JP2015222242A - コヒーレント光周波数領域リフレクトメトリ測定装置 - Google Patents

Abstract

【課題】高ダイナミックレンジかつ高分解能の分布反射計率を実現する。
【解決手段】コヒーレント光を出射する光源(501)からの光を第１の光と第２の光に分岐する光カプラ(502)と、第１の光を時間に対して線形に光周波数を掃引して、第３の光を出力するＤＳＢ−ＳＣ変調器(503)と、第２の光を励起光として用いて第３の光を増幅する位相感応増幅器(504)と、増幅した第３の光を測定光と参照光に分岐する光カプラ(506)と、測定光を被測定対象へ入射して時の反射光と参照光とを合波し、反射光と参照光との干渉波を生成して分岐するカプラ(509)と、干渉波を光検出する受光器(510)と、干渉信号を得るＡＤ変換器(512)と、干渉信号を周波数解析するコンピュータ(513)とを備えたコヒーレント光周波数領域リフレクトメトリ測定装置において、位相感応増幅器をパラメトリック増幅の効果を利用する位相感応光増幅器とした。
【選択図】図５

Description

本発明は、コヒーレント光周波数領域リフレクトメトリ測定装置に関し、より具体的には、光部品や光伝送路からの反射光あるいは後方散乱光を高空間分解能で測定することが可能な光周波数領域反射測定装置に関する。

従来、光部品や光伝送路からの反射光および後方散乱光を高空間分解能で測定することが可能な手法として、コヒーレント光を用いた光周波数領域反射（Ｃ−ＯＦＤＲ：Coherent Optical Frequency Domain Reflectometry）測定法がある（例えば、非特許文献１参照）。このＣ−ＯＦＤＲ測定法は、測定対象に周波数掃引されたコヒーレント光を入射し、測定対象からの反射光および後方散乱光と、予め分岐された参照光をコヒーレント検波し、これによって得られた測定ビート信号を周波数解析することで、測定対象内の任意の位置での反射光および後方散乱光強度を得て、測定対象の損失分布や故障点の特定を可能にする技術である。

図１に光周波数領域反射測定装置（Ｃ−ＯＦＤＲ）の測定原理を示す。図１に示すＣ−ＯＦＤＲ１００において、レーザー光源１２からの出力光周波数は時間に対して直線的に掃引される。周波数掃引された光波Ａは、光カプラ等の分岐部１４で参照光Ｃと試験光Ｂ（信号光ともいう）とに分岐される。試験光Ｂは、サーキュレータ１６を介して被測定対象ファイバ（FUT: Fiber under test）５０に入射される。FUT内部で後方散乱された試験光Ｄは、再び光周波数領域反射測定装置１００へ入射され、サーキュレータ１６を介して光カプラ等の合分岐部１８まで導波して参照光Ｃと合波され、光受光部２０および解析装置２２においてヘテロダイン検波される。ここで参照光Ｃと試験光Ｄとから生じるビート信号の周波数は、参照光に対する信号光の遅延時間で決まる。この２光波間での遅延時間は試験光のFUT内部での散乱光発生距離に比例するため、このビート信号を周波数解析（フーリエ変換）することでFUTにおける反射光強度の軸方向分布（FUTの長手方向の分布）が測定可能となる。

FUT内でのある地点ｚにおける反射光に着目すると、その地点からの反射光によって生じるビート周波数ｆ_ｂとｚとの関係は、光周波数掃引速度γ、光ファイバの屈折率ｎおよび光速ｃを用いて以下の式（１）のように表される。

ただし、周波数掃引速度γは周波数掃引幅ΔＦおよび周波数掃引時間Ｔを用いてγ＝ΔＦ／Ｔである。空間分解能Δｚは周波数分解能ΔＢを用いて以下の式（２）のように表される。

周波数分解能ΔＢは掃引時間の逆数程度に制限されるため、式（２）は以下の式（３）のようになる。

このように、Ｃ−ＯＦＤＲでは周波数掃引速度γが一定でない場合（周波数掃引が非線形の場合）、ビート周波数の広がりにより、空間分解能の劣化が生じてしまう。さらに、高空間分解能測定には周波数掃引幅ΔＦを広くする必要がある。また、光波のコヒーレンシを利用したビート周波数の測定であるため、長距離測定の実現には、参照光と反射光の光路長差に対し光源コヒーレンス長Ｌ_ｃ（光の干渉性の度合いを表す値）が十分長くなくてはならない。このようにＣ−ＯＦＤＲによる長距離高空間分解能測定には、コヒーレンス長が長く、時間に対して線形かつ広範囲に周波数掃引可能な光源を用いることが必要である。

Ｃ−ＯＦＤＲに用いられる周波数掃引光源の実現方法としては、波長可変光源方式および外部変調方式がある。波長可変光源は広範囲な波長可変幅を有するため、高空間分解能測定が可能であるが、光源コヒーレンス長が短く、長距離測定には適さない。一方で高コヒーレント光源と外部変調器を用いた光周波数掃引光源系は、光源が有する高い可干渉性を損なうことなく光周波数掃引を実現できる。

外部変調器を用いた構成では、変調器に正弦波変調を加えることで光源のキャリア周波数に対して変調側波帯を生じさせ、この変調周波数を時間に対して線形に掃引することで変調側波帯を掃引する。このとき、複数の変調側波帯を発生させてしまうと各変調側波帯によって生じるビート信号スペクトルが周波数軸上で重なってしまうために、正しい後方散乱光分布が得られなくなってしまう。そこで、外部変調器としては搬送波抑圧両側波帯（ＤＳＢ−ＳＣ：double sideband carrier with suppressed carrier）変調器（例えば、非特許文献２参照）や搬送波抑圧片側波帯（ＳＳＢ−ＳＣ：single sideband carrier with suppressed carrier）変調器（例えば、非特許文献３参照）を用いて±１次の変調側波帯のみを利用して測定系を構成する方法がとられてきた。

W. Eickhoff et al., "Optical frequency domain reflectometry in single-mode fiber," Appl. Phys. Lett., American Institute of Physics, vol.39, no.9, pp.693-695, 1981 辻 幸嗣 外３名, 「２電極駆動型Mach-Zender変調器を用いたコヒーレントOFDR」, １９９７年通信ソサイエティ大会, 電子情報通信学会, pp.546-547, 1997 Y. Koshikiya et al., "Long range and cm-level spatial resolution measurement using coherent optical frequency domain reflectometry with SSB-SC modulator and narrow linewidth fiber laser," Journal of Lightwave Technology, IEEE, vol.26, issue 18, pp.3287-3294, Sep. 2008

従来、外部変調器を用いて、±１次の変調側波帯のみを用いて周波数掃引をする場合、不要な高次の側波帯の発生を防ぐために、変調器に加える電圧は動作点を中心に線形な応答を示す領域のみで用いる。このため、変調の電力効率自体は悪く、変調器を通過することで光の強度は大きな損失を受ける。例えば、ＳＳＢ−ＳＣ変調器をＣ−ＯＦＤＲの外部変調器として用いる場合、通常２０ｄＢ以上の損失が発生する。

ＯＦＤＲの測定を行う場合、被測定ファイバからの微弱な反射光が雑音に埋もれてしまうことを防ぐためにある程度の入射パワーを確保することが必要である。このため、外部変調器の後段にＥＤＦＡを設置し、変調器による光パワーの損失を補償することが必要になっている。

しかしながら、ＥＤＦＡのような位相不感応型光増幅器（ＰＩＡ：Ｐｈａｓｅ−Ｉｎｓｅｎｓｉｔｉｖｅ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）では、理想的な動作状態でも光の増幅前後で雑音指数が３ｄＢ以上となり、新たな雑音が付加されてしまうという問題がある。この新たに付加される雑音は、量子的に共役関係にある電磁界の２つの直交位相振幅を同時に増幅する場合に、増幅前後の両者の交換関係を保存するために必要であり、原理的に不可避な雑音であることが知られている。これにより、ＥＤＦＡ通過後の光は強度雑音・位相雑音ともに増加してしまう。光の可干渉性を利用するＣ−ＯＦＤＲにおいて、位相雑音は測定の性能を制限する大きな要因となってしまう。位相雑音が増加することで、参照光と反射光のビート周波数に揺らぎが生じてしまい、ビートスペクトルが広がってしまう。このため、測定の空間分解能が劣化してしまう。また、強度雑音の増加により測定可能な最大ロスが低下してしまうため、ダイナミックレンジも劣化してしまう。

一方で、位相感応型光増幅器（ＰＳＡ：Ｐｈａｓｅ Ｓｅｎｓｉｔｉｖｅ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）は上記したＰＩＡのような増幅前後での新たな雑音の増加を回避できる光増幅器として知られている。ＰＳＡは２つの直交位相振幅の一方に利得を、もう一方に減衰を与えるという特性を持っている。図２は、ＰＩＡとＰＳＡの増幅のコンスタレーションマップ上でのイメージを示す図である。これらの特徴から、ＰＳＡは原理的に過剰雑音の発生なしに光強度を増幅でき、また位相雑音を低減する効果を備えている。

本発明は、このような問題に鑑みてなされたもので、その目的とするところは、位相感応型光増幅器（ＰＳＡ）を、外部変調器を用いたＣ−ＯＦＤＲの損失補償用の光増幅器として適用することで、従来のＥＤＦＡを利用した場合と比較して、測定対象の反射率分布の高い空間分解能を実現でき、また高いダイナミックレンジを得ることができるＣ−ＯＦＤＲの構成法を提供することにある。

このような目的を達成するために、本発明の第１の態様は、被測定対象における光の伝播方向の反射率の分布を測定するコヒーレント光周波数領域リフレクトメトリ測定装置である。コヒーレント光周波数領域リフレクトメトリ測定装置は、コヒーレント光を出射する光源からの光を第１の光と第２の光に分岐する分岐手段と、第１の光を時間に対して線形に光周波数を掃引して、第３の光を出力する変調手段と、第２の光を励起光として用いて第３の光を増幅する位相感応増幅器と、増幅した第３の光を第４の光と第５の光に分岐する第２の分岐手段と、第４の光を測定光として被測定対象へ入射して被測定対象で反射された第４の光の反射光と、第５の光である参照光とを合波する合波手段であり、反射光と参照光との干渉波を生成する、合波手段と、干渉波を光検出して干渉信号を得る手段と、干渉信号を周波数解析する解析手段とを備える。コヒーレント光周波数領域リフレクトメトリ測定装置は、位相感応増幅器はパラメトリック増幅の効果を利用する位相感応光増幅器であることを特徴とする。

一実施形態では、コヒーレント光周波数領域リフレクトメトリ測定装置は、変調手段が、搬送波を抑圧し、搬送波スペクトルを中心に一次の両側波帯を発生させるように構成しても良い。また、コヒーレント光周波数領域リフレクトメトリ測定装置は、変調手段と第２の分岐手段との間に、両側波帯のうちどちらか一方を分離する光フィルタを備えても良い。また、コヒーレント光周波数領域リフレクトメトリ測定装置は、第２の分岐手段と合波手段との間の参照光が伝搬する経路に音響工学効果を利用する変調器を備えても良い。

他の実施形態では、パラメトリック増幅の効果を利用する位相感応光増幅器は、パラメトリック増幅を行う媒質が周期的に分極反転された２次非線形光学材料としても良い。例えば、パラメトリック増幅を行う媒質が周期的に分極反転された２次非線形光学材料は、ＬｉＮｂＯ₃、ＫＮｂＯ₃、ＬｉＴａＯ₃、ＬｉＮｂ_xＴａ_1-xＯ ₃（０≦ｘ≦１）またはＫＴｉＯＰＯ_４としても良く、あるいは、ＬｉＮｂＯ₃、ＫＮｂＯ₃、ＬｉＴａＯ₃、ＬｉＮｂ_xＴａ_1-xＯ ₃（０≦ｘ≦１）またはＫＴｉＯＰＯ_４に、Ｍｇ、Ｚｎ、Ｆｅ、ＳｃおよびＩｎの少なくとも一種を添加物として含有した材料としても良い。

以上説明したように、本発明によれば、外部変調器を利用したＣ−ＯＦＤＲにおいて、極めて低雑音に光強度を増幅でき、かつ位相雑音を低減することが可能な位相感応型光増幅器を変調器の後段で用いることで、被測定ファイバ及び光学部品の、広い範囲に渡り高空間分解能かつ高感度な損失評価が実現可能になる。

Ｃ−ＯＦＤＲの測定系を示す図である。 従来の光増幅器と位相感応増幅器の出力の様子をコンスタレーションマップ上に示す図である。 位相感応増幅器の基本構成を示す図である。 本発明の一実施例にかかる二次非線形光学素子を用いた位相感応増幅器の構成を示す図である。 本発明の一実施例にかかるＰＳＡを用いたＣ−ＯＦＤＲの構成を示す図である。 本発明の一実施例にかかるＰＳＡを用いたＣ−ＯＦＤＲの測定結果を示す図である。

以下、図面を参照しながら本発明の実施形態について詳細に説明する。本発明の実施形態に係る位相感応型光増幅器（ＰＳＡ）を用いた光ファイバ反射率分布測定システム（Ｃ−ＯＦＤＲ系）、すなわちコヒーレント光周波数領域リフレクトメトリ測定装置について説明する前に、その構成要素であるＰＳＡについて述べる。

図３に位相感応光増幅器（ＰＳＡ）３００の基本的な構成を示す。この光増幅器３００は、入力信号光を分岐する光分岐部３０４−１と、励起光源３０２と、励起光位相制御部３０３と、励起光と入力信号光を合波する光分岐部３０４−２と、合波された励起光と入力信号光とを入力とする位相感応光増幅部３０１と、位相感応光増幅部３０１からの信号光を分岐する光分岐部３０４−３とを備える。この光増幅器３００において、位相感応光増幅部３０１は、入力される信号光と励起光の位相が一致すると信号光が増幅され（すなわち、入力信号光３１０は増幅され）、両者の位相が９０度ずれた直交位相関係になると、信号光が減衰される（すなわち、入力信号光３１０は減衰する）特性を有する。この特性を利用して増幅利得が最大となるように励起光―信号光間の位相を一致させると、信号光と直交位相の自然放出光を発生させずに、つまりＳＮ比を劣化させずに信号光を増幅することができる。

光分岐部３０４−１は、入力信号光３１０を信号光Ｅと信号光Ｆとに分岐する。信号光Ｆは、励起光源３０２へ供給される。

光分岐部３０４−３は、位相感応光増幅部３０１から出力される信号光Ｉを信号光Ｊと出力信号光３１２とに分岐する。信号光Ｊは、励起光位相制御部３０３へ供給される。

励起光源３０２からの信号光Ｇは、励起光位相制御部３０３へ供給され、励起光３１１として出力される。

励起光位相制御部３０３は、入力信号光３１０と励起光３１１の位相同期を達成するために、光分岐部３０４−１で入力信号光３１０から分岐された信号光Ｅの位相に同期するように励起光源からの信号光Ｇの位相を制御して、信号光Ｅの位相に同期した励起光３１１を出力する。励起光位相制御部３０３は、光分岐部３０４−３で分岐された位相感応光増幅部３０１から出力された信号光Ｉの一部である信号光Ｊを狭帯域の検出器で検波し、出力信号が最大となるように励起光３１１の位相を制御する。光分岐部３０４−２は、信号光Ｅと励起光３１１とを合波して信号光Ｈを出力する。その結果、互いに位相同期した信号光Ｅと励起光３１１とを合波した信号光Ｈが位相感応光増幅部３０１へ入力され、ＳＮ比の劣化のない光増幅を実現することができる。なお、励起光位相制御部３０３は、図３に示すような励起光源３０２の出力側で励起光の位相を制御する構成の他に、励起光源３０２の位相を直接制御する構成としてもよい。

次に、本実施形態にかかるＣ−ＯＦＤＲ測定系に用いる位相感応増幅器（ＰＳＡ）の具体的構成を説明する。本実施形態の位相感応増幅器では、外部変調器通過後の微弱なレーザー光から非線形光学効果を得るのに十分なパワーを得るために、ファイバレーザー増幅器（ＥＤＦＡ）を用いて、入力光の一部を増幅する。増幅した入力光を第１の二次非線形光学素子に入射し、第１の二次非線形光学素子の内部で入力光の第二高調波が生成される。入力光の一部と第１の二次非線形光学素子で生成した第二高調波とを第２の二次非線形光学素子に入射してパラメトリック増幅を行うことで、位相感応増幅を行うことが出来る。

図４に本実施形態にかかるＣ−ＯＦＤＲ測定系に用いる位相感応増幅器（ＰＳＡ）の具体的構成を示す。図４に示すＰＳＡ４００は、偏波コントローラ４０２と、第１の光分岐部４０３と、位相変調器４１６と、圧電変換素子（ＰＺＴ：piezoelectric transducer）による光ファイバ伸長器４１７と、エルビウム添加ファイバレーザー増幅器（ＥＤＦＡ）４０４と、第１の二次非線形光学素子４０５と、偏波保持ファイバ４０８と、第２の二次非線形光学素子４０９と、第２の光分岐部４１３と、光検出器４１４と、位相同期ループ（ＰＬＬ）回路４１５とを備える。

偏波コントローラ４０２は、ＰＳＡ４００へ入射する信号光の一部を、偏波を調整する。

第１の二次非線形光学素子４０５は、第１のＰＰＬＮ導波路４０６と、第１のＰＰＬＮ導波路４０６の前段に配設された第１の空間光学系と、第１のＰＰＬＮ導波路４０６の後段に配設された第１のダイクロイックミラー４０７を含む第２の空間光学系とを備える。

第２の二次非線形光学素子４０９は、第２のＰＰＬＮ導波路４１１と、第２のＰＰＬＮ導波路４１１の前段に配設された第２のダイクロイックミラー４１０を含む第３の空間光学系と、第２のＰＰＬＮ導波路４１１の後段に配設された第３のダイクロイックミラー４１２を含む第４の空間光学系４１２とを備える。

第１の空間光学系は、第１の二次非線形素子４０５の入力ポートから入力された光を第１のＰＰＬＮ導波路４０６に結合する。

第２の空間光学系は、第１のＰＰＬＮ導波路４０６から出力された光を第１のダイクロイックミラー４０７を介して第１の二次非線形光学素子４０５の出力ポートに結合する。

第３の空間光学系は、第２の二次非線形光学素子４０９の入力ポートから入力された光を第２のダイクロイックミラー４１０を介して第２のＰＰＬＮ導波路４１１に結合する。

第４の空間光学系は、第２のＰＰＬＮ導波路４１１から出力された光を第３のダイクロイックミラー４１２を介して第２の二次非線形光学素子４０９の出力ポートに結合する。

図４に示される例では、ＰＳＡ４００に入射し偏波を調整した信号光（入力光）４１０は、光分岐部４０３によって光信号Ｋと光信号Ｌとに分岐されて、光信号Ｋは第２の二次非線形光学素子４０９に入射し、光信号Ｌは位相変調器４１５及び光ファイバ伸長器４１７を介して位相制御されてＥＤＦＡ４０４に入射する。光通信に用いられる微弱なレーザー光から非線形光学効果を得るのに十分なパワーを得るために、ＥＤＦＡ４０４は、入射した信号光Ｌ（励起基本波光）を増幅し、増幅された信号光Ｍを第１の二次非線形光学素子４０５に入射させる。第１の二次非線形光学素子４０５では、入射した信号光Ｍから第２高調波の信号光Ｎが発生し、偏波保持ファイバ４０８を介して第２の二次非線形光学素子４０９に入射する。第２の二次非線形光学素子４０９では、入力光５１０から分岐された信号光Ｋと信号光Ｎとで縮退パラメトリック増幅を行うことで位相感応増幅を行い、信号光（出力信号光）Ｐを出力する。

本実施形態では、１．５６μｍの入力光を増幅するための位相感応増幅装置（ＰＳＡ）４００の機能を説明するが、入力光の波長はこれに限定されるものではない。ＰＳＡ４００においては、入力光の一部は、偏波コントローラ４０２へ入力されて偏波が調整された後に入力光４０１として出射する。入力光４０１は、光分岐部４０３で信号光Ｋと信号光Ｌに分岐される。信号光Ｌは、第１の励起光（不図示）と合波した後、エルビウム添加ファイバレーザー増幅器（ＥＤＦＡ）４０４へ入射し増幅されて、信号光Ｍとして出射する。信号光Ｍは、第１の二次非線形光学素子４０５に入射する。本実施形態の、二次非線形光学素子４０５は、周期的に分極反転されたニオブ酸リチウム（ＰＰＬＮ）から成る光導波路４０６を備える。入力光の第二高調波発生が可能となる擬似位相整合条件を満たす周期分極反転が形成されている。

第一のダイクロイックミラー４０７は１．５６μｍ付近の波長の光を反射し、０．７８μｍ付近の波長の光を透過させる特性をもっている。このため、第１のダイクロイッ クミラー４０７において、第１のＰＰＬＮ導波路４０６から出射した０．７８μｍの波長をもつ励起光Ｎは透過し、１．５６μｍの波長をもつ励起基本波光と付随するＡＳＥ光は反射されるために励起光から分離される。ダイクロイックミラー４０７を透過した０．７８μｍの励起光Ｎは、この波長０．７８μｍにおいてシングルモード伝搬特性をもつ偏波保持ファイバ４０８を介して、第２の二次非線形光学素子４０９へと導かれている。このとき、第１のダイクロイックミラー４０７で完全には取り除けなかった波長１．５６μｍ付近の励起光およびＡＳＥ光も偏波保持ファイバ４０８に入射されることになるが、０．７８μｍにおいてシングルモードであるこのファイバ４０８は波長１．５６μｍの光に対しては光の閉じ込めが弱いために、１ｍ程度の長さを伝搬させることにより、これらの不用な光を効果的に減衰させることができる。

偏波保持ファイバ４０８により第２の二次非線形光学素子４０９へ導かれた励起光Ｎは、第２のダイクロイックミラー４１０を用いて波長１．５６μｍの信号光Ｋ（入力光４０１の一部）と合波される。第１のダイクロイックミラー４０７同様に第２のダイクロイックミラー４１０は、０．７８μｍ付近の波長の光を透過させる特徴を有している。そして、第２のダイクロイックミラー４１０は入力光のみを反射させるために、第１のＰＰＬＮ導波路４０６から出射され、第１のダイクロイックミラー４０７および偏波保持ファイバ４０８を透過／伝搬した（除去しきれなかった）波長１．５６μｍ付近の励起入力光とＡＳＥ光との残留成分を効果的に取り除くことができる。

励起光Ｎと合波された信号光Ｋは、第２のＰＰＬＮ導波路４１１に入射する。第２のＰＰＬＮ導波路４１１は、第１のＰＰＬＮ導波路４０６と同等の性能、位相整合波長を有しており、パラメトリック増幅により、入力光を位相感応増幅することができる。本実施形態では、２つのＰＰＬＮ導波路４０６，４１１はそれぞれ、個別の温度調節器により一定の温度となるように制御されている。２つのＰＰＬＮ導波路の作製誤差のために同一温度において位相整合波長が一致しない場合が考えられるが、そのような場合でも両者を個々に温度制御することにより、両者の位相整合波長を一致させることができる。第２のＰＰＬＮ導波路４１１から出射された信号光は、第三のダイクロイックミラー４１２により励起光Ｎ（０．７８μｍ波長）と増幅された信号光Ｐ（出力光（１．５６μｍ波長））とに分離される。このときも励起光と増幅された出力光とは、波長が全く異なるために、出力において不必要な第二高調波成分を効果的に取り除くことができる。

位相感応増幅（ＰＳＡ）では、励起光と信号光の位相を同期させることが必要であるが、本構成では出力した増幅信号光Ｐの一部を光分岐部４１３で分岐して光検出器４１４で受光した後に位相同期ループ回路（ＰＬＬ）４１５により位相同期を行っている。位相変調器４１６を用いてｓｉｎ波により微弱な位相変調を励起光に施す。光検出器４１４とＰＬＬ回路４１５でその位相変調の位相ずれを検出して、ＰＺＴによる光ファイバ伸長器４１７の駆動電圧と位相変調器４１６のバイアス電圧とにフィードバックを行うことで、光ファイバ部品の振動や温度変動による光位相の変動を吸収して、安定的に位相感応増幅ができる。

図５に本発明の実施形態に係る位相感応増幅器（ＰＳＡ）を用いた光ファイバ反射率分布測定システム（Ｃ−ＯＦＤＲ）、すなわちコヒーレント光周波数領域リフレクトメトリ測定装置の具体的構成を示す。図５に示すＣ−ＯＦＤＲ５００は、光源５０１と、ＤＳＢ−ＳＣ変調器５０３と、ＰＳＡ５０４と、入力に光源５０１が接続され、出力にＤＳＢ−ＳＣ変調器５０３とＰＳＡ５０４とが接続された分岐部５０２とを備える。分岐部５０２は、例えば、１入力２出力であり、一方の出力にはＤＳＢ−ＳＣ変調器５０３の入力が接続され、他方の出力にはＰＳＡ５０４の２つの入力の一方が接続されている。ＰＳＡ５０４の２つの入力の他方は、ＤＳＢ−ＳＣ変調器５０３の出力に接続されている。

また、Ｃ−ＯＦＤＲ５００は、トリガ部５１４と、信号発生器５１５とを備える。

さらに、Ｃ−ＯＦＤＲ５００は、ＰＳＡ５０４の出力に接続されたフィルタ５０５と、フィルタ５０５の出力に接続された光カプラＡ等の分岐部５０６と、分岐部５０６の２つの出力の一方に接続されたサーキュレータと、分岐部５０６の２つの出力の他方に接続された光カプラＢ等の分岐部５０９とを備える。サーキュレータの２つの出力の一方は、分岐部５０９の２つの入力のうちの分岐部５０６の出力が接続されていない入力に接続されている。サーキュレータの２つの出力の他方は、コネクタ５０８を介して被測定ファイバ（ＦＵＴ）に接続される。

さらにまた、Ｃ−ＯＦＤＲ５００は、分岐部５０９の２つの出力に接続された受光器５１０と、受光器の出力をＡＤ変換するＡＤ変換器５１２と、ＡＤ変換器５１２と接続された解析装置としてのコンピュータ５１３とを備える。ＡＤ変換器５１２および信号発生器５１５には、ＤＳＢ−ＳＣ変調器５０３における光の周波数の掃引のタイミングとＡＤ変換器５１２におけるサンプリングのタイミングとを合わせるためのトリガがトリガ部５１４から供給される。これにより、ＡＤ変換器５１２は、光の周波数が掃引されている部分のみのサンプリング結果をコンピュータ５１３に供給することができる。

本実施形態において、光源５０１には、スペクトル線幅が２ｋＨｚの狭線幅ファイバレーザー（ＦＬ）を用いた。この線幅は約３０ｋｍのコヒーレンス長に相当する。ＦＬ５０１から出射されるレーザー光は、分岐部５０２で２つに分岐され、一方のレーザー光はＰＳＡ５０４において励起光を発生させるために用いられ、他方のレーザー光は、任意の信号発生器５１５によって駆動されるＤＳＢ−ＳＣ変調器５０３に入射する。

ＤＳＢ−ＳＣ変調器５０３は、任意の信号発生器５１５からの正弦波周波数を２から１２ＧＨｚまで時間に対して直線的に１秒間掃引することで、±１次変調側波帯の光周波数を掃引する。これは、周波数掃引幅ΔＦ＝１０ＧＨｚ、周波数掃引速度γ＝１０ＧＨｚ／ｓに相当し、空間分解能の理論式は式（３）より１ｃｍである。

位相感応増幅（ＰＳＡ）５０４は、通常縮退パラメトリック増幅を用いることで実現されるが、励起光波長に相当する光周波数から光周波数差だけ対称に離れた光の対が互いに位相同期している場合には、これらを非縮退パラメトリック増幅することでも位相感応増幅させることが可能であることが知られている。本実施形態のＣ−ＯＦＤＲ５００においては、変調器５０３を用いて光源５０１の周波数を掃引するために、ＰＳＡ５０４における励起光に用いるレーザー光の周波数と、変調器５０３通過後のＰＳＡ５０４において増幅されるレーザー光の周波数とは異なる。このため本実施形態では、変調器５０３としてＤＳＢ−ＳＣ変調器を用いることで、位相関係の確定した光のペアをつくり、非縮退動作による位相感応増幅を行う構成としている。

ＰＳＡ５０４を通過した後の光はフィルタ５０７によって一方の側波帯を取り除いている。これは両側波帯を同時に被測定ファイバに入射した場合に、変調側波帯の反射光同士の干渉によるビートによって反射光強度が揺らいでしまうためである。本実施形態では光フィルタ５０７によって一方の変調側波帯を除去しているが、ＡＯ（Acoust Optical）変調器を参照光経路（光カプラＡ（５０６）と光カプラＣ（５０９）との間の光経路）に用いることでも変調側波帯の反射光同士の干渉によるビートを測定結果から分離することは可能である。

周波数変調されＰＳＡ５０４およびフィルタ５０７を通過した光を光カプラＡ（５０６）によって分岐し、一方はサーキュレータ５０７を介して５ｋｍ長の被測定ファイバ（ＦＵＴ）へ入射し、他方は参照光として参照光経路へと入射した。ＦＵＴからの反射光及び散乱光を光カプラＢ５０９にて参照光と合波し、反射点からの距離に依存したビート信号を得た。図６に測定したＦＵＴの反射率分布を示す。

図６（ａ）に示すように、ＦＵＴ終端におけるフレネル反射ピーク及びレイリー後方散乱光が観測された。ファイバ終端におけるフレネル反射ピークの分解能を測定したところ、図６（ｂ）に示すように、ＰＳＡを用いた本実施例の構成においては３．１ｃｍの分解能を達成できた。従来のＥＤＦＡを用いた構成で同じＦＵＴを測定し、同様に分解能を測定したところ、図６（ｃ）に示すように、分解能は５．２ｃｍであった。以上から、ＰＳＡを用いてＣ−ＯＦＤＲを構成することで分解能を改善できることが分かる。

本実施形態におけるＰＳＡは、周期的に分極反転された二次非線形光学材料としてＺｎを添加したニオブ酸リチウム（ＬｉＮｂＯ３）を用いたが、ニオブ酸リチウムに限定されるものではなく、タンタル酸リチウム（ＬｉＴａＯ３）、ニオブ酸リチウムとタンタル酸リチウムの混晶（ＬｉＮｂ(x)Ｔａ(1-x)Ｏ３（０≦ｘ≦１））、ニオブ酸カリウム（ＫＮｂＯ３）、チタニルリン酸カリウム（ＫＴｉＯＰＯ４）等に代表される二次非線形光学材料であれば同様の効果が得られる。また二次非線形光学材料の添加物に関しても、Ｚｎをに限定されるものではなく、Ｚｎの代わりにＭｇ、Ｚｎ、Ｓｃ、Ｉｎ、Ｆｅを用いても良く、もしくは添加物を添加しなくてもよい。

１２，３０２ 光源
１４，１８，３０４，４０３，４１３，５０２，５０６，５０９ 光カプラ
１６，５０７ サーキュレータ
２０ 受光部
２２ 解析装置
５０ 被測定ファイバ（ＦＵＴ）
１００ 光周波数領域反射測定装置（Ｃ−ＯＦＤＲ）
３００，４００，５０４ 位相感応光増幅器（ＰＳＡ）
３０１ 位相感応光増幅部
３０３ 励起光位相制御部
４０２ 偏波コントローラ
４０４ エルビウム添加ファイバレーザー増幅器（ＥＤＦＡ）
４０５ 二次非線形光学素子（高調波発生（ＳＨＧ）モジュール）
４０６，４１１ ＰＰＬＮ導波路
４０７，４１０，４１２ ダイクロイックミラー
４０８ 偏波保持ファイバ
４０９ 二次非線形光学素子（光パラメトリック増幅（ＯＰＡ）モジュール）
４１４ 光検出器
４１５ ＰＬＬ
４１７ 光ファイバ伸長器
５００ 位相感応増幅器を用いた光ファイバ反射率分布測定システム
５０１ 光源，狭線幅ファイバレーザー（ＦＬ）
５０３ ＤＳＢ−ＳＣ変調器
５０８ コネクタ
５１０ 受光器
５１２ ＡＤ変換器
５１３ コンピュータ
５１４ トリガ部
５１５ 信号発生器

Claims (6)

1. コヒーレント光を出射する光源からの光を第１の光と第２の光に分岐する分岐手段と、
   前記第１の光を時間に対して線形に光周波数を掃引して、第３の光を出力する変調手段と、
   前記第２の光を励起光として用いて前記第３の光を増幅する位相感応増幅器と、
   前記増幅した第３の光を第４の光と第５の光に分岐する第２の分岐手段と、
   前記第４の光を測定光として被測定対象へ入射して前記被測定対象で反射された前記第４の光の反射光と、前記第５の光である参照光とを合波する合波手段であり、前記反射光と前記参照光との干渉波を生成する、合波手段と、
   前記干渉波を光検出して干渉信号を得る手段と、
   前記干渉信号を周波数解析する解析手段と
   を備えた、前記被測定対象における光の伝播方向の反射率の分布を測定するコヒーレント光周波数領域リフレクトメトリ測定装置であって、
   前記位相感応増幅器はパラメトリック増幅の効果を利用する位相感応光増幅器である、ことを特徴とするコヒーレント光周波数領域リフレクトメトリ測定装置。
2. 前記変調手段は、搬送波を抑圧し、搬送波スペクトルを中心に一次の両側波帯を発生させることを特徴とする請求項１に記載のコヒーレント光周波数領域リフレクトメトリ測定装置。
3. 前記変調手段と前記第２の分岐手段との間に、前記両側波帯のうちどちらか一方を分離する光フィルタを備えることを特徴とする請求項２に記載のコヒーレント光周波数領域リフレクトメトリ測定装置。
4. 前記第２の分岐手段と前記合波手段との間の前記参照光が伝搬する経路に音響工学効果を利用する変調器を備えたことを特徴とする請求項２に記載のコヒーレント光周波数領域リフレクトメトリ測定装置。
5. 前記パラメトリック増幅の効果を利用する位相感応光増幅器は、パラメトリック増幅を行う媒質が周期的に分極反転された２次非線形光学材料である、ことを特徴とする請求項１乃至４のいずれかに記載のコヒーレント光周波数領域リフレクトメトリ測定装置。
6. 前記パラメトリック増幅を行う媒質が周期的に分極反転された２次非線形光学材料は、ＬｉＮｂＯ₃、ＫＮｂＯ₃、ＬｉＴａＯ₃、ＬｉＮｂ_xＴａ_1-xＯ ₃（０≦ｘ≦１）またはＫＴｉＯＰＯ_４、あるいは、ＬｉＮｂＯ₃、ＫＮｂＯ₃、ＬｉＴａＯ₃、ＬｉＮｂ_xＴａ_1-xＯ ₃（０≦ｘ≦１）またはＫＴｉＯＰＯ_４に、Ｍｇ、Ｚｎ、Ｆｅ、ＳｃおよびＩｎの少なくとも一種を添加物として含有した材料である、ことを特徴とする請求項５に記載のコヒーレント光周波数領域リフレクトメトリ測定装置。

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