JP6125988B2

JP6125988B2 - コヒーレントｃｆｐ光送信器および損失特性補償方法

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Publication number: JP6125988B2
Application number: JP2013263315A
Authority: JP
Inventors: 祥吾山中; 宗彦長谷; 秀之野坂
Original assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp
Current assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp
Priority date: 2013-12-20
Filing date: 2013-12-20
Publication date: 2017-05-10
Anticipated expiration: 2033-12-20
Also published as: JP2015119437A

Description

本発明は、光通信技術に関し、特にコヒーレントＣＦＰ光送信器の内部伝送線路に起因する損失特性を補償するための損失特性補償技術に関する。

近年、スマートフォンに代表される情報携帯端末の急速な普及によるモバイルブロードバンドサービスの拡大、クラウドコンピューティングや動画配信などのインターネットサービスの拡大により、通信トラフィックが急激に増加している。このような状況に対応するため、次世代の１００ギガビット光ネットワークの実用化に向けた研究開発の１つとして、プラガブル（活線挿抜可能）なコヒーレントＣＦＰ（１００ＧＦｏｒｍ−ｆａｃｔｏｒＰｌｕｇｇａｂｌｅ）トランシーバの研究開発が進んでいる。

ＣＦＰとは、１００Ｇｂ／ｓのインターフェースを有したプラガブルな光トランシーバのＭＳＡ（Ｍｕｌｔｉ−ＳｏｕｒｃｅＡｇｒｅｅｍｅｎｔ）の１つである（非特許文献１，２など参照）。２０１０年にＩＥＥＥ８０２委員会によって１００ＧｂＥ（ギガビット・イーサネット（登録商標））の標準化が完了し、それらの規格へ準拠したＣＦＰトランシーバはデータセンタ間やサーバ間などの短距離通信に用いられている。

図８は、従来のＣＦＰトランシーバの構成を示すブロック図である。図８に示すように、従来のＣＰＦトランシーバにおいて、ＭＡＣ（ＭｅｄｉａＡｃｃｅｓｓＣｏｎｔｒｏｌ）−ＩＣからの１０Ｇｂ／ｓ×１０の電気信号は、ギアボックスにより２５Ｇｂ／ｓ×４の電気信号に変換される。この後、異なる波長で発振したレーザー（ＬＤ）が、ギアボックスからの２５Ｇｂ／ｓの電気信号でそれぞれ個別に駆動されて、２５Ｇｂ／ｓ×４波長の光信号が生成され、これら４波の光信号が合波器を介して送信側光ファイバへ入力される。

一方、受信側光ファイバを介して伝送されてきた光信号は、分波器によって波長毎に分けられた後、それぞれの波長に対応する４チャネルのフォトダイオード（ＰＤ）とトランスインピーダンスアンプ（ＴＩＡ）によって２５Ｇｂ／ｓ×４の電気信号へ変換される。この後、これら２５Ｇｂ／ｓ×４の電気信号は、ギアボックスにおいて伝送速度とチャネル数が変換され、ＭＡＣ−ＩＣへ送られる。ＭＡＣ−ＩＣはプリント基板上に実装されており、ＣＦＰとプラガブルコネクタを介して接続される。

図９は、ＣＰＦの種別を示す説明図である。ＣＰＦは、その寸法と消費電力によって図９のようにカテゴライズされている。
図１０は、従来のＣＦＰ２／４トランシーバの構成を示すブロック図である。図１０に示すように、従来のＣＦＰ２／４トランシーバでは、モジュールのＩ／Ｏピン数を減らすために、ＭＡＣ−ＩＣとの電気信号のインターフェースが２５Ｇｂ／ｓ×４となる。これにより、ギアボックスが不要となり、代わりにＣＤＲ（ＣｌｏｃｋａｎｄＤａｔａＲｅｃｏｖｅｒｙ）で波形整形してタイミングを行う。Ｌｉｎｅ側（光ファイバ側）のインターフェースは、ＣＦＰと同様で、２５Ｇｂ／ｓのＯｎ／Ｏｆｆｋｅｙｉｎｇ変調された光信号を４波長多重し伝送する。

近年、数１００ｋｍから数１０００ｋｍ程度の長距離光通信用トランシーバに用いられているデジタルコヒーレント光通信技術を、ＣＦＰへの適用が検討されている。デジタルコヒーレント技術とは、無線分野で培われてきたデジタル信号処理（ＤＳＰ）をコヒーレント光ファイバ通信へ適用した技術である。コヒーレント検波とＤＳＰにより受信感度の向上や分散（波長分散や偏波モード分散）による光波形歪み補償を可能とする。

図１１は、従来のコヒーレントＣＦＰトランシーバの構成を示すブロック図である。図１１に示すように、従来のコヒーレントＣＦＰトランシーバにおいて、ＭＡＣ−ＩＣからの２５Ｇｂ／ｓ×４（または１０Ｇｂ／ｓ×１０）の電気信号は、ＤＳＰ−ＬＳＩによって２５Ｇｂ／ｓ×４の信号へ変換される。一般に、ＤＳＰ−ＬＳＩのＬｉｎｅ側送信部は、デジタル／アナログ変換器（ＤＡＣ）であるため、ＤＳＰ−ＬＳＩにおいて任意の送信端ＤＳＰ（フォーマット変換、ナイキストフィルタ、光／電気部品の周波数特性補償、等）を施し、アナログ信号を出力することができる。また、ＤＡＣは単にバイナリ信号を出力してもよい。この後、ＤＳＰ−ＬＳＩからの２５Ｇｂ／ｓ×４の電気信号は、駆動回路（ＤＲＶ．）で増幅された後、光変調器（Ｍｏｄｕｌａｔｏｒ）によって光信号へ変換され、送信側光ファイバへ入力される。

一方、受信側光ファイバを介して伝送されてきた光信号は、ＬＤからの局発光と光復調器（Ｄｅ−Ｍｏｄｕｌａｔｏｒ）により混合され、ＰＤとＴＩＡによって光／電気変換される。ＤＳＰ−ＬＳＩのＬｉｎｅ側受信部は、アナログ／デジタル変換器（ＡＤＣ）であり、ＴＩＡからの２５Ｇｂ／ｓ×４のアナログ電気信号をデジタル電気信号へ変換する。その後、ＤＳＰ−ＬＳＩにおいて波形歪み補償を行い、２５Ｇｂ／ｓ×４（または１０Ｇｂ／ｓ×１０）の電気信号として出力する。

図１１に示すように、ＣＦＰの場合、ＤＳＰ−ＬＳＩをモジュール内に収めることが可能であるが、ＣＦＰ２／４の場合、前述の図９に示したように、寸法と消費電力の観点からＤＳＰ−ＬＳＩをモジュール内に収めることができない。
図１２は、従来のコヒーレントＣＦＰトランシーバ（ＣＦＰ２／４）の構成を示すブロック図である。このため、図１２に示すように、ＤＳＰ−ＬＳＩをモジュール内ではなくプリント基板上に実装し、ＣＦＰ２／４に対応した活線挿抜型の光モジュール内には、駆動回路、光変復調器、ＰＤ、ＴＩＡ、ＬＤのみを有する構成となる。

CFP MSA, Hardware Specification, Revision 1.4, 7 June 2010 CFP MSA, CFP2 Hardware Specification, Revision 1.0, 31 July 2013

前述の図１２に示したように、従来のコヒーレントＣＦＰトランシーバ（ＣＦＰ２／４）では、ＤＳＰ−ＬＳＩはプリント基板上に実装され、活線挿抜型の光モジュールとはプラガブルコネクタを介して接続される。したがって、プリント基板上のＤＳＰ−ＬＳＩからプラガブルコネクタまでの高周波配線と、光モジュール内におけるプラガブルコネクタからＤＲＶ．／ＴＩＡまでの伝送線路とからなる内部伝送線路の総延長が数インチにもなるため、コヒーレントＣＦＰトランシーバ内におけるこれら内部伝送線路での損失が大きくなり電気信号品質が著しく劣化し、システム全体の特性が大きく劣化する原因となる。

このような内部伝送線路での損失に対しては、ＤＳＰ−ＬＳＩが有するデジタルイコライザ機能を利用することで、内部伝送線路の周波数特性に起因する劣化を補償することができる。例えば、ＤＡＣとＤＲＶ．間の伝送路損失は、ＤＳＰ−ＬＳＩの送信端イコライザ（ＴｘＥＱＬ）を用いて予等化することができる。また、ＴＩＡとＡＤＣとの間の伝送路損失は、ＤＳＰ−ＬＳＩの受信端イコライザ（ＲｘＥＱＬ）を用いて等化することができる。一般に、これら送信端／受信端イコライザは、ＦＩＲ（Finite Impulse Response）タイプまたはＩＩＲ (Infinite Impulse Response)タイプのデジタルフィルタで構成され、伝送路損失の周波数特性に応じたタップ係数を設定することで損失を補償することができる。

したがって、コヒーレントＣＦＰトランシーバ（ＣＦＰ２／４）内に存在する内部伝送線路の損失特性に応じたタップ係数を、ＤＳＰ−ＬＳＩの送信端イコライザや受信端イコライザに設定すれば、内部伝送線路での損失を補償することができる。
しかしながら、活線挿抜型の光モジュール内の伝送路設計は、ＣＦＰ２／４のベンダや製品によって異なるため、その損失特性は一様でない。このため、作業者がコヒーレントＣＦＰトランシーバ（ＣＦＰ２／４）で使用する光モジュールに合わせて、デジタルフィルタのタップ係数を個別に設定しておく必要があり、設定作業負担が増大するという問題点があった。

本発明はこのような課題を解決するためのものであり、活線挿抜型の光モジュールに応じたタップ係数の設定作業を必要とすることなく、コヒーレントＣＦＰトランシーバの内部伝送線路の損失特性を補償できる損失特性補償技術を提供することを目的としている。

このような目的を達成するために、本発明にかかるコヒーレントＣＦＰ光送信器は、入力された送信データをデジタル信号処理して光変調に用いるシンボルを示す複数のデジタル電気信号を生成し、これらデジタル電気信号をそれぞれ個別のＤ／Ａ変換器によりアナログ電気信号に変換して出力するＤＳＰ−ＬＳＩと、プラガブルコネクタを介して前記ＤＳＰ−ＬＳＩと電気的に接続されて、前記Ｄ／Ａ変換器ごとに設けられた駆動回路で、当該Ｄ／Ａ変換器からのアナログ電気信号をそれぞれ増幅し、得られた光変調駆動信号に基づき連続光をデジタル光変調することによりデジタルコヒーレント光信号を生成して出力する活線挿抜型の光モジュールと、前記アナログ電気信号が伝搬する前記Ｄ／Ａ変換器から前記駆動回路までの内部伝送線路ごとに、当該内部伝送線路の損失特性を補償するためのタップ係数を計算する制御回路とを備え、前記ＤＳＰ−ＬＳＩは、損失計測時、前記各Ｄ／Ａ変換器から、前記アナログ電気信号に代えて、予め指定された異なる損失計測用周波数の正弦波電気信号を順次切替出力し、前記光モジュールは、前記損失計測時、前記各駆動回路により、当該駆動回路と対応する前記Ｄ／Ａ変換器からの正弦波電気信号の振幅値を前記損失計測用周波数ごとに検出して出力し、前記制御回路は、前記内部伝送線路ごとに、前記駆動回路から出力された前記正弦波電気信号の振幅値を受け取り、これら振幅値からなる当該内部伝送線路に関する損失特性に基づいて、当該損失特性を補償する周波数特性を有するタップ係数を計算して出力し、前記ＤＳＰ−ＬＳＩは、前記内部伝送線路ごとに、前記制御回路から出力された当該内部伝送線路のタップ係数に基づいて、当該内部伝送線路を伝搬するアナログ電気信号と対応するデジタル電気信号をそれぞれデジタルフィルタ処理することにより、当該内部伝送線路で損失する前記各アナログ電気信号の周波数特性を補償するようにしたものである。

また、本発明にかかる上記コヒーレントＣＦＰ光送信器の一構成例は、前記ＤＳＰ−ＬＳＩが、前記損失計測用周波数のうちから選択された少なくとも２つの異なる特定周波数の正弦波電気信号を順次切替出力し、前記制御回路は、前記タップ係数を計算する際、前記駆動回路から出力された前記特定周波数における前記振幅値に基づいて、前記損失特性の各損失計測用周波数における振幅値を内挿または外挿により求めるようにしたものである。

また、本発明にかかる上記コヒーレントＣＦＰ光送信器の一構成例は、前記制御回路が、前記ＤＳＰ−ＬＳＩの内部に実装されている。

また、本発明にかかる損失特性補償方法は、入力された送信データをデジタル信号処理して光変調に用いるシンボルを示す複数のデジタル電気信号を生成し、これらデジタル電気信号をそれぞれ個別のＤ／Ａ変換器によりアナログ電気信号に変換して出力するＤＳＰ−ＬＳＩと、プラガブルコネクタを介して前記ＤＳＰ−ＬＳＩと電気的に接続されて、前記Ｄ／Ａ変換器ごとに設けられた駆動回路で、当該Ｄ／Ａ変換器からのアナログ電気信号をそれぞれ増幅し、得られた光変調駆動信号に基づき連続光をデジタル光変調することによりデジタルコヒーレント光信号を生成して出力する活線挿抜型の光モジュールとを備えるコヒーレントＣＦＰ光送信器で用いられる損失特性補償方法であって、前記アナログ電気信号が伝搬する前記Ｄ／Ａ変換器から前記駆動回路までの内部伝送線路ごとに、当該内部伝送線路の損失特性を補償するためのタップ係数を計算する制御回路を備え、前記ＤＳＰ−ＬＳＩが、損失計測時、前記各Ｄ／Ａ変換器から、前記アナログ電気信号に代えて、予め指定された異なる損失計測用周波数の正弦波電気信号を順次切替出力するステップと、前記光モジュールが、前記損失計測時、前記各駆動回路により、当該駆動回路と対応する前記Ｄ／Ａ変換器からの正弦波電気信号の振幅値を前記損失計測用周波数ごとに検出して出力するステップと、制御回路が、前記アナログ電気信号が伝搬する前記Ｄ／Ａ変換器から前記駆動回路までの内部伝送線路ごとに、前記駆動回路から出力された前記正弦波電気信号の振幅値を受け取り、これら振幅値からなる当該内部伝送線路に関する損失特性に基づいて、当該損失特性を補償する周波数特性を有するタップ係数を計算して出力するステップと、前記ＤＳＰ−ＬＳＩが、前記内部伝送線路ごとに、前記制御回路から出力された当該内部伝送線路のタップ係数に基づいて、当該内部伝送線路を伝搬するアナログ電気信号と対応するデジタル電気信号をそれぞれデジタルフィルタ処理することにより、当該内部伝送線路で損失する前記各アナログ電気信号の周波数特性を補償するステップとを備えている。

本発明によれば、制御回路に対する計測開始指示に応じて、正弦波電気信号が出力されてＤ／Ａ変換器から駆動回路までの内部伝送線路での損失特性が実測されて、各アナログ電気信号の周波数特性を補償するためのタップ係数が自動的に計算され、ＤＳＰ−ＬＳＩのデジタルフィルタに設定される。
したがって、コヒーレントＣＦＰトランシーバで用いる活線挿抜型の光モジュールに応じて、予め作業者がタップ係数を設定するという設定作業を必要とすることなく、コヒーレントＣＦＰトランシーバの内部伝送線路に起因する損失特性を補償できる。このため、コヒーレントＣＦＰトランシーバにおいて、設定作業負担を削減しつつ、優れた電気特性を提供することが可能となる。

第１の実施の形態にかかるコヒーレントＣＦＰ光送信器の構成を示すブロック図である。第１の実施の形態にかかるコヒーレントＣＦＰ光送信器の損失計測動作を示すシーケンス図である。損失計測用周波数ごとの振幅値からなる損失特性を示すグラフである。損失計測用周波数ごとの損失値からなる周波数特性を示すグラフである。外挿を用いた損失特性の生成方法を示すグラフである。内挿および外挿を用いた損失特性の生成方法を示すグラフである。第３の実施の形態にかかるコヒーレントＣＦＰ光送信器の構成を示すブロック図である。従来のＣＦＰトランシーバの構成を示すブロック図である。ＣＰＦの種別を示す説明図である。従来のＣＦＰ２／４トランシーバの構成を示すブロック図である。従来のコヒーレントＣＦＰトランシーバの構成を示すブロック図である。従来のコヒーレントＣＦＰトランシーバ（ＣＦＰ２／４）の構成を示すブロック図である。

次に、本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。
［第１の実施の形態］
まず、図１を参照して、本発明の第１の実施の形態にかかるコヒーレントＣＦＰ光送信器１について説明する。図１は、第１の実施の形態にかかるコヒーレントＣＦＰ光送信器の構成を示すブロック図である。

このコヒーレントＣＦＰ光送信器１は、ＭＡＣ−ＩＣから入力された送信データ１Ｓをデジタル信号処理することにより光変調に用いるシンボルを示す複数の電気信号に変換し、これら電気信号に基づき連続光をデジタル光変調することによりデジタルコヒーレント光信号２０Ｓとを生成して、送信系光ファイバＯＦＳへ出力する機能を有している。このコヒーレントＣＦＰ光送信器１は、光送信器として単独で用いてもよく、コヒーレントＣＦＰ光受信器とともに用いてコヒーレントＣＦＰトランシーバを構成してもよい。

図１に示すように、コヒーレントＣＦＰ光送信器１は、主な回路構成として、ＤＳＰ−ＬＳＩ１０と光モジュール２０とから構成されている。
本実施の形態では、送信データ１ＳをＱＰＳＫ（四位相偏移変調：Quadrature Phase Shift Keying）方式に基づき光変調することにより、デジタルコヒーレント光信号を生成する場合を例として説明するが、変調方式については、ＱＰＳＫに限定されるものではない。例えば、ＢＰＳＫ（二位相偏移変調：Binary Phase-Shift Keying）やＤＰＳＫ（差動位相偏移変調：Differential Phase-Shift Keying ）などの位相偏移変調方式のほか、ＱＡＭ（直角位相振幅変調：Quadrature Amplitude Modulation）などの位相振幅変調方式を用いる場合にも、同様にして本発明を適用できる。

ＤＳＰ−ＬＳＩは、プリント基板に搭載されたＬＳＩからなり、入力された送信データ１Ｓを信号処理部１１で、ＦＥＣ符号化、シンボルマッピング、予等化などのデジタル信号処理することにより光変調に用いるシンボルを示す４つのデジタル電気信号１１Ｓを生成し、これらデジタル電気信号１１Ｓをそれぞれ個別のＤ／Ａ変換器１３Ａ〜１３Ｄによりアナログ電気信号１０Ｓに変換して出力する機能を有している。ＱＰＳＫの場合、送信データ（バイナリ信号）が２ビットの４つのシンボル００，１０，１１，０１にシンボルマッピングされ、これらシンボルに対応する、Ｉ−Ｑ平面上でπ／２ずつ位相がずれた４つのデジタル電気信号１１Ｓがそれぞれ生成される。

光モジュール２０は、プラガブルコネクタＣＮを介してＤＳＰ−ＬＳＩ１０と電気的に接続される活線挿抜型の光モジュールからなり、Ｄ／Ａ変換器１３Ａ〜１３Ｄごとに設けられた駆動回路２１Ａ〜２１Ｄで、Ｄ／Ａ変換器１３Ａ〜１３Ｄからのアナログ電気信号１０Ｓをそれぞれ増幅し、得られた光変調駆動信号２１Ｓに基づき、光源２４からの連続光２４Ｓを光変調器２３でデジタル光変調することによりデジタルコヒーレント光信号２０Ｓを生成し、送信系光ファイバＯＦＳへ出力する機能を有している。

本発明は、このようなコヒーレントＣＦＰ光送信器１において、ＣＰＵなどの演算処理装置からなり、アナログ電気信号１０Ｓが伝搬するＤ／Ａ変換器１３Ａ〜１３Ｄから駆動回路２１Ａ〜２１Ｄまでの内部伝送線路ＬＡ〜ＬＤごとに、当該内部伝送線路ＬＡ〜ＬＤに関する損失特性を補償するためのタップ係数３３Ｓを計算する機能を有する制御回路３０を設け、内部伝送線路ＬＡ〜ＬＤごとに計測した損失特性に基づいて制御回路３０でタップ係数３３Ｓを計算し、これらタップ係数３３Ｓに基づいてＤＳＰ−ＬＳＩ１０のデジタルフィルタ（イコライザ）１２でデジタル電気信号１１Ｓの周波数特性を補償するようにしたものである。

ここで、損失計測に関する具体的構成としては、ＤＳＰ−ＬＳＩ１０が、損失計測時、各Ｄ／Ａ変換器１３Ａ〜１３Ｄから、アナログ電気信号１０Ｓに代えて、予め指定された異なる損失計測用周波数の正弦波電気信号１０Ｐを順次切替出力し、光モジュール２０が、損失計測時、各駆動回路２１Ａ〜２１Ｄにおいて、当該駆動回路２１Ａ〜２１Ｄと対応するＤ／Ａ変換器１３Ａ〜１３Ｄからの正弦波電気信号１０Ｐの振幅値３２Ｓを損失計測用周波数ごとに検出して、制御回路３０に出力し、制御回路３０が、内部伝送線路ＬＡ〜ＬＤごとに、各駆動回路２１Ａ〜２１Ｄから出力された振幅値３２Ｓから当該内部伝送線路ＬＡ〜ＬＤに関する損失特性を生成するようにしたものである。

また、周波数特性の補償に関する具体的構成としては、制御回路３０が、内部伝送線路ＬＡ〜ＬＤごとに、当該内部伝送線路ＬＡ〜ＬＤに関する損失特性に基づいて、当該損失特性を補償する周波数特性を有するタップ係数３３Ｓを計算して出力し、ＤＳＰ−ＬＳＩ１０が、内部伝送線路ＬＡ〜ＬＤごとに、制御回路３０から出力された当該内部伝送線路ＬＡ〜ＬＤのタップ係数３３Ｓに基づいて、当該内部伝送線路ＬＡ〜ＬＤを伝搬するアナログ電気信号１０Ｓと対応するデジタル電気信号１１Ｓを、信号処理部１１のデジタルフィルタ１２でそれぞれデジタルフィルタ処理することにより、当該内部伝送線路ＬＡ〜ＬＤで損失する各アナログ電気信号１０Ｓの周波数特性を補償するようにしたものである。

［第１の実施の形態の動作］
次に、図２を参照して、本実施の形態にかかるコヒーレントＣＦＰ光送信器１の動作について説明する。図２は、第１の実施の形態にかかるコヒーレントＣＦＰ光送信器の損失計測動作を示すシーケンス図である。
制御回路３０は、外部からの計測開始指示に応じて、例えば光モジュール２０がプラガブルコネクタＣＮを介してＤＳＰ−ＬＳＩ１０が搭載されたプリント基板に挿入された場合に、図２に示す損失計測動作を実行する。

まず、制御回路３０は、予め設定されている各損失計測用周波数から未選択の損失計測用周波数を選択し（ステップ１００）、選択した損失計測用周波数、出力振幅値、出力時間などの制御パラメータに基づいて、正弦波電気信号１０Ｐの出力を指示する制御信号３１Ｓを生成し（ステップ１０１）、ＤＳＰ−ＬＳＩ１０の各Ｄ／Ａ変換器１３Ａ〜１３Ｄへ出力する（ステップ１０２）。

この際、損失計測用周波数は、アナログ電気信号１０Ｓの周波数帯域に相当する各周波数から選択される。例えば、コヒーレントＣＦＰ光送信器１のインターフェースが１００ＧｂｐｓでＱＰＳＫの場合、アナログ電気信号１０Ｓは２５ＧＨｚとなるため、１ＧＨｚから２５ＧＨｚまで１ＧＨｚ刻みで選択すればよい。一般に、デジタルコヒーレント光通信用のＤ／Ａ変換器は、動作速度が５０Ｇｓ／ｓであるため、５０Ｇｓ／ｓのナイキスト周波数である２５ＧＨｚまでの正弦波を出力することが可能である。

ＤＳＰ−ＬＳＩ１０のＤ／Ａ変換器１３Ａ〜１３Ｄは、制御回路３０からの制御信号３１Ｓに応じて、それぞれの内部に設けられている正弦波出力部１４Ａ〜１４Ｄを設定し（ステップ１０３）、指定された損失計測用周波数の正弦波電気信号１０Ｐを、指定された出力振幅値で、指定された出力時間だけ出力する（ステップ１０４）。

正弦波出力部１４Ａ〜１４Ｄについては、一般的なＤ／Ａ変換器に搭載されているテスト用の機能を用いればよい。正弦波電気信号１０Ｐの出力振幅値は、各損失計測用周波数で同一レベルとする。また、出力時間は、駆動回路２１Ａ〜２１で正弦波電気信号１０Ｐの振幅値３２Ｓを検出して制御回路３０へ出力するまでの所要時間が確保できる時間長からなる。なお、各正弦波出力部１４Ａ〜１４Ｄは、制御信号３１Ｓに応じて並列的に正弦波電気信号１０Ｐを出力することにより、損失計測に要する時間を短縮できるが、これに限定されるものではない。

一方、光モジュール２０の駆動回路２１Ａ〜２１Ｄは、それぞれの内部に設けられている振幅検出部２２Ａ〜２２Ｄにより、Ｄ／Ａ変換器１３Ａ〜１３Ｄから出力された正弦波電気信号１０Ｐの振幅値３２Ｓを検出し（ステップ１０５）、得られた振幅値３２Ｓを制御回路３０に出力する（ステップ１０６）。この振幅値３２Ｓは、駆動回路２１Ａ〜２１Ｄの入力段で計測してもよいが、駆動回路２１Ａ〜２１Ｄの出力段で計測してもよく、この場合には、駆動回路２１Ａ〜２１Ｄ内の増幅器の周波数特性も補償することができる。

制御回路３０は、内部伝送線路ＬＡ〜ＬＤごとに、各駆動回路２１Ａ〜２１Ｄから出力された振幅値３２Ｓを保存し（ステップ１０７）、損失計測用周波数を全て選択済か確認し（ステップ１０８）、未選択の損失計測用周波数がある場合には（ステップ１０８：ＮＯ）、ステップ１００に戻る。

一方、損失計測用周波数を全て選択済である場合（ステップ１０８：ＹＥＳ）、制御回路３０は、各損失計測用周波数の振幅値３２Ｓから各内部伝送線路ＬＡ〜ＬＤに関する損失特性を生成し（ステップ１１０）、内部伝送線路ＬＡ〜ＬＤごとに、当該損失特性を補償する周波数特性を有するタップ係数３３Ｓを計算する（ステップ１１１）。タップ係数３３Ｓについては、一般的なタップ係数の計算手法を用いればよい。

続いて、制御回路３０は、各内部伝送線路ＬＡ〜ＬＤのタップ係数３３ＳをＤＳＰ−ＬＳＩ１０の信号処理部１１へ出力する（ステップ１１２）。
ＤＳＰ−ＬＳＩ１０の信号処理部１１は、制御回路３０から出力された各内部伝送線路ＬＡ〜ＬＤのタップ係数３３Ｓをデジタルフィルタ１２に設定する（ステップ１１３）。

したがって、この後、実際の送信データを送信する際、信号処理部１１は、これらタップ係数３３Ｓに基づいて、当該内部伝送線路ＬＡ〜ＬＤを伝搬するアナログ電気信号１０Ｓと対応するデジタル電気信号１１Ｓを、デジタルフィルタ１２でそれぞれデジタルフィルタ処理した後、Ｄ／Ａ変換器１３Ａ〜１３Ｄへ出力する。これにより、当該内部伝送線路ＬＡ〜ＬＤで損失する各アナログ電気信号１０Ｓの周波数特性が補償される。

図３は、損失計測用周波数ごとの振幅値からなる損失特性を示すグラフである。図３において、横軸が正弦波電気信号１０Ｐの損失計測用周波数を示し、縦軸が駆動回路２１Ａ〜２１Ｄで検出した正弦波電気信号１０Ｐの振幅値３２Ｓを示している。ここでは、１０００ｍＶｐｐの正弦波電気信号１０ＰをＤ／Ａ変換器１３Ａ〜１３Ｄから出力した場合が例として示されている。

図１に示したコヒーレントＣＦＰ光送信器１のような数インチの長さの内部伝送線路ＬＡ〜ＬＤにおいて、１００ＭＨｚ程度の低い周波数の正弦波電気信号１０Ｐは、ほとんど減衰せずに、駆動回路２１Ａ〜２１Ｄへ入力される。一方、図３に示すように、周波数が高くなるにつれて内部伝送線路ＬＡ〜ＬＤでの損失が大きくなるため、駆動回路２１Ａ〜２１Ｄへの入力振幅は減少し、例えば、１５ＧＨｚでは５００ｍＶｐｐとなり、１／２まで減少している。

このようにして、駆動回路２１Ａ〜２１Ｄにおける損失計測用周波数ｆごとの振幅値Ｖ（ｆ）が計測されれば、例えばｆＬＯＷ＝１００ＭＨｚにおける内部伝送線路ＬＡ〜ＬＤでの損失が十分小さく、損失＝０ｄＢと仮定すれば、次の式（１）で、内部伝送線路ＬＡ〜ＬＤでの損失ＬＯＳＳに関する周波数特性を計算できる。
ＬＯＳＳ（ｆ）＝２０ＬＯＧ｛Ｖ（ｆ）／Ｖ（ｆＬＯＷ）｝ …（１）

図４は、損失計測用周波数ごとの損失値からなる周波数特性を示すグラフである。図４において、横軸が正弦波電気信号１０Ｐの損失計測用周波数を示し、縦軸が内部伝送線路ＬＡ〜ＬＤでの損失ＬＯＳＳを示している。例えば、１５ＧＨｚでは−６ｄＢとなり、図３と同様、１／２まで減少していることが分かる。
制御回路３０は、このような損失特性を補償する周波数特性、例えば各損失計測用周波数でほぼ一定となるような逆の周波数特性（図３や図４において破線で示す周波数特性）を計算し、この補償用周波数特性に基づいてタップ係数３３Ｓを計算する。

［第１の実施の形態の効果］
このように、本実施の形態は、ＤＳＰ−ＬＳＩ１０が、損失計測時、各Ｄ／Ａ変換器１３Ａ〜１３Ｄから、アナログ電気信号１０Ｓに代えて、予め指定された異なる損失計測用周波数の正弦波電気信号１０Ｐを順次切替出力し、光モジュール２０が、損失計測時、各駆動回路２１Ａ〜２１Ｄにおいて、当該駆動回路２１Ａ〜２１Ｄと対応するＤ／Ａ変換器１３Ａ〜１３Ｄからの正弦波電気信号１０Ｐの振幅値３２Ｓを損失計測用周波数ごとに検出して出力し、制御回路３０が、内部伝送線路ＬＡ〜ＬＤごとに、駆動回路２１Ａ〜２１Ｄから出力された正弦波電気信号１０Ｐの振幅値３２Ｓを受け取り、これら振幅値３２Ｓからなる当該内部伝送線路ＬＡ〜ＬＤに関する損失特性に基づいて、当該損失特性を補償する周波数特性を有するタップ係数３３Ｓを計算して出力し、ＤＳＰ−ＬＳＩ１０が、内部伝送線路ＬＡ〜ＬＤごとに、制御回路３０から出力された当該内部伝送線路ＬＡ〜ＬＤのタップ係数３３Ｓに基づいて、当該内部伝送線路ＬＡ〜ＬＤを伝搬するアナログ電気信号１０Ｓと対応するデジタル電気信号１１Ｓをそれぞれデジタルフィルタ処理することにより、当該内部伝送線路ＬＡ〜ＬＤで損失する各アナログ電気信号１０Ｓの周波数特性を補償するようにしたものである。

これにより、制御回路３０に対する計測開始指示に応じて、正弦波電気信号１０Ｐが出力されてＤ／Ａ変換器１３Ａ〜１３Ｄから駆動回路２１Ａ〜２１Ｄまでの内部伝送線路ＬＡ〜ＬＤでの損失特性が実測されて、各アナログ電気信号１０Ｓの周波数特性を補償するためのタップ係数３３Ｓが自動的に計算され、ＤＳＰ−ＬＳＩ１０のデジタルフィルタ１１に設定される。
したがって、コヒーレントＣＦＰ光送信器１で用いる活線挿抜型の光モジュール２０に応じて、予め作業者がタップ係数３３Ｓを設定するという設定作業を必要とすることなく、コヒーレントＣＦＰ光送信器１の内部伝送線路ＬＡ〜ＬＤに起因する損失特性を補償できる。このため、コヒーレントＣＦＰ光送信器１において、設定作業負担を削減しつつ、優れた電気特性を提供することが可能となる。

［第２の実施の形態］
次に、図５および図６を参照して、本発明の第２の実施の形態にかかるコヒーレントＣＦＰ光送信器１について説明する。図５は、外挿を用いた損失特性の生成方法を示すグラフである。図６は、内挿および外挿を用いた損失特性の生成方法を示すグラフである。

第１の実施の形態では、アナログ電気信号１０Ｓの周波数帯域のすべてをカバーする各周波数を損失計測用周波数として選択し、これら損失計測用周波数ごとに振幅値３２Ｓを検出する場合を例として説明した。本実施の形態では、これら損失計測用周波数のうちから少なくとも２つ以上の損失計測用周波数を選択して振幅値３２Ｓを検出し、得られた振幅値３２Ｓから残りの損失計測用周波数の振幅値３２Ｓを外挿や内挿により推定する場合について説明する。

ＤＳＰ−ＬＳＩ１０が搭載されているプリント基板上の配線に関する損失の高周波特性は、linear log scaleで近似できる。このため、Ｄ／Ａ変換器１３Ａ〜１３のナイキスト周波数である２５ＧＨｚまで、実際に正弦波電気信号１０Ｐを出力して振幅値３２Ｓを検出する必要はない。

一例として、図５に示すように、アナログ電気信号１０Ｓのボーレートの７０％の範囲に相当する損失計測用周波数１ＧＨｚ〜１８ＧＨｚまで、１ＧＨｚ刻みで振幅値３２Ｓを実測し、それ以上の損失計測用周波数１９ＧＨｚ〜２５ＧＨｚについては実測した振幅値３２Ｓから外挿により推定してもよい。

また、他の例として、図６に示すように、損失計測用周波数１ＧＨｚ，１０ＧＨｚの２点でのみ振幅値３２Ｓを実測し、損失計測用周波数２ＧＨｚ〜９ＧＨｚについては実測した振幅値３２Ｓから内挿により推定し、損失計測用周波数１１ＧＨｚ〜２５ＧＨｚについては実測した振幅値３２Ｓから外挿により推定してもよい。
これにより、振幅値３２Ｓを検出すべき損失計測用周波数を削減でき、損失特性計測動作に要する時間を短縮することができる。

［第３の実施の形態］
次に、図７を参照して、本発明の第３の実施の形態にかかるコヒーレントＣＦＰ光送信器１について説明する。図７は、第３の実施の形態にかかるコヒーレントＣＦＰ光送信器の構成を示すブロック図である。

第１の実施の形態では、図１に示すように、制御回路３０をＤＳＰ−ＬＳＩ１０と独立した構成とした場合を例として説明した。本実施の形態では、制御回路３０がＤＳＰ−ＬＳＩ１０の内部に実装されている場合について説明する。

一般に、ＤＳＰ−ＬＳＩは、プログラムにより各種回路部の動作を制御するとともに、所定の演算処理を実行する機能部を実現することができる。したがって、このような機能部により制御回路３０を実現することにより、制御回路３０をＤＳＰ−ＬＳＩ１０内に実装することができる。
これにより、コヒーレントＣＦＰ光送信器１の回路構成を簡素化でき、装置の小型化を実現することが可能となる。

なお、各実施形態の説明では、Ｄ／Ａ変換器やＡ／Ｄ変換器の入出力電気信号の伝送速度は、理解を用意とするために２５Ｇｂ／ｓと表記してきたが、実際のシステムではＦＥＣ（前方誤り訂正：Ｆｏｒｗａｒｄｅｒｒｏｒｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ）の冗長度のため、Ｄ／Ａ変換器やＡ／Ｄ変換器の入出力電気信号の伝送速度は３０数Ｇｂ／ｓとなり、Ｄ／Ａ変換器やＡ／Ｄ変換器の動作速度もそれに応じた周波数となる。

［実施の形態の拡張］
以上、実施形態を参照して本発明を説明したが、本発明は上記実施形態に限定されるものではない。本発明の構成や詳細には、本発明のスコープ内で当業者が理解しうる様々な変更をすることができる。また、各実施形態については、矛盾しない範囲で任意に組み合わせて実施することができる。

１…コヒーレントＣＦＰ光送信器、１Ｓ…送信データ、１０…ＤＳＰ−ＬＳＩ、１０Ｓ…アナログ電気信号、１１…信号処理部、１１Ｓ…デジタル電気信号、１２…デジタルフィルタ、１３Ａ〜１３Ｄ…Ｄ／Ａ変換器、１４Ａ〜１４Ｄ…正弦波出力部、２０…光モジュール、２０Ｓ…コヒーレント光信号、２１Ａ〜２１Ｄ…駆動回路、２１Ｓ…光変調駆動信号、２２Ａ〜２２Ｄ…振幅検出部、２３…光変調器、２４…光源、２４Ｓ…連続光、３０…制御回路、３１Ｓ…制御信号、３２Ｓ…振幅値、３３Ｓ…タップ係数、ＣＮ…プラガブルコネクタ、ＬＡ〜ＬＤ…内部伝送線路、ＯＦＳ…送信系光ファイバ。

Claims

入力された送信データをデジタル信号処理して光変調に用いるシンボルを示す複数のデジタル電気信号を生成し、これらデジタル電気信号をそれぞれ個別のＤ／Ａ変換器によりアナログ電気信号に変換して出力するＤＳＰ−ＬＳＩと、
プラガブルコネクタを介して前記ＤＳＰ−ＬＳＩと電気的に接続されて、前記Ｄ／Ａ変換器ごとに設けられた駆動回路で、当該Ｄ／Ａ変換器からのアナログ電気信号をそれぞれ増幅し、得られた光変調駆動信号に基づき連続光をデジタル光変調することによりデジタルコヒーレント光信号を生成して出力する活線挿抜型の光モジュールと、
前記アナログ電気信号が伝搬する前記Ｄ／Ａ変換器から前記駆動回路までの内部伝送線路ごとに、当該内部伝送線路の損失特性を補償するためのタップ係数を計算する制御回路とを備え、
前記ＤＳＰ−ＬＳＩは、損失計測時、前記各Ｄ／Ａ変換器から、前記アナログ電気信号に代えて、予め指定された異なる損失計測用周波数の正弦波電気信号を順次切替出力し、
前記光モジュールは、前記損失計測時、前記各駆動回路により、当該駆動回路と対応する前記Ｄ／Ａ変換器からの正弦波電気信号の振幅値を前記損失計測用周波数ごとに検出して出力し、
前記制御回路は、前記内部伝送線路ごとに、前記駆動回路から出力された前記正弦波電気信号の振幅値を受け取り、これら振幅値からなる当該内部伝送線路に関する損失特性に基づいて、当該損失特性を補償する周波数特性を有するタップ係数を計算して出力し、
前記ＤＳＰ−ＬＳＩは、前記内部伝送線路ごとに、前記制御回路から出力された当該内部伝送線路のタップ係数に基づいて、当該内部伝送線路を伝搬するアナログ電気信号と対応するデジタル電気信号をそれぞれデジタルフィルタ処理することにより、当該内部伝送線路で損失する前記各アナログ電気信号の周波数特性を補償する
ことを特徴とするコヒーレントＣＦＰ光送信器。
請求項１に記載のコヒーレントＣＦＰ光送信器において、
前記ＤＳＰ−ＬＳＩは、前記損失計測用周波数のうちから選択された少なくとも２つの異なる特定周波数の正弦波電気信号を順次切替出力し、
前記制御回路は、前記タップ係数を計算する際、前記駆動回路から出力された前記特定周波数における前記振幅値に基づいて、前記損失特性の各損失計測用周波数における振幅値を内挿または外挿により求める
ことを特徴とするコヒーレントＣＦＰ光送信器。
請求項１または請求項２に記載のコヒーレントＣＦＰ光送信器において、
前記制御回路は、前記ＤＳＰ−ＬＳＩの内部に実装されていることを特徴とするコヒーレントＣＦＰ光送信器。
入力された送信データをデジタル信号処理して光変調に用いるシンボルを示す複数のデジタル電気信号を生成し、これらデジタル電気信号をそれぞれ個別のＤ／Ａ変換器によりアナログ電気信号に変換して出力するＤＳＰ−ＬＳＩと、プラガブルコネクタを介して前記ＤＳＰ−ＬＳＩと電気的に接続されて、前記Ｄ／Ａ変換器ごとに設けられた駆動回路で、当該Ｄ／Ａ変換器からのアナログ電気信号をそれぞれ増幅し、得られた光変調駆動信号に基づき連続光をデジタル光変調することによりデジタルコヒーレント光信号を生成して出力する活線挿抜型の光モジュールとを備えるコヒーレントＣＦＰ光送信器で用いられる損失特性補償方法であって、
前記アナログ電気信号が伝搬する前記Ｄ／Ａ変換器から前記駆動回路までの内部伝送線路ごとに、当該内部伝送線路の損失特性を補償するためのタップ係数を計算する制御回路を備え、
前記ＤＳＰ−ＬＳＩが、損失計測時、前記各Ｄ／Ａ変換器から、前記アナログ電気信号に代えて、予め指定された異なる損失計測用周波数の正弦波電気信号を順次切替出力するステップと、
前記光モジュールが、前記損失計測時、前記各駆動回路により、当該駆動回路と対応する前記Ｄ／Ａ変換器からの正弦波電気信号の振幅値を前記損失計測用周波数ごとに検出して出力するステップと、
制御回路が、前記アナログ電気信号が伝搬する前記Ｄ／Ａ変換器から前記駆動回路までの内部伝送線路ごとに、前記駆動回路から出力された前記正弦波電気信号の振幅値を受け取り、これら振幅値からなる当該内部伝送線路に関する損失特性に基づいて、当該損失特性を補償する周波数特性を有するタップ係数を計算して出力するステップと、
前記ＤＳＰ−ＬＳＩが、前記内部伝送線路ごとに、前記制御回路から出力された当該内部伝送線路のタップ係数に基づいて、当該内部伝送線路を伝搬するアナログ電気信号と対応するデジタル電気信号をそれぞれデジタルフィルタ処理することにより、当該内部伝送線路で損失する前記各アナログ電気信号の周波数特性を補償するステップと
を備えることを特徴とする損失特性補償方法。