JP2015220627A - 光送信器および線形性調整方法 - Google Patents

Abstract

【課題】スペクトルアナライザなどの測定装置を用いることなくドライバアンプの線形性を自動で検出し、最適な線形性となるようバイアス電圧を調整可能とする。
【解決手段】ドライバアンプ２０に、光変調駆動信号のＰｅａｋ振幅値を検出するＰｅａｋ出力振幅検出部２１と、光変調駆動信号のＲＭＳ振幅値を検出するＲＭＳ出力振幅検出部２２とを設け、線形性調整時、ＤＳＰ−ＬＳＩ１０から出力された一定周波数の正弦波からなるトレーニング信号を増幅して得られた光変調駆動信号のＰｅａｋ振幅値およびＲＭＳ振幅値を検出し、制御回路３３が、これらＰｅａｋ振幅値およびＲＭＳ振幅値から当該ドライバアンプ２０の線形性を示す線形性指標値を算出し、当該線形性指標値が要求範囲を満足するまで、当該ドライバアンプ２０の線形性調整用バイアス電圧を調整出力する。
【選択図】 図１

Description

本発明は、光通信技術に関し、特に光送信器（または光送受信器）の光変調器やレーザーを駆動するドライバアンプの線形性を最適化させるための線形性調整技術に関する。

近年、光通信システムの高速・大容量・長距離化に向けてデジタル信号処理（ＤＳＰ：Digital Signal Processing）とコヒーレント検波を組み合わせたデジタルコヒーレント技術や多値変調技術が、注目を集めている。現在、最も導入が進んでいる、１波長あたりの伝送レートが１００Ｇｂ／ｓの変調方式の１つとして、ＰＤＭ−ＱＰＳＫ（Polarization Division Multiplexed-Quadrature Phase Shift Keying：偏波分割多重−４位相偏移変調）方式がある。このＰＤＭ−ＱＰＳＫ方式では、１００Ｇｂ／ｓシステムの高密度化に向けて、送信端でナイキストフィルタなどのデジタル信号処理を適用することが検討されている。さらには、１００Ｇｂ／ｓを超える伝送レートに対応するためにＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation：直角位相振幅変調）などの高次の変調方式を用いた伝送技術の研究開発も進んでいる。

図８は、１００Ｇｂ／ｓのコヒーレント光送受信器の構成例（送信部のみ）である。コヒーレント光受信器の送信部に入力された電気信号は、ＤＳＰ−ＬＳＩによって主にＦＥＣ（Forward Error Correction：前方誤り訂正）符号化と変調方式に応じたシンボルマッピングが行われる。１００Ｇｂ／ｓシステムの変調方式は、ＰＤＭ−ＱＰＳＫのためＤＳＰ−ＬＳＩの出力電気信号はバイナリ（２値）信号である。ＤＳＰ−ＬＳＩの出力電気信号はドライバアンプによって増幅された後、光変調器によって光信号へ変換され、送信側光ファイバへ入力される。制御回路はドライバ回路のバイアス電圧や光変調器のバイアス電圧を調整する。図８の構成では光変調器を駆動する電気信号はバイナリ信号であるため、ドライバアンプは駆動波形のＥｙｅ開口を改善するためにリミット動作となる。つまり、ドライバアンプには線形性は求められない。

図９は、高次変調方式対応のコヒーレント光送受信器の構成例（送信部のみ）である。ここでは、送信端でのデジタル信号処理適用および高次変調方式対応が可能なコヒーレント光送受信器が示されており、対応可能な高次変調方式としてはＱＡＭ他がある。ＤＳＰ−ＬＳＩでは、ＦＥＣ符号化やシンボルマッピングの他に、波長分散の予等化、ＷＤＭ（Wavelength Division Multiplexing：波長多重）伝送時の隣接チャネルからのクロストークを抑圧するための信号スペクトル整形などの処理が付加される。伝送レート、変調方式、伝送路の状態などに応じて、それらの機能を使い分けることになる。なお、ＤＳＰ−ＬＳＩでの処理の順番は、これに限るものではない。

図９のコヒーレント光送受信器は図８のそれと比べ、ドライバアンプに線形性が求められる、という点が大きく異なる。図８のコヒーレント光送受信器の変調方式はＰＤＭ−ＱＰＳＫであり、送信端でのデジタル信号処理を行わないため、ドライバアンプへの入力信号はバイナリ信号である。一方、図９のコヒーレント光送受信器の場合には、送信端でデジタル信号処理を施す場合やＱＡＭのように振幅変調を伴う変調方式を用いる場合、ドライバアンプへの入力信号はアナログ信号となる。このため、ドライバアンプは、アナログ信号を線形に増幅し、光変調器を駆動する必要がある。

一般に、ドライバアンプは線形性調整端子を有し、その端子へ与えるバイアス電圧を調整することで線形性を任意に設定することができる。高い線形性を確保するためには、ドライバアンプにより多くの電流を流すバイアス設定となり、ドライバアンプの消費電力が高くなる。一方、ドライバアンプに求められる線形性は、変調方式や送信端デジタル信号処理に依存する。例えば、変調方式が１６ＱＡＭ（16 Quadrature Amplitude Modulation）の場合、ＱＰＳＫと比べドライバアンプには高い線形性が求められる。このため、変調方式や送信端信号処理に応じてドライバアンプの線形性と消費電力を最適化する、つまり線形性調整端子に与えるバイアス電圧をアナログ的（連続的）に調整する必要がある。

これまで説明してきたデジタルコヒーレント技術に基づいた光送受信器は主として長距離通信に用いられる。一方、データセンタ間やサーバ間といった短距離用通信にはイーサネット（登録商標）規格に準じた光送受信器が用いられる。現在１００ＧｂＥ（ギガビットイーサネット）の次の規格として４００ＧｂＥの検討が進んでいる。１００ＧｂＥ光送受信器の変調方式はオンオフ変調であったが４００ＧｂＥ光送受信器の変調方式は伝送速度を上げるためＰＡＭ（Pulse Amplitude Modulation）変調やＤＭＴ（Discrete Multi-Tone）変調といった新たな変調方式が検討されている。

図１０は、４００ＧｂＥ光送受信器の構成例（送信部のみ）である。４００ＧｂＥの変調方式や波長多重数は検討中であるが、ここでは変調方式としてＰＡＭ４、波長多重数４と仮定する。４００ＧｂＥ光送受信器の送信部に入力された電気信号はＡＳＳＰ（Application Specific Standard Produce）により多重化され、ＰＡＭ４変調により４値のデジタル電気信号に変換された後、ＡＳＳＰの出力部であるＤ／Ａ変換器から４値のアナログ電気信号として出力される。ドライバアンプは４値の電気信号を線形増幅し、異なる波長で発進したレーザー（ＬＤ）を駆動して光ＰＡＭ４信号が生成される。これらの４波の光信号が合波器を介して送信側光ファイバへ入力される。

１００ＧｂＥ光送受信器の変調方式はオンオフ変調のため電気信号はバイナリ（２値）信号であり、ドライバアンプはリミット動作となり線形性は求められない。一方、４００ＧｂＥ光送受信器では変調方式がＰＡＭ変調、つまり振幅変調のため電気信号はバイナリ信号ではなく、ドライバアンプには線形性が求められる。
変調方式がＤＭＴの場合でもＡＳＳＰの出力はアナログ信号となるため、ドライバアンプには線形性が求められる。

Y.Miyamoto and S.Suzuki，"Advanced Optical Modulation and Multiplexing Technologies for High-Capacity OTN Based on 100 Gb/s Channel and Beyond"，IEEE Commun.Mag.，vol.48，no.3，pp.s65-s72，2010

通常、ドライバアンプの線形性は、線形性調整端子に与えるバイアス電圧によって調整する。しかし、ドライバアンプを構成するトランジスタの閾値電圧のバラつきのため、４台のドライバアンプの線形性調整端子に同じバイアス電圧を与えたとしても、４台のドライバアンプの線形性は一様でない。また、線形性調整端子にバイアス電圧を与える制御回路の出力電圧誤差も、４台のドライバアンプの線形性が一様とならない一因となる。

このため、変調方式が１６ＱＡＭであり、ドライバアンプに高い線形性が求められているにも関わらず、４台のドライバアンプのうちいずれか１台でも十分な線形性が確保できていない場合、すなわちドライバアンプの出力信号が歪んでいる場合には、光送受信器さらには光通信システム全体の特性が劣化する。

また、ドライバアンプの線形性の測定は、通常、スペクトルアナライザなどの測定装置を用いて行われる。しかしながら、光送受信器にドライバアンプが実装された状態では、すでにドライバアンプの出力端子が光変調器の入力端子に接続されている。このため、スペクトルアナライザを用いて測定することができず、ドライバアンプの実際の線形性を測定器で評価することはできない。

本発明はこのような課題を解決するためのものであり、スペクトルアナライザなどの測定装置を用いることなくドライバアンプの線形性を自動で検出し、線形性を最適化できる線形性調整技術を提供することを目的としている。

このような目的を達成するために、本発明にかかる光送信器は、入力された送信データをデジタル信号処理して光変調に用いるシンボルを示す複数のアナログ電気信号を出力するＬＳＩと、前記アナログ電気信号ごとに設けられて、当該アナログ電気信号を増幅して光変調駆動信号を出力する複数のドライバアンプと、これらドライバアンプからの光変調駆動信号に基づき光変調して出力する光変調器と、前記ドライバアンプの前記光変調駆動信号の振幅値に基づき算出した当該ドライバアンプの線形性指標値に基づいて、当該ドライバアンプの線形性調整を行う制御回路とを備えている。

また、本発明にかかる上記光送信器の一構成例は、前記ドライバアンプが、前記光変調駆動信号のＰｅａｋ振幅値を検出するＰｅａｋ出力振幅検出部と、前記光変調駆動信号のＲＭＳ振幅値を検出するＲＭＳ出力振幅検出部とを有し、前記制御回路は、前記ドライバアンプで検出された前記Ｐｅａｋ振幅値および前記ＲＭＳ振幅値から、前記線形性指標値を算出するようにしたものである。

また、本発明にかかる上記光送信器の一構成例は、前記線形性指標値が、前記Ｐｅａｋ振幅値を前記ＲＭＳ振幅値で除算したＰｅａｋ／ＲＭＳ値、または当該Ｐｅａｋ／ＲＭＳ値から算出したＴＨＤ（Total Harmonic Distortion）からなるものである。

また、本発明にかかる上記光送信器の一構成例は、前記ＬＳＩが、前記線形性調整の際、一定周波数の正弦波からなるトレーニング信号を出力し、前記Ｐｅａｋ出力振幅検出部は、前記ドライバアンプで増幅された前記トレーニング信号のＰｅａｋ振幅値を検出するとともに、前記ＲＭＳ出力振幅検出部は、前記ドライバアンプで増幅された前記トレーニング信号のＲＭＳ振幅値を検出するようにしたものである。

また、本発明にかかる上記光送信器の一構成例は、前記制御回路が、前記線形性指標値が予め設定されている要求範囲に含まれるまで、前記ドライバアンプの線形性を調整するようにしたものである。

また、本発明にかかる上記光送信器の一構成例は、前記光変調器が、前記各ドライバアンプからの光変調駆動信号に基づいて、光源からの連続光をデジタル光変調することにより、コヒーレント光信号を生成して出力するようにしたものである。

また、本発明にかかる上記光送信器の一構成例は、前記光変調器が、前記各ドライバアンプからの光変調駆動信号に基づいて、それぞれ個別の光源を変調駆動し、これら光源から得られた光信号を合波器で合波することによりイーサネット光信号を生成して出力するようにしたものである。

また、本発明にかかる線形性調整方法は、入力された送信データをデジタル信号処理して得られた複数のアナログ電気信号をドライバアンプで増幅し、得られた光変調駆動信号に基づき光変調した光信号を送信する光送信器で用いられて、前記ドライバアンプの線形性を調整する線形性調整方法であって、前記ドライバアンプで得られた前記光変調駆動信号の振幅値を検出する振幅検出ステップと、前記振幅値に基づき算出した当該ドライバアンプの線形性指標値に基づいて、当該ドライバアンプの線形性調整を行う制御ステップと を備えている。

本発明によれば、スペクトルアナライザなどの測定装置を用いることなくドライバアンプ２０の線形性を自動で検出し、最適な線形性となるようバイアス電圧を調整することができ、結果として、光送受信器さらには光通信システム全体の特性を維持することが可能となる。

第１の実施の形態にかかるコヒーレント光送受信器の要部構成を示すブロック図である。 ドライバアンプの線形性調整処理を示すフローチャートである。 歪みのない理想的な正弦波からなる出力波形例である。 歪み特性モデルとしてｔａｎｈ関数を用いたときの出力波形例である。 ＴＨＤとＰｅａｋ／ＲＭＳ値との関係を示すグラフである。 第２の実施の形態にかかる光送受信器の要部構成を示すブロック図である。 第３の実施の形態にかかる光送受信器の要部構成を示すブロック図である。 １００Ｇｂ／ｓのコヒーレント光送受信器の構成例（送信部のみ）である。 高次変調方式対応のコヒーレント光送受信器の構成例（送信部のみ）である。 ４００ＧｂＥ光送受信器の構成例（送信部のみ）である。

次に、本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。
［第１の実施の形態］
まず、図１を参照して、本発明の第１の実施の形態にかかるコヒーレント光送受信器１について説明する。図１は、第１の実施の形態にかかるコヒーレント光送受信器の要部構成を示すブロック図である。

本実施の形態にかかるコヒーレント光送受信器１は、ＤＳＰ−ＬＳＩとドライバアンプの連携動作によってドライバアンプの線形性を測定し、その測定結果に基づきドライバアンプの線形性調整端子に与えるバイアス電圧を再調整するようにしたものである。なお、各実施の形態では、本発明を適用する機器として光送受信器を例に説明するが、本発明の特徴は送信部に関するものであり、少なくとも送信部を備えていれば本発明を適用可能である。このため、本発明における光送信器には、送信部を備える光送受信器も含まれるものとする。

図１には、コヒーレント光送受信器１の要部として、４チャンネルの信号を処理する送信部に関する構成が示されており、主な機能部として、ＤＳＰ−ＬＳＩ１０、ドライバアンプ２０、光源３１、光変調器３２、および制御回路３３が設けられている。
また、ＤＳＰ−ＬＳＩ１０には、主な処理部として、信号処理部１１、Ｄ／Ａ変換器１２、およびパターン記憶部１３が設けられている。

ＤＳＰ−ＬＳＩ１０は、信号処理部１１により、入力された４チャンネルの送信データＳＩＮをＤＳＰ（Digital Signal Processor）でデジタル信号処理して光変調に用いるシンボルを示す複数のデジタル電気信号ＳＤを生成し、これらデジタル電気信号をそれぞれ個別のＤ／Ａ変換器１２によりアナログ電気信号ＳＡに変換して出力する機能を有している。

ドライバアンプ２０は、Ｄ／Ａ変換器１２ごとに設けられて、当該Ｄ／Ａ変換器１２からのアナログ電気信号ＳＡをそれぞれ増幅し、光変調駆動信号ＳＰとして出力する機能を有している。
光変調器３２は、各ドライバアンプ２０からの光変調駆動信号ＳＰに基づいて、光源３１からの連続光をデジタル光変調することによりデジタルコヒーレント光信号を生成して出力する機能を有している。
制御回路３３は、各ドライバアンプ２０の線形性調整を行う機能を有している。

本実施の形態にかかるコヒーレント光送受信器１は、各ドライバアンプ２０に、２種類の出力振幅検出部、すなわちＰｅａｋ（ピーク）出力振幅検出部２１とＲＭＳ（Root Mean Square：二乗平均平方根）出力振幅検出部２２とを設け、制御回路３３により、これらＰｅａｋ振幅値およびＲＭＳ振幅値から算出したドライバアンプ２０の線形性を示す線形性指標値に基づき、ドライバアンプ２０の線形性を調整する点が、従来のコヒーレント光送受信器と異なる。その他構成については、従来のコヒーレント光送受信器と同様である。

Ｐｅａｋ出力振幅検出部２１は、ドライバアンプ２０の光変調器３２へ出力の出力振幅のＰｅａｋ−ｔｏ−ｐｅａｋ値を検出して制御回路３３へ出力する機能を有している。
ＲＭＳ出力振幅検出部２２は、ドライバアンプ２０の出力振幅のＲＭＳ値をそれぞれ検出して制御回路３３へ出力する機能を有している。
これらＰｅａｋ出力振幅検出部２１およびＲＭＳ出力振幅検出部２２は、一般的で簡易なアナログ回路により実現すればよい。

［第１の実施の形態の動作］
次に、図２を参照して、本実施の形態にかかるコヒーレント光送受信器１の動作として、ドライバアンプ２０の線形性調整動作について説明する。図２は、ドライバアンプの線形性調整処理を示すフローチャートである。
コヒーレント光送受信器１は、コヒーレンと光送受信器の立ち上げ時、光源３１の波長調整などと並行して、ドライバアンプ２０ごとに図２の線形性調整処理を実行する。

まず、ＤＳＰ−ＬＳＩ１０は、線形性調整時、制御回路３３からの制御信号ＣＮＴに応じて、各Ｄ／Ａ変換器１２から予め指定された一定周波数の正弦波からなるトレーニング信号を出力する（ステップ１００）。この際、Ｄ／Ａ変換器１２に入力されるデジタル正弦波信号パターンは、例えばＤＳＰ−ＬＳＩ内のパターン記憶部１３に予め設定されており、線形性調整時のみ、このパターン記憶部１３からデジタル正弦波信号パターンを読み出してＤ／Ａ変換器１２から出力する。

ドライバアンプ２０は、Ｄ／Ａ変換器１２から出力されたトレーニング信号を増幅し、ドライバ出力信号ＳＰとして出力する。この際、Ｐｅａｋ出力振幅検出部２１およびＲＭＳ出力振幅検出部２２は、ドライバ出力信号ＳＰのＰｅａｋ振幅値とＲＭＳ振幅値を検出し（ステップ１０１）、これら振幅値ＰＲを制御回路３３へ出力する。

ここで、Ｄ／Ａ変換器１２から出力された正弦波信号がドライバアンプ２０で歪みなく線形増幅され、ドライバアンプ２０のドライバ出力信号ＳＰも歪みのない理想的な正弦波信号と仮定した場合、出力信号のＰｅａｋ振幅値をＲＭＳ振幅値で除算した値、すなわちＰｅａｋ／ＲＭＳ値は理論的に２．８３となる。
一方、Ｄ／Ａ変換器１２から出力された正弦波信号がドライバアンプ２０によって歪んで増幅された場合、Ｐｅａｋ／ＲＭＳ値は２．８３より小さな値となる。

図３は、歪みのない理想的な正弦波からなる出力波形例であり、図４は、歪み特性モデルとしてｔａｎｈ関数を用いたときの出力波形例である。
図３のように歪みのない理想的な正弦波の場合、Ｐｅａｋ／ＲＭＳ値は２．８３である。一方、歪んだ波形のＰｅａｋ／ＲＭＳ値は２．８３より小さく、例えば、図４のように、歪み特性モデルとしてｔａｎｈ関数を用いた場合、Ｐｅａｋ／ＲＭＳ値は２．４０となった。

一般に、ドライバアンプの線形性は、ＴＨＤ（Total Harmonic Distortion）という線形性指標で表される。ドライバアンプに求められるＴＨＤの値は変調方式や用いる送信端デジタル信号処理によって異なり、それぞれに要求される要求範囲が存在する。また、ドライバアンプの歪み特性をモデル化することで、ＴＨＤとＰｅａｋ／ＲＭＳ値は関連付けることができる。
したがって、ドライバアンプ２０で増幅して得られた光変調駆動信号のＰｅａｋ／ＲＭＳ値を読み取ることで、ドライバアンプの線形性をスペクトルアナライザなどの測定装置を用いることなく、コヒーレント光送受信器に搭載された機能を用いるだけで測定することができる。

制御回路３３は、このようにして、ドライバアンプ２０のＰｅａｋ出力振幅検出部２１およびＲＭＳ出力振幅検出部２２で検出されたＰｅａｋ振幅値とＲＭＳ振幅値を計測して、Ｐｅａｋ／ＲＭＳ値を算出し（ステップ１０２）、予め設定されているＰｅａｋ／ＲＭＳ値とＴＨＤとの対応関係に基づき、このＰｅａｋ／ＲＭＳ値からドライバアンプ２０の線形性を示す線形性指標値としてＴＨＤを算出する（ステップ１０３）。
続いて、制御回路３３は、算出したＴＨＤと予め設定されている線形性の要求範囲とを比較する（ステップ１０４）。

ここで、算出したＴＨＤが要求範囲外である場合（ステップ１０４：ＮＯ）、制御回路３３は、ドライバアンプ２０の線形性調整端子に与えるバイアス電圧ＶＢを、ＴＨＤが要求範囲から外れた方向に応じて、線形性が改善させる方向へ調整し（ステップ１０５）、ステップ１０１へ戻って、再度Ｐｅａｋ／ＲＭＳ値を計算する。線形性調整端子は、一般的なドライバアンプに広く設けられている。なお、ドライバアンプ２０に搭載されている線形性調整機能を用いるのではなく、ＤＳＰ−ＬＳＩ１０に搭載されているリニアライザを調整することにより、ドライバアンプ２０で得られる光変調駆動信号の線形性を調整するようにしてもよい。

一方、算出したＴＨＤが要求範囲内である場合（ステップ１０４：ＹＥＳ）、ドライバアンプ２０の線形性調整端子に与えるバイアス電圧ＶＢの設定を変更する必要がない。このため、ＤＳＰ−ＬＳＩ１０は、トレーニング信号の出力を停止し（ステップ１０６）、一連の処理を終了する。
これにより、ＴＨＤが要求範囲内となるまで、ドライバアンプ２０の線形性が調整される。

図５は、ＴＨＤとＰｅａｋ／ＲＭＳ値との関係を示すグラフである。このように、線形性の要求値であるＴＨＤとＰｅａｋ／ＲＭＳ値の相関が取れている場合は、Ｐｅａｋ／ＲＭＳ値をＴＨＤに換算する必要はなく、Ｐｅａｋ／ＲＭＳ値からなる線形性指標値をもとに、ドライバアンプ２０の線形性を調整してもよい。

［第１の実施の形態の効果］
このように、本実施の形態は、ドライバアンプ２０に、光変調駆動信号のＰｅａｋ振幅値を検出するＰｅａｋ出力振幅検出部２１と、光変調駆動信号のＲＭＳ振幅値を検出するＲＭＳ出力振幅検出部２２とを設け、線形性調整時、ＤＳＰ−ＬＳＩ１０から出力された一定周波数の正弦波からなるトレーニング信号を増幅して得られた光変調駆動信号のＰｅａｋ振幅値およびＲＭＳ振幅値を検出し、制御回路３３が、これらＰｅａｋ振幅値およびＲＭＳ振幅値から当該ドライバアンプ２０の線形性を示す線形性指標値を算出し、当該線形性指標値が要求範囲を満足するまで、当該ドライバアンプ２０の線形性調整用バイアス電圧を調整出力するようにしたものである。

具体的には、線形性指標値として、Ｐｅａｋ振幅値をＲＭＳ振幅値で除算したＰｅａｋ／ＲＭＳ値、または当該Ｐｅａｋ／ＲＭＳ値から算出したＴＨＤ（Total harmonic distortion）を用いるようにしたものである。
これにより、スペクトルアナライザなどの測定装置を用いることなくドライバアンプ２０の線形性を自動で検出し、最適な線形性となるようバイアス電圧を調整することができ、結果として、光送受信器１さらには光通信システム全体の特性を維持することが可能となる。

［第２の実施の形態］
次に、図６を参照して、本発明の第２の実施の形態にかかる光送受信器１について説明する。図６は、第２の実施の形態にかかる光送受信器の要部構成を示すブロック図である。

前述した第１の実施の形態にかかる光送受信器１は、ＤＳＰ−ＬＳＩ１０とドライバアンプ２０が１つの送信器内に配置された、いわゆるトランシーバやラインカードを想定した構成となっているが、本発明はこれら構成に限定されるものではない。

例えば、図６の例は、ＤＳＰ−ＬＳＩ１０をホストボード１Ａに実装し、ドライバアンプ２０、光変調器３２、および制御回路３３をＣＦＰ２／４モジュール１Ｂに搭載した構成である。この際、ホストボード１ＡとＣＦＰ２／４モジュール１Ｂとは、ブラガブルコネクタ１Ｃにより活線挿抜可能に接続されている。

このように、ＣＦＰ２／４モジュール１Ｂ内の制御回路３３によってドライバアンプ２０のＰｅａｋ／ＲＭＳ値を求めて、ドライバアンプ２０の線形性の最適化を行うこともできる。
また、制御回路３３については、ＣＦＰ２／４モジュール１Ｂ内ではなく、ＤＳＰ−ＬＳＩ１０が実装されたホストボード１Ａに配置してもよい。

［第３の実施の形態］
次に、図７を参照して、本発明の第３の実施の形態にかかる光送受信器１について説明する。図７は、第３の実施の形態にかかる光送受信器の要部構成を示すブロック図である。
前述した第１および第２の実施の形態では、長距離光通信用のコヒーレント光送受信器１を例として説明したが、本発明はこれに限定されるものではない。本実施の形態では、短距離通信用である４００Ｇビットイーサネット（４００ＧｂＥ）対応のイーサネット光送受信器１Ｅに本発明を適用した場合の実施例を示す。

本実施の形態にかかるイーサネット光送受信器１Ｅにおいて、各ドライバアンプ２０に、２種類の出力振幅検出部、すなわちＰｅａｋ出力振幅検出部２１とＲＭＳ出力振幅検出部２２とを設け、制御回路３３により、これらＰｅａｋ振幅値およびＲＭＳ振幅値から算出したドライバアンプ２０の線形性を示す線形性指標値に基づき、ドライバアンプ２０の線形性を調整する点が、従来のイーサネット光送受信器と異なる。

ＡＳＳＰ（Application Specific Standard Product）１０Ａは、予め各種の信号処理回路が搭載されている汎用ＬＳＩであり、信号処理部１１により、入力された４チャンネルの送信データＳＩＮをデジタル信号処理して光変調に用いるシンボルを示す複数のデジタル電気信号ＳＤを生成し、これらデジタル電気信号をそれぞれ個別のＤ／Ａ変換器１２によりアナログ電気信号ＳＡに変換して出力する機能を有している。その他構成については、従来のイーサネット光送受信器と同様である。

Ｐｅａｋ出力振幅検出部２１は、ドライバアンプ２０光変調器３２へ出力の出力振幅のＰｅａｋ−ｔｏ−ｐｅａｋ値を検出して制御回路３３へ出力する機能を有している。
ＲＭＳ出力振幅検出部２２は、ドライバアンプ２０の出力振幅のＲＭＳ値をそれぞれ検出して制御回路３３へ出力する機能を有している。
これらＰｅａｋ出力振幅検出部２１およびＲＭＳ出力振幅検出部２２は、一般的で簡易なアナログ回路により実現すればよい。

本実施の形態にかかるイーサネット光送受信器１Ｅでのドライバアンプ２０の線形性調整処理は、前述した図２と同様である。すなわち、ドライバアンプ２０が、Ｄ／Ａ変換器１２から出力されたトレーニング信号を増幅し、Ｐｅａｋ出力振幅検出部２１およびＲＭＳ出力振幅検出部２２が、ドライバ出力信号ＳＰのＰｅａｋ振幅値とＲＭＳ振幅値を検出し、制御回路３３がこれらＰｅａｋ振幅値およびＲＭＳ振幅値から算出したドライバアンプ２０の線形性を示す線形性指標値に基づき、ドライバアンプ２０の線形性を調整する。

このようにして、長距離光通信用のコヒーレント光送受信器だけでなく、短距離通信用である４００Ｇビットイーサネット（４００ＧｂＥ）対応のイーサネット光送受信器１Ｅに対しても本発明を適用でき、前述と同様に、スペクトルアナライザなどの測定装置を用いることなくドライバアンプ２０の線形性を自動で検出し、最適な線形性となるようバイアス電圧を調整することができ、結果として、光送受信器１さらには光通信システム全体の特性を維持することが可能となる。

［実施の形態の拡張］
以上、実施形態を参照して本発明を説明したが、本発明は上記実施形態に限定されるものではない。本発明の構成や詳細には、本発明のスコープ内で当業者が理解しうる様々な変更をすることができる。また、各実施形態については、矛盾しない範囲で任意に組み合わせて実施することができる。

１…コヒーレント光送受信器、１０…ＤＳＰ−ＬＳＩ、１１…信号処理部、１２…Ｄ／Ａ変換器、１３…パターン記憶部、２０…ドライバアンプ、２１…Ｐｅａｋ出力振幅検出部、２２…ＲＭＳ出力振幅検出部、３１…光源、３２…光変調器、３３…制御回路。

Claims (8)

1. 入力された送信データをデジタル信号処理して光変調に用いるシンボルを示す複数のアナログ電気信号を出力するＬＳＩと、
   前記アナログ電気信号ごとに設けられて、当該アナログ電気信号を増幅して光変調駆動信号を出力する複数のドライバアンプと、
   これらドライバアンプからの光変調駆動信号に基づき光変調して出力する光変調器と、
   前記ドライバアンプの前記光変調駆動信号の振幅値に基づき算出した当該ドライバアンプの線形性指標値に基づいて、当該ドライバアンプの線形性調整を行う制御回路と
   を備えることを特徴とする光送信器。
2. 請求項１に記載の光送信器において、
   前記ドライバアンプは、前記光変調駆動信号のＰｅａｋ振幅値を検出するＰｅａｋ出力振幅検出部と、前記光変調駆動信号のＲＭＳ振幅値を検出するＲＭＳ出力振幅検出部とを有し、
   前記制御回路は、前記ドライバアンプで検出された前記Ｐｅａｋ振幅値および前記ＲＭＳ振幅値から、前記線形性指標値を算出することを特徴とする光送信器。
3. 請求項２に記載の光送信器において、
   前記線形性指標値は、前記Ｐｅａｋ振幅値を前記ＲＭＳ振幅値で除算したＰｅａｋ／ＲＭＳ値、または当該Ｐｅａｋ／ＲＭＳ値から算出したＴＨＤ（Total Harmonic Distortion）からなることを特徴とする光送信器。
4. 請求項３に記載の光送信器において、
   前記ＬＳＩは、前記線形性調整の際、一定周波数の正弦波からなるトレーニング信号を出力し、
   前記Ｐｅａｋ出力振幅検出部は、前記ドライバアンプで増幅された前記トレーニング信号のＰｅａｋ振幅値を検出するとともに、前記ＲＭＳ出力振幅検出部は、前記ドライバアンプで増幅された前記トレーニング信号のＲＭＳ振幅値を検出する
   ことを特徴とする光送信器。
5. 請求項１〜請求項４のいずれか１つに記載の光送信器において、
   前記制御回路は、前記線形性指標値が予め設定されている要求範囲に含まれるまで、前記ドライバアンプの線形性を調整することを特徴とする光送信器。
6. 請求項１〜請求項５のいずれか１つに記載の光送信器において、
   前記光変調器は、前記各ドライバアンプからの光変調駆動信号に基づいて、光源からの連続光をデジタル光変調することにより、コヒーレント光信号を生成して出力することを特徴とする光送信器。
7. 請求項１〜請求項５のいずれか１つに記載の光送信器において、
   前記光変調器は、前記各ドライバアンプからの光変調駆動信号に基づいて、それぞれ個別の光源を変調駆動し、これら光源から得られた光信号を合波器で合波することによりイーサネット光信号を生成して出力することを特徴とする光送信器。
8. 入力された送信データをデジタル信号処理して得られた複数のアナログ電気信号をドライバアンプで増幅し、得られた光変調駆動信号に基づき光変調した光信号を送信する光送信器で用いられて、前記ドライバアンプの線形性を調整する線形性調整方法であって、
   前記ドライバアンプで得られた前記光変調駆動信号の振幅値を検出する振幅検出ステップと、
   前記振幅値に基づき算出した当該ドライバアンプの線形性指標値に基づいて、当該ドライバアンプの線形性調整を行う制御ステップと
   を備えることを特徴とする線形性調整方法。

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