JP2015177679A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】従来よりも簡易な構成で、車両牽引時にモータの三相ショート状態を確実に実現する。【解決手段】切替制御回路３１ａにおいて、第１の回路部は、トランジスタＴ２、抵抗体Ｒ２およびツェナダイオードＺ２を有する。トランジスタＴ２は、電圧平滑用キャパシタ５００にドレイン端子が接続され、パワー半導体素子ＴＮ１における信号入力端子にソース端子が接続されている。抵抗体Ｒ２は、トランジスタＴ２のゲート端子と電圧平滑用キャパシタ５００の一端側との間に接続されており、ツェナダイオードＺ２は、トランジスタＴ２のゲート端子と電圧平滑用キャパシタ５００の他端側との間に接続されている。フォトカプラＩＣ２は、コントローラＣＰＵ１に電源が供給されているときに、ツェナダイオードＺ２の両端を短絡させることで第１の回路部を無効化する。【選択図】図３

Description

本発明は電力変換装置に関する。

従来、電気自動車（ＥＶ：Electric Vehicle）やハイブリッド電気自動車（ＨＥＶ：Hybrid Electric Vehicle）などの車両に搭載された車両走行用のモータを駆動するために、直流電力を交流電力に変換する電力変換装置（インバータ）が広く利用されている。

上記のモータおよび電力変換装置を搭載した車両を牽引するときには、モータからの誘起電圧が電力変換装置に印加されるため、電力変換装置が故障するおそれがある。具体的には、車両が牽引される状況においては、電力変換装置とモータ駆動用のバッテリ間の接続状態を切り替えるコンタクタが通常はオフされており、電力変換装置とバッテリが電気的に切り離されている。このような状態で車両が牽引されると、車両の駆動輪の回転に伴ってモータが回転される状況が発生する。車両駆動用のモータにおいて一般的な三相同期電動機が用いられる場合、ロータに搭載された磁石が発生する磁束がモータの回転に応じてステータの巻線と鎖交することにより、モータから誘起電圧が発生する。この誘起電圧は、電力変換装置内のダイオードを介して、電力変換装置に搭載された平滑用キャパシタの電圧を上昇させる。ここで、誘起電圧はモータの回転数に比例して上昇するため、車両が高速で牽引されるほど誘起電圧が高くなる。そのため、車両の牽引速度によっては、電力変換装置内のダイオードや平滑用キャパシタに印加される電圧がこれらの部品の耐電圧を超えてしまい、破損する危険性がある。

上記の問題点を解消するための一般的な方策としては、電力変換装置の耐電圧をモータの最大誘起電圧以下となるように設計することが考えられる。しかし、車両に要求されるトルクと電力変換装置が通電できる最大電流との兼ね合いから、通電電流を低めに抑えるためにモータ磁石の出力を大きくせざるを得ない場合がある。この場合、誘起電圧が高くなるため、上記の問題点を解消することができない。

また、上記の問題点を解消するための別の方策として、車両牽引時に電力変換装置を起動させ、電力変換装置の上下アームの一方を全相についてオンさせることでモータを三相ショート状態にして、モータからの誘起電圧により電力変換装置内の平滑用キャパシタが充電されないようにすることが従来採用されている。しかし、この方策では、車両牽引時に電力変換装置を起動させる必要がある。そのため、事故等により電源が供給できないなど、電力変換装置内のコントローラへの電源供給が遮断された状況では、電力変換装置を起動させることができないため、採用することができない。

そこで、電力変換装置を起動できない状態でも車両牽引時にモータの３相ショート状態を実現するための技術が、本出願人により提案されている（特許文献１）。この技術では、電力変換装置内に従来のコントローラとは別に制御用のマイコンを搭載し、モータからの誘起電圧によって電力変換装置内の平滑用キャパシタに蓄積される電圧を利用して、このマイコンに電源供給を行う。そして、平滑用キャパシタの電圧が所定値以上であれば、マイコンからの制御信号に基づいて電力変換装置の上下アームの一方を全相についてオンさせることにより、電力変換装置を過電圧から保護する構成としている。

特開２０１２−１８６８７１号公報

特許文献１に開示された技術では、上記のマイコンや、このマイコンに電源を供給するための電源回路、平滑用キャパシタの電圧を測定するための回路などを、電力変換装置内に追加的に搭載する必要がある。これは、電力変換装置の小型化や低コスト化において支障となる可能性がある。そのため、従来よりも簡易な構成で、車両牽引時にモータの３相ショート状態を確実に実現できる方策が求められている。

本発明による電力変換装置は、互いに直列に接続された上アームおよび下アームの電力変換素子を有し、直流電源から供給される直流電力を交流電力に変換する電力変換部と、前記電力変換部に印加される電圧を平滑化するための電圧平滑回路と、前記上アームの電力変換素子および前記下アームの電力変換素子を駆動するためのドライバ回路と、前記上アームの電力変換素子および前記下アームの電力変換素子の駆動を制御するための信号を前記ドライバ回路に出力するコントローラと、前記コントローラから前記信号が出力されないときに、前記上アームの電力変換素子または前記下アームの電力変換素子をオンまたはオフするための切替制御回路と、を備え、前記切替制御回路は、前記電圧平滑回路の電圧に基づいて前記上アームの電力変換素子または前記下アームの電力変換素子をオンまたはオフする第１の回路部と、前記コントローラへの電源供給状態に基づいて前記第１の回路部を有効化または無効化する第２の回路部とを有する。

本発明によれば、従来よりも簡易な構成で、車両牽引時にモータの三相ショート状態を確実に実現することができる。

モータ駆動用システムのブロック図である。 本発明を適用しない場合の車両牽引時の電圧変化を説明するための波形図である。 本発明の第１の実施形態に係る電力変換装置の回路構成図である。 切替制御回路の動作を説明するためのタイミングチャート図である。 切替制御回路の動作を説明するための真理値表である。 本発明を適用した場合の車両牽引時の電圧変化を説明するための波形図である。 本発明を適用した場合の車両牽引時の電圧変化を説明するための波形図である。 本発明の第２の実施形態に係る電力変換装置の回路構成図である。 本発明の第３の実施形態に係る電力変換装置の回路構成図である。

（発明の概要）
図１は、本発明の一実施形態に係る電力変換装置を含んだモータ駆動用システムのブロック図である。図１に示すモータ駆動用システムは、電気自動車（ＥＶ）やハイブリッド電気自動車（ＨＥＶ）などの車両に搭載されて使用されるものであり、車両走行用の三相交流モータ（以下、単にモータと称する）９００と、モータ９００に接続された電力変換装置２００と、モータ９００を駆動するための直流電力を電力変換装置２００に供給するバッテリ９０１と、電力変換装置２００とバッテリ９０１の間の接続状態を切り替えるコンタクタ９０２とを有する。

電力変換装置２００は、制御部２０、駆動部３０、電力変換部４０および電圧平滑用キャパシタ５００を有する。

制御部２０は、電源電圧ＶＢを受けて動作し、図示しない上位コントローラから入力されるトルク指令や回転数指令などの指令信号に基づいて、ＰＷＭ信号を発生して駆動部３０に出力する。

駆動部３０は、制御部２０からのＰＷＭ信号に基づいて、ドライバ回路ＩＤＰ１、ＩＤＮ１、ＩＤＰ２、ＩＤＮ２、ＩＤＰ３、ＩＤＮ３から駆動信号をそれぞれ出力し、電力変換部４０のパワー半導体素子ＴＰ１、ＴＮ１、ＴＰ２、ＴＮ２、ＴＰ３、ＴＮ３をそれぞれスイッチング制御する。

電力変換部４０は、バッテリ９０１から供給される直流電力を交流電力に変換するための部分であり、上アームに対応する電力変換素子としてのパワー半導体素子ＴＰ１、ＴＰ２およびＴＰ３と、下アームに対応する電力変換素子としてのパワー半導体素子ＴＮ１、ＴＮ２およびＴＮ３とを有している。これらのパワー半導体素子には、たとえばＩＧＢＴ（絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ）が用いられる。あるいは、ＭＯＳＦＥＴやバイポーラタイプのトランジスタを使用しても構わない。直流電力を交流電力に変換できるものであれば、どのようなものを電力変換素子として用いてもよい。

電力変換部４０において、各パワー半導体素子が駆動部３０からの駆動信号に応じてそれぞれスイッチング制御されることで、バッテリ９０１から供給された直流電力が三相の交流電力に変換されてモータ９００に出力される。この交流電力を用いてモータ９００が駆動され、車両の走行が行われる。なお、電力変換部４０において、各パワー半導体素子には、還流ダイオードＤＰ１、ＤＮ１、ＤＰ２、ＤＮ２、ＤＰ３、ＤＮ３がそれぞれ電気的に逆並列に接続されている。

電圧平滑用キャパシタ５００は、上記の電力変換時に電力変換部４０に印加される電圧の変動を抑えて平滑化するためのものであり、バッテリ９０１に対して電力変換部４０と並列に接続されている。なお、電圧を平滑化できるものであれば、キャパシタ以外のものを利用してもよい。

電力変換部４０からモータ９００に交流電力を出力するための電線には、電流センサ８０３が取り付けられている。この電流センサ８０３により、電力変換部４０からモータ９００に出力される電流が計測され、その計測結果が制御部２０に出力される。制御部２０は、電流センサ８０３からの電流計測値に基づいて、モータ９００のトルクを制御するための電流フィードバック制御を行うことができる。なお、図１では、三相のうち二相分の電線に電流センサ８０３が取り付けられており、これらの電流計測値から残りの一相の電流値を算出する例を示しているが、三相全ての電線に電流センサ８０３を取り付けて電流計測を行ってもよい。

次に、本発明を適用しない場合に、図１のモータ駆動用システムを搭載した車両が故障等により走行不能となり牽引されたときの電圧変化について、図２の波形図を参照して説明する。車両が牽引されて駆動輪が回転されることによりモータ９００内のロータが回転されると、ロータに搭載された磁石が発生する磁束がモータ９００の回転に応じてステータの巻線と鎖交することにより、モータ９００から誘起電圧が発生する。この誘起電圧が電力変換装置２００に印加されることで、電力変換装置２００の出力端子の電圧、すなわちパワー半導体素子ＴＮ１のコレクタ〜エミッタ間電圧は、たとえば図２の波形５１に示すように変化する。この電力変換装置２００への印加電圧は、電力変換部４０内の還流ダイオードＤＰ１、ＤＮ１、ＤＰ２、ＤＮ２、ＤＰ３、ＤＮ３を介して、電圧平滑用キャパシタ５００を充電する。その結果、電圧平滑用キャパシタ５００の電圧は、波形５２に示すように、印加電圧波形５１のピーク値まで上昇する。この電圧が所定の機器耐電圧（たとえば６００Ｖ）を超えてしまうと、パワー半導体素子ＴＰ１、ＴＮ１、ＴＰ２、ＴＮ２、ＴＰ３、ＴＮ３や、電圧平滑用キャパシタ５００が破損してしまい、電力変換装置２００が故障するおそれがある。

本発明では、上記の問題点を解消するために、制御部２０が動作していない場合でも、車両牽引時には電圧平滑用キャパシタ５００の電圧に応じて、下アームのパワー半導体素子ＴＮ１、ＴＮ２、ＴＮ３を全てオンさせるように制御する。これにより、モータ９００を三相ショート状態として、電圧平滑用キャパシタ５００に過大な誘起電圧が印加されないようにする。以下に説明する各実施形態では、こうした制御を行うための具体的な手法についてそれぞれ説明する。

（第１の実施形態）
図３は、本発明の第１の実施形態に係る電力変換装置２００の回路構成図である。なお、図３では、説明を簡単にするため、制御部２０、駆動部３０および電力変換部４０の各部分の回路構成を一相分についてのみ示している。残りの二相分については図示を省略しているが、いずれも図３に示したのと同様の回路構成を有している。また、図１の電流センサ８０３についても図示を省略すると共に、図１の電圧平滑用キャパシタ５００をキャパシタＣ１として示している。

本実施形態において、制御部２０は、コントローラＣＰＵ１および制御電源回路ＰＳ２を有する。

コントローラＣＰＵ１は、図示しない上位コントローラから入力されるトルク指令や回転数指令などの指令信号に基づいて、電力変換部４０における上アームのパワー半導体素子ＴＰ１と下アームのパワー半導体素子ＴＮ１の駆動をそれぞれ制御するためのＰＷＭ信号ＳＰ１、ＳＰ２を出力する。なお、ＰＷＭ信号以外を用いてパワー半導体素子ＴＰ１、ＴＮ１をそれぞれ駆動制御してもよい。

制御電源回路ＰＳ２は、電源電圧ＶＢからの電源供給を受け、これに基づいて、コントローラＣＰＵ１を含む制御部２０内の各部で使用するための制御電源、たとえば５Ｖの直流電圧を発生する。

駆動部３０は、ドライバ回路ＩＤＰ１およびＩＤＮ１、フォトカプラＩＣＰ１およびＩＣＮ１、駆動部電源回路ＰＳ１、および切替制御回路３１ａを有する。

ドライバ回路ＩＤＰ１、ＩＤＮ１には、絶縁素子であるフォトカプラＩＣＰ１、ＩＣＮ１をそれぞれ介して、コントローラＣＰＵ１からＰＷＭ信号ＳＰ１、ＳＰ２がそれぞれ入力される。このＰＷＭ信号ＳＰ１、ＳＰ２に基づいて、ドライバ回路ＩＤＰ１、ＩＤＮ１は、電力変換部４０のパワー半導体素子ＴＰ１、ＴＮ１をスイッチング制御するためのゲートドライブ信号ＧＰ１、ＧＮ１をそれぞれ出力する。

駆動電源回路ＰＳ１は、制御部２０を介して電源電圧ＶＢからの電源供給を受け、これに基づいて、ドライバ回路ＩＤＰ１、ＩＤＮ１をそれぞれ動作させるための駆動電源ＶＰ１、ＶＮ１を出力する。

切替制御回路３１ａは、ダイオードＤ２１、トランジスタＴ２、抵抗体Ｒ２、ツェナダイオードＺ２、キャパシタＣ２、およびフォトカプラＩＣ２を用いて、図３に示すような回路構成を有している。なお、ダイオードＤ２１、トランジスタＴ２、抵抗体Ｒ２、ツェナダイオードＺ２およびキャパシタＣ２は、車両牽引時にコントローラＣＰＵ１からＰＷＭ信号ＳＰ１、ＳＰ２が出力されないときに、電力変換部４０の下アームのパワー半導体素子ＴＮ１をオンまたはオフするための回路部（以下、第１の回路部と称する）を構成する。一方、フォトカプラＩＣ２は、コントローラＣＰＵ１への電源供給状態に基づいて、第１の回路部を有効化または無効化するための回路部（以下、第２の回路部と称する）を構成する。

第１の回路部において、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴであるトランジスタＴ２は、ゲート、ソース、ドレインの各端子を有している。トランジスタＴ２のゲート端子には、抵抗体Ｒ２、ツェナダイオードＺ２、キャパシタＣ２およびフォトカプラＩＣ２が接続されている。抵抗体Ｒ２は、トランジスタＴ２のゲート端子とキャパシタＣ１（電圧平滑用キャパシタ５００）の一端側（正極側）との間に接続されており、ツェナダイオードＺ２、キャパシタＣ２およびフォトカプラＩＣ２は、トランジスタＴ２のゲート端子とキャパシタＣ１の他端側（負極側）との間に接続されている。また、トランジスタＴ２のソース端子は、ダイオードＤ２１を介して下アームのパワー半導体素子ＴＮ１の信号入力端子（ゲート端子）に接続されており、ドレイン端子は、抵抗体Ｒ２と同様に、キャパシタＣ１の一端側（正極側）に接続されている。

切替制御回路３１ａにおいて、トランジスタＴ２は、ゲート端子の電圧（ゲート電圧）に応じてソース端子とドレイン端子の間の導通状態を切り替える。トランジスタＴ２に入力されるゲート電圧は、キャパシタＣ１の電圧に応じて変化する。

第２の回路部において、絶縁素子であるフォトカプラＩＣ２は、制御電源回路ＰＳ２から出力される制御電源を受けて動作し、ツェナダイオードＺ２およびキャパシタＣ２の両端間を短絡する。

なお、切替制御回路３１ａにおいて定電圧ダイオードとして用いられるツェナダイオードＺ２には、降伏電圧（ツェナ電圧）がパワー半導体素子ＴＮ１の信号入力端子における耐電圧以下であるものを選定することが好ましい。また、図３ではトランジスタＴ２をＮ型ＭＯＳＦＥＴとして示しているが、他のトランジスタ、たとえばＰ型ＭＯＳＦＥＴ、バイポーラトランジスタ、ＩＧＢＴ等を用いてもよい。あるいは、二端子間の導通状態を入力電圧に応じて切り替え可能なものであれば、トランジスタ以外のものを用いてもよい。パワー半導体素子ＴＮ１に電流制御タイプの素子を用いる場合、トランジスタＴ２も同様に電流制御タイプの素子を用いることが好ましい。その場合、電流制限のために、ダイオードＤ２１と直列に抵抗体を接続することが好ましい。

ここで、切替制御回路３１ａの動作について以下に説明する。初めに、制御電源回路ＰＳ２からコントローラＣＰＵ１に制御電源が供給されていないときの切替制御回路３１ａの動作を説明する。

電源電圧ＶＢが制御部２０に入力されず、制御電源回路ＰＳ２からコントローラＣＰＵ１に制御電源が供給されていないときには、フォトカプラＩＣ２がオフ状態となっている。このとき、キャパシタＣ１の電圧をＨＶＤＣとすると、このキャパシタ電圧ＨＶＤＣが抵抗体Ｒ２を介してトランジスタＴ２のゲート端子に印加される。

車両の牽引などによってキャパシタ電圧ＨＶＤＣが上昇すると、それに伴ってトランジスタＴ２のゲート電圧が上昇する。トランジスタＴ２のゲート電圧が所定のしきい値を超えると、トランジスタＴ２がオンし、キャパシタ電圧ＨＶＤＣがトランジスタＴ２およびダイオードＤ２１を介して、パワー半導体素子ＴＮ１の信号入力端子（ゲート端子）に入力される。これにより、パワー半導体素子ＴＮ１がオンする。

駆動部３０において上記と同様の動作が各相について行われることで、各相の下アームのパワー半導体素子ＴＮ１、ＴＮ２、ＴＮ３が全てオン状態となる。これにより、モータ９００を三相ショート状態とすることができる。

次に、制御電源回路ＰＳ２からコントローラＣＰＵ１に制御電源が供給されているときの切替制御回路３１ａの動作を説明する。

電源電圧ＶＢが制御部２０に入力されることにより、制御電源回路ＰＳ２からコントローラＣＰＵ１に制御電源が供給されると、制御電源回路ＰＳ２からフォトカプラＩＣ２に所定の電圧が印加されることでフォトカプラＩＣ２がオン状態となる。すると、ツェナダイオードＺ２の両端が短絡され、トランジスタＴ２のゲート電圧がキャパシタＣ１の負極側電位まで低下する。これにより、キャパシタＣ１の電圧に関わらずトランジスタＴ２をオフさせて、前述のようなキャパシタ電圧ＨＶＤＣに応じた切替制御回路３１ａにおける第１の回路部の動作を無効化することができる。

以上説明したようにして第１の回路部の動作が切替制御回路３１ａにおいて無効化された後は、コントローラＣＰＵ１からのＰＷＭ信号ＳＰ１、ＳＰ２に基づいて、ドライバ回路ＩＤＰ１、ＩＤＮ１からゲートドライブ信号ＧＰ１、ＧＮ１がそれぞれ出力される。このゲートドライブ信号ＧＰ１、ＧＮ１に基づいて、パワー半導体素子ＴＰ１、ＴＮ１がそれぞれ駆動される。

駆動部３０において上記と同様の動作が各相について行われることで、モータ９００の三相ショート状態を解除することができる。

以上説明した切替制御回路３１ａの動作について、図４のタイミングチャートを参照して説明する。

図４において、波形６１はキャパシタＣ１におけるキャパシタ電圧ＨＶＤＣを、波形６２はパワー半導体素子ＴＮ１のコレクタ〜エミッタ間に印加される電圧を、波形６３はパワー半導体素子ＴＮ１のゲート〜エミッタ間に印加される電圧をそれぞれ表している。なお、波形６２が示す電圧は、電力変換装置２００の出力端子における電圧と同じである。また、波形６４は制御部２０に印加される電源電圧ＶＢを表し、波形６５はコントローラＣＰＵ１から出力されるＰＷＭ信号ＳＮ１を表している。

電源電圧ＶＢが上昇してトランジスタＴ２のゲート電圧が所定のしきい値を超えると、トランジスタＴ２がオンして、キャパシタ電圧ＨＶＤＣがダイオードＤ２１を介してパワー半導体素子ＴＮ１のゲート端子に入力される。これにより、図４の波形６１〜６３に示すように、キャパシタ電圧ＨＶＤＣの上昇に応じて、パワー半導体素子ＴＮ１のコレクタ〜エミッタ間電圧およびゲート〜エミッタ間電圧がそれぞれ上昇し始める。なお、トランジスタＴ２がオンした後のゲート電圧は、ツェナダイオードＺ２の降伏電圧までは上昇するが、それ以降はキャパシタ電圧ＨＶＤＣが上昇しても一定となる。

パワー半導体素子ＴＮ１のゲート〜エミッタ間電圧が所定のしきい値を超えると、パワー半導体素子ＴＮ１がオンすることにより、コレクタ〜エミッタ間電圧が低下する。一方、ゲート〜エミッタ間電圧は、ツェナダイオードＺ２の降伏電圧に応じて一定となる。

電源電圧ＶＢが入力されると、フォトカプラＩＣ２がオンすることにより、ツェナダイオードＺ２の両端が短絡される。すると、これに応じてトランジスタＴ２のゲート電圧が低下し、トランジスタＴ２がオフする。これにより、パワー半導体素子ＴＮ１がオフされてゲート〜エミッタ間電圧が低下すると共に、コレクタ〜エミッタ間電圧が不定となる。なお、パワー半導体素子ＴＮ１のコレクタ〜エミッタ間電圧は、徐々にキャパシタ電圧ＨＶＤＣの半分の電圧まで上昇する。

その後、コントローラＣＰＵ１が起動されてＰＷＭ信号ＳＮ１の出力を開始し、これに応じてドライバ回路ＩＤＮ１からゲートドライブ信号ＧＮ１が出力されると、パワー半導体素子ＴＮ１が再びオンし、コレクタ〜エミッタ間電圧が低下する。

以上の動作をまとめて、図５の真理値表を参照して説明する。図５において、（ａ）はパワー半導体素子ＴＮ１に入力されるゲート信号の論理回路図を示す。また、（ｂ）は切替制御回路３１ａにおける入出力信号の真理値表を示し、（ｃ）は切替制御回路３１ａおよびドライバ回路ＩＤＮ１からの出力信号とパワー半導体素子ＴＮ１に入力されるゲート信号の真理値表を示す。

切替制御回路３１ａからの出力信号Ｏ２は、電源電圧ＶＢとキャパシタ電圧ＨＶＤＣに応じて、図５（ａ）に示す論理回路図に従って決定される。具体的には、図５（ｂ）の真理値表に示すように、キャパシタ電圧ＨＶＤＣが印加され、かつ電源電圧ＶＢが印加されない状態のときに、切替制御回路３１ａから出力信号Ｏ２が出力される。一方、キャパシタ電圧ＨＶＤＣが印加されていても電源電圧ＶＢが入力されると、切替制御回路３１ａからの出力が解除され、出力信号Ｏ２は出力されなくなる。

パワー半導体素子ＴＮ１に入力されるゲート信号は、上記のようにして決定される切替制御回路３１ａから出力信号Ｏ２とドライバ回路ＩＤＮ１からのゲートドライブ信号ＧＮ１に応じて、図５（ａ）に示す論理回路図に従って決定される。具体的には、図５（ｃ）の真理値表に示すように、切替制御回路３１ａから出力信号Ｏ２とドライバ回路ＩＤＮ１からのゲートドライブ信号ＧＮ１のいずれかがオンになることで、パワー半導体素子ＴＮ１に入力されるゲート信号がオンになる。

次に、車両牽引時の回路動作について、図３を参照して説明する。ここでは、電源電圧ＶＢが制御部２０に入力されない状態で車両が牽引された状態を想定する。

車両が牽引されてモータ９００が回転されると、モータ９００の端子に回転数に応じた誘起電圧が発生し、電力変換装置２００の出力端子に印加される。電力変換装置２００の出力端子に印加された電圧は、上アームの還流ダイオードＤＰ１を介してキャパシタＣ１に印加される。これにより、キャパシタＣ１が充電され、誘起電圧のピーク電圧と同じキャパシタ電圧ＨＶＤＣがキャパシタＣ１に生じる。このキャパシタ電圧ＨＶＤＣは、抵抗体Ｒ２を介してツェナダイオードＺ２に印加される。すると、これに応じてトランジスタＴ２のゲート電圧が上昇し、トランジスタＴ２がオンする。トランジスタＴ２がオンすると、ダイオードＤ２１を介してパワー半導体素子ＴＮ１のゲート電圧が上昇し、下アームのパワー半導体素子ＴＮ１がオンする。これと同様の方法で、他の２相の下アームのパワー半導体素子ＴＮ２、ＴＮ３をそれぞれオンすることにより、モータ９００を３相ショート状態とすることができる。

以上説明したようにしてモータ９００を３相ショート状態にすることで、モータ９００の誘起電圧により発生する電流は、モータ９００と電力変換装置２００の下アーム間で還流される。そのため、上アームの還流ダイオードＤＰ１、ＤＰ２、ＤＰ３を介してキャパシタＣ１を充電する経路がなくなり、キャパシタＣ１に対して継続的に誘起電圧のピーク電圧が印加されることがなくなる。したがって、電力変換装置２００を誘起電圧による過電圧印加から保護することができる。

本発明を適用した場合に、上記のように電源電圧ＶＢが制御部２０に入力されない状態で車両が牽引された場合の電圧変化について、図６および図７の波形図を参照して説明する。図６は、車両牽引時の電力変換装置２００への印加電圧（パワー半導体素子ＴＮ１のコレクタ〜エミッタ間電圧）とキャパシタ電圧ＨＶＤＣの変化を示している。図７は、これらに加えて、さらに車両牽引時のパワー半導体素子ＴＮ１のゲート電圧とコレクタ電流の変化を示している。

車両の牽引によってモータ９００から誘起電圧が発生し、これによって電力変換装置２００への印加電圧（パワー半導体素子ＴＮ１のコレクタ〜エミッタ間電圧）が図６、７の波形７１に示すように変化すると、キャパシタＣ１（電圧平滑用キャパシタ５００）が充電され、キャパシタ電圧ＨＶＤＣが上昇する。しかし、キャパシタ電圧ＨＶＤＣが波形７２で示す所定の電圧以上になると、切替制御回路３１ａによってパワー半導体素子ＴＮ１がオンされることでモータ９００が３相ショート状態となり、電力変換装置２００への誘起電圧の印加が防止される。その結果、電力変換装置２００への印加電圧は、図６、７の波形７１に示すように低下する。一方、パワー半導体素子ＴＮ１のゲート電圧は、図７の波形７３に示すように上昇する。

なお、パワー半導体素子ＴＮ１のコレクタ電流は、図７の波形７４に示すように、電力変換装置２００への印加電圧が上昇し始めてから、パワー半導体素子ＴＮ１がオンされることで低下するまでの間のタイミングにおいて、一瞬低下する。これは、モータ９００で発生した誘起電圧により、モータ９００からの電流が上アームの還流ダイオードＤＰ１に一瞬流れるためである。

ここで、切替制御回路３１ａの動作は、モータ９００の回転数が上昇しても、キャパシタＣ１が充電される速度に対して十分高速である。そのため、仮にモータ９００が高速回転されており、モータ９００で生じた誘起電圧が電力変換装置２００内の部品の耐電圧よりも高くなっているような場合でも、キャパシタＣ１の電圧が上昇される途中でモータ９００を３相ショート状態として、電力変換装置２００への誘起電圧の継続的印加を防止することが可能である。

なお、車両の牽引が継続された状態で時間が経過すると、キャパシタ電圧ＨＶＤＣは、モータ駆動用システム内の放電抵抗等（図１、３には不図示）により、図６、７の波形７２に示すように徐々に低下していく。

その後、キャパシタ電圧ＨＶＤＣが徐々に低下することでトランジスタＴ２のゲート電圧が低下してオフになると、それに伴ってパワー半導体素子ＴＮ１のゲート電圧が低下し、パワー半導体素子ＴＮ１もオフになる。これにより、モータ９００の３相ショート状態が解除される。

３相ショート状態が解除されると、モータ９００からの誘起電圧により、還流ダイオードＤＰ１を経由してキャパシタＣ１が再度充電される。そして、キャパシタ電圧ＨＶＤＣが所定の電圧以上になることで、上記のような動作が繰り返される。

以上説明したような車両牽引時の回路動作により、モータ９００が回転している状態において、継続的に３相ショート状態を維持することができる。その結果、電力変換装置２００への過電圧印加を防止することが可能となる。

以上説明した本発明の第１の実施形態によれば、以下の作用効果を奏する。

（１）電力変換装置２００は、電力変換部４０と、電力変換部４０に印加される電圧を平滑化するための電圧平滑用キャパシタ５００と、電力変換部４０において互いに直列に接続された上アームのパワー半導体素子ＴＰ１および下アームのパワー半導体素子ＴＮ１をそれぞれ駆動するためのドライバ回路ＩＤＰ１およびＩＤＮ１と、これらのパワー半導体素子ＴＰ１、ＴＮ１の駆動をそれぞれ制御するためのＰＷＭ信号ＳＰ１、ＳＰ２をドライバ回路ＩＤＰ１、ＩＤＮ１にそれぞれ出力するコントローラＣＰＵ１と、切替制御回路３１ａとを備える。切替制御回路３１ａは、電圧平滑用キャパシタ５００の電圧に基づいて下アームのパワー半導体素子ＴＮ１をオンまたはオフする第１の回路部と、コントローラＣＰＵ１への電源供給状態に基づいて第１の回路部を有効化または無効化する第２の回路部とを有する。このようにしたので、従来よりも簡易な構成で、車両牽引時にモータ９００の三相ショート状態を確実に実現することができる。

（２）切替制御回路３１ａにおいて、第１の回路部は、トランジスタＴ２、抵抗体Ｒ２およびツェナダイオードＺ２を有する。トランジスタＴ２は、ゲート端子の電圧に応じてドレイン端子とソース端子の間の導通状態を切り替えると共に、電圧平滑用キャパシタ５００にドレイン端子が接続され、パワー半導体素子ＴＮ１における信号入力端子にソース端子が接続されている。抵抗体Ｒ２は、トランジスタＴ２のゲート端子と電圧平滑用キャパシタ５００の一端側との間に接続されており、ツェナダイオードＺ２は、トランジスタＴ２のゲート端子と電圧平滑用キャパシタ５００の他端側との間に接続されている。また、第２の回路部としてのフォトカプラＩＣ２は、コントローラＣＰＵ１に電源が供給されているときに、ツェナダイオードＺ２の両端を短絡させることで第１の回路部を無効化する。このようにしたので、簡単で安価な回路構成により、切替制御回路３１ａの機能を実現することができる。

（第２の実施形態）
次に、本発明の第２の実施形態について説明する。図８は、本発明の第２の実施形態に係る電力変換装置２００の回路構成図である。なお、図８では、制御部２０および駆動部３０のうち制御電源回路ＰＳ２（図３参照）の図示を省略し、駆動部３０の残りの部分と三相の電力変換部４０に含まれる各構成を図示している。

本実施形態において、電力変換装置２００には、第１の実施形態で説明した図３の切替制御回路３１ａに替えて、図８に示すような回路構成の切替制御回路３１ｂが駆動部３０に設けられている。すなわち、第１の実施形態では、図３に示した切替制御回路３１ａが各相の電力変換部４０についてそれぞれ設けられているのに対して、本実施形態では、図８の切替制御回路３１ｂが三相の電力変換部４０について共通に設けられている点が異なっている。

切替制御回路３１ｂにおいて、トランジスタＴ２のソース端子は、ダイオードＤ２１、Ｄ２２、Ｄ２３を介して、下アームのパワー半導体素子ＴＮ１、ＴＮ２、ＴＮ３の信号入力端子（ゲート端子）に共通に接続されている。また、トランジスタＴ２のゲート端子には、図３に示した切替制御回路３１ａと同様に、抵抗体Ｒ２、ツェナダイオードＺ２、キャパシタＣ２およびフォトカプラＩＣ２が接続されており、ドレイン端子は、キャパシタＣ１の一端側（正極側）に接続されている。

車両の牽引などによってキャパシタ電圧ＨＶＤＣが上昇すると、それに伴ってトランジスタＴ２のゲート電圧が上昇する。トランジスタＴ２のゲート電圧が所定のしきい値を超えると、トランジスタＴ２がオンする。このとき、キャパシタ電圧ＨＶＤＣがトランジスタＴ２およびダイオードＤ２１、Ｄ２２、Ｄ２３を介して、パワー半導体素子ＴＮ１、ＴＮ２、ＴＮ３の信号入力端子（ゲート端子）にそれぞれ入力される。これにより、パワー半導体素子ＴＮ１、ＴＮ２、ＴＮ３をそれぞれオン状態として、モータ９００を三相ショート状態とすることができる。

また、電源電圧ＶＢが入力されてフォトカプラＩＣ２がオンされると、ツェナダイオードＺ２の両端が短絡されてトランジスタＴ２のゲート電圧が低下するため、トランジスタＴ２がオフする。これにより、切替制御回路３１ｂにおける第１の回路部の動作を無効化することができる。その結果、ドライバ回路ＩＤＰ１、ＩＤＮ１、ＩＤＰ２、ＩＤＮ２、ＩＤＰ３、ＩＤＮ３からそれぞれ出力される各ゲートドライブ信号に基づいて、上アームの各パワー半導体素子ＴＰ１、ＴＰ２、ＴＰ３および下アームの各パワー半導体素子ＴＮ１、ＴＮ２、ＴＮ３を駆動することができる。

以上説明した本発明の第２の実施形態によれば、切替制御回路３１ｂは、複数の電力変換部４０に対して共通に設けられている。具体的には、切替制御回路３１ｂにおいて、トランジスタＴ２は、パワー半導体素子ＴＮ１、ＴＮ２およびＴＮ３における信号入力端子にソース端子が共通に接続されている。そのため、第１の実施形態で説明したのよりもさらに簡易な構成で、車両牽引時にモータ９００の三相ショート状態を確実に実現することができる。

（第３の実施形態）
次に、本発明の第３の実施形態について説明する。図９は、本発明の第３の実施形態に係る電力変換装置２００の回路構成図である。

本実施形態において、電力変換装置２００には、第１の実施形態で説明した図３の切替制御回路３１ａに替えて、図９に示すような回路構成の切替制御回路３１ｃが駆動部３０に設けられている。この切替制御回路３１ｃは、第１の実施形態における図３の切替制御回路３１ａと比べて、抵抗体Ｒ２と直列に接続されたツェナダイオードＺ３を第１の回路部としてさらに有する点が異なっている。

前述の第１、第２の各実施形態では、キャパシタＣ１からのキャパシタ電圧ＨＶＤＣにより降伏電圧以上の電圧がツェナダイオードＺ２に印加される状態のときに、トランジスタＴ２がオンすると共に、抵抗体Ｒ２に電流が流れる。また、制御部２０に電源電圧ＶＢが入力されることで、ツェナダイオードＺ２の両端が短絡されて第１の回路部が無効化されている状態のときには、キャパシタ電圧ＨＶＤＣに応じた電流が抵抗体Ｒ２に流れる。そのため、抵抗体Ｒ２では、継続的に電力損失が発生する。この電力損失は、たとえばキャパシタ電圧ＨＶＤＣの電圧値が４００Ｖ、抵抗体Ｒ２の抵抗値が５０ｋΩの場合に、約３．２Ｗになる。このような抵抗体Ｒ２を駆動部３０内に設けるためには、相当の面積を必要とするため、電力変換装置２００に対する小型化の妨げになる。

一方、本実施形態では、図９のように、ツェナダイオードＺ２とキャパシタＣ１の正極側との間に、抵抗体Ｒ２と直列に接続されたツェナダイオードＺ３がさらに設けられている。これにより、キャパシタＣ１から印加されるキャパシタ電圧ＨＶＤＣがツェナダイオードＺ３の降伏電圧とツェナダイオードＺ２の降伏電圧を合算した電圧以上となることで、はじめてトランジスタＴ２がオンすると共に、抵抗体Ｒ２に電流が流れる。また、制御部２０に電源電圧ＶＢが入力され、ツェナダイオードＺ２の両端が短絡されて第１の回路部が無効化されている状態のときには、キャパシタ電圧ＨＶＤＣがツェナダイオードＺ３の降伏電圧以上とならない限り、抵抗体Ｒ２に電流が流れることはない。したがって、電力変換装置２００内の部品の耐電圧に近い値となるようにツェナダイオードＺ３の降伏電圧を選定することで、モータ９００からの誘起電圧が耐電圧よりも十分に低い安全な状態においては、抵抗体Ｒ２に電流が流れないようにして無駄な電力損失を低減することができる。その結果、抵抗体Ｒ２の搭載面積を抑えて、電力変換装置２００の小型化を図ることができる。

以上説明した本発明の第３の実施形態によれば、切替制御回路３１ｃにおいて、第１の回路部は、抵抗体Ｒ２と直列に接続されたツェナダイオードＺ３をさらに有する。そのため、無駄な電力損失を低減し、電力変換装置２００の小型化を図ることができる。

なお、以上説明した各実施の形態において、切替制御回路３１ａ、３１ｂ、３１ｃがそれぞれ有する第１の回路部および第２の回路部は、他の回路構成で実現してもよい。たとえば、コンパレータやオペアンプといったリニアＩＣ回路を用いても実現可能である。また、トランジスタＴ２の代わりに電流制御素子を用いたり、フォトカプラＩＣ２の代わりにコイル等を用いたりしてもよい。換言すると、第１の回路部としては、車両牽引時にコントローラＣＰＵ１から信号が出力されないときに、電力変換部４０の上アームまたは下アームのパワー半導体素子の駆動を制御することができれば、どのような回路構成であってもよい。また、第２の回路部としては、コントローラＣＰＵ１への電源供給状態に基づいて、第１の回路部を有効化または無効化することができれば、どのような回路構成であってもよい。

また、以上説明した各実施の形態では、切替制御回路３１ａ、３１ｂ、３１ｃにより、電力変換部４０の下アームの各パワー半導体素子の駆動を制御することでモータ９００を三相ショート状態にする例を説明したが、上アームの各パワー半導体素子の駆動を制御することでモータ９００を三相ショート状態としてもよい。

以上説明した各実施の形態は、それぞれ任意に組み合わせてもよい。たとえば図８の切替制御回路３１ｂにおいて、さらに抵抗体Ｒ２と直列に接続されたツェナダイオードＺ３を設けることで、第２の実施形態と第３の実施形態を組み合わせることができる。

以上説明した各実施形態や各種の変化例はあくまで一例であり、発明の特徴が損なわれない限り、本発明はこれらの内容に限定されない。本発明は上述した実施形態に限定されるものではなく、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で種々の変更が可能である。

２０ 制御部
３０ 駆動部
３１ａ、３１ｂ、３１ｃ 切替制御回路
４０ 電力変換部
２００ 電力変換装置
５００ 電圧平滑用キャパシタ
９００ モータ
Ｃ１、Ｃ２ キャパシタ
Ｒ２ 抵抗体
Ｔ２ トランジスタ
ＶＢ 電源電圧
Ｚ２、Ｚ３ ツェナダイオード
Ｄ２１ ダイオード
ＤＰ１、ＤＮ１、ＤＰ２、ＤＮ２、ＤＰ３、ＤＮ３ 還流ダイオード
ＩＣ２ フォトカプラ
ＴＰ１、ＴＮ１、ＴＰ２、ＴＮ２、ＴＰ３、ＴＮ３ パワー半導体素子
ＣＰＵ１ コントローラ
ＩＤＰ１、ＩＤＮ１、ＩＤＰ２、ＩＤＮ２、ＩＤＰ３、ＩＤＮ３ ドライバ回路

Claims (5)

1. 互いに直列に接続された上アームおよび下アームの電力変換素子を有し、直流電源から供給される直流電力を交流電力に変換する電力変換部と、
   前記電力変換部に印加される電圧を平滑化するための電圧平滑回路と、
   前記上アームの電力変換素子および前記下アームの電力変換素子を駆動するためのドライバ回路と、
   前記上アームの電力変換素子および前記下アームの電力変換素子の駆動を制御するための信号を前記ドライバ回路に出力するコントローラと、
   前記コントローラから前記信号が出力されないときに、前記上アームの電力変換素子または前記下アームの電力変換素子をオンまたはオフするための切替制御回路と、を備え、
   前記切替制御回路は、前記電圧平滑回路の電圧に基づいて前記上アームの電力変換素子または前記下アームの電力変換素子をオンまたはオフする第１の回路部と、前記コントローラへの電源供給状態に基づいて前記第１の回路部を有効化または無効化する第２の回路部とを有することを特徴とする電力変換装置。
2. 請求項１に記載の電力変換装置において、
   前記第１の回路部は、
   第１接続端子、第２接続端子および制御端子を有し、前記制御端子の電圧に応じて前記第１接続端子と前記第２接続端子の間の導通状態を切り替えると共に、前記電圧平滑回路に前記第１接続端子が接続され、前記上アームの電力変換素子または前記下アームの電力変換素子における前記信号の入力端子に前記第２接続端子が接続されたトランジスタと、
   前記制御端子と前記電圧平滑回路の一端側との間に接続された抵抗体と、
   前記制御端子と前記電圧平滑回路の他端側との間に接続された定電圧ダイオードと、を有し、
   前記第２の回路部は、前記コントローラに電源が供給されているときに、前記定電圧ダイオードの両端を短絡させることで前記第１の回路部を無効化することを特徴とする電力変換装置。
3. 請求項１に記載の電力変換装置において、
   前記電力変換部を複数有し、
   前記切替制御回路は、複数の前記電力変換部に対して共通に設けられていることを特徴とする電力変換装置。
4. 請求項３に記載の電力変換装置において、
   前記第１の回路部は、
   第１接続端子、第２接続端子および制御端子を有し、前記制御端子の電圧に応じて前記第１接続端子と前記第２接続端子の間の導通状態を切り替えると共に、前記電圧平滑回路に前記第１接続端子が接続され、前記上アームの電力変換素子または前記下アームの電力変換素子における前記信号の入力端子に前記第２接続端子が複数の前記電力変換部について共通に接続されたトランジスタと、
   前記制御端子と前記電圧平滑回路の一端側との間に接続された抵抗体と、
   前記制御端子と前記電圧平滑回路の他端側との間に接続された定電圧ダイオードと、を有し、
   前記第２の回路部は、前記コントローラに電源が供給されているときに、前記定電圧ダイオードの両端を短絡させることで前記第１の回路部を無効化することを特徴とする電力変換装置。
5. 請求項２または４に記載の電力変換装置において、
   前記第１の回路部は、前記抵抗体と直列に接続された第２の定電圧ダイオードをさらに有することを特徴とする電力変換装置。

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