD conversion element and the sampling frequency.

ADC1(231)〜ADC5(235)でサンプリングされたデータは、4個のセレクタ(251〜254)で選択されて、デジタルダウンコンバータ1(261)〜デジタルダウンコンバータ4(264)に入力される。それぞれのデジタルダウンコンバータの内部では、所望の観測信号帯域が0GHzを下端とするベースバンド周波数になるように、ローカル信号LO1(271)〜LO4(274)によって周波数変換される。これらのデジタルダウンコンバータの内部での周波数変換は、すべてデジタル信号に対する論理的な演算処理によって行われるため、アナログ的なダウンコンバータで発生するようなローカル信号の位相変動による誤差は発生しない。  Data sampled by ADC1 (231) to ADC5 (235) is selected by four selectors (251 to 254) and input to digital downconverter 1 (261) to digital downconverter 4 (264). In each digital down converter, the frequency is converted by the local signals LO1 (271) to LO4 (274) so that the desired observation signal band becomes a baseband frequency with 0 GHz as the lower end. The frequency conversion inside these digital down converters is all performed by logical arithmetic processing on the digital signal, so that no error due to phase fluctuation of the local signal that occurs in an analog down converter occurs.

ADC1(231)〜ADC5(235)とデジタルダウンコンバータ1(261)〜デジタルダウンコンバータ4(264)の対応、および各デジタルダウンコンバータにおけるローカル信号LO1(271)〜LO4(274)の周波数は、デジタルダウンコンバータ1(261)〜デジタルダウンコンバータ4(264)のそれぞれから、どの観測信号帯域を出力するかによって決まる。ここでの例のように、図1における4〜5GHzのB1(111)をデジタルダウンコンバータ1(261)、6〜7GHzのB2(112)をデジタルダウンコンバータ2(262)、9.2〜10.2GHzのB3(113)をデジタルダウンコンバータ3(263)、12〜13GHzのB4(114)をデジタルダウンコンバータ4(264)から出力する場合、デジタルダウンコンバータ1(261)においては、観測信号帯域B1(111)を含むADC1(231)の出力を選択し、LO1(271)の周波数は観測信号帯域B1(111)の下端の周波数である4GHzに設定される。デジタルダウンコンバータ2(262)においては、観測信号帯域B2(112)を含むADC2(232)を選択するが、ADC2(232)は10GHzのfs1(241)によって第2ナイキスト領域でサンプリングしているためサンプリングされたデータは周波数が5GHz逓減されたベースバンドに変換され、かつ周波数方向が逆になっている。従ってLO2(272)の周波数は、ベースバンドに折り返された観測信号帯域B2(112)の下端に対応する4GHzに設定し、かつ、周波数方向を正順にするために下側波帯(LSB)の信号を出力するようにする。デジタルダウンコンバータ3(263)においては、観測信号帯域B3(113)を含むAD変換素子を選択することになるが、観測信号帯域B3(113)は基本的なAD変換素子であるADC2(232)とADC3(233)のナイキスト周波数にまたがっているため、これらのAD変換素子では正しくサンプリングできないため、補助的なAD変換素子であるADC5(235)を選択することによって、基本的なAD変換素子のナイキスト周波数を避け単一のAD変換素子で正しくサンプリングすることができる。ADC5(235)は8GHzのfs2(242)によって第3ナイキスト領域でサンプリングしているため、サンプリングされたデータは周波数が8GHz逓減されたベースバンドに変換され、周波数方向は元通りである。従ってLO3(273)の周波数は、ベースバンドに変換された観測信号帯域B3(113)の下端に対応する1.2GHzに設定される。デジタルダウンコンバータ4(264)においては、観測信号帯域B4(114)を含むADC3(233)を選択するが、ADC3(233)は10GHzのfs1(241)によって第3ナイキスト領域でサンプリングしているため、サンプリングされたデータは周波数が10GHz逓減されたベースバンドに変換され、周波数方向は元通りである。従ってLO4(274)の周波数は、ベースバンドに変換された観測信号帯域B4(114)の下端の周波数に対応する2GHzに設定される。ここまでの手順によって高周波信号に含まれていたB1(111)〜B4(114)の各観測信号帯域は、下端を0GHzとするベースバンドに変換される。このときのサンプリングされたデータおよびローカル信号、および周波数変換されたデータの周波数関係を図7に示す。  The correspondence between ADC1 (231) to ADC5 (235) and digital down converter 1 (261) to digital down converter 4 (264), and the frequency of local signals LO1 (271) to LO4 (274) in each digital down converter are digital. It is determined by which observation signal band is output from each of the down converter 1 (261) to the digital down converter 4 (264). As in this example, B1 (111) of 4 to 5 GHz in FIG. 1 is digital down converter 1 (261), B2 (112) of 6 to 7 GHz is digital down converter 2 (262), and 9.2 to 10 When B2 (113) of 2 GHz is output from the digital down converter 3 (263) and B4 (114) of 12 to 13 GHz is output from the digital down converter 4 (264), in the digital down converter 1 (261), the observation signal band The output of ADC1 (231) including B1 (111) is selected, and the frequency of LO1 (271) is set to 4 GHz which is the frequency at the lower end of the observation signal band B1 (111). In the digital down converter 2 (262), the ADC 2 (232) including the observation signal band B2 (112) is selected. However, since the ADC 2 (232) is sampled in the second Nyquist region by fs1 (241) of 10 GHz. The sampled data is converted into a baseband whose frequency is reduced by 5 GHz, and the frequency direction is reversed. Therefore, the frequency of LO2 (272) is set to 4 GHz corresponding to the lower end of the observation signal band B2 (112) folded back to the baseband, and the lower sideband (LSB) is used in order to set the frequency direction in the normal order. Output a signal. In the digital down converter 3 (263), an AD conversion element including the observation signal band B3 (113) is selected. The observation signal band B3 (113) is a basic AD conversion element, ADC2 (232). Since these A / D converter elements cannot be correctly sampled because they extend over the Nyquist frequency of ADC 3 (233) and ADC3 (233), by selecting ADC5 (235), which is an auxiliary AD converter element, the basic AD converter element Sampling can be correctly performed with a single AD conversion element while avoiding the Nyquist frequency. Since the ADC 5 (235) samples in the third Nyquist region using 8 GHz fs2 (242), the sampled data is converted to a baseband whose frequency is reduced by 8 GHz, and the frequency direction is the same. Therefore, the frequency of LO3 (273) is set to 1.2 GHz corresponding to the lower end of the observation signal band B3 (113) converted into the baseband. In the digital down converter 4 (264), the ADC 3 (233) including the observation signal band B4 (114) is selected. However, since the ADC 3 (233) is sampled in the third Nyquist region by fs1 (241) of 10 GHz. The sampled data is converted to a baseband whose frequency is reduced by 10 GHz, and the frequency direction is the same as before. Therefore, the frequency of LO4 (274) is set to 2 GHz corresponding to the frequency at the lower end of the observation signal band B4 (114) converted into the baseband. The observation signal bands B1 (111) to B4 (114) included in the high-frequency signal by the procedure so far are converted into basebands having a lower end of 0 GHz. FIG. 7 shows the frequency relationship between the sampled data, local signal, and frequency-converted data at this time.

各デジタルダウンコンバータにおいて観測信号帯域の下端を0GHzとするベースバンド周波数変換されたデータは、ローパスフィルタLPF1(281)〜LPF4(284)によって上限周波数が1GHzの帯域幅に帯域制限される。  In each digital down converter, the baseband frequency-converted data in which the lower end of the observation signal band is 0 GHz is band-limited by the low-pass filters LPF1 (281) to LPF4 (284) to a bandwidth having an upper limit frequency of 1 GHz.

1GHzの帯域幅に制限された各観測信号帯域のデータは、デシメータ1(291)〜デシメータ4(294)によってサンプリング周波数fs3(2i1)までダウンサンプリングされ、最終的にサンプリング周波数がfs3(2i1)のデジタルデータとして出力される。この場合、サンプリング周波数fs3(2i1)は2GHzとなる。また、デシメータによるダウンサンプリングの比率は、入力として選択されたAD変換素子のサンプリング周波数であるfs1(241)もしくはfs2(242)と、出力されるデジタルデータのサンプリング周波数であるfs3(2i1)の比率によって決まる。ここで示された例においては、デシメータ1(291)、デシメータ2(292)、デシメータ4(294)は1/5、デシメータ3(293)1/4の比率でダウンサンプリングを行う。  The data of each observation signal band limited to the bandwidth of 1 GHz is down-sampled by the decimator 1 (291) to the decimator 4 (294) to the sampling frequency fs3 (2i1), and finally the sampling frequency is fs3 (2i1). Output as digital data. In this case, the sampling frequency fs3 (2i1) is 2 GHz. Further, the downsampling ratio by the decimator is the ratio of fs1 (241) or fs2 (242), which is the sampling frequency of the AD conversion element selected as the input, and fs3 (2i1), which is the sampling frequency of the output digital data. It depends on. In the example shown here, decimator 1 (291), decimator 2 (292), and decimator 4 (294) perform downsampling at a ratio of 1/5 and decimator 3 (293) 1/4.

デシメータ1(291)〜デシメータ4(294)でダウンサンプリングされたデータは観測信号帯域B1(111)〜観測信号帯域B4(114)に対応したデジタルデータとして出力データ1(2ii1)〜出力データ4(2ii4)として出力される。  The data down-sampled by the decimator 1 (291) to the decimator 4 (294) is output data 1 (2ii1) to output data 4 (digital data corresponding to the observation signal band B1 (111) to the observation signal band B4 (114). 2ii4).

上述の手順によって、アナログ的なダウンコンバータを用いることなく、広帯域な高周波信号を複数のAD変換素子によって帯域を分割してサンプリングする、ダイレクトコンバージョン方式の受信装置において、ナイキスト周波数にかかわらず、1個の任意の観測信号帯域を単一のAD変換素子でサンプリングすることができた。  According to the above procedure, in a direct conversion type receiver that divides a band by a plurality of AD conversion elements and samples a wide band high-frequency signal without using an analog down-converter, one unit is used regardless of the Nyquist frequency. Any one of the observed signal bands can be sampled by a single AD conversion element.

本発明の手法によって構成された受信装置において、補助的なAD変換素子を追加して、すべての観測信号帯域についてナイキスト周波数をまたがないようにした場合の、各AD変換素子の入力帯域と観測信号帯域の周波数の関係。  In the receiving apparatus configured by the method of the present invention, when an auxiliary AD conversion element is added so as not to straddle the Nyquist frequency for all observation signal bands, the input band of each AD conversion element and the observation Signal band frequency relationship. 本発明の手法により、補助的なAD変換素子を追加したダイレクトコンバージョン方式の受信装置のブロック図。  The block diagram of the receiver of the direct conversion system which added the auxiliary AD conversion element by the method of this invention. 従来の手法により、アナログ的なダウンコンバータを用いて構成された受信装置のブロック図。  The block diagram of the receiver comprised using the analog down converter by the conventional method. 従来の手法により、基本的なAD変換素子のみで構成されたダイレクトコンバージョン方式の受信装置のブロック図。  The block diagram of the receiver of the direct conversion system comprised only with the basic AD conversion element by the conventional method. 従来の手法によって構成された受信装置において、特定の観測信号帯域がナイキスト周波数をまたいでしまう場合の、各AD変換素子の入力帯域と観測信号帯域の周波数の関係。  The relationship between the input band of each AD conversion element and the frequency of the observation signal band when a specific observation signal band crosses the Nyquist frequency in a receiving apparatus configured by a conventional method. 本発明の手法によって構成された受信装置における、各AD変換素子に入力される観測信号帯域およびサンプリング周波数の関係。  The relationship between the observation signal zone | band and sampling frequency which are input into each AD conversion element in the receiver comprised by the method of this invention. 本発明の手法によって構成された受信装置における、サンプリングデータおよびローカル周波数、および周波数変換されたデータの周波数関係。  The frequency relationship of sampling data, local frequency, and frequency-converted data in a receiving apparatus configured by the method of the present invention.

101〜105 AD変換素子1〜5の入力帯域
111〜114 観測信号帯域B1〜B4
201 アンテナ
211 ローノイズアンプ
221〜225 AD変換素子1〜5用アンチエイリアスバンドパスフィルタ
231〜233 基本的なAD変換素子1〜3
234〜235 補助的なAD変換素子4〜5
241 基本的なAD変換素子1〜3用のサンプリングクロック
242 補助的なAD変換素子4、5用のサンプリングクロック
251〜254 デジタルダウンコンバータ1〜4用入力セレクタ
261〜264 デジタルダウンコンバータ1〜4
271〜274 ローカル信号1〜4
281〜284 ローパスフィルタ1〜4
291〜294 デシメータ1〜4
2i1 出力データ用サンプリングクロック
2ii1〜2ii4 出力データ
501〜503 従来の方式による3個のAD変換素子への入力帯域
511〜514 観測信号帯域B1〜B4
101-105 Input bands 111-114 of AD conversion elements 1-5 Observation signal bands B1-B4
201 Antenna 211 Low-noise amplifiers 221 to 225 Anti-alias bandpass filters 231 to 233 for AD conversion elements 1 to 5 Basic AD conversion elements 1 to 3
234 to 235 Auxiliary AD conversion elements 4 to 5
241 Sampling clock 242 for basic AD conversion elements 1 to 3 Sampling clocks 251 to 254 for auxiliary AD conversion elements 4 and 5 Input selectors 261 to 264 for digital down converters 1 to 4 Digital down converters 1 to 4
271 to 274 Local signals 1 to 4
281 to 284 Low-pass filters 1 to 4
291-294 Decimators 1-4
2i1 Output data sampling clocks 2ii1 to 2ii4 Output data 501 to 503 Input bands 511 to 514 to three AD conversion elements according to the conventional method Observation signal bands B1 to B4

Claims (3)

高周波信号をサンプリングするための基本的なAD変換素子と、基本的なAD変換素子と異なるサンプリング周波数で動作する補助的なAD変換素子とを組み合わせて、任意の周波数の帯域信号について、いずれかのAD変換素子によってナイキスト周波数をまたがないようにサンプリングできることを特徴とするAD変換装置。  A combination of a basic AD converter for sampling a high-frequency signal and an auxiliary AD converter operating at a sampling frequency different from that of the basic AD converter is An AD conversion device characterized in that sampling can be performed so as not to cross the Nyquist frequency by an AD conversion element. 高周波信号をサンプリングするために基本的なAD変換素子と、基本的なAD変換素子と異なるサンプリング周波数で動作する補助的なAD変換素子とを組み合わせて、任意の周波数の帯域信号について、いずれかのAD変換素子によってナイキスト周波数をまたがないようにサンプリングできることを特徴とするAD変換方法。  A combination of a basic AD converter for sampling a high-frequency signal and an auxiliary AD converter operating at a sampling frequency different from that of the basic AD converter is An AD conversion method characterized in that sampling can be performed by an AD conversion element so as not to cross the Nyquist frequency. 高周波信号をサンプリングするための基本的なAD変換素子と、基本的なAD変換素子と異なるサンプリング周波数で動作する補助的なAD変換素子とを組み合わせて、任意の周波数の帯域信号について、いずれかのAD変換素子によってナイキスト周波数をまたがないようにサンプリングできることを特徴とするAD変換部を有した無線受信装置。  A combination of a basic AD converter for sampling a high-frequency signal and an auxiliary AD converter operating at a sampling frequency different from that of the basic AD converter is A radio receiving apparatus having an AD conversion unit, characterized in that sampling can be performed by an AD conversion element so as not to cross a Nyquist frequency.
JP2011266269A 2011-11-16 2011-11-16 Broadband a/d conversion apparatus Pending JP2013106339A (en)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2011266269A JP2013106339A (en) 2011-11-16 2011-11-16 Broadband a/d conversion apparatus

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2011266269A JP2013106339A (en) 2011-11-16 2011-11-16 Broadband a/d conversion apparatus

Publications (1)

Publication Number Publication Date
JP2013106339A true JP2013106339A (en) 2013-05-30

Family

ID=48625539

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2011266269A Pending JP2013106339A (en) 2011-11-16 2011-11-16 Broadband a/d conversion apparatus

Country Status (1)

Country Link
JP (1) JP2013106339A (en)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2016017778A (en) * 2014-07-04 2016-02-01 日本無線株式会社 A/d conversion device

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2016017778A (en) * 2014-07-04 2016-02-01 日本無線株式会社 A/d conversion device

Similar Documents

Publication Publication Date Title
EP2434300B2 (en) Multi-domain test and measurement instrument
US7688058B2 (en) Integrated spectrum analyzer circuits and methods for providing on-chip diagnostics
US9313077B2 (en) Method and frequency agile pre-distorted transmitter using programmable digital up and down conversion
CN103259604B (en) A kind of multi-functional measuring multiple parameters Digital IF Processing multiplex system
CN101809453B (en) Analog to digital conversion system
KR102628079B1 (en) A method and an wireless communication device for nonlinear self-interference cancellation with sampling rate mismatch
KR20120061026A (en) Bandpass sampling receiver and filter design and reconfiguration method thereof
US20210067256A1 (en) Transmit and receive radio frequency (rf) signals without the use of baseband generators and local oscillators for up conversion and down conversion
CA3069243A1 (en) A multifunction channelizer/ddc architecture for a digital receiver/exciter
KR20170052244A (en) SDR Receiver for detecting doppler frequency in CW radar and method for detecting the same
US10812096B2 (en) Ad converting device and electronic apparatus
CN111030765B (en) Heterodyne frequency sweep type spectrum analysis system capable of identifying image frequency signals
JP2013106339A (en) Broadband a/d conversion apparatus
US20150054566A1 (en) Conversion of analog signal into multiple time-domain data streams corresponding to different portions of frequency spectrum and recombination of those streams into single time-domain data stream
JP2003318759A (en) Frequency converter
Grubb et al. A new general purpose high performance HF Radar
US20100318865A1 (en) Signal processing apparatus including built-in self test device and method for testing thereby
CN104950152B (en) Test and measurement instrument including asynchronous time interleaved digitizer using harmonic mixing
EP2521268B1 (en) Data converter system that avoids interleave images and distortion products
EP2789105B1 (en) Heterodyne receiver structure, multi chip module, multi integrated circuit module, and method for processing a radio frequency signal
CN206573703U (en) Magnetic resonance radio frequency receiver
KR101740713B1 (en) SDR receiver for radar testing
US11606154B2 (en) Wideband spectrum analyzer
CN116359871B (en) Signal processing method and image acquisition equipment
Yao Design of a High-speed Multi-channel Digital Receiver