JP2015159687A - power converter - Google Patents
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Abstract
Description
本発明の実施形態は、交流と直流との間で相互に電力を変換する電力変換器に関する。 Embodiments described herein relate generally to a power converter that converts power between alternating current and direct current.
近年、風力発電や太陽光発電、太陽熱発電などの再生可能エネルギーの普及が促進されているが、これらのエネルギーの系統への連系や、直流での大電力送電、そして変動の大きな再生可能エネルギーを多数連系した際に問題となる系統変動の抑制のために、交流と直流を変換する電力変換器の必要性が高まっている。 In recent years, the spread of renewable energy, such as wind power generation, solar power generation, and solar thermal power generation, has been promoted. In order to suppress system fluctuation, which becomes a problem when a large number of systems are connected to each other, there is an increasing need for a power converter that converts alternating current and direct current.
太陽光発電のような直流電源を電力系統に連系する際には、直流から交流への電力変換器が必要である。また直流送電においては、発電された交流電力を直流送電用の直流に変換するコンバータや、送電されてきた直流を都市内の交流に変換するインバータなどの電力変換器が必要になる。そして系統変動抑制には無効電力補償装置が用いられ、これもまた交流と直流の電力変換器である。 When connecting a DC power source such as solar power generation to the power system, a DC-to-AC power converter is required. In addition, in DC power transmission, a power converter such as a converter that converts generated AC power into DC power for DC power transmission and an inverter that converts transmitted DC power into AC power in a city is required. A reactive power compensator is used for system fluctuation suppression, which is also an AC and DC power converter.
半導体技術の発展と共に、電力変換器に用いるスイッチング素子も進歩してきた。その成果の１つとして、電力変換器の多レベル化がある。従来は、電力変換器が高圧系統に連系する際に２〜３の電圧レベルの変換器出力をトランスで昇圧するのが一般的であったが、その場合、電圧高調波低減のために三相交流出力にリアクトルやコンデンサで構成されるフィルタを挿入する必要があった。出力電圧レベル数が少ないと電力系統に流れ出す電圧高調波成分も大きいため、他の機器に悪影響を及ぼさないレベルまで低減するためには前記フィルタを大きくする必要があり、結果としてコスト増大と重量増加を招いていた。 With the development of semiconductor technology, the switching elements used in power converters have also advanced. One of the results is the multi-level power converter. Conventionally, when a power converter is connected to a high-voltage system, it has been common to boost the converter output at a voltage level of 2 to 3 with a transformer. It was necessary to insert a filter composed of a reactor and a capacitor into the phase AC output. If the number of output voltage levels is small, the voltage harmonic component that flows out to the power system is also large, so it is necessary to enlarge the filter to reduce it to a level that does not adversely affect other equipment, resulting in an increase in cost and weight. Was invited.
この課題の解決策として、細かい電圧を出力する単位変換器を複数台直接接続することにより、多レベルの階段状の電圧波形を出力できる電力変換器（ＭＭＣ：Modular Multilevel Converter)の開発が進められている。このＭＭＣの場合、多レベル化により出力電圧波形が正弦波に近づくため、重量・体積・コストが大きい高調波フィルタを小型化、または不要にできるメリットがある。 As a solution to this problem, development of a power converter (MMC: Modular Multilevel Converter) that can output multilevel stepped voltage waveforms by directly connecting multiple unit converters that output fine voltages ing. In the case of this MMC, since the output voltage waveform approaches a sine wave due to the increase in the number of levels, there is an advantage that a harmonic filter having a large weight, volume and cost can be reduced in size or unnecessary.
このＭＭＣ回路にＰＷＭ(Pulse Width Modulation)制御を適用する場合、各単位変換器の三角波キャリアの位相を均等にずらして高調波を低減する。この場合、三角波キャリア周波数を電源周波数より大きくする必要があるため、スイッチング回数の低減には限界がある。これはスイッチング損失低減の限界、すなわち効率の限界を意味している。 When applying PWM (Pulse Width Modulation) control to this MMC circuit, the phase of the triangular wave carrier of each unit converter is shifted equally to reduce harmonics. In this case, since it is necessary to make the triangular wave carrier frequency larger than the power supply frequency, there is a limit in reducing the number of switching times. This means the limit of switching loss reduction, that is, the limit of efficiency.
そこで、１周期に各単位変換器を１回スイッチングする１パルス制御を適用すれば、スイッチング損失を低減できる。１パルス制御は、レベル数の少ない回路ならば電圧高調波は大きいが、多レベル回路ならば電圧高調波を低減できるため、低損失と低高調波を両立できる。多レベル回路を１パルス制御で駆動した場合の電圧指令値Ｖｒ*と出力電圧Ｖｒの例を図１０に示す。 Therefore, switching loss can be reduced by applying one-pulse control in which each unit converter is switched once in one cycle. In the one-pulse control, if the circuit has a small number of levels, the voltage harmonic is large, but if it is a multi-level circuit, the voltage harmonic can be reduced, so that both low loss and low harmonic can be achieved. FIG. 10 shows an example of the voltage command value Vr * and the output voltage Vr when the multilevel circuit is driven by one-pulse control.
上記多レベル回路では、図１０のθ１〜θ８、π−θ８〜π−θ１のように各単位変換器の出力が変化する位相が予め決められていてテーブル化されている。このテーブルに従い単位変換器のパルス電圧出力を変化させていくことで、変換器として瞬時出力電圧Ｖｒのような多レベル電圧波形が出力される。このような手法では、電圧指令値Ｖｒ*が理想的な正弦波の場合は、電流高調波が最低限に抑制可能である。しかしながら、系統連系機器で系統電圧が理想的な正弦波でない場合、系統電圧の変化に係らず位相のみで電圧出力変化が決定されるため、電流高調波が増大してしまうという課題がある。また、系統電圧の急変に変換器出力が対応できないため、急変時に過大な電流が流れてしまうという課題もあった。 In the multilevel circuit, the phase at which the output of each unit converter changes is determined in advance as a table, such as θ1 to θ8 and π−θ8 to π−θ1 in FIG. By changing the pulse voltage output of the unit converter according to this table, a multi-level voltage waveform such as the instantaneous output voltage Vr is output as the converter. In such a method, when the voltage command value Vr * is an ideal sine wave, the current harmonic can be suppressed to the minimum. However, when the system voltage is not an ideal sine wave in a grid-connected device, the voltage output change is determined only by the phase regardless of the change in the system voltage, and there is a problem that current harmonics increase. In addition, since the converter output cannot respond to a sudden change in the system voltage, there is a problem that an excessive current flows during the sudden change.
本発明の実施形態は、電流高調波を低減できるとともに、電圧指令値の急変時にも対応した電圧が出力できる電力変換器を提供することを目的とする。 An object of the present invention is to provide a power converter capable of reducing current harmonics and outputting a voltage corresponding to a sudden change in voltage command value.
上述の目的を達成するため、本発明の実施形態の電力変換器は、複数の半導体スイッチング素子と直流電圧源とにより構成された単相フルブリッジ変換器を単位変換器とし、該単位変換器を各相において１つ以上直列接続した回路と、前記単位変換器の前記半導体スイッチング素子に、出力電圧の基本波１周期あたり正負それぞれ１回ずつパルス電圧を出力する１パルス制御ゲート信号を与える制御装置と、を備え、前記制御装置は、電圧指令値Ｖ*とパルス出力を変化させる閾値Ｖｔｈとを比較し、前記単位変換器の出力電圧Ｖを変化させるタイミングを判定することにより、前記単位変換器の前記出力電圧Ｖを変化させることを特徴とする。 In order to achieve the above-mentioned object, a power converter according to an embodiment of the present invention uses a single-phase full-bridge converter configured by a plurality of semiconductor switching elements and a DC voltage source as a unit converter, and the unit converter is One or more circuits connected in series in each phase, and a control device for supplying a one-pulse control gate signal for outputting a pulse voltage once each positive and negative for each period of the fundamental wave of the output voltage to the semiconductor switching element of the unit converter And the control device compares the voltage command value V * with a threshold value Vth for changing the pulse output, and determines the timing for changing the output voltage V of the unit converter, thereby determining the unit converter. The output voltage V is changed.
以下、本発明の実施形態について、図面を参照して具体的に説明する。 Embodiments of the present invention will be specifically described below with reference to the drawings.
［第１の実施形態］
（電力変換器の構成）
図１は、本発明の各実施形態で用いる電力変換器の構成を示す図である。
この電力変換器１０は、単位変換器１１を各相（ｒ、ｓ、ｔ）あたりｎ段直列接続したものと、これらを１パルス制御する制御装置２とを備えている。ここで、単位変換器１１は、４つの半導体スイッチング素子１２と、直流電圧源としてのコンデンサ１３とにより構成された単相フルブリッジ構成としている。また、本実施形態ではデルタ結線の無効電力補償装置を例としているため、本電力変換器１０では、各相にバッファリアクトル３を直列に備え、各相の変換器はデルタ結線で接続され、トランス４を介して電力系統に連系されている。
[First Embodiment]
(Configuration of power converter)
FIG. 1 is a diagram showing a configuration of a power converter used in each embodiment of the present invention.
The power converter 10 includes a unit converter 11 in which n stages are connected in series for each phase (r, s, t), and a control device 2 that controls them for one pulse. Here, the unit converter 11 has a single-phase full bridge configuration including four semiconductor switching elements 12 and a capacitor 13 as a DC voltage source. In this embodiment, since the reactive power compensator for delta connection is taken as an example, the power converter 10 includes a buffer reactor 3 in series for each phase, and the converters for each phase are connected by delta connection, 4 is connected to the power system via 4.
制御装置２は、系統電圧Ｖｓｒ，Ｖｓｓ，Ｖｓｔ、変換器電流Ｉｒｓ，Ｉｓｔ，Ｉｔｒ、コンデンサ電圧Ｖｃｒ１〜Ｖｃｒｎ,Ｖｃｓ１〜Ｖｃｓｎ,Ｖｃｔ１〜Ｖｃｔｎを基にして各相の電圧指令値Ｖｒ*,Ｖｓ*,Ｖｔ*を演算し、それに基づき実際に各スイッチング素子を駆動するゲート信号を出力する。以降は例としてｒ相の制御のみを説明するが、制御方法は全相とも同じであり、それぞれについて同様に行われる。 The control device 2 uses the system voltage Vsr, Vss, Vst, the converter currents Irs, Ist, Itr, and the capacitor voltage Vcr1 to Vcrn, Vcs1 to Vcsn, Vct1 to Vctn based on the voltage command values Vr * and Vs * for each phase. , Vt * are calculated and a gate signal for actually driving each switching element is output based on the calculated Vt *. Hereinafter, only the control of the r phase will be described as an example, but the control method is the same for all phases, and the same is performed for each.
（作用）
図２は、第１の実施形態における、電圧指令値Ｖｒ*と、パルス出力を変化させる閾値Ｖｒｔｈと、出力電圧Ｖｒとの関係を示すグラフである。
制御装置２は、電圧指令値Ｖｒ*を基に、各単位変換器１１の１パルス制御するゲート信号を生成し、各単位変換器１１を駆動して電圧を出力する。１パルスの変化するタイミングは、図２のように電圧指令値Ｖｒ*と閾値Ｖｒｔｈを比較することで判定する。閾値Ｖｒｔｈは、コンデンサ電圧定格値Ｖｃ*と、パルス電圧を出力している単位変換器１１の数によって定められる。
(Function)
FIG. 2 is a graph showing the relationship between the voltage command value Vr *, the threshold value Vrth for changing the pulse output, and the output voltage Vr in the first embodiment.
The control device 2 generates a gate signal for controlling one pulse of each unit converter 11 based on the voltage command value Vr *, and drives each unit converter 11 to output a voltage. The timing at which one pulse changes is determined by comparing the voltage command value Vr * and the threshold value Vrth as shown in FIG. The threshold value Vrth is determined by the capacitor voltage rating value Vc * and the number of unit converters 11 outputting pulse voltages.
電圧指令値Ｖｒ*が正の数かつ増加傾向であり、パルス電圧を出力している単位変換器１１が０個の時は、閾値Ｖｒｔｈは（Ｖｃ*）／２で与えられる。電圧指令値Ｖｒ*がこの閾値Ｖｒｔｈに一致するか上回った時がパルス電圧出力の変化タイミングであり、いずれかの単位変換器１１に正のパルス電圧を出力するゲート信号を与える。この瞬間、パルス電圧を出力している単位変換器１１の数は０から１に変化するため、閾値Ｖｒｔｈは（３Ｖｃ*）／２に変化する。そして電圧指令値Ｖｒ*と閾値Ｖｒｔｈの比較を同様に繰り返す。パルス電圧を出力している単位変換器１１の数をｎとすると、ｒ相の場合、閾値Ｖｒｔｈは下記式で与えられる。
Ｖｒｔｈ＝｛（２ｎ＋１）Ｖｃ*｝／２・・・（１）
When the voltage command value Vr * is a positive number and tends to increase, and the number of unit converters 11 outputting pulse voltages is zero, the threshold value Vrth is given by (Vc *) / 2. When the voltage command value Vr * coincides with or exceeds the threshold value Vrth, the change timing of the pulse voltage output is given, and a gate signal for outputting a positive pulse voltage is given to any unit converter 11. At this moment, since the number of unit converters 11 outputting the pulse voltage changes from 0 to 1, the threshold value Vrth changes to (3Vc *) / 2. The comparison between the voltage command value Vr * and the threshold value Vrth is repeated in the same manner. Assuming that the number of unit converters 11 outputting pulse voltages is n, the threshold Vrth is given by the following equation in the case of r phase.
Vrth = {(2n + 1) Vc *} / 2 (1)
次に、電圧指令値Ｖｒ*が正の数かつ減少傾向の場合を説明する。この場合、いくつか単位変換器１１がパルス電圧を出力している所から始まる。パルス電圧を出力している単位変換器１１が３個の時、閾値Ｖｒｔｈは（５Ｖｃ*）／２で与えられる。電圧指令値Ｖｒ*がこの閾値Ｖｒｔｈに一致するか下回った時がパルス電圧出力の変化タイミングであり、既にパルス電圧を出力しているいずれかの単位変換器１１に出力をオフにするゲート信号を与える。この瞬間、パルス電圧を出力している単位変換器１１の数は３から２に変化するため、閾値Ｖｒｔｈは（３Ｖｃ*）／２に変化する。そして電圧指令値Ｖｒ*と閾値Ｖｒｔｈの比較を同様に繰り返す。
パルス電圧を出力している単位変換器１１の数をｎとすると、閾値Ｖｒｔｈは下記式で与えられる。
Ｖｒｔｈ＝｛（２ｎ−１）Ｖｃ*｝／２・・・（２）
（ただし、ｎ＝０の場合、Ｖｒｔｈ＝０）
Next, a case where the voltage command value Vr * is a positive number and tends to decrease will be described. In this case, the process starts from the point where several unit converters 11 output pulse voltages. When there are three unit converters 11 outputting pulse voltages, the threshold value Vrth is given by (5Vc *) / 2. When the voltage command value Vr * matches or falls below the threshold value Vrth, the change timing of the pulse voltage output is a gate signal for turning off the output to any unit converter 11 that has already output the pulse voltage. give. At this moment, since the number of unit converters 11 outputting the pulse voltage changes from 3 to 2, the threshold value Vrth changes to (3Vc *) / 2. The comparison between the voltage command value Vr * and the threshold value Vrth is repeated in the same manner.
When the number of the unit converters 11 outputting the pulse voltage is n, the threshold value Vrth is given by the following equation.
Vrth = {(2n-1) Vc *} / 2 (2)
(However, when n = 0, Vrth = 0)
次に、電圧指令値Ｖｒ*が負の数かつ減少傾向の場合を説明する。これは電圧指令値Ｖｒ*が正の数かつ増加傾向の場合の、正負を反転した状態に相当する。よって、パルス電圧を出力している単位変換器１１の数をｎとすると、閾値Ｖｒｔｈは下記式で与えられる。
Ｖｒｔｈ＝−｛（２ｎ＋１）Ｖｃ*｝／２・・・（３）
Next, the case where the voltage command value Vr * is a negative number and tends to decrease will be described. This corresponds to a state in which positive and negative are reversed when the voltage command value Vr * is a positive number and tends to increase. Therefore, when the number of unit converters 11 outputting the pulse voltage is n, the threshold value Vrth is given by the following equation.
Vrth = − {(2n + 1) Vc *} / 2 (3)
電圧指令値Ｖｒ*がこの閾値Ｖｒｔｈに一致するか下回った時がパルス電圧出力の変化タイミングであり、いずれかの単位変換器１１に負のパルス電圧を出力するゲート信号を与える。 The time when the voltage command value Vr * matches or falls below the threshold value Vrth is the change timing of the pulse voltage output, and a gate signal for outputting a negative pulse voltage is given to any unit converter 11.
次に、電圧指令値Ｖｒ*が負の数かつ増加傾向の場合を説明する。これは電圧指令値Ｖｒ*が正の数かつ減少傾向の場合の、正負を反転した状態に相当する。よってパルス電圧を出力している単位変換器１１の数をｎとすると、閾値Ｖｒｔｈは下記式で与えられる。
Ｖｒｔｈ＝−｛（２ｎ−１）Ｖｃ*｝／２・・・（４）
（ただし、ｎ＝０の場合、Ｖｒｔｈ＝０）
Next, the case where the voltage command value Vr * is a negative number and tends to increase will be described. This corresponds to a state in which positive and negative are reversed when the voltage command value Vr * is a positive number and tends to decrease. Therefore, when the number of unit converters 11 outputting the pulse voltage is n, the threshold value Vrth is given by the following equation.
Vrth = − {(2n−1) Vc *} / 2 (4)
(However, when n = 0, Vrth = 0)
電圧指令値Ｖｒ*がこの閾値Ｖｒｔｈに一致するか上回った時がパルス電圧出力の変化タイミングであり、既にパルス電圧を出力しているいずれかの単位変換器１１に出力をオフにするゲート信号を与える。 When the voltage command value Vr * coincides with or exceeds the threshold value Vrth is the change timing of the pulse voltage output, a gate signal for turning off the output is sent to any unit converter 11 that has already output the pulse voltage. give.
（効果）
本実施形態によれば、電圧指令値Ｖｒ*と閾値Ｖｒｔｈの比較に基づき１パルス出力を変化させることで、電圧指令値Ｖｒ*の振幅変化に応じた出力電圧変化が可能となり、正確な電流制御が実現され、電流高調波は低減される。また、電圧指令値Ｖｒ*の急変にも対応できるため、系統連系機器の場合は過電流を生じることもない。
(effect)
According to the present embodiment, by changing the one-pulse output based on the comparison between the voltage command value Vr * and the threshold value Vrth, the output voltage can be changed according to the amplitude change of the voltage command value Vr *, and accurate current control can be performed. Is realized and current harmonics are reduced. Further, since it is possible to cope with a sudden change in the voltage command value Vr *, no overcurrent occurs in the case of a grid-connected device.
［第２の実施形態］
（構成）
第２の実施形態における電力変換器の構成は、第１の実施形態の電力変換器１０と同様であり、図１に示すように、単位変換器１１を各相（ｒ、ｓ、ｔ）あたりｎ段直列接続したものと、これらを１パルス制御する制御装置２とを備えている。また、本電力変換器１０では、各相にバッファリアクトル３を直列に備え、各相の変換器はデルタ結線で接続され、トランス４を介して電力系統に連系されている。
[Second Embodiment]
(Constitution)
The configuration of the power converter in the second embodiment is the same as that of the power converter 10 of the first embodiment. As shown in FIG. 1, the unit converter 11 is arranged for each phase (r, s, t). An n-stage series connection and a control device 2 that controls these for one pulse are provided. Further, in the present power converter 10, a buffer reactor 3 is provided in series for each phase, the converters of each phase are connected by delta connection, and are connected to the power system via the transformer 4.
（作用）
本実施形態において、第１の実施形態との差異は、制御装置２がコンデンサ電圧定格値Ｖｃ*の代わりに、制御対象相のコンデンサ電圧の平均値を用いる点である。それ以外の動作は第１の実施形態と同様である。例えば、ｒ相の制御の場合は、ｒ相の単位変換器１１が備えるコンデンサ電圧の平均値Ｖｃｒを用いる。単位変換器１１の直列数がｎ段である場合、ｒ相のコンデンサ電圧平均値Ｖｃｒは以下の式で演算される。
In the present embodiment, the difference from the first embodiment is that the control device 2 uses the average value of the capacitor voltage of the control target phase instead of the capacitor voltage rated value Vc *. Other operations are the same as those in the first embodiment. For example, in the case of r-phase control, the average value Vcr of the capacitor voltage provided in the r-phase unit converter 11 is used. When the number of unit converters 11 connected in series is n, the r-phase capacitor voltage average value Vcr is calculated by the following equation.
図３は、第２の実施形態における、電圧指令値Ｖｒ*と、パルス出力を変化させる閾値Ｖｒｔｈと、出力電圧Ｖｒとの関係を示すグラフである。
制御装置２は、電圧指令値Ｖｒ*を基に、各単位変換器１１の１パルス制御するゲート信号を生成し、各単位変換器１１を駆動して電圧を出力する。１パルスの変化するタイミングは、図３のように電圧指令値Ｖｒ*と閾値Ｖｔｈを比較することで判定する。閾値Ｖｔｈは、コンデンサ電圧平均値Ｖｃｒと、パルス電圧を出力している単位変換器１１の数によって定められる。
FIG. 3 is a graph showing the relationship between the voltage command value Vr *, the threshold value Vrth for changing the pulse output, and the output voltage Vr in the second embodiment.
The control device 2 generates a gate signal for controlling one pulse of each unit converter 11 based on the voltage command value Vr *, and drives each unit converter 11 to output a voltage. The timing at which one pulse changes is determined by comparing the voltage command value Vr * and the threshold value Vth as shown in FIG. The threshold value Vth is determined by the capacitor voltage average value Vcr and the number of unit converters 11 outputting the pulse voltage.
電圧指令値Ｖｒ*が正の数かつ増加傾向であり、パルス電圧を出力している単位変換器１１が０個の時は、閾値Ｖｒｔｈは（Ｖｃｒ）／２で与えられる。電圧指令値Ｖｒ*がこの閾値Ｖｒｔｈに一致するか上回った時がパルス電圧出力の変化タイミングであり、いずれかの単位変換器１１に正のパルス電圧を出力するゲート信号を与える。この瞬間、パルス電圧を出力している単位変換器１１の数は０から１に変化するため、閾値Ｖｒｔｈは（３Ｖｃｒ）／２に変化する。そして電圧指令値Ｖｒ*と閾値Ｖｒｔｈの比較を同様に繰り返す。パルス電圧を出力している単位変換器１１の数をｎとすると、ｒ相の場合、閾値Ｖｒｔｈは下記式で与えられる。
Ｖｒｔｈ＝｛（２ｎ＋１）Ｖｃｒ｝／２・・・（６）
When the voltage command value Vr * is a positive number and tends to increase, and the number of unit converters 11 outputting pulse voltages is zero, the threshold value Vrth is given by (Vcr) / 2. When the voltage command value Vr * coincides with or exceeds the threshold value Vrth, the change timing of the pulse voltage output is given, and a gate signal for outputting a positive pulse voltage is given to any unit converter 11. At this moment, since the number of unit converters 11 outputting the pulse voltage changes from 0 to 1, the threshold value Vrth changes to (3Vcr) / 2. The comparison between the voltage command value Vr * and the threshold value Vrth is repeated in the same manner. Assuming that the number of unit converters 11 outputting pulse voltages is n, the threshold Vrth is given by the following equation in the case of r phase.
Vrth = {(2n + 1) Vcr} / 2 (6)
次に、電圧指令値Ｖｒ*が正の数かつ減少傾向の場合を説明する。この場合、いくつか単位変換器１１がパルス電圧を出力している所から始まる。パルス電圧を出力している単位変換器１１が３個の時、閾値Ｖｒｔｈは（５Ｖｃｒ）／２で与えられる。電圧指令値Ｖｒ*がこの閾値Ｖｒｔｈに一致するか下回った時がパルス電圧出力の変化タイミングであり、既にパルス電圧を出力しているいずれかの単位変換器１１に出力をオフにするゲート信号を与える。この瞬間、パルス電圧を出力している単位変換器１１の数は３から２に変化するため、閾値Ｖｒｔｈは（３Ｖｃｒ）／２に変化する。そして電圧指令値Ｖｒ*と閾値Ｖｒｔｈの比較を同様に繰り返す。パルス電圧を出力している単位変換器１１の数をｎとすると、閾値Ｖｒｔｈは下記式で与えられる。
Ｖｒｔｈ＝｛（２ｎ−１）Ｖｃｒ｝／２・・・（７）
（ただし、ｎ＝０の場合、Ｖｒｔｈ＝０）
Next, a case where the voltage command value Vr * is a positive number and tends to decrease will be described. In this case, the process starts from the point where several unit converters 11 output pulse voltages. When there are three unit converters 11 outputting the pulse voltage, the threshold Vrth is given by (5Vcr) / 2. When the voltage command value Vr * matches or falls below the threshold value Vrth, the change timing of the pulse voltage output is a gate signal for turning off the output to any unit converter 11 that has already output the pulse voltage. give. At this moment, since the number of unit converters 11 outputting the pulse voltage changes from 3 to 2, the threshold value Vrth changes to (3Vcr) / 2. The comparison between the voltage command value Vr * and the threshold value Vrth is repeated in the same manner. When the number of the unit converters 11 outputting the pulse voltage is n, the threshold value Vrth is given by the following equation.
Vrth = {(2n−1) Vcr} / 2 (7)
(However, when n = 0, Vrth = 0)
次に、電圧指令値Ｖｒ*が負の数かつ減少傾向の場合を説明する。これは電圧指令値Ｖｒ*が正の数かつ増加傾向の場合の、正負を反転した状態に相当する。よってパルス電圧を出力している単位変換器１１の数をｎとすると、閾値Ｖｒｔｈは下記式で与えられる。
Ｖｒｔｈ＝−｛（２ｎ＋１）Ｖｃｒ｝／２・・・（８）
Next, the case where the voltage command value Vr * is a negative number and tends to decrease will be described. This corresponds to a state in which positive and negative are reversed when the voltage command value Vr * is a positive number and tends to increase. Therefore, when the number of unit converters 11 outputting the pulse voltage is n, the threshold value Vrth is given by the following equation.
Vrth = − {(2n + 1) Vcr} / 2 (8)
電圧指令値Ｖｒ*がこの閾値Ｖｒｔｈに一致するか下回った時がパルス電圧出力の変化タイミングであり、いずれかの単位変換器１１に負のパルス電圧を出力するゲート信号を与える。 The time when the voltage command value Vr * matches or falls below the threshold value Vrth is the change timing of the pulse voltage output, and a gate signal for outputting a negative pulse voltage is given to any unit converter 11.
次に、電圧指令値Ｖｒ*が負の数かつ増加傾向の場合を説明する。これは電圧指令値Ｖｒ*が正の数かつ減少傾向の場合の、正負を反転した状態に相当する。よってパルス電圧を出力している単位変換器１１の数をｎとすると、閾値Ｖｒｔｈは下記式で与えられる。
Ｖｒｔｈ＝−｛（２ｎ−１）Ｖｃｒ｝／２・・・（９）
（ただし、ｎ＝０の場合、Ｖｒｔｈ＝０）
Next, the case where the voltage command value Vr * is a negative number and tends to increase will be described. This corresponds to a state in which positive and negative are reversed when the voltage command value Vr * is a positive number and tends to decrease. Therefore, when the number of unit converters 11 outputting the pulse voltage is n, the threshold value Vrth is given by the following equation.
Vrth = − {(2n−1) Vcr} / 2 (9)
(However, when n = 0, Vrth = 0)
電圧指令値Ｖｒ*がこの閾値Ｖｒｔｈに一致するか上回った時がパルス電圧出力の変化タイミングであり、既にパルス電圧を出力しているいずれかの単位変換器１１に出力をオフにするゲート信号を与える。 When the voltage command value Vr * coincides with or exceeds the threshold value Vrth is the change timing of the pulse voltage output, a gate signal for turning off the output is sent to any unit converter 11 that has already output the pulse voltage. give.
（効果）
本実施形態によれば、電圧指令値Ｖｒ*と閾値Ｖｒｔｈの比較に基づき１パルス出力を変化させることで、電圧指令値Ｖｒ*の振幅変化に応じた出力電圧変化が可能となり、正確な電流制御が実現され、電流高調波は低減される。また、電圧指令値Ｖｒ*の急変にも対応できるため、系統連系機器の場合は過電流を生じることもない。
(effect)
According to the present embodiment, by changing the one-pulse output based on the comparison between the voltage command value Vr * and the threshold value Vrth, the output voltage can be changed according to the amplitude change of the voltage command value Vr *, and accurate current control can be performed. Is realized and current harmonics are reduced. Further, since it is possible to cope with a sudden change in the voltage command value Vr *, no overcurrent occurs in the case of a grid-connected device.
また、本実施形態によれば、閾値Ｖｒｔｈの演算に相のコンデンサ電圧平均値を用いているため、より正確な閾値を与え、より正確な電圧出力とすることができ、電流高調波を低減することができる。 In addition, according to the present embodiment, since the phase capacitor voltage average value is used for the calculation of the threshold value Vrth, a more accurate threshold value can be given and a more accurate voltage output can be obtained, and current harmonics are reduced. be able to.
［第３の実施形態］
（構成）
第３の実施形態における電力変換器の構成は、第１の実施形態の電力変換器１０と同様であり、図１に示すように、単位変換器１１を各相（ｒ、ｓ、ｔ）あたりｎ段直列接続したものと、これらを１パルス制御する制御装置２とを備えている。また、本電力変換器１０では、各相にバッファリアクトル３を直列に備え、各相の変換器はデルタ結線で接続され、トランス４を介して電力系統に連系されている。
[Third Embodiment]
(Constitution)
The configuration of the power converter in the third embodiment is the same as that of the power converter 10 in the first embodiment. As shown in FIG. 1, the unit converter 11 is arranged for each phase (r, s, t). An n-stage series connection and a control device 2 that controls these for one pulse are provided. Further, in the present power converter 10, a buffer reactor 3 is provided in series for each phase, the converters of each phase are connected by delta connection, and are connected to the power system via the transformer 4.
（作用）
本実施形態において、第１の実施形態との差異は、制御装置２がコンデンサ電圧定格値Ｖｃ*の代わりに、全相のコンデンサ電圧の平均値Ｖｃを用いる点である。それ以外の動作は第１の実施形態と同様である。単位変換器１１の直列数がｎ段で、相数がｒ、ｓ、ｔの３相である場合、全コンデンサ電圧平均値Ｖｃは以下の式で演算される。
In the present embodiment, the difference from the first embodiment is that the control device 2 uses the average value Vc of the capacitor voltages of all phases instead of the capacitor voltage rated value Vc *. Other operations are the same as those in the first embodiment. When the number of unit converters 11 in series is n stages and the number of phases is three phases of r, s, and t, the total capacitor voltage average value Vc is calculated by the following equation.
図４は、第３の実施形態における、電圧指令値Ｖｒ*と、パルス出力を変化させる閾値Ｖｒｔｈと、出力電圧Ｖｒとの関係を示すグラフである。
制御装置２は、電圧指令値Ｖｒ*を基に、各単位変換器１１の１パルス制御するゲート信号を生成し、各単位変換器１１を駆動して電圧を出力する。１パルスの変化するタイミングは、図４のように電圧指令値Ｖｒ*と閾値Ｖｒｔｈを比較することで判定する。閾値Ｖｒｔｈは、全コンデンサ電圧平均値Ｖｃと、パルス電圧を出力している単位変換器１１の数によって定められる。
FIG. 4 is a graph showing the relationship between the voltage command value Vr *, the threshold value Vrth for changing the pulse output, and the output voltage Vr in the third embodiment.
The control device 2 generates a gate signal for controlling one pulse of each unit converter 11 based on the voltage command value Vr *, and drives each unit converter 11 to output a voltage. The timing at which one pulse changes is determined by comparing the voltage command value Vr * and the threshold value Vrth as shown in FIG. The threshold value Vrth is determined by the total capacitor voltage average value Vc and the number of unit converters 11 outputting pulse voltages.
電圧指令値Ｖｒ*が正の数かつ増加傾向であり、パルス電圧を出力している単位変換器１１が０個の時は、閾値Ｖｒｔｈは（Ｖｃ）／２で与えられる。電圧指令値Ｖｒ*がこの閾値Ｖｒｔｈに一致するか上回った時がパルス電圧出力の変化タイミングであり、いずれかの単位変換器１１に正のパルス電圧を出力するゲート信号を与える。この瞬間、パルス電圧を出力している単位変換器１１の数は０から１に変化するため、閾値Ｖｒｔｈは（３Ｖｃ）／２に変化する。そして電圧指令値Ｖｒ*と閾値Ｖｒｔｈの比較を同様に繰り返す。パルス電圧を出力している単位変換器１１の数をｎとすると、ｒ相の場合、閾値Ｖｒｔｈは下記式で与えられる。
Ｖｒｔｈ＝｛（２ｎ＋１）Ｖｃ｝／２・・・（１１）
When the voltage command value Vr * is a positive number and tends to increase, and the number of unit converters 11 outputting pulse voltages is zero, the threshold value Vrth is given by (Vc) / 2. When the voltage command value Vr * coincides with or exceeds the threshold value Vrth, the change timing of the pulse voltage output is given, and a gate signal for outputting a positive pulse voltage is given to any unit converter 11. At this moment, since the number of unit converters 11 outputting the pulse voltage changes from 0 to 1, the threshold value Vrth changes to (3Vc) / 2. The comparison between the voltage command value Vr * and the threshold value Vrth is repeated in the same manner. Assuming that the number of unit converters 11 outputting pulse voltages is n, the threshold Vrth is given by the following equation in the case of r phase.
Vrth = {(2n + 1) Vc} / 2 (11)
次に、電圧指令値Ｖｒ*が正の数かつ減少傾向の場合を説明する。この場合、いくつか単位変換器１１がパルス電圧を出力している所から始まる。パルス電圧を出力している単位変換器１１が３個の時、閾値Ｖｒｔｈは（５Ｖｃ）／２で与えられる。電圧指令値Ｖｒ*がこの閾値Ｖｒｔｈに一致するか下回った時がパルス電圧出力の変化タイミングであり、既にパルス電圧を出力しているいずれかの単位変換器１１に出力をオフにするゲート信号を与える。この瞬間、パルス電圧を出力している単位変換器１１の数は３から２に変化するため、閾値Ｖｒｔｈは（３Ｖｃ）／２に変化する。そして電圧指令値Ｖｒ*と閾値Ｖｒｔｈの比較を同様に繰り返す。パルス電圧を出力している単位変換器１１の数をｎとすると、閾値Ｖｒｔｈは下記式で与えられる。
Ｖｒｔｈ＝｛（２ｎ−１）Ｖｃ｝／２・・・（１２）
（ただし、ｎ＝０の場合、Ｖｒｔｈ＝０）
Next, a case where the voltage command value Vr * is a positive number and tends to decrease will be described. In this case, the process starts from the point where several unit converters 11 output pulse voltages. When there are three unit converters 11 outputting the pulse voltage, the threshold value Vrth is given by (5Vc) / 2. When the voltage command value Vr * matches or falls below the threshold value Vrth, the change timing of the pulse voltage output is a gate signal for turning off the output to any unit converter 11 that has already output the pulse voltage. give. At this moment, since the number of unit converters 11 outputting the pulse voltage changes from 3 to 2, the threshold value Vrth changes to (3Vc) / 2. The comparison between the voltage command value Vr * and the threshold value Vrth is repeated in the same manner. When the number of the unit converters 11 outputting the pulse voltage is n, the threshold value Vrth is given by the following equation.
Vrth = {(2n-1) Vc} / 2 (12)
(However, when n = 0, Vrth = 0)
次に、電圧指令値Ｖｒ*が負の数かつ減少傾向の場合を説明する。これは電圧指令値Ｖｒ*が正の数かつ増加傾向の場合の、正負を反転した状態に相当する。よってパルス電圧を出力している単位変換器１１の数をｎとすると、閾値Ｖｒｔｈは下記式で与えられる。
Ｖｒｔｈ＝−｛（２ｎ＋１）Ｖｃ｝／２・・・（１３）
Next, the case where the voltage command value Vr * is a negative number and tends to decrease will be described. This corresponds to a state in which positive and negative are reversed when the voltage command value Vr * is a positive number and tends to increase. Therefore, when the number of unit converters 11 outputting the pulse voltage is n, the threshold value Vrth is given by the following equation.
Vrth = − {(2n + 1) Vc} / 2 (13)
電圧指令値Ｖｒ*がこの閾値Ｖｒｔｈに一致するか下回った時がパルス電圧出力の変化タイミングであり、いずれかの単位変換器１１に負のパルス電圧を出力するゲート信号を与える。 The time when the voltage command value Vr * matches or falls below the threshold value Vrth is the change timing of the pulse voltage output, and a gate signal for outputting a negative pulse voltage is given to any unit converter 11.
次に、電圧指令値Ｖｒ*が負の数かつ増加傾向の場合を説明する。これは電圧指令値Ｖｒ*が正の数かつ減少傾向の場合の、正負を反転した状態に相当する。よってパルス電圧を出力している単位変換器１１の数をｎとすると、閾値Ｖｒｔｈは下記式で与えられる。
Ｖｒｔｈ＝−｛（２ｎ−１）Ｖｃ｝／２・・・（１４）
（ただし、ｎ＝０の場合、Ｖｒｔｈ＝０）
Next, the case where the voltage command value Vr * is a negative number and tends to increase will be described. This corresponds to a state in which positive and negative are reversed when the voltage command value Vr * is a positive number and tends to decrease. Therefore, when the number of unit converters 11 outputting the pulse voltage is n, the threshold value Vrth is given by the following equation.
Vrth = − {(2n−1) Vc} / 2 (14)
(However, when n = 0, Vrth = 0)
電圧指令値Ｖｒ*がこの閾値Ｖｒｔｈに一致するか上回った時がパルス電圧出力の変化タイミングであり、既にパルス電圧を出力しているいずれかの単位変換器１１に出力をオフにするゲート信号を与える。 When the voltage command value Vr * coincides with or exceeds the threshold value Vrth is the change timing of the pulse voltage output, a gate signal for turning off the output is sent to any unit converter 11 that has already output the pulse voltage. give.
（効果）
本実施形態によれば、電圧指令値Ｖｒ*と閾値Ｖｒｔｈの比較に基づき１パルス出力を変化させることで、電圧指令値Ｖｒ*の振幅変化に応じた出力電圧変化が可能となり、正確な電流制御が実現され、電流高調波は低減される。また、電圧指令値Ｖｒ*の急変にも対応できるため、系統連系機器の場合は過電流を生じることもない。
(effect)
According to the present embodiment, by changing the one-pulse output based on the comparison between the voltage command value Vr * and the threshold value Vrth, the output voltage can be changed according to the amplitude change of the voltage command value Vr *, and accurate current control can be performed. Is realized and current harmonics are reduced. Further, since it is possible to cope with a sudden change in the voltage command value Vr *, no overcurrent occurs in the case of a grid-connected device.
また、本実施形態によれば、閾値Ｖｒｔｈの演算に全コンデンサ電圧平均値を用いることにより、実際の値を近似しつつ、各相のコンデンサ電圧平均値をそれぞれ求める演算時間を短縮することができる。 Further, according to the present embodiment, by using the average value of all capacitor voltages for calculating the threshold value Vrth, it is possible to shorten the calculation time for obtaining the average value of the capacitor voltage of each phase while approximating the actual value. .
［第４の実施形態］
（構成）
第４の実施形態における電力変換器の構成は、第１の実施形態の電力変換器１０と同様であり、図１に示すように、単位変換器１１を各相（ｒ、ｓ、ｔ）あたりｎ段直列接続したものと、これらを１パルス制御する制御装置２とを備えている。また、本電力変換器１０では、各相にバッファリアクトル３を直列に備え、各相の変換器はデルタ結線で接続され、トランス４を介して電力系統に連系されている。
[Fourth Embodiment]
(Constitution)
The configuration of the power converter in the fourth embodiment is the same as that of the power converter 10 in the first embodiment. As shown in FIG. 1, the unit converter 11 is arranged for each phase (r, s, t). An n-stage series connection and a control device 2 that controls these for one pulse are provided. Further, in the present power converter 10, a buffer reactor 3 is provided in series for each phase, the converters of each phase are connected by delta connection, and are connected to the power system via the transformer 4.
（作用）
本実施形態において、第１の実施形態との差異は、制御装置２が各相または全相のコンデンサ電圧平均値にローパスフィルタをかけた値Ｖｃ’を用いてＶｒｔｈを演算する点である。それ以外の動作は第１の実施形態と同様である。
(Function)
In the present embodiment, the difference from the first embodiment is that the control device 2 calculates Vrth using a value Vc ′ obtained by applying a low-pass filter to the capacitor voltage average value of each phase or all phases. Other operations are the same as those in the first embodiment.
図５は、第４の実施形態における、電圧指令値Ｖｒ*と、パルス出力を変化させる閾値Ｖｒｔｈと、出力電圧Ｖｒとの関係を示すグラフである。
制御装置２は、電圧指令値Ｖｒ*を基に、各単位変換器１１の１パルス制御するゲート信号を生成し、各単位変換器１１を駆動して電圧を出力する。１パルスの変化するタイミングは、図５のように電圧指令値Ｖｒ*と閾値Ｖｒｔｈを比較することで判定する。閾値Ｖｒｔｈは、各相または全相のコンデンサ電圧平均値にローパスフィルタをかけた値Ｖｃ’と、パルス電圧を出力している単位変換器１１の数によって定められる。
FIG. 5 is a graph showing the relationship between the voltage command value Vr *, the threshold value Vrth for changing the pulse output, and the output voltage Vr in the fourth embodiment.
The control device 2 generates a gate signal for controlling one pulse of each unit converter 11 based on the voltage command value Vr *, and drives each unit converter 11 to output a voltage. The timing at which one pulse changes is determined by comparing the voltage command value Vr * and the threshold value Vrth as shown in FIG. The threshold value Vrth is determined by a value Vc ′ obtained by applying a low-pass filter to the capacitor voltage average value of each phase or all phases, and the number of unit converters 11 outputting pulse voltages.
電圧指令値Ｖｒ*が正の数かつ増加傾向であり、パルス電圧を出力している単位変換器１１が０個の時は、閾値Ｖｒｔｈは（Ｖｃ’）／２で与えられる。電圧指令値Ｖｒ*がこの閾値Ｖｒｔｈに一致するか上回った時がパルス電圧出力の変化タイミングであり、いずれかの単位変換器１１に正のパルス電圧を出力するゲート信号を与える。この瞬間、パルス電圧を出力している単位変換器１１の数は０から１に変化するため、閾値Ｖｒｔｈは（３Ｖｃ’）／２に変化する。そして電圧指令値Ｖｒ*と閾値Ｖｒｔｈの比較を同様に繰り返す。パルス電圧を出力している単位変換器１１の数をｎとすると、ｒ相の場合、閾値Ｖｒｔｈは下記式で与えられる。
Ｖｒｔｈ＝｛（２ｎ＋１）Ｖｃ’｝／２・・・（１５）
When the voltage command value Vr * is a positive number and tends to increase and the number of unit converters 11 outputting pulse voltages is zero, the threshold value Vrth is given by (Vc ′) / 2. When the voltage command value Vr * coincides with or exceeds the threshold value Vrth, the change timing of the pulse voltage output is given, and a gate signal for outputting a positive pulse voltage is given to any unit converter 11. At this moment, since the number of unit converters 11 outputting pulse voltages changes from 0 to 1, the threshold value Vrth changes to (3Vc ′) / 2. The comparison between the voltage command value Vr * and the threshold value Vrth is repeated in the same manner. Assuming that the number of unit converters 11 outputting pulse voltages is n, the threshold Vrth is given by the following equation in the case of r phase.
Vrth = {(2n + 1) Vc ′} / 2 (15)
次に、電圧指令値Ｖｒ*が正の数かつ減少傾向の場合を説明する。この場合、いくつか単位変換器１１がパルス電圧を出力している所から始まる。パルス電圧を出力している単位変換器１１が３個の時、閾値Ｖｒｔｈは（５Ｖｃ’）／２で与えられる。電圧指令値Ｖｒ*がこの閾値Ｖｒｔｈに一致するか下回った時がパルス電圧出力の変化タイミングであり、既にパルス電圧を出力しているいずれかの単位変換器１１に出力をオフにするゲート信号を与える。この瞬間、パルス電圧を出力している単位変換器１１の数は３から２に変化するため、閾値Ｖｒｔｈは（３Ｖｃ’）／２に変化する。そして電圧指令値Ｖｒ*と閾値Ｖｒｔｈの比較を同様に繰り返す。パルス電圧を出力している単位変換器１１の数をｎとすると、閾値Ｖｒｔｈは下記式で与えられる。
Ｖｒｔｈ＝｛（２ｎ−１）Ｖｃ’｝／２・・・（１６）
（ただし、ｎ＝０の場合、Ｖｒｔｈ＝０）
Next, a case where the voltage command value Vr * is a positive number and tends to decrease will be described. In this case, the process starts from the point where several unit converters 11 output pulse voltages. When there are three unit converters 11 outputting pulse voltages, the threshold value Vrth is given by (5Vc ′) / 2. When the voltage command value Vr * matches or falls below the threshold value Vrth, the change timing of the pulse voltage output is a gate signal for turning off the output to any unit converter 11 that has already output the pulse voltage. give. At this moment, since the number of unit converters 11 outputting the pulse voltage changes from 3 to 2, the threshold value Vrth changes to (3Vc ′) / 2. The comparison between the voltage command value Vr * and the threshold value Vrth is repeated in the same manner. When the number of the unit converters 11 outputting the pulse voltage is n, the threshold value Vrth is given by the following equation.
Vrth = {(2n−1) Vc ′} / 2 (16)
(However, when n = 0, Vrth = 0)
次に、電圧指令値Ｖｒ*が負の数かつ減少傾向の場合を説明する。これは電圧指令値Ｖｒ*が正の数かつ増加傾向の場合の、正負を反転した状態に相当する。よってパルス電圧を出力している単位変換器１１の数をｎとすると、閾値Ｖｒｔｈは下記式で与えられる。
Ｖｒｔｈ＝−｛（２ｎ＋１）Ｖｃ’｝／２・・・（１７）
Next, the case where the voltage command value Vr * is a negative number and tends to decrease will be described. This corresponds to a state in which positive and negative are reversed when the voltage command value Vr * is a positive number and tends to increase. Therefore, when the number of unit converters 11 outputting the pulse voltage is n, the threshold value Vrth is given by the following equation.
Vrth = − {(2n + 1) Vc ′} / 2 (17)
電圧指令値Ｖｒ*がこの閾値Ｖｒｔｈに一致するか下回った時がパルス電圧出力の変化タイミングであり、いずれかの単位変換器１１に負のパルス電圧を出力するゲート信号を与える。 The time when the voltage command value Vr * matches or falls below the threshold value Vrth is the change timing of the pulse voltage output, and a gate signal for outputting a negative pulse voltage is given to any unit converter 11.
次に、電圧指令値Ｖｒ*が負の数かつ増加傾向の場合を説明する。これは電圧指令値Ｖｒ*が正の数かつ減少傾向の場合の、正負を反転した状態に相当する。よってパルス電圧を出力している単位変換器１１の数をｎとすると、閾値Ｖｒｔｈは下記式で与えられる。
Ｖｒｔｈ＝−｛（２ｎ−１）Ｖｃ’｝／２・・・（１８）
（ただし、ｎ＝０の場合、Ｖｒｔｈ＝０）
Next, the case where the voltage command value Vr * is a negative number and tends to increase will be described. This corresponds to a state in which positive and negative are reversed when the voltage command value Vr * is a positive number and tends to decrease. Therefore, when the number of unit converters 11 outputting the pulse voltage is n, the threshold value Vrth is given by the following equation.
Vrth = − {(2n−1) Vc ′} / 2 (18)
(However, when n = 0, Vrth = 0)
電圧指令値Ｖｒ*がこの閾値Ｖｒｔｈに一致するか上回った時がパルス電圧出力の変化タイミングであり、既にパルス電圧を出力しているいずれかの単位変換器１１に出力をオフにするゲート信号を与える。 When the voltage command value Vr * coincides with or exceeds the threshold value Vrth is the change timing of the pulse voltage output, a gate signal for turning off the output is sent to any unit converter 11 that has already output the pulse voltage. give.
（効果）
本実施形態によれば、電圧指令値Ｖｒ*と閾値Ｖｒｔｈの比較に基づき１パルス出力を変化させることで、電圧指令値Ｖｒ*の振幅変化に応じた出力電圧変化が可能となり、正確な電流制御が実現され、電流高調波は低減される。また、電圧指令値Ｖｒ*の急変にも対応できるため、系統連系機器の場合は過電流を生じることもない。
(effect)
According to the present embodiment, by changing the one-pulse output based on the comparison between the voltage command value Vr * and the threshold value Vrth, the output voltage can be changed according to the amplitude change of the voltage command value Vr *, and accurate current control can be performed. Is realized and current harmonics are reduced. Further, since it is possible to cope with a sudden change in the voltage command value Vr *, no overcurrent occurs in the case of a grid-connected device.
また、本実施形態によれば、ローパスフィルタを入れることで、コンデンサ電圧平均値からノイズやコンデンサ電圧リプルの影響を排除することにより、閾値Ｖｒｔｈの変動を抑制し、制御を安定化することができる。 Further, according to the present embodiment, by inserting a low-pass filter, the influence of noise and capacitor voltage ripple is eliminated from the capacitor voltage average value, thereby suppressing the fluctuation of the threshold value Vrth and stabilizing the control. .
［第５の実施形態］
（構成）
第５の実施形態における電力変換器の構成は、第１の実施形態の電力変換器１０と同様であり、図１に示すように、単位変換器１１を各相（ｒ、ｓ、ｔ）あたりｎ段直列接続したものと、これらを１パルス制御する制御装置２とを備えている。また、本電力変換器１０では、各相にバッファリアクトル３を直列に備え、各相の変換器はデルタ結線で接続され、トランス４を介して電力系統に連系されている。
[Fifth Embodiment]
(Constitution)
The configuration of the power converter in the fifth embodiment is the same as that of the power converter 10 in the first embodiment. As shown in FIG. 1, the unit converter 11 is arranged for each phase (r, s, t). An n-stage series connection and a control device 2 that controls these for one pulse are provided. Further, in the present power converter 10, a buffer reactor 3 is provided in series for each phase, the converters of each phase are connected by delta connection, and are connected to the power system via the transformer 4.
（作用）
本実施形態において、第１の実施形態との差異は、制御装置２が閾値Ｖｒｔｈを演算する際に、制御対象相でパルス電圧を出力している単位変換器１１のコンデンサ電圧の合計Ｖｏｎと、次に出力が変化する単位変換器１１のコンデンサ電圧値Ｖｘを用いる点である。それ以外の動作は第１の実施形態と同様である。これらの値は、ｒ相においてはＶｏｎｒ、Ｖｘｒと表す。なお、Ｖｏｎｒは実質的に、ｒ相の出力電圧Ｖｒに等しい。
(Function)
In the present embodiment, the difference from the first embodiment is that when the control device 2 calculates the threshold value Vrth, the total Von of the capacitor voltage of the unit converter 11 that outputs a pulse voltage in the controlled phase, Next, the capacitor voltage value Vx of the unit converter 11 whose output changes is used. Other operations are the same as those in the first embodiment. These values are expressed as Vonr and Vxr in the r phase. Vonr is substantially equal to the r-phase output voltage Vr.
図６は、第５の実施形態における、電圧指令値Ｖｒ*と、パルス出力を変化させる閾値Ｖｒｔｈと、出力電圧Ｖｒとの関係を示すグラフである。
電圧指令値Ｖｒ*が正の数かつ増加傾向であり、パルス電圧を出力している単位変換器１１が０個で、次に出力が変化する単位変換器１１のコンデンサ電圧値がＶｘｒ１である時は、閾値Ｖｒｔｈは（Ｖｘｒ１）／２で与えられる。電圧指令値Ｖｒ*がこの閾値Ｖｒｔｈに一致するか上回った時がパルス電圧出力の変化タイミングであり、次の出力変化が予定されていた単位変換器１１に正のパルス電圧を出力するゲート信号を与える。この瞬間、ｒ相でパルス電圧を出力している単位変換器１１のコンデンサ電圧の合計Ｖｏｎｒは０からＶｘｒ１に変化する。すると閾値Ｖｒｔｈは、更にその次に変化する単位変換器１１のコンデンサ電圧Ｖｘｒ２を用いて、Ｖｒｔｈ＝Ｖｏｎｒ＋（Ｖｘｒ２）／２＝Ｖｘｒ１＋（Ｖｘｒ２）／２と与えられる。式を一般化すると、ｒ相の場合、閾値Ｖｒｔｈは下記式で与えられる。
Ｖｒｔｈ＝Ｖｏｎｒ＋（Ｖｘｒ）／２・・・（１９）
FIG. 6 is a graph showing the relationship between the voltage command value Vr *, the threshold value Vrth for changing the pulse output, and the output voltage Vr in the fifth embodiment.
When the voltage command value Vr * is a positive number and tends to increase, the number of unit converters 11 outputting pulse voltages is zero, and the capacitor voltage value of the unit converter 11 whose output changes next is Vxr1. The threshold value Vrth is given by (Vxr1) / 2. When the voltage command value Vr * coincides with or exceeds the threshold value Vrth, the change timing of the pulse voltage output is the gate signal for outputting a positive pulse voltage to the unit converter 11 for which the next output change is scheduled. give. At this moment, the total capacitor voltage Vonr of the unit converter 11 outputting the pulse voltage in the r phase changes from 0 to Vxr1. Then, the threshold value Vrth is given as Vrth = Vonr + (Vxr2) / 2 = Vxr1 + (Vxr2) / 2 by using the capacitor voltage Vxr2 of the unit converter 11 that changes further. Generalizing the equation, in the case of r phase, the threshold value Vrth is given by the following equation.
Vrth = Vonr + (Vxr) / 2 (19)
ここで、Ｖｘｒは、次に出力が変化する単位変換器１１のコンデンサ電圧値なので、単位変換器１１が変化する度に値が変わる。図６の例であれば、Ｖｘｒ１，Ｖｘｒ２，Ｖｘｒ３，Ｖｘｒ４が用いられている。 Here, since Vxr is the capacitor voltage value of the unit converter 11 whose output changes next, the value changes every time the unit converter 11 changes. In the example of FIG. 6, Vxr1, Vxr2, Vxr3, and Vxr4 are used.
次に、電圧指令値Ｖｒ*が正の数かつ減少傾向の場合を説明する。この場合、いくつか単位変換器１１がパルス電圧を出力している所から始まる。その出力電圧の合計値がＶｏｎｒで、次に出力が変化する単位変換器１１のコンデンサ電圧値がＶｘｒ３である時は、閾値ＶｒｔｈはＶｏｎｒ−（Ｖｘｒ３）／２で与えられる。電圧指令値Ｖｒ*がこの閾値Ｖｒｔｈに一致するか下回った時がパルス電圧出力の変化タイミングであり、次の出力変化が予定されていた単位変換器１１に出力をオフにするゲート信号を与える。この瞬間、ｒ相でパルス電圧を出力している単位変換器１１のコンデンサ電圧の合計Ｖｏｎｒが変化するため、閾値Ｖｒｔｈは、更にその次に変化する単位変換器１１のコンデンサ電圧Ｖｘｒ２を用いて、Ｖｒｔｈ＝Ｖｏｎｒ−（Ｖｘｒ２）／２と与えられる。式を一般化すると、閾値Ｖｒｔｈは下記式で与えられる。
Ｖｒｔｈ＝Ｖｏｎｒ−（Ｖｘｒ）／２・・・（２０）
（ただしパルス電圧を出力している単位変換器１１が０個の時、Ｖｒｔｈ＝０）
Next, a case where the voltage command value Vr * is a positive number and tends to decrease will be described. In this case, the process starts from the point where several unit converters 11 output pulse voltages. When the total value of the output voltage is Vonr and the capacitor voltage value of the unit converter 11 whose output changes next is Vxr3, the threshold value Vrth is given by Vonr− (Vxr3) / 2. When the voltage command value Vr * matches or falls below the threshold value Vrth, the change timing of the pulse voltage output is given, and a gate signal for turning off the output is given to the unit converter 11 where the next output change is scheduled. At this moment, since the total Vonr of the capacitor voltage of the unit converter 11 that outputs the pulse voltage in the r-phase changes, the threshold Vrth further uses the capacitor voltage Vxr2 of the unit converter 11 that changes next, Vrth = Vonr− (Vxr2) / 2. When the equation is generalized, the threshold value Vrth is given by the following equation.
Vrth = Vonr− (Vxr) / 2 (20)
(However, when there are no unit converters 11 outputting the pulse voltage, Vrth = 0)
ここで、Ｖｘｒは、次に出力が変化する単位変換器１１のコンデンサ電圧値なので、単位変換器１１が変化する度に値が変わる。図６の例であれば、Ｖｘｒ４，Ｖｘｒ３，Ｖｘｒ２，Ｖｘｒ１が用いられている。 Here, since Vxr is the capacitor voltage value of the unit converter 11 whose output changes next, the value changes every time the unit converter 11 changes. In the example of FIG. 6, Vxr4, Vxr3, Vxr2, and Vxr1 are used.
次に、電圧指令値Ｖｒ*が負の数かつ減少傾向の場合を説明する。これは電圧指令値Ｖｒ*が正の数かつ増加傾向の場合の、正負を反転した状態に相当する。よって閾値Ｖｒｔｈは下記式で与えられる。
Ｖｒｔｈ＝−｛Ｖｏｎｒ＋（Ｖｘｒ）／２｝・・・（２１）
Next, the case where the voltage command value Vr * is a negative number and tends to decrease will be described. This corresponds to a state in which positive and negative are reversed when the voltage command value Vr * is a positive number and tends to increase. Therefore, the threshold value Vrth is given by the following equation.
Vrth = − {Vonr + (Vxr) / 2} (21)
電圧指令値Ｖｒ*がこの閾値Ｖｒｔｈに一致するか下回った時がパルス電圧出力の変化タイミングであり、次の出力変化が予定されていた単位変換器１１に負のパルス電圧を出力するゲート信号を与える。 When the voltage command value Vr * coincides with or falls below the threshold value Vrth is the pulse voltage output change timing, a gate signal for outputting a negative pulse voltage to the unit converter 11 where the next output change is scheduled. give.
次に、電圧指令値Ｖｒ*が負の数かつ増加傾向の場合を説明する。これは電圧指令値Ｖｒ*が正の数かつ減少傾向の場合の、正負を反転した状態に相当する。よって閾値Ｖｒｔｈは下記式で与えられる。
Ｖｒｔｈ＝−｛Ｖｏｎｒ−（Ｖｘｒ）／２｝・・・（２２）
（ただしパルス電圧を出力している単位変換器１１が０個の時、Ｖｒｔｈ＝０）
Next, the case where the voltage command value Vr * is a negative number and tends to increase will be described. This corresponds to a state in which positive and negative are reversed when the voltage command value Vr * is a positive number and tends to decrease. Therefore, the threshold value Vrth is given by the following equation.
Vrth = − {Vonr− (Vxr) / 2} (22)
(However, when there are no unit converters 11 outputting the pulse voltage, Vrth = 0)
電圧指令値Ｖｒ*がこの閾値Ｖｒｔｈに一致するか上回った時がパルス電圧出力の変化タイミングであり、次の出力変化が予定されていた単位変換器１１に出力をオフにするゲート信号を与える。 When the voltage command value Vr * coincides with or exceeds the threshold value Vrth is the pulse voltage output change timing, a gate signal for turning off the output is given to the unit converter 11 where the next output change is scheduled.
（効果）
本実施形態によれば、電圧指令値Ｖｒ*と閾値Ｖｒｔｈの比較に基づき１パルス出力を変化させることで、電圧指令値Ｖｒ*の振幅変化に応じた出力電圧変化が可能となり、正確な電流制御が実現され、電流高調波は低減される。また、電圧指令値Ｖｒ*の急変にも対応できるため、系統連系機器の場合は過電流を生じることもない。
(effect)
According to the present embodiment, by changing the one-pulse output based on the comparison between the voltage command value Vr * and the threshold value Vrth, the output voltage can be changed according to the amplitude change of the voltage command value Vr *, and accurate current control can be performed. Is realized and current harmonics are reduced. Further, since it is possible to cope with a sudden change in the voltage command value Vr *, no overcurrent occurs in the case of a grid-connected device.
また、本実施形態によれば、定格値やコンデンサ電圧平均値の代わりに、実際の電圧出力値を用いることにより、より正確な閾値を与え、より正確な電圧出力をすることができ、電流高調波を低減することができる。 Further, according to the present embodiment, by using the actual voltage output value instead of the rated value and the capacitor voltage average value, a more accurate threshold value can be given and a more accurate voltage output can be performed. Waves can be reduced.
［第６の実施形態］
(構成)
第６の実施形態における電力変換器の構成は、第１の実施形態の電力変換器１０と同様であり、図１に示すように、単位変換器１１を各相（ｒ、ｓ、ｔ）あたりｎ段直列接続したものと、これらを１パルス制御する制御装置２とを備えている。また、本電力変換器１０では、各相にバッファリアクトル３を直列に備え、各相の変換器はデルタ結線で接続され、トランス４を介して電力系統に連系されている。
[Sixth Embodiment]
(Constitution)
The configuration of the power converter in the sixth embodiment is the same as that of the power converter 10 of the first embodiment. As shown in FIG. 1, the unit converter 11 is arranged for each phase (r, s, t). An n-stage series connection and a control device 2 that controls these for one pulse are provided. Further, in the present power converter 10, a buffer reactor 3 is provided in series for each phase, the converters of each phase are connected by delta connection, and are connected to the power system via the transformer 4.
（作用）
本実施形態において、制御装置２の動作を示す図は、第５の実施形態と同様、図６である。本実施形態において、第５の実施形態との差異は、制御装置２が、パルス電圧を出力している単位変換器１１のコンデンサ電圧の合計Ｖｏｎの代わりに、制御対象相または全相のコンデンサ電圧の平均値と、制御対象相でパルス電圧を出力している単位変換器１１の個数との積を用いる点である。それ以外の動作は第５の実施形態と同様である。
(Function)
In the present embodiment, the diagram showing the operation of the control device 2 is FIG. 6 as in the fifth embodiment. In the present embodiment, the difference from the fifth embodiment is that the control device 2 uses the capacitor voltage of the control target phase or all phases instead of the total Von of the capacitor voltage of the unit converter 11 outputting the pulse voltage. And the product of the number of unit converters 11 outputting a pulse voltage in the control target phase. Other operations are the same as those in the fifth embodiment.
図６を参照すると、第５の実施形態では、閾値Ｖｒｔｈの算出にＶｏｎｒ（Ｖｒ）を用いていたが、本実施形態では、相コンデンサ電圧平均値Ｖｃｒまたは全相コンデンサ電圧平均値Ｖｃと、制御対象相でパルス電圧を出力している単位変換器１１の個数との積でＶｏｎｒを近似し、それに次に変化する単位変換器１１のコンデンサ電圧Ｖｘｒを２分の１にした値を加減算してＶｒｔｈを演算する。 Referring to FIG. 6, in the fifth embodiment, Vonr (Vr) is used to calculate the threshold value Vrth. However, in this embodiment, the phase capacitor voltage average value Vcr or the all-phase capacitor voltage average value Vc and the control Approximate Vonr by the product of the number of unit converters 11 that output pulse voltages in the target phase, and add or subtract a value obtained by halving the capacitor voltage Vxr of the unit converter 11 that changes next. Vrth is calculated.
（効果）
本実施形態によれば、電圧指令値Ｖｒ*と閾値Ｖｒｔｈの比較に基づき１パルス出力を変化させることで、電圧指令値Ｖｒ*の振幅変化に応じた出力電圧変化が可能となり、正確な電流制御が実現され、電流高調波は低減される。また、電圧指令値Ｖｒ*の急変にも対応できるため、系統連系機器の場合は過電流を生じることもない。
(effect)
According to the present embodiment, by changing the one-pulse output based on the comparison between the voltage command value Vr * and the threshold value Vrth, the output voltage can be changed according to the amplitude change of the voltage command value Vr *, and accurate current control can be performed. Is realized and current harmonics are reduced. Further, since it is possible to cope with a sudden change in the voltage command value Vr *, no overcurrent occurs in the case of a grid-connected device.
また、本実施形態によれば、パルス電圧を出力している単位変換器１１のコンデンサ電圧の合計Ｖｏｎまたは、次に変化する単位変換器１１のコンデンサ電圧Ｖｘを、コンデンサ電圧平均値で近似することにより、コンデンサ電圧を合計する演算が不要になり、演算の単純化による演算時間の短縮を図ることができる。 In addition, according to the present embodiment, the total Von of the capacitor voltages of the unit converter 11 outputting the pulse voltage or the capacitor voltage Vx of the unit converter 11 that changes next is approximated by the capacitor voltage average value. This eliminates the need for the operation of summing the capacitor voltages, and shortens the operation time by simplifying the operation.
（本実施形態の変形例）
Ｖｒｔｈの演算に、図７に示すように、パルス電圧を出力している単位変換器１１のコンデンサ電圧の合計Ｖｏｎｒと、ｒ相コンデンサ電圧平均値Ｖｃｒを２分の１にした値を用いても良い。図７では、図６のＶｘｒ１〜Ｖｘｒ４の代わりにｒ相コンデンサ電圧平均値Ｖｃｒ１〜Ｖｃｒ４を用いるものである。
(Modification of this embodiment)
For the calculation of Vrth, as shown in FIG. 7, a value obtained by dividing the total capacitor voltage Vonr of the unit converter 11 outputting the pulse voltage and the r-phase capacitor voltage average value Vcr by half is used. good. In FIG. 7, r-phase capacitor voltage average values Vcr1 to Vcr4 are used instead of Vxr1 to Vxr4 in FIG.
また、Ｖｒｔｈの演算に、図８に示すように、パルス電圧を出力している単位変換器１１のコンデンサ電圧の合計Ｖｏｎｒと、全相コンデンサ電圧平均値Ｖｃを２分の１した値を用いても良い。図８では、図６のＶｘｒ１〜Ｖｘｒ４の代わりに全相コンデンサ電圧平均値Ｖｃ１〜Ｖｃ４を用いるものである。 Further, in the calculation of Vrth, as shown in FIG. 8, the total Vonr of the capacitor voltage of the unit converter 11 outputting the pulse voltage and the value obtained by dividing the all-phase capacitor voltage average value Vc by half are used. Also good. In FIG. 8, all-phase capacitor voltage average values Vc1 to Vc4 are used instead of Vxr1 to Vxr4 in FIG.
［第７の実施形態］
（構成）
第７の実施形態における電力変換器の構成は、第１の実施形態の電力変換器１０と同様であり、図１に示すように、単位変換器１１を各相（ｒ、ｓ、ｔ）あたりｎ段直列接続したものと、これらを１パルス制御する制御装置２とを備えている。また、本電力変換器１０では、各相にバッファリアクトル３を直列に備え、各相の変換器はデルタ結線で接続され、トランス４を介して電力系統に連系されている。
[Seventh Embodiment]
(Constitution)
The configuration of the power converter in the seventh embodiment is the same as that of the power converter 10 in the first embodiment. As shown in FIG. 1, the unit converter 11 is arranged for each phase (r, s, t). An n-stage series connection and a control device 2 that controls these for one pulse are provided. Further, in the present power converter 10, a buffer reactor 3 is provided in series for each phase, the converters of each phase are connected by delta connection, and are connected to the power system via the transformer 4.
（作用）
本実施形態において、制御装置２の動作は、第１〜５の実施形態のいずれであっても良い。本実施形態では、図９のように、制御装置２が電圧指令値Ｖｒ*の傾きを、電圧指令値Ｖｒ*の位相から判断する。図９では電圧指令値Ｖｒ*は１周期が２πとしている。これを４分割し、位相０〜π／２では電圧指令値Ｖｒ*は正かつ傾きが正、位相π／２〜πでは電圧指令値Ｖｒ*は正かつ傾きが負、位相π〜３π／２では電圧指令値Ｖｒ*は負かつ傾きが負、位相３π／２〜２πでは電圧指令値Ｖｒ*は負かつ傾きが正、と対応付ける。そして電圧指令値の正負と傾きを判断する際には、指令値の位相を判定することで、電圧指令値の正負と傾きを判定できる。
(Function)
In the present embodiment, the operation of the control device 2 may be any of the first to fifth embodiments. In the present embodiment, as shown in FIG. 9, the control device 2 determines the slope of the voltage command value Vr * from the phase of the voltage command value Vr *. In FIG. 9, the voltage command value Vr * is 1π in one cycle. The voltage command value Vr * is positive and the slope is positive at the phase 0 to π / 2, and the voltage command value Vr * is positive and the slope is negative at the phase π / 2 to π, and the phase π to 3π / 2. Then, the voltage command value Vr * is associated with negative and slope is negative, and with the phase 3π / 2 to 2π, the voltage command value Vr * is associated with negative and slope is positive. When determining the positive / negative and slope of the voltage command value, the positive / negative and slope of the voltage command value can be determined by determining the phase of the command value.
（効果）
本実施形態によれば、電圧指令値に大きな高調波が無い場合には、電圧指令値の正負と傾きを正確に判断でき、また傾きが緩やかな点での誤判定を防止することができる。
(effect)
According to this embodiment, when there is no large harmonic in the voltage command value, it is possible to accurately determine the sign and slope of the voltage command value, and to prevent erroneous determination at a point where the slope is gentle.
[他の実施形態]
（１）上記の各実施形態においては、図１に示すように、各相において直列接続された単位変換器１１をデルタ結線したが、Ｙ結線であってもよい。
[Other embodiments]
(1) In each of the above embodiments, as shown in FIG. 1, unit converters 11 connected in series in each phase are delta-connected, but Y-connection may also be used.
（２）上記の各実施形態においては、図１に示すように、直流電圧源にコンデンサを用いているが、直流電源でも構わない。 (2) In each of the above embodiments, as shown in FIG. 1, a capacitor is used as a DC voltage source, but a DC power supply may be used.
（３）上記の各実施形態においては、図１に示すように、バッファリアクトル３を各相に入れているが、これを用いることなくトランス４の漏れインダクタンスで代用することもできる。 (3) In each of the above embodiments, as shown in FIG. 1, the buffer reactor 3 is placed in each phase, but the leakage inductance of the transformer 4 can be substituted without using this.
（４）上記の各実施形態においては、図１に示すように、トランス４を介して電力系統に連系しているが、トランス無しで連系してもよい。 (4) In each of the above embodiments, as shown in FIG. 1, the system is linked to the power system via the transformer 4, but may be linked without a transformer.
（５）上記の各実施形態においては、図１に示すように、制御装置２が変換器電流Ｉｒｓ，Ｉｓｔ，Ｉｔｒに基づいて制御したが、系統電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔに基づいて制御してもよい。 (5) In each of the above embodiments, as shown in FIG. 1, the control device 2 controls based on the converter currents Irs, Ist, Itr, but controls based on the system currents Ir, Is, It. Also good.
（６）以上、本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれると同様に、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれるものである。 (6) Although several embodiments of the present invention have been described above, these embodiments are presented as examples and are not intended to limit the scope of the invention. These embodiments can be implemented in various other forms, and various omissions, replacements, and changes can be made without departing from the spirit of the invention. These embodiments and their modifications are included in the scope and gist of the invention, and are also included in the invention described in the claims and the equivalents thereof.
１０…電力変換器
１１…単位変換器
１２…半導体スイッチング素子
１３…コンデンサ
２…制御装置
３…バッファリアクトル
４…トランス
DESCRIPTION OF SYMBOLS 10 ... Power converter 11 ... Unit converter 12 ... Semiconductor switching element 13 ... Capacitor 2 ... Control apparatus 3 ... Buffer reactor 4 ... Transformer
Claims (10)
前記単位変換器の前記半導体スイッチング素子に、出力電圧の基本波１周期あたり正負それぞれ１回ずつパルス電圧を出力する１パルス制御ゲート信号を与える制御装置と、を備え、
前記制御装置は、電圧指令値Ｖ*と、パルス出力を変化させる閾値Ｖｔｈとを比較し、前記単位変換器の出力電圧Ｖを変化させるタイミングを判定することにより、前記単位変換器の前記出力電圧Ｖを変化させることを特徴とする電力変換器。 A single-phase full-bridge converter composed of a plurality of semiconductor switching elements and a DC voltage source as a unit converter, and a circuit in which one or more unit converters are connected in series in each phase;
A control device that provides the semiconductor switching element of the unit converter with a one-pulse control gate signal that outputs a pulse voltage once for each positive and negative period of the fundamental wave of the output voltage;
The control device compares the voltage command value V * with a threshold value Vth for changing the pulse output, and determines the timing for changing the output voltage V of the unit converter, thereby determining the output voltage of the unit converter. A power converter characterized by changing V.
Ｖｔｈ＝（２ｎ＋１）Ｖｄｃ／２
で与え、前記電圧指令値Ｖ*が前記閾値Ｖｔｈに一致または上回った時に、正のパルス電圧を出力している単位変換器を１つ増加させ、
前記電圧指令値Ｖ*が正の数かつ減少傾向である時、前記閾値Ｖｔｈを、
Ｖｔｈ＝（２ｎ−１）Ｖｄｃ／２ （ただし、ｎ＝０の時、Ｖｔｈ＝０）
で与え、前記電圧指令値Ｖ*が前記閾値Ｖｔｈに一致または下回った時に、正のパルス電圧を出力している単位変換器を１つ減少させ、
前記電圧指令値Ｖ*が負の数かつ減少傾向である時、前記閾値Ｖｔｈを、
Ｖｔｈ＝−（２ｎ＋１）Ｖｄｃ／２
で与え、前記電圧指令値が前記閾値Ｖｔｈに一致または下回った時に、負のパルス電圧を出力している単位変換器を１つ増加させ、
前記電圧指令値Ｖ*が負の数かつ増加傾向である時、前記閾値Ｖｔｈを、
Ｖｔｈ＝−（２ｎ−１）Ｖｄｃ／２ （ただし、ｎ＝０の時、Ｖｔｈ＝０）
で与え、前記電圧指令値Ｖ*が前記閾値Ｖｔｈに一致または上回った時に、負のパルス電圧を出力している単位変換器を１つ減少させることを特徴とする請求項１記載の電力変換器。 When the voltage value of the DC voltage source of the unit converter is Vdc and there are n unit converters outputting pulse voltages in the phase to be controlled, the control device can output the voltage command value V *. Is a positive number and an increasing tendency, the threshold value Vth is expressed by the following equation:
Vth = (2n + 1) Vdc / 2
When the voltage command value V * matches or exceeds the threshold value Vth, the unit converter outputting a positive pulse voltage is increased by one,
When the voltage command value V * is a positive number and tends to decrease, the threshold value Vth is
Vth = (2n−1) Vdc / 2 (where n = 0, Vth = 0)
When the voltage command value V * matches or falls below the threshold value Vth, the unit converter that outputs a positive pulse voltage is decreased by one,
When the voltage command value V * is a negative number and tends to decrease, the threshold value Vth is
Vth = − (2n + 1) Vdc / 2
When the voltage command value matches or falls below the threshold value Vth, the unit converter outputting a negative pulse voltage is increased by one,
When the voltage command value V * is negative and increasing, the threshold value Vth is
Vth = − (2n−1) Vdc / 2 (where n = 0, Vth = 0)
2. The power converter according to claim 1, wherein when the voltage command value V * matches or exceeds the threshold value Vth, the unit converter that outputs a negative pulse voltage is decreased by one. .
Ｖｔｈ＝Ｖｏｎ＋Ｖｘ／２
で与え、前記電圧指令値Ｖ*が前記閾値Ｖｔｈに一致または上回った時に、次の出力変化が予定されていた前記単位変換器に正のパルス電圧を出力させ、
前記電圧指令値Ｖ*が正の数かつ減少傾向である時、前記閾値Ｖｔｈを、
Ｖｔｈ＝Ｖｏｎ−Ｖｘ／２ （ただし、パルス電圧を出力している単位変換器が０個である場合、Ｖｔｈ＝０）
で与え、前記電圧指令値Ｖ*が前記閾値Ｖｔｈに一致または下回った時に、次の出力変化が予定されていた前記単位変換器のパルス出力をオフさせ、
前記電圧指令値Ｖ*が負の数かつ減少傾向である時、前記閾値Ｖｔｈを、
Ｖｔｈ＝−（Ｖｏｎ＋Ｖｘ／２）
で与え、前記電圧指令値Ｖ*が前記閾値Ｖｔｈに一致または下回った時に、次の出力変化が予定されていた前記単位変換器に負のパルス電圧を出力させ、
前記電圧指令値Ｖ*が負の数かつ増加傾向である時、前記閾値Ｖｔｈを、
Ｖｔｈ＝−（Ｖｏｎ−Ｖｘ／２） （ただし、パルス電圧を出力している単位変換器が０個である場合、Ｖｔｈ＝０）
で与え、前記電圧指令値Ｖ*が前記閾値Ｖｔｈに一致または上回った時に、次の出力変化が予定されていた前記単位変換器のパルス出力をオフさせることを特徴とする請求項１記載の電力変換器。 In the control target phase, when the sum of the DC voltage source voltages of the unit converter outputting the pulse voltage is Von, and the DC voltage source voltage value of the unit converter whose output changes next is Vx, When the voltage command value V * is a positive number and tends to increase, the control device sets the threshold value Vth as follows:
Vth = Von + Vx / 2
When the voltage command value V * coincides with or exceeds the threshold value Vth, a positive pulse voltage is output to the unit converter for which the next output change is scheduled,
When the voltage command value V * is a positive number and tends to decrease, the threshold value Vth is
Vth = Von−Vx / 2 (However, when there are no unit converters outputting pulse voltages, Vth = 0)
When the voltage command value V * coincides with or falls below the threshold value Vth, the pulse output of the unit converter that is scheduled for the next output change is turned off,
When the voltage command value V * is a negative number and tends to decrease, the threshold value Vth is
Vth =-(Von + Vx / 2)
When the voltage command value V * coincides with or falls below the threshold value Vth, the unit converter that is scheduled for the next output change is caused to output a negative pulse voltage,
When the voltage command value V * is negative and increasing, the threshold value Vth is
Vth = − (Von−Vx / 2) (However, when there are no unit converters outputting pulse voltage, Vth = 0)
2. The electric power according to claim 1, wherein when the voltage command value V * matches or exceeds the threshold value Vth, the pulse output of the unit converter for which the next output change is scheduled is turned off. converter.
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