JP2015162989A

JP2015162989A - 昇圧コンバータ及びその制御方法

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Publication number: JP2015162989A
Application number: JP2014037446A
Authority: JP
Inventors: 健利行; Ken Togyo
Original assignee: Toyota Motor Corp
Current assignee: Toyota Motor Corp
Priority date: 2014-02-27
Filing date: 2014-02-27
Publication date: 2015-09-07
Anticipated expiration: 2034-02-27
Also published as: CN104883055A; US20150244261A1; US9484813B2; JP6020489B2; DE102015102417A1; CN104883055B

Abstract

【課題】本発明は、昇圧コンバータ及びその制御方法に係り、電流連続モードと電流不連続モードとの切り替え時に出力電圧の安定性を向上させることにある。【解決手段】昇圧コンバータは、一端が入力電源に接続されるインダクタと、インダクタの他端と基準電位端子との間に接続されるスイッチング素子と、インダクタの他端と出力端子との間に接続される整流素子と、スイッチング素子をスイッチング周期でデューティ駆動させることにより、インダクタを用いて入力電源の電圧を昇圧させて出力端子から出力させるコントローラと、を備える。そして、コントローラは、スイッチング素子のデューティ駆動を、インダクタに流すべき電流指令値がスイッチング周期のうちスイッチング素子がデューティオフされているオフ期間にインダクタに流れた電流の平均値に等しくなるように制御する。【選択図】図６

Description

本発明は、昇圧コンバータ及びその制御方法に関する。

スイッチング素子をスイッチング周期でデューティ駆動させることにより、インダクタを用いて入力電源の電圧を昇圧させて出力させる昇圧コンバータが知られている（例えば、特許文献１及び２参照）。この昇圧コンバータは、一端が入力電源に接続されるインダクタと、インダクタの他端と接地端子との間に接続されるスイッチング素子と、インダクタの他端と負荷側の出力端子との間に接続されるダイオードと、を備えている。

上記の昇圧コンバータにおいて、コントローラは、スイッチング周期中にインダクタに流れた電流の平均値に基づいて、スイッチング素子のデューティ駆動を制御する。具体的には、インダクタに流すべき電流の指令値がスイッチング周期中にインダクタに流れた電流の平均値に等しくなるように算出したデューティ指令値に従って、スイッチング素子をデューティ駆動させる。

スイッチング素子がオンされると、入力電源側からインダクタに流れた電流が、ダイオードを経由して負荷側へは流れず、スイッチング素子を経由して接地端子側へ流れる。このスイッチング素子のオン中は、インダクタに流れる電流が徐々に増加する。次に、スイッチング素子がオンからオフへ切り替わると、インダクタの他端の電位が略ゼロから出力端子の出力電圧に等しいレベルへ上昇すると共に、入力電源側からインダクタに流れた電流が、スイッチング素子を経由して接地端子側へは流通せず、ダイオードを経由して負荷側へ流れる。スイッチング素子のオフ中は、インダクタに流れる電流がスイッチング素子のオンからオフへの切り替わり時でのピーク値から徐々に減少する。従って、上記したスイッチング素子のオンとオフとを繰り返すことにより、入力電源の電圧を昇圧させて出力端子から負荷側へ出力させることができる。

特開２００９−２０１２４７号公報特開２０１１−２５４６４６号公報

ところで、入力電源側からインダクタに流れた電流がダイオードを経由して負荷側に流れるタイミングは、スイッチング周期の全期間のうちスイッチング素子がオフされているオフ期間中のみである。この点、出力端子の出力電圧変化に寄与する電荷は、スイッチング周期のうちスイッチング素子のオフ中にインダクタに流れた電流によるもののみである。このため、負荷に流れる出力電流の変化がスイッチング周期に比べて十分に遅いとすれば、出力端子での出力電圧変化は、スイッチング周期のうちスイッチング素子のオフ中にインダクタに流れた電流の時間積分値（電荷）によって定まり、そのスイッチング素子のオフ中にインダクタに流れた電流の平均値に比例することとなる。

スイッチング周期の全期間中にインダクタに流れる電流がゼロとなる期間が無いすなわちインダクタに電流が流れる状態が継続する電流連続モードでは、スイッチング周期の全期間中にインダクタに流れた電流の平均値とスイッチング周期のうちスイッチング素子のオフ中にインダクタに流れた電流の平均値とは一致する。一方、スイッチング周期の全期間中にインダクタに流れる電流がゼロとなる期間が含まれる電流不連続モードでは、スイッチング周期の全期間中にインダクタに流れた電流の平均値とスイッチング周期のうちスイッチング素子のオフ中にインダクタに流れた電流の平均値とは一致しない。

この点、上記した特許文献１又は２記載の昇圧コンバータの如く、スイッチング素子のデューティ駆動を、スイッチング周期の全期間中にインダクタに流れた電流の平均値に基づいて行う制御方式において、電流連続モードでは、スイッチング周期の全期間中におけるインダクタ電流平均値と出力電圧変化との間に線形性が保たれるので、インダクタ電流指令値を本来必要な電流指令値とすることは可能である。しかし一方、電流不連続モードでは、スイッチング周期の全期間中におけるインダクタ電流平均値と出力電圧変化との間に線形性が保たれないので、インダクタ電流指令値と本来必要な電流指令値との間に誤差が生じる。

従って、電流連続モードと電流不連続モードとの区別なく、スイッチング素子のデューティ駆動をスイッチング周期の全期間中にインダクタに流れた電流の平均値に基づいて行うものとすると、電流連続モードと電流不連続モードとで電流指令値に対するデューティ指令値が不連続となるので、電流連続モードと電流不連続モードとの切り替え時に出力電圧の安定性が低下する。

本発明は、電流連続モードと電流不連続モードとの切り替え時に出力電圧の安定性を向上させた昇圧コンバータ及びその制御方法を提供する。

本発明の第１態様に係る昇圧コンバータは、一端が入力電源に接続されるインダクタと、前記インダクタの他端と基準電位端子との間に接続されるスイッチング素子と、前記インダクタの他端と出力端子との間に接続される整流素子と、前記インダクタに流すべき電流指令値がスイッチング周期のうち前記スイッチング素子がデューティオフされているオフ期間に前記インダクタに流れた電流の平均値に等しくなるように前記スイッチング素子をスイッチング周期でデューティ駆動させることにより、前記インダクタを用いて前記入力電源の電圧を昇圧させて前記出力端子から出力させるコントローラと、を備えるものである。

また、本発明の第２態様に係る昇圧コンバータの制御方法は、一端が入力電源に接続されるインダクタと、前記インダクタの他端と基準電位端子との間に接続されるスイッチング素子と、前記インダクタの他端と出力端子との間に接続される整流素子と、を備える昇圧コンバータにおいて、前記インダクタに流すべき電流指令値がスイッチング周期のうち前記スイッチング素子がデューティオフされているオフ期間に前記インダクタに流れた電流の平均値に等しくなるように前記スイッチング素子をスイッチング周期でデューティ駆動させることにより、前記インダクタを用いて前記入力電源の電圧を昇圧させて前記出力端子から出力させるものである。

上記態様によれば、電流連続モードと電流不連続モードとの切り替え時に出力電圧の安定性を向上させることができる。

本発明の一実施例である昇圧コンバータの回路構成図である。本実施例の昇圧コンバータが備えるコントローラの構成図である。電流連続モードでのインダクタに流れる電流ＩＬの時間波形の一例を表した図である。電流不連続モードでのインダクタに流れる電流ＩＬの時間波形の一例を表した図である。本実施例の昇圧コンバータの構成と各点それぞれに流れる電流ＩＬ，Ｉｈ，Ｉｏの時間波形との関係を表した図である。本実施例の昇圧コンバータにおける電流連続モード及び電流不連続モードそれぞれでのインダクタ電流指令値ＩＬｃｍとデューティ指令値Ｄとの関係を表した図である。本実施例の昇圧コンバータにおいて電流連続モードと電流不連続モードとを区別して判定すべく実行される制御ルーチンの一例のフローチャートである。

以下、図面を用いて、本発明に係る昇圧コンバータの具体的な実施の形態について説明する。

図１は、本発明の一実施例である昇圧コンバータ１０の回路構成図を示す。本実施例の昇圧コンバータ１０は、入力電源の電圧を昇圧して出力するチョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータである。昇圧コンバータ１０は、例えばハイブリッド自動車や電気自動車などに搭載される走行用モータの駆動や，電動パワーステアリングシステムの電源制御などに用いられる。

図１に示す如く、昇圧コンバータ１０は、入力電源１２と、フィルタコンデンサ１４と、インダクタ１６と、スイッチング素子１８と、ダイオード２０，２２と、平滑コンデンサ２４と、を備えている。昇圧コンバータ１０は、スイッチング素子１８が所定のスイッチング周期Ｔでオンとオフとを繰り返すデューティ駆動を行うことにより、入力電源１２の出力する直流電圧（例えば、２００ボルトや１２ボルトなど）Ｖｉを所望の直流電圧（例えば、６５０ボルトや４２ボルト）まで昇圧する昇圧動作を行う回路である。

入力電源１２は、例えば車載バッテリなどの、所定の電圧Ｖｉを出力する電源である。フィルタコンデンサ１４は、入力電源１２にその正極端子と負極端子（接地端子）との間で並列接続されている。フィルタコンデンサ１４は、入力電源１２の出力する電圧Ｖｉを安定化させるコンデンサである。フィルタコンデンサ１４は、所定の容量Ｃｉを有している。

インダクタ１６は、一端が入力電源１２の正極端子に接続され、かつ、他端がスイッチング素子１８を介して接地端子に接続されかつダイオード２２を介して出力端子に接続されるように構成されている。インダクタ１６は、昇圧コンバータ１０が昇圧動作を行う際に電力の蓄積及び放出を行うように作用する。インダクタ１６は、所定のインダクタンス値Ｌを有している。

スイッチング素子１８は、例えば絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ（ＩＢＧＴ）などのパワー半導体素子である。尚、スイッチング素子１８は、ＭＯＳＦＥＴであってもよい。スイッチング素子１８は、コレクタがインダクタ１６の他端に接続され、かつ、エミッタが接地端子に接続されるように構成されている。スイッチング素子１８は、ゲートに入力されるコントローラ３０からのデューティ指令値Ｄに従ってオン及びオフされる。

ダイオード２０は、スイッチング素子１８にそのコレクタ−エミッタ間で並列接続されている。具体的には、ダイオード２０は、アノードがスイッチング素子１８のエミッタ及び接地端子に接続され、かつ、カソードがスイッチング素子１８のコレクタ及びインダクタ１６の他端に接続されるように構成されている。ダイオード２０は、スイッチング素子１８と同一の半導体基板に形成されている。ダイオード２０は、スイッチング素子１８のエミッタ側からコレクタ側へ向けて電流が流通することのみを許容する整流素子である。

ダイオード２２は、アノードがインダクタ１６の他端及びダイオード２０のカソードに接続され、かつ、カソードが出力端子に接続されるように構成されている。ダイオード２２は、インダクタ１６の他端側から出力端子側へ向けて電流が流通することのみを許容する整流素子である。

尚、ダイオード２２は、上記したスイッチング素子１８と対をなすそのスイッチング素子１８とは異なるパワー半導体素子であるスイッチング素子に並列接続されたものであってもよい。この場合、スイッチング素子１８及びダイオード２０は下アームを構成し、かつ、ダイオード２２及びそのダイオード２２が並列接続されたスイッチング素子は上アームを構成する。また、ダイオード２２が並列接続されたスイッチング素子は、昇圧コンバータ１０の昇圧動作時にオフされるものとしてもよいし、また、スイッチング素子１８に対して逆相でデューティ駆動されるものとしてもよい。更に、ダイオード２２が並列接続されたスイッチング素子は、昇圧コンバータ１０の降圧動作時にオンされるものであればよい。

平滑コンデンサ２４は、出力端子と接地端子との間に接続されている。平滑コンデンサ２４は、出力端子に生じる電圧（出力電圧）Ｖｏを平滑化するコンデンサである。平滑コンデンサ２４は、所定の容量Ｃｍを有している。平滑コンデンサ２４には、電気モータなどの負荷２６が並列に接続されている。すなわち、負荷２６は、出力端子と接地端子との間に接続されている。負荷２６は、出力端子側から出力電圧Ｖｏで電流Ｉｏの供給がなされることにより動作する。

上記した昇圧コンバータ１０において、コントローラ３０からのデューティ指令値Ｄに従ってスイッチング素子１８がデューティオンされると、入力電源１２の正極端子→インダクタ１６→スイッチング素子１８→接地端子の順に電流が流通する。すなわち、入力電源１２からインダクタ１６に流れた電流が、ダイオード２２を経由して高電位側の出力端子へ流れることはなく、スイッチング素子１８を経由して接地端子側へ流れる。スイッチング素子１８のオン中は、入力電源１２側からインダクタ１６に流れる電流ＩＬが時間の経過に伴って徐々に増加する。この際、電流ＩＬの時間増加量は、Ｖｉ／Ｌである。

次に、スイッチング素子１８がデューティオンからデューティオフへ切り替わると、インダクタ１６の他端側の電位が略ゼロから出力端子の出力電圧Ｖｏに等しいレベルへ上昇すると共に、入力電源１２の正極端子→インダクタ１６→ダイオード２２→出力端子の順に電流が流通する。すなわち、入力電源１２からインダクタ１６に流れた電流が、スイッチング素子１８を経由して接地端子側へ流れることはなく、ダイオード２２を経由して高電位側の出力端子へ流れる。スイッチング素子１８のオフ中は、入力電源１２側からインダクタ１６に流れる電流ＩＬがスイッチング素子１８のオンからオフへの切り替わり時での電流ＩＬをピーク値から時間の経過に伴って徐々に減少する。この際、電流ＩＬの時間減少量は、（Ｖｏ−Ｖｉ）／Ｌである。

以後、スイッチング素子１８が所定のスイッチング周期Ｔ中にデューティオンとデューティオフとを繰り返すことで、入力電源１２からインダクタ１６に流れる電流ＩＬの増加と減少とが繰り返される。

このように、本実施例においては、スイッチング素子１８のデューティオンにより入力電源１２からインダクタ１６に流れる電流ＩＬが増加されると共に、スイッチング素子１８のデューティオンからデューティオフへ切り替わり時にインダクタ１６の他端側の電位が略ゼロから出力端子の出力電圧Ｖｏに等しいレベルへ上昇され、かつ、スイッチング素子１８のデューティオフにより入力電源１２からインダクタ１６に流れた電流ＩＬが出力端子側へ流通されつつピーク値から減少される。

かかるスイッチング素子１８のデューティ駆動によれば、入力電源１２の電圧Ｖｉを昇圧させて出力電圧Ｖｏとして出力端子から出力させることができる。また、スイッチング素子１８がデューティオフされているオフ期間は入力電源１２からインダクタ１６に流れた電流ＩＬが出力端子側へ流れるので、そのオフ期間にその電流ＩＬによる電荷により平滑コンデンサ２８を充電させ或いは負荷２６へ電力供給することができる。尚、スイッチング素子１８がデューティオンされているオン期間は、入力電源１２からインダクタ１６に流れた電流ＩＬが出力端子側へ流れることは無いが、平滑コンデンサ２８が放電されるので、負荷２６への電力供給が維持される。負荷２６に供給される電流Ｉｏは、スイッチング素子１８のオン期間及びオフ期間によらず略一定に保たれる。

従って、本実施例によれば、一つのスイッチング素子１８をデューティ駆動（いわゆる片素子駆動）することで、入力電源１２の入力電圧Ｖｉを所望の電圧まで昇圧させることができる。この点、本実施例の昇圧コンバータ１０によれば、昇圧動作を行ううえで上アームのスイッチング素子と下アームのスイッチング素子とを互いに逆相でそれぞれデューティ駆動させる構成とは異なり、上下アームの同時オンを防ぐためのデッドタイムを設けることは不要であるので、昇圧動作を効率的に実現することができると共に、スイッチング周波数の高周波化を実現することができる。

次に、図２〜図７を参照して、本実施例の昇圧コンバータ１０において、コントローラ３０がスイッチング素子１８をデューティ駆動するうえで用いるデューティ指令値を算出する手法について説明する。

図２は、本実施例の昇圧コンバータ１０が備えるコントローラ３０の構成図を示す。図３は、電流連続モードでのインダクタ１６に流れる電流ＩＬの時間波形の一例を表した図を示す。図４は、電流不連続モードでのインダクタ１６に流れる電流ＩＬの時間波形の一例を表した図を示す。図５は、本実施例の昇圧コンバータ１０の構成と各点それぞれに流れる電流ＩＬ，Ｉｈ，Ｉｏの時間波形との関係を表した図を示す。図６は、本実施例の昇圧コンバータ１０における電流連続モード及び電流不連続モードそれぞれでのインダクタ電流指令値ＩＬｃｍとデューティ指令値Ｄとの関係を表した図を示す。また、図７は、本実施例の昇圧コンバータ１０において電流連続モードと電流不連続モードとを区別して判定すべく実行される制御ルーチンの一例のフローチャートを示す。

尚、図６においては、電流連続モードでのインダクタ電流指令値ＩＬｃｍとデューティ指令値Ｄとの関係を実線の曲線ＭＣで示す。また、本実施例の昇圧コンバータ１０において実現される電流不連続モードでのインダクタ電流指令値ＩＬｃｍとデューティ指令値Ｄとの関係を実線の曲線ＭＵ１で示す。更に、本実施例の昇圧コンバータ１０と対比される、スイッチング素子１８のデューティ駆動をスイッチング周期の全期間中にインダクタ１６に流れた電流の平均値に基づいて行う対比例の昇圧コンバータにおいて実現される電流不連続モードでのインダクタ電流指令値ＩＬｃｍとデューティ指令値Ｄとの関係を一点鎖線の曲線ＭＵ２で示す。

コントローラ３０は、マイクロコンピュータを主体に構成されており、電圧コントローラ部３２と、電流コントローラ部３４と、を有している。電圧コントローラ部３２には、昇圧コンバータ１０が出力端子から出力すべき目標となる出力電圧（以下、出力電圧目標値と称す。）Ｖｃｍが入力されると共に、上記した出力端子に生じる出力電圧Ｖｏの実際のモニタ値（以下、出力電圧モニタ値Ｖｏと称す。）が入力される。尚、出力電圧目標値Ｖｃｍは、予め定められているものであればよい。

電圧コントローラ部３２は、差分器３６と、ＰＩコントローラ３８と、を有している。差分器３６は、入力した出力電圧目標値Ｖｃｍと出力電圧モニタ値Ｖｏとの差分（又は、その二乗の差分）を算出する。また、ＰＩコントローラ３８は、差分器３６の算出した差分に基づいてＰＩ制御により、インダクタ１６に流すべき電流の指令値（以下、インダクタ電流指令値と称す。）ＩＬｃｍを設定する。例えば、出力電圧モニタ値Ｖｏが出力電圧目標値Ｖｃｍに比べて小さいほどインダクタ電流指令値ＩＬｃｍを大きな値に設定する。

尚、上記の如く設定されるインダクタ電流指令値ＩＬｃｍは、スイッチング周期Ｔに比べて十分に長い期間に亘って同じ値に維持される。また、電圧コントローラ部３２は、ＰＩコントローラ３８に代えてＰＩＤコントローラを有するものとし、差分器３６の算出した差分に基づいてＰＩＤ制御によりインダクタ電流指令値ＩＬｃｍを設定することとしてもよい。

電圧コントローラ部３２の出力には、電流コントローラ部３４の入力が接続されている。電圧コントローラ部３２は、出力電圧目標値Ｖｃｍと出力電圧モニタ値Ｖｏとの差分に基づいて設定したインダクタ電流指令値ＩＬｃｍを電流コントローラ部３４に向けて出力する。すなわち、電圧コントローラ部３２の設定したインダクタ電流指令値ＩＬｃｍは、電流コントローラ部３４に入力される。

電流コントローラ部３４には、また、インダクタ１６に流れた電流ＩＬの実際のモニタ値（以下、インダクタ電流モニタ値ＩＬと称す。）が入力されると共に、上記した出力端子に生じる出力電圧モニタ値Ｖｏが入力され、かつ、入力電源１２の出力する入力電圧Ｖｉ及びインダクタ１６のインダクタンス値Ｌが入力される。尚、インダクタンス値Ｌは、予め定められているものであればよい。

電流コントローラ部３４は、電流モード判別部４０と、制御式可変部４２と、駆動部４４と、を有している。電流コントローラ部３４は、各入力値であるインダクタ電流指令値ＩＬｃｍ、インダクタ電流モニタ値ＩＬ、出力電圧モニタ値Ｖｏ、入力電圧Ｖｉ、及びインダクタンス値Ｌに基づいて、後に詳述する如く、デューティ指令値Ｄを算出する。尚、この算出されるデューティ指令値Ｄは、スイッチング周期Ｔに比べて十分に長い期間に亘って同じ値に維持される。

電流コントローラ部３４の出力には、スイッチング素子１８のゲートが接続されている。電流コントローラ部３４は、算出したデューティ指令値Ｄに従って所定のスイッチング周期Ｔでハイレベルとローレベルとが繰り返されるゲート信号を生成してコントローラ３０の出力としてスイッチング素子１８のゲートに供給する。スイッチング素子１８は、ゲートに入力されるコントローラ３０からのデューティ指令値Ｄに従ったゲート信号に基づいてオン及びオフされる。

昇圧コンバータ１０において、インダクタ１６に流れる電流ＩＬは、スイッチング素子１８のオンとオフとのデューティ比（オン期間Ｔｏｎ／（オン期間Ｔｏｎ＋オフ期間Ｔｏｆｆ））に応じて異なる。具体的には、そのデューティ比が大きいほど多くなり、そのデューティ比が小さいほど少なくなる。

また、昇圧コンバータ１０の如くいわゆる片素子駆動で入力電圧Ｖｉを所望の電圧まで昇圧させて出力端子から出力させる構成では、スイッチング素子１８に対するオンとオフとのスイッチングの一周期（すなわち、スイッチング周期Ｔ（＝Ｔｏｎ＋Ｔｏｆｆ））の全期間に亘ってインダクタ１６に電流ＩＬが流れる状態が継続する電流連続モードと、そのスイッチング周期Ｔ中にインダクタ１６に流れる電流ＩＬがゼロとなる期間が含まれる電流不連続モードと、がある。

昇圧コンバータ１０のモードは、デューティ比が所定値以上であるときは、インダクタ１６に流れる電流ＩＬが比較的多いので、電流連続モードになる。一方、デューティ比が所定値未満であるときは、インダクタ１６に流れる電流ＩＬが比較的少ないので、電流不連続モードになる。この点、インダクタ電流指令値ＩＬｃｍが所定値Ｉｔｈ以上であるか否かで、電流連続モードと電流不連続モードとが切り替わる。尚、電流不連続モードでは、インダクタ１６に電流が流れる期間Ｔｏｆｆｘと、インダクタ１６に流れる電流がゼロとなる期間Ｔｚ（＝Ｔ−Ｔｏｎ−Ｔｏｆｆｘ）と、がある。

本実施例の昇圧コンバータ１０において、コントローラ３０は、スイッチング素子１８のデューティ駆動を行ううえで、電流コントローラ部３４にて電圧コントローラ部３２からのインダクタ電流指令値ＩＬｃｍに基づいてデューティ指令値Ｄを算出する。電流コントローラ部３４は、スイッチング素子１８に対するデューティ指令値Ｄを、インダクタ電流指令値ＩＬｃｍがスイッチング周期Ｔのうちスイッチング素子１８がデューティオフされているオフ期間Ｔｏｆｆにインダクタ１６に流れた電流ＩＬの平均値に等しくなるように算出する。

ここで、入力電源１２からインダクタ１６に流れた電流ＩＬがダイオード２２を経由して出力端子側に流れるタイミングは、スイッチング周期Ｔの全期間のうちスイッチング素子１８がオフされているオフ期間Ｔｏｆｆ中のみである。すなわち、インダクタ１６に流れた電流ＩＬは、スイッチング素子１８のオフ期間Ｔｏｆｆ中に出力端子に電流Ｉｈとして流れる。この点、出力端子に生じる出力電圧Ｖｏの変化ΔＶｏに寄与する電荷は、スイッチング周期Ｔのうちスイッチング素子１８のオフ期間Ｔｏｆｆ中にインダクタ１６に流れた電流ＩＬ（すなわち、出力端子側電流Ｉｈ）によるもののみである。

このため、出力端子での出力電圧Ｖｏの変化ΔＶｏは、負荷２６に流れる出力電流Ｉｏの変化がスイッチング周期Ｔに比べて十分に遅いとすれば、スイッチング周期Ｔのうちのスイッチング素子のオフ期間Ｔｏｆｆ中にインダクタ１６に流れた電流ＩＬの時間積分値（すなわち、電流Ｉｈの時間積分値Ｑｈ）によって定まり、そのスイッチング素子１８のオフ期間Ｔｏｆｆ中にインダクタ１６に流れた電流ＩＬ（＝Ｉｈ）の平均値Ｉａｖｅに比例する（ΔＶｏ＝（Ｑｈ−Ｑｏ）／Ｃｍ）。但し、Ｑｈは、インダクタ１６側から出力端子側に供給される電荷であって、Ｑｈ＝Ｉａｖｅ・Ｔｏｆｆが成立する。また、Ｑｏは、負荷２６に供給される電荷である。

電流連続モードでは、スイッチング素子１８のオフ期間Ｔｏｆｆ中にインダクタ１６に流れた電流ＩＬがそのオフ期間Ｔｏｆｆの始めから終わりまで継続して出力端子側に流れると共に、その電流ＩＬがそのオフ期間Ｔｏｆｆ中に傾き（Ｖｏ−Ｖｉ）／Ｌで比例的に減少する。この場合、インダクタ１６に流れる電流ＩＬの、スイッチング素子１８のオフ期間Ｔｏｆｆにおける平均値Ｉａｖｅは、そのオフ期間Ｔｏｆｆでの電流ＩＬの始値と終値との中央値であるＩｐ／２となる。

一方、電流不連続モードでは、スイッチング素子１８のオフ期間Ｔｏｆｆ中にインダクタ１６に流れた電流ＩＬが出力端子側に流れるが、実質的にインダクタ１６に電流ＩＬが流れているタイミングはその電流ＩＬがゼロを超えている期間Ｔｏｆｆｘのみであるので、インダクタ１６側から出力端子側に流れる電流ＩＬはその期間Ｔｏｆｆｘのみである。この場合、インダクタ１６に流れる電流ＩＬの、スイッチング素子１８のオフ期間Ｔｏｆｆにおける平均値Ｉａｖｅは、その期間Ｔｏｆｆｘでの電流ＩＬの始値と終値（ゼロ）との中央値である（Ｉｐ／２）に（Ｔｏｆｆｘ／Ｔｏｆｆ）を乗算したものとなる（Ｉａｖｅ＝（Ｉｐ／２）・（Ｔｏｆｆｘ／Ｔｏｆｆ））。

従って、インダクタ１６側から出力端子側に供給された電荷がすべて負荷２６側に流れるものとすると、電流連続モードでは、一スイッチング周期Ｔ（一サイクル）当たりに負荷２６に供給される電荷Ｑｏ＊は、Ｔｏｆｆ・Ｉｐ／２となると共に、一方、電流不連続モードでは、一スイッチング周期Ｔ当たりに負荷２６に供給される電荷Ｑｏ＊は、Ｔｏｆｆｘ・Ｉｐ／２となる。

そこで、コントローラ３０の電流コントローラ部３４は、スイッチング素子１８に対するデューティ指令値Ｄ（＝Ｔｏｎ／Ｔ＝１−Ｔｏｆｆ／Ｔ）を算出するうえで、次式（１）に従って、インダクタ電流指令値ＩＬｃｍがスイッチング周期Ｔのうちスイッチング素子１８がデューティオフされているオフ期間Ｔｏｆｆにインダクタ１６に流れた電流ＩＬの平均値に等しくなるように制御する。電流連続モードでは、上記の如くＱｏ＊＝Ｔｏｆｆ・Ｉｐ／２が成立するので、次式（２）に従って上記の制御を行う。一方、電流不連続モードでは、上記の如くＱｏ＊＝Ｔｏｆｆｘ・Ｉｐ／２が成立するので、次式（３）に従った上記の制御を行う。

ＩＬｃｍ・（１−Ｄ）＝Ｑｏ＊／Ｔ＝Ｉｏ＊・・・（１）
ＩＬｃｍ・（１−Ｄ）＝（Ｉｐ／２）・Ｔｏｆｆ／Ｔ・・・（２）
ＩＬｃｍ・（１−Ｄ）＝（Ｉｐ／２）・Ｔｏｆｆｘ／Ｔ・・・（３）
具体的には、電流コントローラ部３４は、まず、電流モード判別部４０にて、入力されるインダクタ電流モニタ値ＩＬ又は電圧コントローラ部３２からのインダクタ電流指令値ＩＬｃｍに基づいて、現モードが電流連続モードと電流不連続モードとの何れであるかの判定を行う（ステップ１００〜１０４）。

インダクタ電流モニタ値ＩＬが所定閾値Ｉｔｈ１以上になることがあるか否かに応じて電流連続モードと電流不連続モードとが切り替わり、ＩＬ≧Ｉｔｈ１が成立することがあれば電流連続モードとなり、ＩＬ≧Ｉｔｈ１が成立することがなければ電流不連続モードとなる。また、インダクタ電流指令値ＩＬｃｍが所定閾値Ｉｔｈ２以上であるか否かに応じて電流連続モードと電流不連続モードとが切り替わり、ＩＬｃｍ≧Ｉｔｈ２が成立すれば電流連続モードとなり、ＩＬｃｍ＜Ｉｔｈ２が成立すれば電流不連続モードとなる。

電流コントローラ部３４は、電流モード判別部４０にて、入力されたインダクタ電流モニタ値ＩＬが所定閾値Ｉｔｈ１以上になることがあるか否か、或いは、入力されたインダクタ電流指令値ＩＬｃｍが所定閾値Ｉｔｈ２以上であるか否かを判別する（ステップ１００）。そして、ＩＬ≧Ｉｔｈ１が成立することがある或いはＩＬｃｍ≧Ｉｔｈ２が成立すると判別した場合は、現モードが電流連続モードにあると判定し、その電流連続モード用の下記動作を行う（ステップ１０２）。一方、ＩＬ≧Ｉｔｈ１が成立することがない或いはＩＬｃｍ＜Ｉｔｈ２が成立すると判別した場合は、現モードが電流不連続モードにあると判定し、その電流不連続モード用の下記動作を行う（ステップ１０４）。

具体的には、電流コントローラ部３４は、電流モード判別部４０にて上記の如くモード判定を行った後、制御式可変部４２にて、そのモード判定結果に応じて、デューティ指令値Ｄを算出する制御式を下記の式（６）と式（７）とで可変する。すなわち、ディーティ指令値Ｄを、電流連続モードでは下記の制御式（６）に従って算出し、一方、電流不連続モードでは下記の制御式（７）に従って算出する。尚、電流不連続モードでは、スイッチング素子１８のオフ期間Ｔｏｆｆでの電流ＩＬの始値と終値（ゼロ）との差は、スイッチング素子１８のオン期間Ｔｏｎでの電流ＩＬの始値（ゼロ）と終値との差に等しい。このため、電流不連続モードでは、次式（４）及び（５）が成立するので、これらの式（４）及び式（５）を式（３）に代入することにより、デューティ指令値Ｄを求める。

Ｉｐ＝（Ｖｉ／Ｌ）・Ｄ・Ｔ・・・（４）
Ｔｏｆｆｘ＝Ｌ・Ｉｐ／（Ｖｏ−Ｖｉ）＝Ｖｉ・Ｄ・Ｔ／（Ｖｏ−Ｖｉ）・・・（５）

電流コントローラ部３４は、駆動部４４にて、上記の如く算出したデューティ指令値Ｄに基づいて所定のスイッチング周期Ｔでハイレベルとローレベルとが繰り返されるゲート信号を生成してスイッチング素子１８のゲートに供給する。スイッチング素子１８が上記のデューティ指令値Ｄに従ってデューティ駆動されると、電流連続モード及び電流不連続モードの何れにおいても、インダクタ電流指令値ＩＬｃｍがスイッチング周期Ｔのうちスイッチング素子１８がデューティオフされているオフ期間Ｔｏｆｆにインダクタ１６に流れた電流ＩＬの平均値に等しくなる。

具体的には、電流連続モードでは、インダクタ電流指令値ＩＬｃｍが、一スイッチング周期Ｔのオフ期間Ｔｏｆｆの全期間に亘って連続してインダクタ１６に流れた電流ＩＬの、そのオフ期間Ｔｏｆｆ当たりの平均値に等しくなる。また、電流不連続モードでは、インダクタ電流指令値ＩＬｃｍが、一スイッチング周期Ｔのオフ期間Ｔｏｆｆの一部の期間Ｔｏｆｆｘにのみインダクタ１６に流れた電流ＩＬの、そのオフ期間Ｔｏｆｆ当たりの平均値に等しくなる。

このように、上記のスイッチング素子１８の駆動制御によれば、電流連続モード及び電流不連続モード共に、インダクタ電流指令値ＩＬｃｍが、インダクタ１６側からダイオード２２を介して出力端子側に電流が流れるオフ期間Ｔｏｆｆにおけるその電流の平均値に一致する。このため、電流連続モードと電流不連続モードとの切り替え時（ＩＬｃｍ＝Ｉｔｈ）に、インダクタ電流指令値ＩＬｃｍに対するデューティ指令値ＤにギャップΔＤが生じてそのデューティ指令値Ｄが不連続となること（図６に一点鎖線で示す電流不連続モードと連続モードとを比較したときを参照）は回避され、インダクタ電流指令値ＩＬｃｍに対するデューティ指令値Ｄが連続する（図６に実線で示す電流不連続モードと連続モードとを比較したときを参照）。

スイッチング素子１８のオフ期間Ｔｏｆｆにインダクタ１６側からダイオード２２を介して出力端子側に流れた電流の時間積分値（電荷）が出力端子の出力電圧変化に寄与し、その電流の平均値と出力電圧変化とが比例関係となる。この点、本実施例によれば、電流連続モード及び電流不連続モードの何れでも、インダクタ電流指令値ＩＬｃｍと出力端子の出力電圧変化との間の線形性を確保することができるので、インダクタ電流指令値ＩＬｃｍが昇圧コンバータ１０による昇圧のために本来必要な電流指令値からずれるのを抑制することができる。

従って、本実施例の昇圧コンバータ１０によれば、入力電源１２の電圧を昇圧させて出力させるうえで、電流連続モードと電流不連続モードとの切り替え時に、出力端子の出力電圧にリプルが発生するのを抑制することができ、その出力電圧の安定性を向上させることができる。

尚、上記の実施例においては、ダイオード２２が「整流素子」の一例である。電流コントローラ部３４の電流モード判別部４０が「電流モード判別部」の一例である。電流コントローラ部３４の制御式可変部４２が「制御式可変部」の一例である。電流コントローラ部３４の駆動部４４が「駆動部」の一例である。

１０昇圧コンバータ
１２入力電源
１６インダクタ
１８スイッチング素子
２０，２２ダイオード
２６負荷
３０コントローラ
３２電圧コントローラ部
３４電流コントローラ部
４０電流モード判別部
４２制御式可変部
４４駆動部

Claims

一端が入力電源に接続されるインダクタと、
前記インダクタの他端と基準電位端子との間に接続されるスイッチング素子と、
前記インダクタの他端と出力端子との間に接続される整流素子と、
前記インダクタに流すべき電流指令値がスイッチング周期のうち前記スイッチング素子がデューティオフされているオフ期間に前記インダクタに流れた電流の平均値に等しくなるように前記スイッチング素子をスイッチング周期でデューティ駆動させることにより、前記インダクタを用いて前記入力電源の電圧を昇圧させて前記出力端子から出力させるコントローラと、
を備えることを特徴とする昇圧コンバータ。
前記コントローラは、
現モードが、スイッチング周期の全期間に亘って前記インダクタに電流が流れる状態が継続する電流連続モードと、スイッチング周期中に前記インダクタに流れる電流がゼロとなる期間が含まれる電流不連続モードと、の何れであるか否かを判別する電流モード判別部と、
前記電流モード判別部による判別結果に応じて、前記スイッチング素子をデューティ駆動するうえで用いるデューティ指令値を算出する制御式を可変する制御式可変部と、
前記制御式可変部により可変された前記制御式により算出した前記デューティ指令値に従って、前記スイッチング素子をデューティ駆動させる駆動部と、
を有することを特徴とする請求項１記載の昇圧コンバータ。
前記電流モード判別部は、前記電流指令値又は前記インダクタに流れた電流のモニタ値が所定閾値以上であるか否かに基づいて現モードの判別を行うことを特徴とする請求項２記載の昇圧コンバータ。
前記制御式可変部は、前記制御式を、前記電流モード判別部により現モードが前記電流連続モードであると判別された場合に下記の（Ａ）式に、また、前記電流モード判別部により現モードが前記電流不連続モードであると判別された場合に下記の（Ｂ）式に、それぞれ設定することを特徴とする請求項２又は３記載の昇圧コンバータ。

但し、Ｄは前記デューティ指令値であり、ＩＬｃｍは前記電流指令値であり、Ｌは前記インダクタのインダクタンス値であり、ＩＬは前記インダクタに流れた電流のモニタ値であり、Ｔはスイッチング周期であり、Ｖｉは前記入力電源の電圧であり、また、Ｖｏは前記出力端子の電圧である。
前記整流素子は、前記インダクタの他端側から前記出力端子側への電流の流通を許容するダイオードであることを特徴とする請求項１乃至４の何れか一項記載の昇圧コンバータ。
一端が入力電源に接続されるインダクタと、前記インダクタの他端と基準電位端子との間に接続されるスイッチング素子と、前記インダクタの他端と出力端子との間に接続される整流素子と、を備える昇圧コンバータにおいて、前記インダクタに流すべき電流指令値がスイッチング周期のうち前記スイッチング素子がデューティオフされているオフ期間に前記インダクタに流れた電流の平均値に等しくなるように前記スイッチング素子をスイッチング周期でデューティ駆動させることにより、前記インダクタを用いて前記入力電源の電圧を昇圧させて前記出力端子から出力させることを特徴とする昇圧コンバータの制御方法。