JP2015536130A - 最適な周波数のために必要とされる伝送電力を感知する、無線電力伝送器のための自動共振ドライバ - Google Patents

Abstract

伝送器インダクタ用の自動共振ドライバは、最大効率のための最適な周波数でインダクタを駆動する。伝送器インダクタは、受信器インダクタに磁気的に結合されるが、物理的には結合されず、受信器インダクタによって生成される電流は、負荷に電力供給するために使用される。本システムは、例えば、（負荷の一部としての）バッテリを遠隔で充電するか、または電力をモータあるいは回路に提供するために使用されてもよい。フィードバック回路が、共振駆動周波数を生成するために使用される。伝送側の検出器は、負荷に電力供給する電圧レギュレータによる調節を達成するように、受信側で生成されている十分な電流があるかどうかを無線で検出する。この点は、駆動パルス幅が増加させられるにつれて、伝送器インダクタピーク電圧が急に増加するときに達成される。その点で、パルス幅は、最適な効率のために一定に保たれる。

Description

（発明の分野）
本発明は、例えばポータブルデバイスまたは遠隔電力供給デバイス内のバッテリを再充電するための、デバイスへの電力の無線伝送に関し、具体的には、自動共振電力伝送器を使用するようなシステムに関する。

（背景）
近年、携帯電話等の消費者電子機器から、クレーンの端部におけるモータ等の頑丈な産業機器まで、種々のデバイスに電力供給するために、無線電力伝達システムを開発する関心が高まっている。この関心の背後の主要な原動力は、従来の配線接続システムで電源から負荷へ電力を送達するために必要な直接電気接触を除去する、そのような無線電力伝達システムの能力である。そのような電気接触の除去は、利便性、維持費の削減、および信頼性を含む、多くの利点を約束する。

図１に示される典型的な無線電力伝達システムでは、伝送インダクタＬ１が、電圧源１３によって電力供給される伝送器回路１２によって、通電させられることにより、時間変動磁場を伝送する。次いで、受信インダクタＬ２が、生成された磁場内に配置され、受信インダクタＬ２内で流動する類似の時間変動電流を誘導する。この誘導電流は、受信器回路１４内でＡＣ電圧を生成するために使用されることができ、次いで、これは順に、受信器側の負荷Ｒ_Ｌに電力供給するようにＤＣ電流を送達することが可能なＤＣ電圧を生じるように、受信器出力で整流され得る。負荷は、再充電されるバッテリ、または回路であってもよい。受信器回路１４は、負荷も収容する筐体（携帯電話または他のハンドヘルドデバイス等）の内側に位置してもよい。伝送器回路１２は、そのバッテリを再充電するために、例えば一晩中携帯電話が配置される支持プラットフォームの中に位置してもよい。

ほとんどの実用的な無線電力伝達システムでは、受信器インダクタＬ２に到達する磁場の量は、従来の変圧器ベースの孤立システムと比較して、比較的少ない。伝送器インダクタＬ１によって生成される磁場がどれだけ受信器インダクタＬ２に到達するかに関して頻繁に使用されている尺度は、結合と呼ばれ、０と１との間の結合係数ｋによって表される。０．８未満の結合係数を有するシステムは、多くの場合、伝送インダクタＬ１内で十分な電流を生成するために、伝送器回路内の共振回路を採用する。この比較的大きい伝送インダクタＬ１電流は、負荷に電力供給するように受信インダクタ内で十分な電流を誘導するために必要とされる強い磁場を生成するために要求される。

共振回路は、多くの場合、受信側でも採用されることに留意されたい。受信側の共振回路を、磁場が変化している周波数と同一の周波数に同調させることによって、共振回路は、磁場がそのループを閉鎖するための好ましい経路を提供する（磁気単極子が存在しないため、磁力線は常に、それ自体の上でループを閉鎖しなければならないことに留意されたい）。したがって、受信器における共振回路は、受信インダクタＬ２の周囲の局所磁場を再成形することに役立ち、比較的大量の電流をインダクタ内で誘導することができるように、磁場密度を増加させる。

共振受信器では、このＡＣ電流は、受信インダクタＬ２と受信器回路１４内のコンデンサとの間で前後に流動し、電圧を生成する。より大きい誘導電流が、より大きいピーク電圧を生成し、これは次いで、より容易に整流され得、かつ潜在的に調節することができ、受信器負荷のための所望の電圧を生じる。

伝送側では、伝送インダクタ内でＡＣ電流を生成するために使用される共通共振回路が、図２に示されている。図２は、ＬＣタンク回路を駆動するハーフブリッジドライバを図示する。スイッチＳＷ−ＡおよびＳＷ−Ｂは、特定の周波数で、かつ特定のデューティサイクルで駆動される。この周波数は、通常、特定の周波数範囲を掃引して、伝送インダクタＬ（図１の伝送インダクタＬ１）を隔てて生成される電圧Ｖ_Ｌを監視することによって決定される。電圧Ｖ_Ｌの振幅が最大値にあるとき、駆動周波数は、ＬＣタンクの固有周波数に等しいことが決定される。次いで、スイッチＳＷ−Ｂに対するスイッチＳＷ−Ａのデューティサイクルもまた、このＬＣタンク固有周波数における電流Ｉ_Ｌのピーク振幅に対応する、Ｖ_Ｌのピーク振幅を調節するように制御されることができる。通常の動作では、スイッチＳＷ−ＡおよびＳＷ−Ｂは決して同時にオンではないことに留意されたい。しかしながら、ダイオードＤ１およびＤ２の存在は、供給電圧Ｖ_Ｓまたはグランドのダイオード電圧降下以内にＳＷノード電圧を維持しながら、２つのスイッチが同時にオフになることを可能にする。

ＬＣタンク回路の固有周波数は、多くの場合、回路動作の過程の間に１つの値に固定されたままではないことに留意されたい。例えば、使用されるコンデンサおよび伝送インダクタは、通常、温度係数を有し、これは、タンクの固有周波数が温度変動とともに偏移することを意味する。そして、このインダクタおよびコンデンサ内で比較的大量のＡＣ電流を発生させているため、このコンデンサおよびインダクタ内の２０度〜３０度の温度上昇が、比較的一般的である。別の一般的な効果は、異なる結合係数または変化する結合係数で、受信器インダクタが結合されるときの固有周波数の偏移である。

これら全ての様々な効果は、スイッチＳＷ−ＡおよびＳＷ−ＢがＬＣタンクの固有周波数で駆動されることを確実にするように、固有周波数を見出すための周波数掃引が規則的な間隔で繰り返される必要があることを要求する。この固有周波数を継続的に検索する必要性、およびデューティサイクル変調制御は、通常、複雑なデジタル回路が関与することを意味する。大抵、これは、カスタムアルゴリズムを実装するためのマイクロプロセッサの使用を必要とする。

必要とされるものは、より費用効果的な態様でタンク回路の固有周波数を設定する、電力を負荷に無線で伝送するための伝送技法である。

電力を負荷に無線で伝送するための従来技術の伝送システムに関する別の問題は、伝送電力が、典型的には、最悪の場合の負荷シナリオのために設定されることである。したがって、受信器側の負荷が多くの電力を必要としない場合、伝送電力は過剰であり、無駄になる。したがって、同様に必要とされるものは、負荷に実際に必要とされる量のみであるように、伝送電力の量を効率的に制御する技法である。

（概要）
電力を負荷に無線で供給するための効率的な伝送および受信システムが開示される。伝送回路は、最大伝送電力および効率のために、その固有周波数で動作させられるＬＣタンク回路を含む。

本発明は、ＬＣタンク回路の固有周波数を自動的に検出し、サイクル毎の基準で、常にタンク回路の固有周波数を追跡するように、そのスイッチの駆動周波数を調整する。本方法がデューティサイクル変調と互換性があることを示す例示的な回路も提供される。

換言すると、共振電力伝送器は、自動共振回路を作成するように、その駆動周波数に共振タンクの固有周波数を自動追跡させる。本方法および回路はまた、共振タンク内の循環電流の量を制御するように、駆動波形のパルス幅の変調も可能にする。

本方法および回路に加えて、固定電力を削減し、全体的なシステム効率を最適化するように、伝送電力の制御を可能にする、新しい検出方法も開示される。したがって、伝送器回路は、負荷が全電力を必要としないときに全電力で動作する必要がない。本方法は、自動共振回路の駆動波形のパルス幅または振幅を変調し、伝送器共振タンク内で生成されるピーク電圧の増分変化を監視する。次いで、ピーク電圧は、増分変化がちょうど増加し始める点に調節される。このピーク電圧は、共振電力伝達システムの全品質（Ｑ）係数を反映する。調節が行われるときに受信器回路から伝送器回路への反射インピーダンスが変化するため、Ｑ係数は、（ＤＣ電力を負荷に提供する）受信回路内の電圧レギュレータが調節を達成すると変化する。伝送器電力は、受信器回路内の電圧レギュレータが調節を達成するために必要とされる最小値よりも大きくなる必要はない。この品質係数検出方法は、二次側から一次側への直接電気接続が望ましくない、二次側調節を伴う任意の電力伝達システムを含むように拡張されることができる。

他の実施形態が説明される。

図１は、電力を負荷に無線で提供するための先行技術のシステムを図示する。 図２は、伝送器インダクタを駆動するための先行技術のハーフブリッジ回路を図示する。 図３は、パルス列を生成する電圧源として、図２のスイッチを図示する。 図４は、共振定常状態で図３のインダクタを通る電流を図示する。 図５は、タンク回路を駆動する簡略化された伝送器回路を図示する。 図６は、共振周波数を含む、一連の周波数にわたるタンク回路のインピーダンスを図示する。 図７は、単一の電圧パルスに応答して図３のタンク回路内で生成される電流を図示する。 図８は、その共振周波数でタンク回路を駆動する、本発明の一実施形態による制御回路を図示する。 図９は、切替を開始するための発振器の追加を伴う、図８の制御回路を図示する。 図１０は、伝送器インダクタおよび受信器インダクタの結合を図示する。 図１１は、一連の周波数にわたる図１０のタンク回路のインピーダンスを図示する。 図１２は、図３に類似するが、本発明に従って制御される。 図１３は、共振定常状態で図１２のインダクタを通る電流波形を図示する。 図１４Ａ、図１４Ｂ、および図１４Ｃは、スイッチの動作中の３つの位相を図示する。 図１５は、ピークインダクタ電流を制御するように、パルス幅制御を図９の回路に追加する。 図１６は、定常状態で図１５の制御されたパルス幅および結果として生じるインダクタ電流を図示する。 図１７は、インダクタを通る電流を制御するフルブリッジを図示する。 図１８は、図１７のフルブリッジを制御する、図９の制御回路を図示する。 図１９は、ピークインダクタ電流を制御するように、パルス幅制御を図１８の回路に追加する。 図２０は、定常状態で図１９の回路内の制御されたパルス幅および結果として生じるインダクタ電流を図示する。 図２１Ａ、図２１Ｂ、図２１Ｃ、および図２１Ｄは、図１９のスイッチの動作中の４つの位相を図示する。 図２２および図２３は、伝送器インダクタを駆動するための駆動パルス幅（または供給電圧）が直線的に増加させられるにつれて、受信器内の電圧レギュレータが調節（１００％未満のデューティサイクル）を達成するときのピークインダクタ電圧の急速な増加を図示する。 図２２および図２３は、伝送器インダクタを駆動するための駆動パルス幅（または供給電圧）が直線的に増加させられるにつれて、受信器内の電圧レギュレータが調節（１００％未満のデューティサイクル）を達成するときのピークインダクタ電圧の急速な増加を図示する。 図２４は、伝送器インダクタを駆動するための駆動パルス幅（または供給電圧）を増加させながら、伝送器インダクタ上で検出されるピーク電圧に基づいて、最大効率を達成するように伝送器インダクタを最適に駆動するための重要な要素が示されている、電力伝送システムの実施形態を図示する。 図２５は、図２４の伝送器回路の可能性として考えられる実施形態である。

同一または同等である要素は、同一の数字で標識される。

（詳細な説明）
（単純な共振回路）
図３は、ＬＣ固有周波数

で単純なＬＣ共振回路１８を駆動する方形波を生成する電圧源１６を示す。電圧源１６は、図２のスイッチＳＷ−ＡおよびＳＷ−Ｂの理想的なバージョンを組み込む。定常状態で、かつ（最大電流のための）各スイッチの５０％デューティサイクルで、ＳＷノードにおける電圧およびインダクタＬを通る電流が、図４に示されている。波形から明確である１つの特性としては、定常状態で、ＳＷノードにおける切替波形およびインダクタＬを通る正弦波電流の基本波が同相である。

図５は、それぞれＲｓに等しいオン抵抗のスイッチＳＷ−ＡおよびＳＷ−Ｂを伴うハーフブリッジ構成における図３の均等物を図示する。ＬＣ固有周波数で５０％デューティサイクルにおいてＳＷ−ＡおよびＳＷ−Ｂを駆動する場合、定常状態でのＳＷノードにおける電圧およびインダクタＬを通る電流は、図４に示されるものと正確に同一である。これを解釈する別の方法は、広い周波数範囲にわたるＬＣネットワークのインピーダンス変動を示す、図６の直列ＬＣインピーダンス曲線を使用することである。ＬＣ共振周波数でスイッチＳＷ−ＡおよびＳＷ−Ｂを駆動することによって、回路は、その位相がゼロに等しい（すなわち、抵抗のみが存在し、リアクタンスがない）点２０において、その最小実インピーダンスで強制的に動作させられることに留意されたい。

ＳＷ−ＡおよびＳＷ−Ｂが決して同時にオンではないことを念頭に置いて、図７は、スイッチＳＷ−Ａが単一のパルスのために一瞬オンにされ、次いで、スイッチＳＷ−Ｂがオンにされるときに生成される、波形を示す。パルス持続時間は重要ではなく（ＬＣタンクの固有周波数の半分の周期より大きく、または小さくあり得る）、ＳＷノードにおける電圧変化の存在のみが極めて重要であることに留意されたい。示されるように、インダクタ電流Ｉ_Ｌが生成され、単一のパルスによって生成されたエネルギーが、スイッチＳＷ−Ｂ（または両方のスイッチ）のオン抵抗で放散されるまで、インダクタ電流Ｉ_Ｌは、前後に流動し続ける（正および負になる）。図７から留意することが重要である２つのことがある。第１に、インダクタ電流Ｉ_ＬがＬＣ固有周波数で方向を変化させる（正から負）という事実である。第２に、この同一の電流がスイッチのうちのいずれか１つに流入し、この電流方向を検出するために、これらの同一のスイッチのオン抵抗を使用できることである。

スイッチＳＷ−Ａがオンであるとき、正のインダクタ電流Ｉ_Ｌは、ＳＷノードにおける電圧がＶ_Ｓをわずかに下回るようにし、負のインダクタ電流Ｉ_Ｌは、ＳＷノードにおける電圧がＶ_Ｓをわずかに上回るようにする。同様に、スイッチＳＷ−Ｂがオンであるとき、正のインダクタ電流Ｉ_Ｌは、ＳＷノードにおける電圧がグランドをわずかに下回るようにし、負のインダクタ電流Ｉ_Ｌは、ＳＷノードにおける電圧がグランドをわずかに上回るようにする。

典型的な従来技術の共振タンクドライバ回路では、タンク回路内のインダクタは、１つの特定の共振周波数でスイッチを駆動する第２のインダクタに磁気的に結合される。受信器インダクタと伝送インダクタとの間の磁気的結合、ならびに受信器負荷が、全体的なシステムの共振周波数に影響を及ぼし得るため、そのような共振駆動回路は、無線電力伝達システムに対して好適ではない場合がある。したがって、異なるアプローチが使用されなければならない。

（自動共振回路）
本発明の一実施形態では、図８は、上記で説明されるインダクタ電流Ｉ_Ｌの方向変化を検出する２つのコンパレータ２４および２６を備える回路を示す。ＲＳラッチ２８およびインバータ２９を伴って回路を完成すると、回路は、状況に応じてＳＷノードにおける波形がインダクタ電流Ｉ_Ｌと同相であることを確実にするようにスイッチを駆動する。スイッチは、例えば、ＭＯＳＦＥＴまたはバイポーラトランジスタであってもよい。スイッチと並列であるダイオードは、ソースがボディに短絡された、ＭＯＳＦＥＴ内のボディ・ドレインダイオードであってもよい。

スイッチＳＷ−Ｂがオンである間の負から正へのインダクタ電流遷移において、ＳＷノードは、わずかに正からわずかに負になる。この時点で、ＲＳラッチがセットされ、ＳＷ−Ａがオンにされる。ＳＷ−Ａがオンである間の正から負へのインダクタ電流遷移において、ＳＷノードは、わずかにＶ_Ｓを下回るものからわずかにＶ_Ｓを上回るものになる。この時点で、ＲＳラッチがリセットされ、ＳＷ−Ｂがオンにされる。ＲＳラッチは、回路の動作に影響を及ぼすことなく、優位にリセットまたはセットされ得ることに留意されたい。このサイクルは、ＬＣタンクに貯蔵されたエネルギーがある限り繰り返す。

この回路は、ＳＷノードがＬＣ固有周波数でインダクタ電流と同相で駆動されることを可能にし、ここで、

である。駆動周波数は、温度、他のインダクタの結合、または任意の他の要因によって引き起こされる、Ｌ値またはＣ値の変動により、本システムの固有周波数の変化に自動的に適応する。本質的に、回路は、インピーダンスネットワークが、その最低抵抗点（ゼロ位相および最低規模）で駆動されることを確実にする。この種類の回路動作は、自動共振と称される。同一の機能を達成しながら、論理状態が逆転されてもよい。

図８の回路は、回路動作の開始時に、ＬＣタンクに貯蔵されたエネルギーがない場合があるため、起動問題を有する。したがって、起動発振器が、図９に示されるように、エネルギーの初期インパルスを直列ＬＣネットワークに与えるように追加される。発振器３０は、ＲＳラッチ２８がエッジ（ここでは正のエッジが使用されるが、負のエッジも使用されることができる）を生じるたびにリセットされ、いったん十分な初期エネルギーがＬＣタンクに貯蔵されると、自動共振回路が引き継ぐことを可能にする。エッジ・ワンショット回路３２が、リセットパルスを生じる。

起動発振器３０は、ＬＣタンクの固有周波数より低い周波数（ｆ_{ｓｔａｒｔ}）でスイッチＳＷ−ＡおよびＳＷ−Ｂを駆動するようにプログラムされる。デューティサイクルおよび発振器３０出力の正確な周波数は、あまり重要ではない。重要な点は、ＬＣタンクにおいてエネルギーを発生させ始め、電流が直列ＬＣネットワーク内で流動し始めるために、スイッチＳＷ−ＡおよびＳＷ−ＢがＳＷノードにおいてパルスを生成するように駆動されることである。

いったん電流が発生させられると、２つのコンパレータ２４および２６は、インダクタ電流Ｉ_Ｌの方向を検出する任務を開始し、この電流と同相であるようにスイッチＳＷ−ＡおよびＳＷ−Ｂを駆動し始めることができる。いったん２つのコンパレータ２４および２６が動作すると、起動発振器３０は、その出力において、それ以上エッジを生じないはずである。したがって、ＲＳラッチ２８の全立ち上がり（または立ち下がり）エッジ出力時に、単一の期間にわたって出力を生じることを防止するリセットパルスが、発振器３０に送信される。したがって、ｆ_{ｓｔａｒｔ}は、本システムの固有周波数（ｆ_ｎ）より低くなるようにプログラムされる必要がある。次いで、ＲＳラッチ２８は、ＯＲゲート３４およびインバータ２９を介して、固有周波数でスイッチＳＷ−ＡおよびＳＷ−Ｂを制御する。

この構成はまた、ＬＣタンク内のエネルギーが任意の理由により短期間（固有周波数の単一の周期未満）で除去または消耗される場合に、その出力においてエッジを即時に生じる起動発振器３０を有するという利点も有することに留意されたい。

図８および図９の自動共振回路実装は、伝送器Ｔ_Ｘインダクタ電流Ｉ_Ｌ方向を決定するために、スイッチＳＷ−ＡおよびＳＷ−Ｂのオン抵抗を使用する。回路は、このインダクタ電流Ｉ_Ｌ方向を検出するために他の方法を使用するように、単純に修正されることができる。これらの他の方法の例は、伝送器インダクタとともに直列感知抵抗器を使用すること、または一次伝送器インダクタに結合された二次インダクタを使用することを含む。

（誘導結合システム内の自動共振）
図１０は、インダクタＬ１が、コンデンサＣ２および抵抗器Ｒ_Ｌと並列の受信器インダクタＬ２に磁気的に結合される、（Ｃ１およびＬ１を使用する）直列ＬＣネットワークを駆動するハーフブリッジを示す。図１０は、本発明に従って制御されるときの本発明の実施形態を表し得る。インダクタＬ２回路は、ハンドヘルドデバイス内のバッテリを無線で再充電する等のために、負荷ＲＬとともに収容され、伝送器インダクタＬ１から離間されてもよい。負荷Ｒ_Ｌは、バッテリ、レギュレータ、および他の制御回路を含むであろう。ＳＷノードでＬＣネットワークを調査するインピーダンス曲線が、図１１に示されている。

位相がゼロである、インピーダンス曲線内の複数の点（すなわち、電圧およびそれを駆動する電流が同相である点）があり得ることに留意されたい。したがって、本システムを駆動するために自動共振回路を使用するとき、回路がスイッチを駆動するように安定するいくつかの有効周波数が存在し得る。

図１１に示される簡略化された曲線では、２つの有効点がｆ_ｎ１およびｆ_ｎ２によって示される。自動共振ドライバは、これらの低インピーダンス点でより多くのエネルギーをタンク内に蓄積することができるため、最高ではない、最低規模のゼロ位相インピーダンス点を見出す。これらの点の分離および品質係数（鮮明さの尺度）は、結合係数、２つのタンクの自己インダクタンスおよび静電容量の相対値、インダクタおよびコンデンサの寄生抵抗、ならびに受信器上の負荷抵抗による影響を受ける。

自動共振ドライバは、最低インピーダンス規模を伴うこれらの２つの点（ｆｎ１またはｆｎ２）のうちの１つを見出す。これら２つの周波数が相互に近い限り、自動共振駆動がどちらの周波数に安定するかにかかわらず、受信器は、磁場から利用可能な最大量の実電力を吸収することができる。

（ＰＷＭ自動共振）
典型的な無線電力伝達システムでは、伝送器から受信器へ伝達可能なエネルギーの量は、伝送器によって生成される磁場強度に正比例する。この磁場強度は、順に、伝送インダクタンス内で流動する電流の規模に比例する。

背景および自動共振の議論で記述されるように、ハーフブリッジスイッチが直列ＬＣの固有周波数で（インピーダンス曲線のゼロ位相点で）駆動されるときに、最大電流が伝送インダクタ内で発生させられる。したがって、伝送インダクタ内で発生させられるピーク電流の量を変調する１つの方法は、駆動周波数を調整することである。

伝送インダクタのピーク電流を変調する別の方法は、図１０のスイッチＳＷ−ＡおよびＳＷ−Ｂ等のハーフブリッジ構造内のスイッチＳＷ−ＡおよびＳＷ−Ｂを制御する駆動波形のパルス幅またはデューティサイクルを調整することである。最大ピーク電流は、スイッチＳＷ−ＡおよびＳＷ−Ｂがそれぞれ５０％デューティサイクルで駆動されるときに発生させられる。このピーク電流は、デューティサイクルが５０％から増加または減少させられると単調に降下する。

図１２は、駆動波形が異なる（５０％未満のパルス幅である）ことを除いて、図３と同一であり、本発明に従い得る。スイッチは、電圧源１６に組み込まれる。図１３は、ＳＷノードが共振周波数で５０％未満のデューティサイクルにおいて駆動される際のＳＷノードおよびインダクタＬ１電流Ｉ_Ｌの定常状態波形を示す。ＳＷノード波形の基本成分は、依然として同一の周波数にあり、インダクタＬ１電流波形と正確に同相であることに留意されたい。さらに、インダクタピーク電流の値は、ＳＷノードが５０％で駆動されるときに得られるピーク電流（図４に示される）より小さい。

パルス幅が０％〜５０％まで増加させられると、インダクタＬ１電流のピークは単調に増加する。したがって、伝送インダクタＬ１内のピーク電流を制御するように、ハーフブリッジ内のＳＷノードのパルス幅を変動させることができる。

図１２に示される自走共振回路では、ＳＷノードパルスの中心は、インダクタＬ１電流のピークと一致し、このＳＷノードパルスは、インダクタＬ１のピーク電流との比例を維持しながら、わずかに正および負に位相偏移させられることができる。この比例を維持することにおける１つの重要な制約は、インダクタ電流が正であるときに、この正に進むパルスが生じなければならないことであり、この正の電流位相は、電力送達相と称される。

図１４Ａ−Ｃは、回路が共振周波数における定常状態において経験する３つの位相を示す。図１４Ａに示される電力送達相は、スイッチＳＷ−Ａがオンであり、スイッチＳＷ−Ｂがオフであり、インダクタＬ１電流が電力供給部（Ｖ_Ｓ）から流出するときとして定義される。この電力送達相のパルス幅は、インダクタＬ１内のピーク電流を制御するために、他の２つの位相に対して変調されることができる。第２および第３の位相は、スイッチＳＷ−Ａがオフであり、スイッチＳＷ−Ｂがオンである、図１４Ｂおよび図１４Ｃに示されている。

ピークインダクタ電流のこのパルス幅制御は、自動共振回路に組み込まれることができる。図１５は、このパルス幅変調制御を含む、図９からの修正された自動共振ドライバを示す。追加される新しい構成要素は、ＯＲゲート３６、エッジ・ワンショット３８（固定幅パルスを生成する）、インバータ４０、エッジ・ワンショット４２、およびＡＮＤゲート４４である。

エッジ・ワンショット４２は、ＲＳラッチ２８の出力をゲート制御し、それぞれの正に進むエッジを、幅がエッジ・ワンショット４２の端子ＰＴＨにおける電圧に比例する、単一の正のパルスに変換する。したがって、ＲＳラッチ２８がセットされるたびに、スイッチＳＷ−Ａは、Ｖ（ＰＴＨ）に比例する期間にわたってオンにされ、スイッチＳＷ−Ｂは、ＳＷ−Ａと位相がずれて駆動される。スイッチＳＷ−ＡおよびＳＷ−Ｂの状態、ならびにインダクタ電流波形の立ち上がりおよび立ち下がりに応じた、ＳＷノードにおける電圧の変動に関する図８の議論を参照されたい。ＳＷノードにおける電圧のそのような変動が、共振周波数で動作するようにドライバを制御するようにフィードバックされる一方で、外部から印加されたＶ（ＰＴＨ）は、パルス幅を制御する。

図１６は、（Ｖ（ＰＴＨ）を制御することによるパルス幅変調を使用する）図１５の回路によって生成される、ＳＷノード電圧およびインダクタＬ電流波形を示す。スイッチＳＷ−Ａのオンデューティサイクルが５０％未満であるとき、正常なリセット経路（ＳＷ−Ａがオンである間にインダクタ電流が負に進み始めるときに、ＳＷノードがＶ_Ｓレベルより高いことを検出する）が決して生じないことに留意されたい。したがって、エッジ・ワンショット３８によって導入される自己リセット経路が必要である。エッジ・ワンショット３８は、スイッチＳＷ−Ｂがオンである間にインダクタ電流波形形状が負から正に進むときに、ＲＳラッチ２８へのリセットパルスを生じる。

ＳＷノードを供給電圧Ｖ（Ｖ_Ｓ）と比較するリセットコンパレータ２４の存在は、スイッチＳＷ−Ａの最大デューティサイクルが５０％であることを図１５の回路が確実にするために依然として必要であることに留意されたい。５０％を上回ると、電流が供給部（Ｖ_Ｓ）へ駆動される、図１４Ａ−Ｃに示される３つの位相の上に付加的な非電力送達相が存在する。この余分な位相は、構造または全体的なシステムの有効性を増加または低減させないが、多くの容易に利用可能な一方向性電力供給部に対して望ましくない挙動を生じ得る。

（フルブリッジ）
自動共振およびパルス幅変調を伴う自動共振の全ての先行議論は、どのように本方法を理解し、実装することができるかを示すために、直列ＬＣとともにハーフブリッジを使用してきた。しかしながら、これらの方法は、図１７に示されるように、直列ＬＣとともにフルブリッジドライバを使用して、容易に実装することができる。スイッチＳＷ−Ａ、ＳＷ−Ｂ、ＳＷ−Ｃ、およびＳＷ−Ｄは、共振周波数切替および選択されたパルス幅変調を達成するように同期化される。スイッチは、スイッチＳＷ−ＡおよびＳＷ−Ｃが、ともにオンまたはオフにされ、スイッチＳＷ−ＢおよびＳＷ−Ｄが、ともにオンまたはオフにされるが、スイッチＳＷ−ＡおよびＳＷ−Ｃに対して逆であるように制御される。

図１８は、図１７のフルブリッジを駆動する、図９からの自動共振回路を示す。インバータ２９、４６、および４７は、スイッチＳＷ−ＡおよびＳＷ−Ｂを逆に切り替わらせ、スイッチＳＷ−ＣおよびＳＷ−Ｄを逆に切り替わらせて、Ｖ_Ｓからグランドまでの交流経路を生成する。感知は、ＳＷ１ノード上ではなく、ＳＷノード上のみで行われることに留意されたい。ＳＷ−Ｃは、ＳＷ−Ａと同相で駆動され、ＳＷ−Ｄは、ＳＷ−Ｂと同相で駆動される。これを視認する１つの実用的な方法は、ハーフブリッジの場合の直列ＬＣネットワークにわたって５０％デューティサイクルでＶ（Ｖ_Ｓ）および０Ｖに等しい電圧をかける代わりに、回路が直列ＬＣネットワークにわたって５０％デューティサイクルでＶ（Ｖ_Ｓ）および−Ｖ（Ｖ_Ｓ）に等しい電圧をかけることである。

フルブリッジ自動共振ドライバを用いた図１５のパルス幅変調能力を含むために、図１８の回路は、図１９に示されるように修正される。図１９では、スイッチＳＷ−Ｄがオンであるパルス持続時間を変調するために、付加的なエッジ・ワンショット５０が必要とされる。エッジ・ワンショット５０およびエッジ・ワンショット４２の組み合わせは、スイッチＳＷ−Ａのオンパルス幅がスイッチＳＷ−Ｄのものと正確に同一であることを確実にする。インバータ４７およびＡＮＤゲート５４は、ＯＲゲート３４出力が低くなった後に、（Ｖ（ＰＴＨ２）によって設定される）特定のパルス幅でスイッチＳＷ−ＣおよびＳＷ−Ｄを切り替わらせる一方で、スイッチＳＷ−ＡおよびＳＷ−Ｂスイッチは、ＯＲゲート３４出力が高くなった後に、（Ｖ（ＰＴＨ１）によって設定される）特定のパルス幅で切り替わる。エッジ・ワンショット４２および５０回路を組み合わせることができ、スイッチのための同一の駆動信号を生成するために、別の論理構成を使用することができる。

この修正に関して、ノードＳＷおよびＳＷ１における定常状態電圧（すなわち、Ｖ（ＳＷ、ＳＷ１））およびインダクタ電流波形が、図２０に示され、任意のパルス幅が、同一の規模の（図１９からの）Ｖ（ＰＴＨ１）およびＶ（ＰＴＨ２）によって設定されている。図１４Ａ−Ｃに示される３つの位相と比較して、図２１Ｃに示される付加的な電力送達相が導入されることに留意されたい。４つのスイッチ状態の組み合わせが、図２１Ａ−２１Ｄに示されている。この付加的な電力送達相（図２１Ｃ）は、インダクタ内のピーク電流に対するパルス幅の比例を変更しない。

図２１Ａでは、インダクタ電流は、正であり、増加している。図２１Ｂでは、インダクタ電流は、正であり、減少している。図２１Ｃでは、インダクタ電流は、負であり、減少している。図２１Ｄでは、インダクタ電流は、負であり、増加している。電力送達相は、図２１Ａおよび図２１Ｃに示されている。周波数は、共振しており、（Ｖ（ＰＴＨ１）およびＶ（ＰＴＨ２）によって設定される）パルス幅は、伝送器インダクタ電流のピーク規模を決定する。伝送器インダクタ電流を通るピーク電流は、受信器において利用可能な電力の量を制御する。そのため、伝送器インダクタを通る過剰な電流を供給しないよう、受信器側のより軽い負荷が、伝送器側のより小さいパルス幅を伴うべきである。

簡単にするために、図２０の例におけるスイッチＳＷ−ＡおよびＳＷ−Ｄのパルス幅は、同一であるよう選択されていることに留意されたい。しかしながら、これは要件ではない。スイッチＳＷ−ＡおよびＳＷ−Ｄオン状態パルス幅は、相互から独立し得、インダクタ内のピーク電流は、２つのパルス幅の合計に比例する。

（パルス幅を最適化するための伝送器側による受信側負荷電流の検出）
図１に示されるような無線電力システムでは、受信器側は、通常、負荷に送達される電力の量を制御するために、整流器およびＤＣ／ＤＣ調節を採用する。このレギュレータは、切替ＤＣ／ＤＣ変換器、またはその出力電圧を調節する低ドロップアウト（ＬＤＯ）レギュレータであってもよい。固定抵抗負荷については、出力電圧は、負荷内の電流の量、したがって、負荷に送達される電力の総量を制御する。

しかしながら、受信器から伝送器回路への直接フィードバックがないことに留意されたい。そのようなフィードバックがないと、伝送回路は、最悪の場合の動作条件のために最大レベルで伝送インダクタを通電させる必要がある。この最悪の場合の動作条件は、通常、最大負荷電流および伝送器インダクタと受信器インダクタとの間の最低結合を伴う。最大レベルで伝送器インダクタを通電させることは、何らかの実際の回路に必然的に存在する非理想性により、伝送器回路ならびに伝送インダクタ内で多大な電力消失を引き起こす。最も顕著な非理想性は、伝送器インダクタ自体の寄生直列抵抗である。

したがって、その最大レベルで伝送器インダクタを通電させることは、受信器側（または二次側）が、その動作の大部分を、最大電力を負荷に送達することに費やさない場合に望ましくない。例えば、負荷がデバイスのバッテリである場合、デバイスバッテリは、各充電サイクルの開始時に、短期間の間にその全電流で充電されさえすればよい。他の例は、断続的モータ駆動またはバーストモード無線センサノードを含む。

一次側から二次側への電力伝送の全体的効率を最適化するために、二次側から一次側へのフィードバックが必要であることが明白である。多くの方法が利用可能であり、種々の形態で使用されている。

一例は、二次側から一次側へ直接フィードバック情報を提供するように、オプトカプラの使用を伴う。別の例は、このフィードバック情報を提供するために、無線通信プロトコルとともに専用無線リンクを使用する。他の方法は、二次共振コンデンサのわずかな変調による、一次側ａｃ波形の間接的観察を採用する。次いで、この変調は、二次側から一次側へフィードバック情報を送信するために、低帯域幅無線リンクとして使用されることができる。

二次側出力電圧の状態のより直接的な情報を提供するために、二次共振コンデンサまたはインダクタのより極端な変調も使用されることができる。

フィードバックを伝送側に提供する従来技術の技法は、多大な費用および複雑性を回路に追加する。

本発明は、従来技術の欠点を回避する、二次側から一次側へのフィードバックを確立する完全に異なる方法を使用する。本方法は、（パルス幅または電力供給電圧変調を使用して）伝送器インダクタ内のピーク電流を変調し、インダクタ自体の上で発生させられるピーク電圧の増分変化を監視する。次いで、伝送器インダクタ電流は、インダクタピーク電圧の増分変化がちょうど増加し始める点に調節される。以下で説明されるように、伝送器インダクタ電流が調節されるこの時点で、受信側電圧レギュレータは、ちょうど標的電圧を負荷に供給することができる。

本明細書で説明される無線システム等の誘導結合システムでは、受信器側からのインピーダンスが、伝送器側に反射される。受信器側が（線形または切替型であるＤＣ／ＤＣ変換器の場合のように）ある種の調節を採用するとき、反射インピーダンスの増分抵抗成分は、単純な抵抗器から電流源（ＬＤＯの場合）、またはさらに負の抵抗（切替ＤＣ／ＤＣ変換器の場合）に変化する。

この反射インピーダンスの変化は、伝送器インダクタポートにおける全品質係数（Ｑ）に影響を及ぼす。具体的には、以前に議論されたＰＷＭ自動共振ドライバを使用して、パルス幅がゆっくりと変動させられると、伝送器インダクタ上の電圧蓄積の増分変化を監視することによって、受信器側調節を検出することができる。別の方法を使用して、パルス幅を特定の値で固定することができ、共振ドライバの供給電圧がゆっくりと変動させられる。再度、伝送器インダクタ上の電圧蓄積の増分変化を監視することによって、受信器側調節を検出することができる。

ＰＷＭ自動共振ドライバのパルス幅または供給電圧を増加させることによって、ドライバは、伝送器インダクタ内の電流を効果的に増加させようとしていることに留意されたい。前述のように、伝送器インダクタによって生成される磁場強度は、伝送器インダクタ内の電流に正比例する。その当然の結果として、受信器側で利用可能な電力の総量は、受信器インダクタが配置される磁場の強度に正比例する。

受信器回路が何らかの調節を達成する前に、負荷の反射インピーダンスは、単純な抵抗のように見え、自動共振ドライバが自動追跡しようとしている本システムの全Ｑに影響を及ぼす。これは、受信器の電圧変換器への入力電圧が、標的調節電圧を下回り、変換器の電力スイッチ（切替バック型レギュレータを想定する）が、標的電圧を達成しようとして、単に、事実上１００％の時間オンであるためである。したがって、いかなるの増分パルス幅または増分供給電圧も、この全Ｑによって制限される伝送器直列ＬＣタンク内の電圧（および電流）蓄積を増加させるのみである。

一方で、受信器回路が調節を達成するとすぐに、受信器から伝送器への反射インピーダンスは劇的に変化する。ＤＣ／ＤＣ切替変換器の場合、増分反射抵抗は、ある正の抵抗からより大きい抵抗値に変化するＬＤＯと比較して、正の抵抗から負の抵抗に変化する。バックレギュレータの場合、入力電圧が標的調節電圧を上回って上昇するとすぐに、電力スイッチのＰＷＭ切替が始まり、デューティサイクルは、１００％より下に降下し始める。したがって、変換器の電力スイッチがオフであり、変換器入力で見られる有効抵抗が伝送器への反射値とともに増加する時間がある。したがって、この時点で、およびその後に、パルス幅または供給電圧の任意の増加は、全体的なシステムの新しくより高いＱによって許容されるような実質的により大きな量だけ、一次ＬＣタンク内の電圧（および電流）蓄積を増加させる。

この効果をさらに強力にするものは、このプロセスとともに存在する固有の正のフィードバックである。変換器の入力電圧が標的調節電圧より上に上昇し始めるとき、反射抵抗が増大し、伝送器インダクタ上の電圧が、伝送器ドライバにおける同一のパルス幅を伴って、より高く増大することを可能にする。伝送器インダクタ上の電圧が増大するとき、受信器の変換器への入力電圧も増大し、さらに、変換器にそのデューティサイクルを低減させ、したがって、抵抗をさらに増大させる。この効果は、伝送器上の電圧蓄積が、既存のパルス幅を伴って可能な限り高くなるまで継続し、全ての余分な電力は、伝送器および受信器コイル上の電圧および電流の蓄積と関連付けられる寄生抵抗によって消費される。

したがって、この新しい方法は、全体的なシステムの増分Ｑの変化を検出することによって、受信器側調節を感知しようとする。ＰＷＭ自動共振ドライバシステムの場合、これは、電力送達相または供給電圧のパルス幅が増加させられる場合に、一次ＬＣタンクピーク電圧（またはピーク電流）の増分変化を監視することによって行われる。

受信器インダクタの存在下で伝送インダクタを駆動する伝送器回路の典型的な設定について、図２２のグラフは、ＰＷＭ自動共振ドライバの電力送達相パルス幅（約１００ｋＨｚの共振周波数）が０マイクロ秒〜３．５マイクロ秒まで掃引され、受信器が固定抵抗負荷に電力供給するバックレギュレータ（５Ｖの標的調節電圧を有する）を含むときのピーク伝送インダクタ電圧の変動を示す。図２３は、同一のＰＷＭ自動共振ドライバの電力送達相パルス幅が０マイクロ秒〜４マイクロ秒まで掃引され、受信器が種々の抵抗負荷に電力供給する電圧レギュレータ（５Ｖの標的調節電圧を有する）を含むときのピーク伝送インダクタ電圧の変動を示す。これらのグラフは、ある種類の効率的な調節を採用する、任意の受信器側回路に典型的であることに留意されたい。

伝送器インダクタから利用可能である、増加し続ける量の電力の存在下で、反射インピーダンスは、調節が達成されるときに有意に増加する。グラフ内の傾斜の変化は、反射インピーダンスが有意に増加するときの点を反映する。したがって、図２２の３マイクロ秒パルス幅の場合のような傾斜が急に増加するパルス幅は、受信器側の電圧レギュレータが、標的調節５Ｖを出力するように受信器インダクタから十分な電力をちょうど受信した点である。その点の前では、電圧レギュレータは（約１００％のその最高デューティサイクルでさえも）、標的５Ｖを生成することができない。反射インピーダンスの急な増加は、いったん調節が達成されると電圧レギュレータが１００％未満のデューティサイクルを突然有することによるものである。反射インピーダンスのこの変化の規模は、伝送器および受信器の固有の品質係数、２つのインダクタの間の結合、ならびに調節時の受信器出力における負荷等のいくつかの要因に応じて変動する。しかし、最も重要なこととして、常に勾配の変化がある。図２３では、負荷４（負荷１より小さい抵抗を有する）が５Ｖ調節電圧を達成するためにより高い電流を必要としたため、電圧レギュレータが負荷４の調節を達成するために、より広い駆動パルス幅を要したことに留意されたい。

したがって、変曲点で、またはほぼ変曲点で、電力の最も効率的な使用が達成される（伝送インダクタによって生成される最低限の過剰な電力が存在する）。

本発明は、この勾配の変化が起こる点を感知するように、電力送達相のパルス幅を周期的に変調し（例えば、降下させ、次いで、増加させ）、この点またはその付近でＰＷＭ共振ドライバのパルス幅を調節する。本方法は、伝送器側からの二次電力消費の直接感知を可能にし、それによって、ドライバが受信器側調節を達成するためにちょうど十分にインダクタを通電させることを可能にする。これは、一次回路内の任意の固定損失を低減させ、全体的なシステム効率を最適化する。これらの最適動作点は、図２２および図２３のグラフ内のドット６０によって示される。

図２４は、本発明の一実施形態の高レベル描写を図示する。伝送器６４は、駆動パルス幅がパルス幅制御電圧Ｖ（ＰＴＨ）によって設定される、図１９に示されるような自動共振ドライバを含む。受信器６６は、共振コンデンサ６７と、整流器６８と、標的調節電圧で負荷Ｒ_Ｌに電力供給する電圧レギュレータ７０とを含む。平滑コンデンサ（図示せず）または他の低域通過フィルタが、実質的なＤＣ入力電圧をレギュレータ７０の中へ提供するように、リップルを平滑にする。レギュレータ７０は、ＰＷＭを使用するバック切替レギュレータ等の電力スイッチを使用する任意の種類のレギュレータであってもよく、レギュレータの出力電圧は、フィードバック電圧を生成してレギュレータ電力スイッチのデューティサイクルを制御するために感知され、それによって、デューティサイクルは、フィードバック電圧を基準電圧に合致させて標的調節電圧を達成するように調節される。一種のレギュレータが、米国特許第５，７３１，７３１号で説明され、それは、本譲受人に譲渡され、参照することにより本明細書に組み込まれる。レギュレータはまた、ＬＤＯレギュレータであってもよく、ＬＤＯレギュレータの直列電力デバイスは、調節前は完全に伝導性であり、調節後は部分的に伝導性となる。コントローラ７２は、ピーク電圧検出器７４によって検出されるインダクタのＬ１ピーク電圧を感知しながら、Ｖ（ＰＴＨ）を周期的に掃引する。ピーク電圧検出器７４は、ＡＣ電圧を受信し、ピーク電圧に対応する値を生成する、任意の従来の回路であってもよい。受信器インダクタＬ２によって生成される電力が、レギュレータ７０が標的調節電圧を出力することを可能にするために十分であるとき、コントローラ７２は、伝送器インダクタＬ１のピーク電圧に結果として生じる増加を感知し、Ｖ（ＰＴＨ）を掃引することをやめる。これは、伝送器インダクタＬ１に、電圧調節を達成するためにちょうど十分な電力を供給させる、パルス幅をもたらす。コントローラ７２は、本システムのパラメータが変化し得るため、掃引および検出動作を周期的に行う。

一実施形態では、伝送器インダクタＬ１に供給されるピーク電流は、電圧レギュレータによる調節を達成するためにちょうど十分である。別の実施形態では、伝送器インダクタＬ１に供給されるピーク電流は、特定のパラメータの変動にもかかわらず調節が維持されることを確実にするように、電圧レギュレータが調節を達成するために必要とされるレベルに等しいかまたはそれより大きいが、調節のために必要とされるものより２５％大きいレベルを下回るレベルに設定される。

受信器６６は、バッテリを再充電するために伝送器インダクタＬ１に近接して定期的に配置されるハンドヘルドデバイス内に完全に位置してもよい。受信器インダクタＬ２と伝送器インダクタＬ１との間の間隔は、１ｃｍ未満等の、用途にとって実用的であるような最小値となるはずである。

図２５は、図１９の回路を含む、パルス幅を最適に制御するための別の可能な設定を示す。電流送達パルス幅は、Ｖ（ＰＴＨ）を出力する最適電力伝達レギュレータ（ＯＰＴＲ）モジュール７８によって調整される。ＯＰＴＲモジュール７８は、伝送器インダクタＬ１上で発生させられるピーク電圧を感知し、Ｖ（ＰＴＨ）を変調することによって、勾配検出および最適点検索を行う。ピーク電圧検出器は、ダイオード８０、コンデンサ８２、および抵抗器Ｒの組み合わせによって形成される。ＯＰＴＲモジュール７８のための回路は、極めて単純であり、当業者によって容易に設計されることができる。それから、タイマが、ある期間後に新しい測定サイクルを開始してもよい。

勾配検出およびパルス幅変調を行って最適点を見出すように、種々のアルゴリズムが実装され得る。

１つの単純なアルゴリズムは、以下の通りである。

１．起動時に、固定ステップサイズでパルス幅を連続的に増加させ、各ステップで伝送インダクタにおいて発生させられるピーク電圧をサンプリングして記憶する。

２．現在のピーク電圧値（Ｖ_１）と以前のステップでの値（Ｖ_０）との間の差を見出し、したがって、パルス幅が掃引されるにつれて、ピーク電圧の勾配に比例する値を生成する。

３．最適パルス幅に達しているかどうかを決定するように、この値を事前にプログラムされた値（ΔＶ_ｒｅｆ）と比較する。

４．いったん最適パルス幅に達すると、電圧ステッピングが事前にプログラムされた時間（Ｔ_ｄ）の間、一時停止される。

５．いったんＴ_ｄが満了すると、勾配値がΔＶ_ｒｅｆより下に減少するまで、パルス幅が以前と同一のステップサイズで連続的に逓減させられる。

６．次いで、勾配が再度ΔＶ_ｒｅｆより大きくなるまで、パルス幅が１つまたは２つのステップで再度逓増させられる。

このアルゴリズムを用いて、ドライバへのパルス幅は、受信器回路が調節を達成するためにちょうど十分な電力を送達するように、最適値に継続的に調整される。代替的な方法は、パルス幅の代わりに供給電圧を増加させることによって行われてもよい。

上記の提案されたアルゴリズムで記述されるΔＶｒｅｆ値は、最初に本システムを較正し、最適な効率のための信頼性のある許容可能分解能を見出すことによって設定されることができる。

Ｔｄは、特定のシステムが最適な電力効率を維持することを本システムが確実にするために、そのような調整が行われる必要がある最小周波数を見出すことによって、同様に設定されることができる。Ｔｄ値の選択は、受信器負荷がどれだけ速く変化するか、および一次側がそのような変化する負荷に反応するために許容可能な遅延がどのようなものであるかを考慮する必要がある。伝送器および受信器回路の両方の安定速度が考慮される必要がある。

たとえ勾配が変化する点が最適動作条件を示したとしても、実用的な実装では、パルス幅は、通常、この点をちょうど超えて調節される。これは、任意のランダムオフセットおよび負荷電流のわずかな変動が、受信器回路を即時に調節から外れさせないことを確実にするためである。

本システムにおけるランダムオフセットおよび他の系統的不正確性が要因とならないために、良好な一次自己効率および二次自己効率が重要である。これは、勾配の変化が検出のために十分有意であることを確実にするものである。高度に設計されたシステムでは、ほとんどの電力が、本システムにおける非効率によって使い果たされる代わりに二次負荷上に送達されるため、これを仮定することが合理的である。

非常に弱い結合（０．１未満の結合係数）または低電力（１００ｍＷ未満）を伴うシステムについては、伝送器側で反射される勾配の変化が、わずかな変化を検出するシステムオーバーヘッドの費用が、電力、回路の複雑性、および占有面積に関して過度に高価となるほど十分に小さくあり得るので、この検出方法は、好適ではない場合がある。

全体的なシステム電力効率を最適化するように電力送達相のパルス幅を調節するという同一の最終目標を伴って、この勾配変化を検出するために、より洗練されたアルゴリズムが実装され得る。

説明されたアルゴリズムの単純な拡張は、最小電圧供給でパルス幅を掃引することである。パルス幅デューティサイクルがその最大値（５０％）に達するときに最適点が見出されない場合には、最適点が見出されるまで電圧供給を増加させながら、検索を継続する。

さらに、本方法はまた、複数の受信器インダクタを含むように容易に拡張される。受信器回路のそれぞれが各自の電力消費を調節する限り、全ての受信器回路が調節されている点を検出するために、同一の方法を伝送器側で使用することができる。複数の勾配変化が、伝送器インダクタピーク電圧上で可視的となり、最後の勾配変化点は、全ての受信器回路が調節されていることを示す。次いで、ドライバパルス幅または供給電圧は、この最後の点で調節される。

本発明の特定の実施形態が示され、説明されているが、そのより広い側面で本発明から逸脱することなく、変更および修正が行われてもよく、したがって、添付の特許請求の範囲は、本発明の真の精神および範囲内である、全てのそのような変更および修正をそれらの範囲内に包含するものであることが、当業者に明白となるであろう。

他の実施形態が説明される。
本発明は、例えば、以下を提供する。
（項目１）
電力を負荷に無線で供給するための電力伝送システムであって、前記システムは、
伝送器インダクタと、
共振周波数を有するタンク回路を作成するように前記伝送器インダクタに接続された伝送器コンデンサと、
前記タンク回路が断続的に充電させられるように、前記タンク回路の第１のノードおよび第１の電圧に結合された第１のスイッチと、
前記タンク回路が断続的に放電させられるように、前記タンク回路の前記第１のノードおよび第２の電圧に結合された第２のスイッチと、
前記電力スイッチを切り替えるためのフィードバック回路であって、前記フィードバック回路は、
前記第１の電圧および前記第１のノードに結合され、第１のコンパレータ出力端子を有する第１のコンパレータと、
前記第２の電圧および前記第１のノードに結合され、第２のコンパレータ出力端子を有する第２のコンパレータと、
前記第１のコンパレータ出力端子に結合された第１のラッチ入力端子を有するラッチであって、前記ラッチは、前記第２のコンパレータ出力端子に結合された第２のラッチ入力端子を有する、ラッチと、
前記共振周波数で前記第１のスイッチおよび前記第２のスイッチのための切替信号を自動的に生成するラッチ出力端子と
を備える、フィードバック回路と
を備える、システム。
（項目２）
前記第１のスイッチを横切る第１のダイオードと、前記第２のスイッチを横切る第２のダイオードとをさらに備える、項目１に記載のシステム。
（項目３）
前記第１のコンパレータ、第２のコンパレータ、およびラッチは、前記第１のスイッチおよび前記第２のスイッチが切り替えられると、正の電流および負の電流が前記インダクタを通って流動するように構成され、
ａ．前記第２のスイッチがオンである間の負から正のインダクタ電流遷移時に、前記第１のノードは、前記第２の電圧より上から前記第２の電圧より下へ進み、前記第２のコンパレータおよび前記ラッチをトリガし、前記第１のスイッチをオンにし、
ｂ．前記第１のスイッチがオンである間の正から負のインダクタ電流遷移時に、前記第１のノードは、前記第１の電圧より下から前記第１の電圧より上へ進み、前記第１のコンパレータおよび前記ラッチをトリガし、前記第２のスイッチをオンにし、
ｃ．ステップａおよびステップｂを繰り返す、
項目２に記載のシステム。
（項目４）
切替を開始するように、前記第１のスイッチおよび前記第２のスイッチに結合された発振器をさらに備える、項目３に記載のシステム。
（項目５）
前記ラッチ出力端子および発振器出力端子は、ＯＲゲートの入力に結合され、前記ＯＲゲートの出力端子は、前記第１のスイッチおよび前記第２のスイッチを駆動するように結合されている、項目４に記載のシステム。
（項目６）
第１のワンショット回路出力端子において制御可能なパルス幅の第１のパルスを生成する第１のワンショット回路であって、前記第１のワンショット回路は、前記ラッチがトリガしたときにトリガされるために前記ラッチ出力端子に結合された開始パルス入力端子を有し、前記第１のワンショット回路は、前記第１のパルスの前記パルス幅を設定するためのパルス幅制御信号を受信するように接続されたパルス幅制御端子を有し、前記第１のワンショット回路出力端子は、選択可能なパルス幅を用いて前記第１のスイッチおよび前記第２のスイッチを駆動するように結合されている、第１のワンショット回路と、
前記第２のスイッチがオンである間に前記伝送器インダクタ電流波形が負から正に遷移するときに、前記ラッチをトリガするために前記第２のコンパレータ出力端子と前記第１のラッチ入力端子との間に結合された第２のワンショット回路と
をさらに備える、項目１に記載のシステム。
（項目７）
前記第１のスイッチおよび前記第２のスイッチは、ハーフブリッジ駆動回路を形成する、項目１に記載のシステム。
（項目８）
前記タンク回路の第２のノードおよび前記第１の電圧に結合された第３のスイッチと、
前記タンク回路の前記第２のノードおよび前記第２の電圧に結合された第４のスイッチであって、前記タンク回路は、前記第１のノードと前記第２のノードとの間に結合され、前記第１のスイッチ、前記第２のスイッチ、前記第３のスイッチ、および前記第４のスイッチは、前記タンク回路のためのフルブリッジ駆動回路を形成する、第４のスイッチと
をさらに備え、前記ラッチ出力端子は、前記フルブリッジ駆動回路を制御するように結合されている、項目１に記載のシステム。
（項目９）
前記伝送器インダクタに磁気的に結合された受信器インダクタと、
レギュレータ出力電圧を生成するように前記受信器インダクタから電力を受信する電圧レギュレータと、
前記電圧レギュレータの出力に結合された負荷であって、前記伝送器インダクタ内の電力は、前記負荷を駆動するために前記レギュレータによって調節電圧に変換されるために、前記受信器インダクタに無線で結合されている、負荷と
をさらに備える、項目１に記載のシステム。
（項目１０）
前記受信器インダクタは、デバイス内のバッテリを再充電するために、負荷とともに前記デバイス内に収容されている、項目９に記載のシステム。
（項目１１）
前記伝送器インダクタ上のピーク電圧を検出するように結合されたピーク電圧検出器であって、前記伝送器インダクタ上のピーク電圧は、前記受信器インダクタから電力を受信する前記電圧レギュレータの、前記負荷を駆動するための調節を達成する能力による影響を受ける、ピーク電圧検出器と、
前記伝送器インダクタを通るピーク電流を制御するためのコントローラであって、前記コントローラは、前記受信器インダクタを通るピーク電流を変調するために、前記伝送器インダクタを通る前記ピーク電流を変調するように制御され、前記伝送器インダクタ上の前記ピーク電圧は、前記電圧レギュレータが調節を達成することができる時間の間に増加する、コントローラと
をさらに備え、前記コントローラは、前記電圧レギュレータが調節を達成することができるように、前記ピーク電圧の変化に基づいて、前記伝送器インダクタを通る前記ピーク電流を変調することを終了するように構成されている、項目９に記載のシステム。
（項目１２）
前記コントローラは、前記第１の電圧を変調することによって、前記伝送器インダクタを通る前記ピーク電流を変調するように制御される、項目１１に記載のシステム。
（項目１３）
前記コントローラは、前記第１のスイッチに印加される駆動パルスのパルス幅を変調することによって、前記伝送器インダクタを通る前記ピーク電流を変調するように制御される、項目１１に記載のシステム。
（項目１４）
前記コントローラは、前記電圧レギュレータが調節を達成するために必要とされるレベルに等しいかまたはそれより大きいが、調節のために必要とされるレベルより２５％大きいレベルを下回るレベルに、前記伝送器インダクタを通る前記ピーク電流を設定する、項目１１に記載のシステム。
（項目１５）
電力を負荷に無線で供給するための電力伝送システムであって、前記システムは、
伝送器インダクタと、
電圧源と前記伝送器インダクタとの間に結合され、前記伝送器インダクタを通る変動電流を生成するように制御される第１のスイッチと、
前記伝送器インダクタに磁気的に結合された受信器インダクタと、
レギュレータ出力電圧を生成するように前記受信器インダクタから電力を受信する電圧レギュレータと、
前記電圧レギュレータの出力に結合された負荷であって、前記伝送器インダクタ内の電力は、前記負荷を駆動するために前記レギュレータによって調節電圧に変換されるために、前記受信器インダクタに無線で結合されている、負荷と、
前記伝送器インダクタ上のピーク電圧を検出するように結合されたピーク電圧検出器であって、前記伝送器インダクタ上のピーク電圧は、前記負荷を駆動するための調節を達成する前記電圧レギュレータの能力による影響を受ける、ピーク電圧検出器と、
前記伝送器インダクタを通るピーク電流を制御するためのコントローラであって、前記コントローラは、前記受信器インダクタを通るピーク電流を変調するために、前記伝送器インダクタを通る前記ピーク電流を変調するように制御され、前記伝送器インダクタ上の前記ピーク電圧は、前記電圧レギュレータが調節を達成することができる時間の間に増加する、コントローラと
を備え、前記コントローラは、前記電圧レギュレータが調節を達成することができるように、前記ピーク電圧の変化に基づいて、前記伝送器インダクタを通る前記ピーク電流を変調することを終了するように構成されている、システム。
（項目１６）
前記コントローラは、前記電圧源によって生成される前記電圧を変調することによって、前記伝送器インダクタを通る前記ピーク電流を変調するように制御される、項目１５に記載のシステム。
（項目１７）
前記コントローラは、前記第１のスイッチに印加される駆動パルスのパルス幅を変調することによって、前記伝送器インダクタを通る前記ピーク電流を変調するように制御される、項目１５に記載のシステム。
（項目１８）
前記受信器インダクタは、デバイス内のバッテリを再充電するために、負荷とともに前記デバイス内に収容されている、項目１５に記載のシステム。
（項目１９）
電力を負荷に無線で供給するための電力伝送方法であって、前記方法は、
共振周波数を有するタンク回路を作成するように伝送器コンデンサに接続された伝送器インダクタを提供することと、
前記タンク回路が断続的に充電させられるように、前記タンク回路の第１のノードおよび第１の電圧に結合された第１のスイッチを制御することと、
前記タンク回路が断続的に放電させられるように、前記タンク回路の前記第１のノードおよび第２の電圧に結合された第２のスイッチを制御することと、
第１のコンパレータによって、前記第１の電圧を前記第１のノードにおける第３の電圧と比較することであって、前記第１のコンパレータは、第１のコンパレータ出力端子を有する、ことと、
第２のコンパレータによって、前記第２の電圧を前記第１のノードにおける前記第３の電圧と比較することであって、前記第２のコンパレータは、第２のコンパレータ出力端子を有する、ことと、
前記第１のコンパレータ出力端子に結合された第１のラッチ入力端子を有し、かつ前記第２のコンパレータ出力端子に結合された第２のラッチ入力端子を有するラッチをトグル切換することであって、ラッチ出力端子は、前記共振周波数で前記第１のスイッチおよび前記第２のスイッチのための切替信号を自動的に生成する、ことと
を含み、
前記第１のコンパレータ、第２のコンパレータ、およびラッチは、前記第１のスイッチおよび前記第２のスイッチが切り替えられると、正の電流および負の電流が前記伝送器インダクタを通って流動するように構成され、
ａ．前記第２のスイッチがオンである間の負から正のインダクタ電流遷移時に、前記第１のノードは、前記第２の電圧より上から前記第２の電圧より下へ進み、前記第２のコンパレータおよび前記ラッチをトリガし、前記第１のスイッチをオンにし、
ｂ．前記第１のスイッチがオンである間の正から負のインダクタ電流遷移時に、前記第１のノードは、前記第１の電圧より下から前記第１の電圧より上へ進み、前記第１のコンパレータおよび前記ラッチをトリガし、前記第２のスイッチをオンにし、
ｃ．ステップａおよびステップｂは、前記共振周波数で前記第１のスイッチおよび前記第２のスイッチを切り替えるように繰り返す、
方法。
（項目２０）
前記ラッチおよび発振器からの出力信号は、ＯＲゲートの入力に結合され、前記方法はさらに、前記第１のスイッチおよび前記第２のスイッチの切替を開始するように、前記発振器からの出力信号によって前記第１のスイッチおよび前記第２のスイッチの切替を駆動することと、最終的に前記ラッチによって前記切替を制御することとを含む、項目１９に記載の方法。
（項目２１）
第１のワンショット回路によって、第１のワンショット回路出力端子において制御可能なパルス幅の第１のパルスを生成することであって、前記第１のワンショット回路は、前記ラッチがトリガしたときにトリガされるために前記ラッチ出力端子に結合された開始パルス入力端子を有し、前記第１のワンショット回路は、前記第１のパルスの前記パルス幅を設定するためにパルス幅制御信号を受信するように接続されたパルス幅制御端子を有し、前記第１のワンショット回路出力端子は、選択可能なパルス幅を用いて前記第１のスイッチおよび前記第２のスイッチを駆動するように結合されている、ことと、
前記第２のスイッチがオンである間に前記伝送器インダクタ電流波形が負から正に遷移するときに、前記第２のコンパレータ出力端子と前記第１のラッチ入力端子との間に結合された第２のワンショット回路によって、前記ラッチをトリガすることと
をさらに含む、項目１９に記載の方法。
（項目２２）
前記伝送器インダクタに磁気的に結合された受信器インダクタを提供することと、
レギュレータ出力電圧を生成するように、電圧レギュレータによって前記受信器インダクタから電力を受信することと、
前記電圧レギュレータの出力に結合された負荷を提供することであって、前記伝送器インダクタ内の電力は、前記負荷を駆動するために前記レギュレータによって調節電圧に変換されるために、前記受信器インダクタに無線で結合される、ことと
をさらに含む、項目１９に記載の方法。
（項目２３）
前記受信器インダクタは、デバイス内のバッテリを再充電するために、負荷とともに前記デバイス内に収容されている、項目２２に記載の方法。
（項目２４）
前記伝送器インダクタ上のピーク電圧を検出することであって、前記伝送器インダクタ上のピーク電圧は、前記受信器インダクタから電力を受信する前記電圧レギュレータの、前記負荷を駆動するための調節を達成する能力による影響を受ける、ことと、
前記伝送器インダクタを通るピーク電流を制御することであって、前記コントローラは、前記受信器インダクタを通るピーク電流を変調するために、前記伝送器インダクタを通る前記ピーク電流を変調するように制御され、前記伝送器インダクタ上の前記ピーク電圧は、前記電圧レギュレータが調節を達成することができる時間の間に増加する、ことと、
前記電圧レギュレータが調節を達成することができるように、前記ピーク電圧の変化に基づいて、前記伝送器インダクタを通る前記ピーク電流を変調することを終了することと
をさらに含む、項目２２に記載の方法。
（項目２５）
前記コントローラは、前記第１の電圧を変調することによって、前記伝送器インダクタを通る前記ピーク電流を変調するように制御される、項目２４に記載の方法。
（項目２６）
前記コントローラは、前記第１のスイッチに印加される駆動パルスのパルス幅を変調することによって、前記伝送器インダクタを通る前記ピーク電流を変調するように制御される、項目２４に記載の方法。
（項目２７）
前記コントローラは、前記電圧レギュレータが調節を達成するために必要とされるレベルに等しいかまたはそれより大きいが、調節のために必要とされるレベルより２５％大きいレベルを下回るレベルに、前記伝送器インダクタを通る前記ピーク電流を設定する、項目２４に記載の方法。
（項目２８）
電力を負荷に無線で供給するための電力伝送方法であって、前記方法は、
伝送器インダクタを提供することと、
前記伝送器インダクタを通る変動電流を生成するように、電圧源と前記伝送器インダクタとの間に結合された第１のスイッチを制御することと、
前記伝送器インダクタに磁気的に結合された受信器インダクタを提供することと、
レギュレータ出力電圧を生成するように、電圧レギュレータによって前記受信器インダクタから電力を受信することと、
前記電圧レギュレータの出力に結合された負荷を提供することであって、前記伝送器インダクタ内の電力は、前記負荷を駆動するために前記レギュレータによって調節電圧に変換されるために、前記受信器インダクタに無線で結合されている、ことと、
前記伝送器インダクタ上のピーク電圧を検出することであって、前記伝送器インダクタ上のピーク電圧は、前記受信器インダクタから電力を受信する前記電圧レギュレータの、前記負荷を駆動するための調節を達成する能力による影響を受ける、ことと、
前記伝送器インダクタを通るピーク電流を制御することであって、前記コントローラは、前記受信器インダクタを通るピーク電流を変調するために、前記伝送器インダクタを通る前記ピーク電流を変調するように制御され、前記伝送器インダクタ上の前記ピーク電圧は、前記電圧レギュレータが調節を達成することができる時間の間に増加する、ことと、
前記電圧レギュレータが調節を達成することができるように、前記ピーク電圧の変化に基づいて、前記伝送器インダクタを通る前記ピーク電流を変調することを終了することと
を含む、方法。
（項目２９）
前記コントローラは、前記電圧源によって生成される前記電圧を変調することによって、前記伝送器インダクタを通る前記ピーク電流を変調するように制御される、項目２８に記載の方法。
（項目３０）
前記コントローラは、前記第１のスイッチに印加される駆動パルスのパルス幅を変調することによって、前記伝送器インダクタを通る前記ピーク電流を変調するように制御される、項目２８に記載の方法。
（項目３１）
前記受信器インダクタは、デバイス内のバッテリを再充電するために、負荷とともに前記デバイス内に収容されている、項目２８に記載の方法。

Claims (31)

1. 電力を負荷に無線で供給するための電力伝送システムであって、前記システムは、
   伝送器インダクタと、
   共振周波数を有するタンク回路を作成するように前記伝送器インダクタに接続された伝送器コンデンサと、
   前記タンク回路が断続的に充電させられるように、前記タンク回路の第１のノードおよび第１の電圧に結合された第１のスイッチと、
   前記タンク回路が断続的に放電させられるように、前記タンク回路の前記第１のノードおよび第２の電圧に結合された第２のスイッチと、
   前記電力スイッチを切り替えるためのフィードバック回路であって、前記フィードバック回路は、
   前記第１の電圧および前記第１のノードに結合され、第１のコンパレータ出力端子を有する第１のコンパレータと、
   前記第２の電圧および前記第１のノードに結合され、第２のコンパレータ出力端子を有する第２のコンパレータと、
   前記第１のコンパレータ出力端子に結合された第１のラッチ入力端子を有するラッチであって、前記ラッチは、前記第２のコンパレータ出力端子に結合された第２のラッチ入力端子を有する、ラッチと、
   前記共振周波数で前記第１のスイッチおよび前記第２のスイッチのための切替信号を自動的に生成するラッチ出力端子と
   を備える、フィードバック回路と
   を備える、システム。
2. 前記第１のスイッチを横切る第１のダイオードと、前記第２のスイッチを横切る第２のダイオードとをさらに備える、請求項１に記載のシステム。
3. 前記第１のコンパレータ、第２のコンパレータ、およびラッチは、前記第１のスイッチおよび前記第２のスイッチが切り替えられると、正の電流および負の電流が前記インダクタを通って流動するように構成され、
   ａ．前記第２のスイッチがオンである間の負から正のインダクタ電流遷移時に、前記第１のノードは、前記第２の電圧より上から前記第２の電圧より下へ進み、前記第２のコンパレータおよび前記ラッチをトリガし、前記第１のスイッチをオンにし、
   ｂ．前記第１のスイッチがオンである間の正から負のインダクタ電流遷移時に、前記第１のノードは、前記第１の電圧より下から前記第１の電圧より上へ進み、前記第１のコンパレータおよび前記ラッチをトリガし、前記第２のスイッチをオンにし、
   ｃ．ステップａおよびステップｂを繰り返す、
   請求項２に記載のシステム。
4. 切替を開始するように、前記第１のスイッチおよび前記第２のスイッチに結合された発振器をさらに備える、請求項３に記載のシステム。
5. 前記ラッチ出力端子および発振器出力端子は、ＯＲゲートの入力に結合され、前記ＯＲゲートの出力端子は、前記第１のスイッチおよび前記第２のスイッチを駆動するように結合されている、請求項４に記載のシステム。
6. 第１のワンショット回路出力端子において制御可能なパルス幅の第１のパルスを生成する第１のワンショット回路であって、前記第１のワンショット回路は、前記ラッチがトリガしたときにトリガされるために前記ラッチ出力端子に結合された開始パルス入力端子を有し、前記第１のワンショット回路は、前記第１のパルスの前記パルス幅を設定するためのパルス幅制御信号を受信するように接続されたパルス幅制御端子を有し、前記第１のワンショット回路出力端子は、選択可能なパルス幅を用いて前記第１のスイッチおよび前記第２のスイッチを駆動するように結合されている、第１のワンショット回路と、
   前記第２のスイッチがオンである間に前記伝送器インダクタ電流波形が負から正に遷移するときに、前記ラッチをトリガするために前記第２のコンパレータ出力端子と前記第１のラッチ入力端子との間に結合された第２のワンショット回路と
   をさらに備える、請求項１に記載のシステム。
7. 前記第１のスイッチおよび前記第２のスイッチは、ハーフブリッジ駆動回路を形成する、請求項１に記載のシステム。
8. 前記タンク回路の第２のノードおよび前記第１の電圧に結合された第３のスイッチと、
   前記タンク回路の前記第２のノードおよび前記第２の電圧に結合された第４のスイッチであって、前記タンク回路は、前記第１のノードと前記第２のノードとの間に結合され、前記第１のスイッチ、前記第２のスイッチ、前記第３のスイッチ、および前記第４のスイッチは、前記タンク回路のためのフルブリッジ駆動回路を形成する、第４のスイッチと
   をさらに備え、前記ラッチ出力端子は、前記フルブリッジ駆動回路を制御するように結合されている、請求項１に記載のシステム。
9. 前記伝送器インダクタに磁気的に結合された受信器インダクタと、
   レギュレータ出力電圧を生成するように前記受信器インダクタから電力を受信する電圧レギュレータと、
   前記電圧レギュレータの出力に結合された負荷であって、前記伝送器インダクタ内の電力は、前記負荷を駆動するために前記レギュレータによって調節電圧に変換されるために、前記受信器インダクタに無線で結合されている、負荷と
   をさらに備える、請求項１に記載のシステム。
10. 前記受信器インダクタは、デバイス内のバッテリを再充電するために、負荷とともに前記デバイス内に収容されている、請求項９に記載のシステム。
11. 前記伝送器インダクタ上のピーク電圧を検出するように結合されたピーク電圧検出器であって、前記伝送器インダクタ上のピーク電圧は、前記受信器インダクタから電力を受信する前記電圧レギュレータの、前記負荷を駆動するための調節を達成する能力による影響を受ける、ピーク電圧検出器と、
    前記伝送器インダクタを通るピーク電流を制御するためのコントローラであって、前記コントローラは、前記受信器インダクタを通るピーク電流を変調するために、前記伝送器インダクタを通る前記ピーク電流を変調するように制御され、前記伝送器インダクタ上の前記ピーク電圧は、前記電圧レギュレータが調節を達成することができる時間の間に増加する、コントローラと
    をさらに備え、前記コントローラは、前記電圧レギュレータが調節を達成することができるように、前記ピーク電圧の変化に基づいて、前記伝送器インダクタを通る前記ピーク電流を変調することを終了するように構成されている、請求項９に記載のシステム。
12. 前記コントローラは、前記第１の電圧を変調することによって、前記伝送器インダクタを通る前記ピーク電流を変調するように制御される、請求項１１に記載のシステム。
13. 前記コントローラは、前記第１のスイッチに印加される駆動パルスのパルス幅を変調することによって、前記伝送器インダクタを通る前記ピーク電流を変調するように制御される、請求項１１に記載のシステム。
14. 前記コントローラは、前記電圧レギュレータが調節を達成するために必要とされるレベルに等しいかまたはそれより大きいが、調節のために必要とされるレベルより２５％大きいレベルを下回るレベルに、前記伝送器インダクタを通る前記ピーク電流を設定する、請求項１１に記載のシステム。
15. 電力を負荷に無線で供給するための電力伝送システムであって、前記システムは、
    伝送器インダクタと、
    電圧源と前記伝送器インダクタとの間に結合され、前記伝送器インダクタを通る変動電流を生成するように制御される第１のスイッチと、
    前記伝送器インダクタに磁気的に結合された受信器インダクタと、
    レギュレータ出力電圧を生成するように前記受信器インダクタから電力を受信する電圧レギュレータと、
    前記電圧レギュレータの出力に結合された負荷であって、前記伝送器インダクタ内の電力は、前記負荷を駆動するために前記レギュレータによって調節電圧に変換されるために、前記受信器インダクタに無線で結合されている、負荷と、
    前記伝送器インダクタ上のピーク電圧を検出するように結合されたピーク電圧検出器であって、前記伝送器インダクタ上のピーク電圧は、前記負荷を駆動するための調節を達成する前記電圧レギュレータの能力による影響を受ける、ピーク電圧検出器と、
    前記伝送器インダクタを通るピーク電流を制御するためのコントローラであって、前記コントローラは、前記受信器インダクタを通るピーク電流を変調するために、前記伝送器インダクタを通る前記ピーク電流を変調するように制御され、前記伝送器インダクタ上の前記ピーク電圧は、前記電圧レギュレータが調節を達成することができる時間の間に増加する、コントローラと
    を備え、前記コントローラは、前記電圧レギュレータが調節を達成することができるように、前記ピーク電圧の変化に基づいて、前記伝送器インダクタを通る前記ピーク電流を変調することを終了するように構成されている、システム。
16. 前記コントローラは、前記電圧源によって生成される前記電圧を変調することによって、前記伝送器インダクタを通る前記ピーク電流を変調するように制御される、請求項１５に記載のシステム。
17. 前記コントローラは、前記第１のスイッチに印加される駆動パルスのパルス幅を変調することによって、前記伝送器インダクタを通る前記ピーク電流を変調するように制御される、請求項１５に記載のシステム。
18. 前記受信器インダクタは、デバイス内のバッテリを再充電するために、負荷とともに前記デバイス内に収容されている、請求項１５に記載のシステム。
19. 電力を負荷に無線で供給するための電力伝送方法であって、前記方法は、
    共振周波数を有するタンク回路を作成するように伝送器コンデンサに接続された伝送器インダクタを提供することと、
    前記タンク回路が断続的に充電させられるように、前記タンク回路の第１のノードおよび第１の電圧に結合された第１のスイッチを制御することと、
    前記タンク回路が断続的に放電させられるように、前記タンク回路の前記第１のノードおよび第２の電圧に結合された第２のスイッチを制御することと、
    第１のコンパレータによって、前記第１の電圧を前記第１のノードにおける第３の電圧と比較することであって、前記第１のコンパレータは、第１のコンパレータ出力端子を有する、ことと、
    第２のコンパレータによって、前記第２の電圧を前記第１のノードにおける前記第３の電圧と比較することであって、前記第２のコンパレータは、第２のコンパレータ出力端子を有する、ことと、
    前記第１のコンパレータ出力端子に結合された第１のラッチ入力端子を有し、かつ前記第２のコンパレータ出力端子に結合された第２のラッチ入力端子を有するラッチをトグル切換することであって、ラッチ出力端子は、前記共振周波数で前記第１のスイッチおよび前記第２のスイッチのための切替信号を自動的に生成する、ことと
    を含み、
    前記第１のコンパレータ、第２のコンパレータ、およびラッチは、前記第１のスイッチおよび前記第２のスイッチが切り替えられると、正の電流および負の電流が前記伝送器インダクタを通って流動するように構成され、
    ａ．前記第２のスイッチがオンである間の負から正のインダクタ電流遷移時に、前記第１のノードは、前記第２の電圧より上から前記第２の電圧より下へ進み、前記第２のコンパレータおよび前記ラッチをトリガし、前記第１のスイッチをオンにし、
    ｂ．前記第１のスイッチがオンである間の正から負のインダクタ電流遷移時に、前記第１のノードは、前記第１の電圧より下から前記第１の電圧より上へ進み、前記第１のコンパレータおよび前記ラッチをトリガし、前記第２のスイッチをオンにし、
    ｃ．ステップａおよびステップｂは、前記共振周波数で前記第１のスイッチおよび前記第２のスイッチを切り替えるように繰り返す、
    方法。
20. 前記ラッチおよび発振器からの出力信号は、ＯＲゲートの入力に結合され、前記方法はさらに、前記第１のスイッチおよび前記第２のスイッチの切替を開始するように、前記発振器からの出力信号によって前記第１のスイッチおよび前記第２のスイッチの切替を駆動することと、最終的に前記ラッチによって前記切替を制御することとを含む、請求項１９に記載の方法。
21. 第１のワンショット回路によって、第１のワンショット回路出力端子において制御可能なパルス幅の第１のパルスを生成することであって、前記第１のワンショット回路は、前記ラッチがトリガしたときにトリガされるために前記ラッチ出力端子に結合された開始パルス入力端子を有し、前記第１のワンショット回路は、前記第１のパルスの前記パルス幅を設定するためにパルス幅制御信号を受信するように接続されたパルス幅制御端子を有し、前記第１のワンショット回路出力端子は、選択可能なパルス幅を用いて前記第１のスイッチおよび前記第２のスイッチを駆動するように結合されている、ことと、
    前記第２のスイッチがオンである間に前記伝送器インダクタ電流波形が負から正に遷移するときに、前記第２のコンパレータ出力端子と前記第１のラッチ入力端子との間に結合された第２のワンショット回路によって、前記ラッチをトリガすることと
    をさらに含む、請求項１９に記載の方法。
22. 前記伝送器インダクタに磁気的に結合された受信器インダクタを提供することと、
    レギュレータ出力電圧を生成するように、電圧レギュレータによって前記受信器インダクタから電力を受信することと、
    前記電圧レギュレータの出力に結合された負荷を提供することであって、前記伝送器インダクタ内の電力は、前記負荷を駆動するために前記レギュレータによって調節電圧に変換されるために、前記受信器インダクタに無線で結合される、ことと
    をさらに含む、請求項１９に記載の方法。
23. 前記受信器インダクタは、デバイス内のバッテリを再充電するために、負荷とともに前記デバイス内に収容されている、請求項２２に記載の方法。
24. 前記伝送器インダクタ上のピーク電圧を検出することであって、前記伝送器インダクタ上のピーク電圧は、前記受信器インダクタから電力を受信する前記電圧レギュレータの、前記負荷を駆動するための調節を達成する能力による影響を受ける、ことと、
    前記伝送器インダクタを通るピーク電流を制御することであって、前記コントローラは、前記受信器インダクタを通るピーク電流を変調するために、前記伝送器インダクタを通る前記ピーク電流を変調するように制御され、前記伝送器インダクタ上の前記ピーク電圧は、前記電圧レギュレータが調節を達成することができる時間の間に増加する、ことと、
    前記電圧レギュレータが調節を達成することができるように、前記ピーク電圧の変化に基づいて、前記伝送器インダクタを通る前記ピーク電流を変調することを終了することと
    をさらに含む、請求項２２に記載の方法。
25. 前記コントローラは、前記第１の電圧を変調することによって、前記伝送器インダクタを通る前記ピーク電流を変調するように制御される、請求項２４に記載の方法。
26. 前記コントローラは、前記第１のスイッチに印加される駆動パルスのパルス幅を変調することによって、前記伝送器インダクタを通る前記ピーク電流を変調するように制御される、請求項２４に記載の方法。
27. 前記コントローラは、前記電圧レギュレータが調節を達成するために必要とされるレベルに等しいかまたはそれより大きいが、調節のために必要とされるレベルより２５％大きいレベルを下回るレベルに、前記伝送器インダクタを通る前記ピーク電流を設定する、請求項２４に記載の方法。
28. 電力を負荷に無線で供給するための電力伝送方法であって、前記方法は、
    伝送器インダクタを提供することと、
    前記伝送器インダクタを通る変動電流を生成するように、電圧源と前記伝送器インダクタとの間に結合された第１のスイッチを制御することと、
    前記伝送器インダクタに磁気的に結合された受信器インダクタを提供することと、
    レギュレータ出力電圧を生成するように、電圧レギュレータによって前記受信器インダクタから電力を受信することと、
    前記電圧レギュレータの出力に結合された負荷を提供することであって、前記伝送器インダクタ内の電力は、前記負荷を駆動するために前記レギュレータによって調節電圧に変換されるために、前記受信器インダクタに無線で結合されている、ことと、
    前記伝送器インダクタ上のピーク電圧を検出することであって、前記伝送器インダクタ上のピーク電圧は、前記受信器インダクタから電力を受信する前記電圧レギュレータの、前記負荷を駆動するための調節を達成する能力による影響を受ける、ことと、
    前記伝送器インダクタを通るピーク電流を制御することであって、前記コントローラは、前記受信器インダクタを通るピーク電流を変調するために、前記伝送器インダクタを通る前記ピーク電流を変調するように制御され、前記伝送器インダクタ上の前記ピーク電圧は、前記電圧レギュレータが調節を達成することができる時間の間に増加する、ことと、
    前記電圧レギュレータが調節を達成することができるように、前記ピーク電圧の変化に基づいて、前記伝送器インダクタを通る前記ピーク電流を変調することを終了することと
    を含む、方法。
29. 前記コントローラは、前記電圧源によって生成される前記電圧を変調することによって、前記伝送器インダクタを通る前記ピーク電流を変調するように制御される、請求項２８に記載の方法。
30. 前記コントローラは、前記第１のスイッチに印加される駆動パルスのパルス幅を変調することによって、前記伝送器インダクタを通る前記ピーク電流を変調するように制御される、請求項２８に記載の方法。
31. 前記受信器インダクタは、デバイス内のバッテリを再充電するために、負荷とともに前記デバイス内に収容されている、請求項２８に記載の方法。

Images