JP2016174490A - Electric power conversion system - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、単位変換器を多段接続したＭＭＣ（Ｍｏｄｕｌａｒ Ｍｕｌｔｉｌｅｖｅｌ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）回路に好適な電力変換装置に関する。 The present invention relates to a power converter suitable for an MMC (Modular Multilevel Converter) circuit in which unit converters are connected in multiple stages.
半導体技術の発展と共に、電力変換器（インバータ）に用いるスイッチング素子も進歩してきた。その成果の１つとして、変換器の多レベル化がある。 With the development of semiconductor technology, switching elements used for power converters (inverters) have also advanced. One of the achievements is multi-level conversion.
従来、電力変換器が高圧系統に連系する際には、２，３電圧レベルの変換器出力をトランスで昇圧するのが一般的であったが、その場合、出力電圧に含まれる高調波成分を低減するために、三相交流出力にリアクトルやコンデンサで構成される高調波フィルタを挿入する必要があった。出力電圧のレベル数が少ないと、含まれる高調波成分も大きい。そのため、電力系統に流れ出す高調波成分が他の機器に悪影響を及ぼさないレベルまで低減させるためには、前記高調波フィルタを大きくする必要があり、結果としてコストの増大と重量の増加を招いていた。 Conventionally, when a power converter is connected to a high-voltage system, it has been common to boost the converter output of a few voltage levels with a transformer, but in that case, harmonic components included in the output voltage In order to reduce this, it is necessary to insert a harmonic filter composed of a reactor and a capacitor into the three-phase AC output. When the number of levels of the output voltage is small, the included harmonic components are large. Therefore, in order to reduce the harmonic component flowing out to the power system to a level that does not adversely affect other devices, it is necessary to enlarge the harmonic filter, resulting in an increase in cost and weight. .
これらを解決するべく、細かい電圧を出力する単位変換器を複数台直列接続することにより、多レベルの階段状の電圧波形を出力できる電力変換器（ＭＭＣ：Ｍｏｄｕｌａｒ Ｍｕｌｔｉｌｅｖｅｌ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）の開発が進められている。このＭＭＣ回路の場合、多レベル化により出力電圧の波形を正弦波に近付けることができるため、重量、体積及びコストの面で不利な前記高調波フィルタを小型化し、あるいは不要にできるメリットがある。 In order to solve these problems, development of a power converter (MMC: Modular Multilevel Converter) that can output a multi-level stepped voltage waveform by connecting a plurality of unit converters that output fine voltages in series has been promoted. Yes. In the case of this MMC circuit, since the waveform of the output voltage can be brought close to a sine wave by increasing the number of levels, there is an advantage that the harmonic filter which is disadvantageous in terms of weight, volume and cost can be reduced in size or made unnecessary.
また多レベル化による高調波の低減は、単位変換器あたりのスイッチング周波数を低減することが可能となり、１パルス制御による運転も可能となる。 Further, the reduction of harmonics by increasing the number of levels enables the switching frequency per unit converter to be reduced, and the operation by one-pulse control is also possible.
図１２に、多レベル回路を１パルス制御で駆動した場合の、電圧指令値Ｖｒ*と出力電圧Ｖｒの例を示す。（非特許文献１） FIG. 12 shows an example of the voltage command value Vr * and the output voltage Vr when the multilevel circuit is driven by one-pulse control. (Non-Patent Document 1)
前記非特許文献では、図１２中の期間（ａ）のように、単位変換器を１パルス制御し、変換器全体として低高調波の出力電圧を得ている。この変換器が系統に連系した機器である場合、変換器の出力電圧の大きさには系統電圧の大きさが密接に関係する。 In the non-patent document, as shown in the period (a) in FIG. 12, the unit converter is controlled by one pulse, and the output voltage of the low harmonic is obtained as the whole converter. When this converter is a device connected to the grid, the magnitude of the grid voltage is closely related to the magnitude of the output voltage of the converter.
したがって、系統電圧が著しく低下した際には、単位変換器の持つ直流電圧は変わらないため、図１２中の期間（ｂ）で示すように１パルスの段数も著しく低下し、出力電圧の高調波が増加してしまう。これは、制御方法がＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｒａｔｉｏｎ）制御である場合にも同じである。ＰＷＭ制御時に系統電圧が著しく低下すると、変換器全体としての等価スイッチング周波数は変わらないが、出力電圧の段数は低下するため、高調波が増加してしまう。出力電圧における高調波の増加は、制御性の低下や電流高調波の増大を招き、特に系統に連系した機器であれば、他機器の動作に悪影響を与える可能性が生じるという課題がある。 Therefore, since the DC voltage of the unit converter does not change when the system voltage is significantly reduced, the number of stages of one pulse is significantly reduced as shown by the period (b) in FIG. Will increase. This is the same when the control method is PWM (Pulse Width Modulation) control. If the system voltage is significantly reduced during PWM control, the equivalent switching frequency of the entire converter does not change, but the number of stages of the output voltage is reduced, resulting in an increase in harmonics. An increase in harmonics in the output voltage causes a decrease in controllability and an increase in current harmonics, and there is a problem that the operation of other devices may be adversely affected, particularly if the device is connected to the system.
本発明は前記のような実情に鑑みてなされたもので、出力電圧の低下時でも良好な制御性を維持しながら高調波電流を低下させることが可能な電力変換装置を提供することを目的とする。 The present invention has been made in view of the above circumstances, and an object thereof is to provide a power converter that can reduce harmonic current while maintaining good controllability even when the output voltage is lowered. To do.
実施形態に係る電力変換装置は、半導体スイッチング素子を用いた単位電力変換器を少なくとも１つ以上備え、前記単位電力変換器の出力端子を直列接続して各相アームを構成した電力変換装置であって、前記単位電力変換器が出力する電圧を指標とし、前記指標の大きさに応じて、前記単位電力変換器のスイッチング周波数を可変制御する制御部を備えたことを特徴とする。 The power conversion device according to the embodiment is a power conversion device that includes at least one unit power converter using a semiconductor switching element, and that configures each phase arm by connecting output terminals of the unit power converter in series. And a control unit that variably controls the switching frequency of the unit power converter according to the magnitude of the index, using the voltage output from the unit power converter as an index.
実施形態に係る他の電力変換装置は、可変電圧の直流電圧源と半導体スイッチング素子を用いた単位電力変換器を少なくとも１つ以上備え、前記単位電力変換器の出力端子を直列接続して各相アームを構成した電力変換装置であって、前記単位電力変換器が出力する電圧を指標とし、前記指標の大きさに応じて、前記単位電力変換器の前記直流電圧源の電圧を可変制御する制御部を備えたことを特徴とする。 Another power converter according to the embodiment includes at least one unit power converter using a DC voltage source of variable voltage and a semiconductor switching element, and the output terminals of the unit power converter are connected in series to each phase. A power conversion device having an arm, wherein the voltage output from the unit power converter is used as an index, and the voltage of the DC voltage source of the unit power converter is variably controlled according to the size of the index It has the part.
本発明によれば、出力電圧の低下時でも良好な制御性を維持しながら高調波電流を低下させることが可能となる。 According to the present invention, it is possible to reduce the harmonic current while maintaining good controllability even when the output voltage is lowered.
以下、本発明の実施形態について、図面を参照して詳細に説明する。
（第１の実施形態）
図１は、第１の実施形態に係る、デルタ結線の無効電力補償装置に適用した電力変換器１０の全体構成を示す図である。なお、後述する第２の実施形態以下においても、図１に示す電力変換器の構成要素と同一、または相当する構成要素には、図１で使用した符号と同一の符号を付して説明する。
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
(First embodiment)
FIG. 1 is a diagram illustrating an overall configuration of a power converter 10 applied to a reactive power compensator for delta connection according to the first embodiment. In the second and subsequent embodiments to be described later, the same or corresponding components as those of the power converter shown in FIG. 1 are denoted by the same reference numerals as those used in FIG. .
この電力変換器１０では、４つの半導体スイッチング素子１２と、直流電圧源としてのコンデンサ１３とにより構成された単相フルブリッジ構成の単位変換器１１を、ｒ，ｓ，ｔの各相毎にｎ段直列接続して構成し、各相にバッファリアクトル３を直列接続し、それら３相分をデルタ結線して電力変換部１を構成し、トランス４を介して電力系統５に連系させている。そして、この電力変換部１内の各単位変換器１１を１パルス制御する制御部２を備える。 In this power converter 10, a unit converter 11 having a single-phase full-bridge configuration including four semiconductor switching elements 12 and a capacitor 13 as a DC voltage source is provided for each of r, s, and t phases. It is configured by connecting in series with each other, a buffer reactor 3 is connected in series with each phase, and the power conversion unit 1 is configured by delta connection of the three phases, and is connected to the power system 5 via the transformer 4. . And the control part 2 which controls each unit converter 11 in this power converter 1 1 pulse is provided.
制御部２には系統電圧νsr，νss，νstが直接与えられるとともに、同系統電圧νsr，νss，νstはまたＲＭＳ回路２１にも与えられる。ＲＭＳ回路２１は、それらの実効値νsrmsを算出してコンパレータ２２に与える。 The system voltage νsr, νss, νst is directly given to the control unit 2, and the system voltage νsr, νss, νst is also given to the RMS circuit 21. The RMS circuit 21 calculates the effective value νsrms and supplies it to the comparator 22.
このコンパレータ２２にはまた、系統の事故を判定するための閾値νsthが与えられており、コンパレータ２２は両入力の大小を判定して、「νsrms≧νsth」である場合は判定結果「０」を、「νsrms＜νsth」である場合は判定結果「１」を、セレクタ２３に出力する。 This comparator 22 is also given a threshold value νsth for judging a system fault. The comparator 22 judges the magnitude of both inputs, and if “νsrms ≧ νsth”, the judgment result “0” is given. When “νsrms <νsth”, the determination result “1” is output to the selector 23.
そしてセレクタ２３は、前記判定結果が「０」であれば通常の運転状態として１パルス制御を、「１」であれば系統に事故が生じているとしてＰＷＭ制御を選択して、選択結果としてのパルス方式を指示する信号を前記制御部２へ送出する。 If the determination result is “0”, the selector 23 selects 1-pulse control as a normal operation state, and if it is “1”, selects the PWM control because an accident has occurred in the system. A signal indicating the pulse system is sent to the control unit 2.
制御部２は、セレクタ２３からのパルス方式を指示する信号に基づき、前記系統電圧νsr，νss，νst、変換器電流ｉrs，ｉst，ｉtr、コンデンサ電圧νcr1〜νcrn，νcs1〜νcsn，νct1〜νctnを基に、各相の電圧指令値νr*，νs*，νt*を演算し、その演算結果を基に実際に各スイッチング素子１２を駆動するゲート信号を出力する。 Based on the signal indicating the pulse system from the selector 23, the control unit 2 outputs the system voltage νsr, νss, νst, the converter current irs, ist, itr, the capacitor voltage νcr1 to νcrn, νcs1 to νcsn, νct1 to νctn. Based on the voltage command values νr * , νs * , and νt * of each phase, the gate signal that actually drives each switching element 12 is output based on the calculation result.
次に前記制御部２による動作について説明する。
以下は例としてｒ相の制御動作のみについて説明するが、制御方法は全相とも同様である。
電力系統５に事故等が発生していない通常の動作時において、セレクタ２３からの信号に基づき、制御部２は電圧指令値νr*を基に、系統電圧１周期あたり、各単位変換器１１の出力を正方向と負方向に１パルスずつ出力する、１パルス制御となるゲート信号を生成し、各単位変換器１１を駆動する。
Next, the operation by the control unit 2 will be described.
In the following, only the r-phase control operation will be described as an example, but the control method is the same for all phases.
During a normal operation in which no accident or the like occurs in the power system 5, based on the signal from the selector 23, the control unit 2 uses the voltage command value νr * for each unit converter 11 per cycle of the system voltage. A gate signal for one-pulse control that outputs one pulse at a time in the positive and negative directions is generated, and each unit converter 11 is driven.
図２は、電圧指令値νr*（図２（Ａ））と、これに対応する出力電圧の波形（図２（Ｂ））を例示するものである。個々の単位変換器１１を１パルス制御すると、電力変換部１全体としてはそれらの直列合計電圧が出力されるので、通常の正常な状態では図２（Ｂ）で（ａ）期間に示すような階段状の正弦波の電圧νが出力される。 FIG. 2 illustrates the voltage command value νr * (FIG. 2A) and the waveform of the output voltage corresponding to this (FIG. 2B). When each unit converter 11 is controlled by one pulse, the power conversion unit 1 as a whole outputs the series total voltage thereof. Therefore, in a normal normal state, as shown in the period (a) in FIG. A stepped sine wave voltage ν is output.
１パルス制御は、図３に示すように電圧指令値νr*と閾値νrthを比較することで判定する。閾値νrthは、コンデンサ電圧定格値νc*と、パルス電圧を出力している単位変換器の数、及びパルス電圧出力のオン段階／オフ段階情報により定められる。 One-pulse control is determined by comparing the voltage command value νr * with the threshold value νrth as shown in FIG. The threshold value νrth is determined by the capacitor voltage rated value νc * , the number of unit converters that output a pulse voltage, and pulse voltage output on / off phase information.
パルス電圧出力のオン段階／オフ段階情報は、位相、または電圧指令値の傾きから判別される。 The on / off stage information of the pulse voltage output is determined from the phase or the slope of the voltage command value.
電圧指令値νr*が正の数、かつオン段階で、ｒ相にてパルス電圧を出力している単位変換器１１の数をｎとすると、閾値νrthは下記の式（１）で与えられ、電圧指令値νr*が当該閾値νrthと一致または交差した時が、パルス電圧出力の変化タイミングである。 When the voltage command value νr * is a positive number and the number of the unit converters 11 outputting the pulse voltage in the r-phase in the on stage is n, the threshold νrth is given by the following equation (1): The change timing of the pulse voltage output is when the voltage command value νr * coincides with or crosses the threshold value νrth.
νrth＝νc*(２ｎ＋１)/２ …(1)
また、電圧指令値νr*が正の数、かつオフ段階では、νrthは下記の式（２）で与えられる。
νrth = νc * (2n + 1) / 2 (1)
Further, when the voltage command value νr * is a positive number and in the off stage, νrth is given by the following equation (2).
νrth＝νc*(２ｎ−１)/２ …(2)
（但し、ｎ＝０の時、νrth＝０。）
また、電圧指令値νr*が負の数かつオン段階では、νrthは下記の式（３）で与えられる。
νrth = νc * (2n-1) / 2 (2)
(However, when n = 0, νrth = 0.)
In addition, when the voltage command value νr * is a negative number and in the ON stage, νrth is given by the following equation (3).
νrth＝−νc*(２ｎ＋１)/２ …(3)
また、電圧指令値νr*が負の数かつオフ段階では、νrthは下記の式（４）で与えられる。
νrth = −νc * (2n + 1) / 2 (3)
When the voltage command value νr * is a negative number and in the off stage, νrth is given by the following equation (4).
νrth＝−νc*(２ｎ−１)/２ …(4)
（但し、ｎ＝０の時、νrth＝０。）
出力を変化させる単位変換器１１の順番は、ｒ相が備える単位変換器１１のコンデンサ電圧の大小の順序と、電流が遅れと進み、どちらの状態かによって決定される。例えば、変換器１の出力する電流が電圧に対して進みである時、１パルスがオンになるタイミングが早いほど、コンデンサの放電量は多く、オフになるタイミングが早いほど、コンデンサの充電量は少ない。
νrth = −νc * (2n−1) / 2 (4)
(However, when n = 0, νrth = 0.)
The order of the unit converters 11 that change the output is determined by the order of the capacitor voltages of the unit converters 11 included in the r phase and the current progresses with a delay. For example, when the current output from the converter 1 is ahead of the voltage, the earlier the timing at which one pulse is turned on, the greater the discharge amount of the capacitor. Few.
よって、オン段階ではコンデンサ電圧が最も高い単位変換器１１から順に１パルスをオンにしていき、オフ段階でもコンデンサ電圧が最も高い単位変換器１１から順に１パルスをオフにしていくことにより、段間のコンデンサ電圧がバランスする。 Therefore, one pulse is turned on in order from the unit converter 11 having the highest capacitor voltage in the on stage, and one pulse is turned off in order from the unit converter 11 having the highest capacitor voltage in the off stage. The capacitor voltage is balanced.
電流が遅れである時は前記と逆になり、オン段階ではコンデンサ電圧が最も低い単位変換器１１から順に１パルスをオンにしていき、オフ段階でもコンデンサ電圧が最も低い単位変換器１１から順に１パルスをオフにしていけばよい。 When the current is delayed, the reverse is true. In the ON stage, one pulse is turned on in order starting from the unit converter 11 having the lowest capacitor voltage, and in the OFF stage, 1 pulse is turned on in order starting from the unit converter 11 having the lowest capacitor voltage. Just turn off the pulse.
制御部２は、電力系統５に事故があった際、系統電圧の大きさ（実効値）νsrmsが、予め設定された閾値νsth閾値を下回った際に当該事故が発生したと判定できる。そのため、図２の（ｂ）期間のように、コンパレータ２２での比較結果に応じて切替え動作するセレクタ２３からのパルス方式指示により、制御方法を前記１パルス制御からＰＷＭ制御に切替える。 When the power system 5 has an accident, the control unit 2 can determine that the accident has occurred when the magnitude (effective value) νsrms of the system voltage falls below a preset threshold νsth threshold. Therefore, as in the period (b) of FIG. 2, the control method is switched from the one-pulse control to the PWM control in response to a pulse method instruction from the selector 23 that performs a switching operation according to the comparison result in the comparator 22.
ＰＷＭ制御では、電圧指令値νr*と特定周波数で周期的に変化するキャリア波を比較することで、電圧指令値νr*の大きさに応じたパルス幅の出力を得る。 In PWM control, an output having a pulse width corresponding to the magnitude of the voltage command value νr * is obtained by comparing the voltage command value νr * with a carrier wave that periodically changes at a specific frequency.
これにより、定常運転時は１パルス制御によりスイッチング損失の低い運転を実行しつつ、出力電圧が低下する系統事故時にはＰＷＭ制御により良好な制御性を実現しながら高調波電流を低減させることが可能となる。 As a result, it is possible to reduce harmonic current while realizing good controllability by PWM control at the time of a system fault in which the output voltage decreases while executing operation with low switching loss by one-pulse control during steady operation. Become.
なお前記及び以下のすべての実施形態の共通事項として、前記図１では各相において直列接続された単位変換器１１をデルタ結線しているが、Ｙ結線であってもよい。また前記図１では、直流電圧源にコンデンサを用いているが、直流電源でも構わない。また前記図１では、バッファリアクトル３を各相に挿入しているが、これを用いずにトランス４の漏れインダクタンスで代用しても構わない。また図１ではトランス４を介して電力系統に連系しているが、トランスなしで連系してもよい。また図１では制御部２は変換器電流ｉrs，ｉst，ｉtrを基に制御しているが、系統電流ｉr，ｉs，ｉtを基に制御してもよい。また系統電圧には、系統電圧νsをｄｑ変換した有効電圧成分νsdを用いてもよい。また、系統電圧νsから高調波成分を演算し、この値が予め設定された閾値を超えた時に系統事故と判定してもよい。 In addition, as a common matter of all the embodiments described above and below, the unit converters 11 connected in series in each phase are delta-connected in FIG. 1, but may be Y-connected. In FIG. 1, a capacitor is used as a DC voltage source, but a DC power source may be used. In FIG. 1, the buffer reactor 3 is inserted in each phase, but the leakage inductance of the transformer 4 may be used instead of this. In FIG. 1, the power system is linked via the transformer 4, but the power grid may be linked without the transformer. In FIG. 1, the control unit 2 controls based on the converter currents irs, ist and itr, but may control based on the system currents ir, is and it. Further, an effective voltage component νsd obtained by dq conversion of the system voltage νs may be used as the system voltage. Further, a harmonic component may be calculated from the system voltage νs, and a system fault may be determined when this value exceeds a preset threshold value.
（第２の実施形態）
図４は、第２の実施形態に係る電力変換器１０の出力波形を示す図である。図４（Ａ）が電圧指令値νr*、図４（Ｂ）が対応する出力電圧νの波形を示す。
(Second Embodiment)
FIG. 4 is a diagram illustrating an output waveform of the power converter 10 according to the second embodiment. 4A shows the voltage command value νr * , and FIG. 4B shows the waveform of the corresponding output voltage ν.
本実施形態に係る電力変換器１０の構成と系統事故時の判定方法は、前記第１の実施形態と同様であるものとする。 The configuration of the power converter 10 according to the present embodiment and the determination method at the time of a grid fault are the same as those in the first embodiment.
なお、以下においては、前記図１に示した電力変換器１０の構成要素と同一または相当する構成要素には、図１で使用した符号と同一の符号を付して説明するものとして、本実施形態では図示を省略する。 In the following description, the same or equivalent components as those of the power converter 10 shown in FIG. 1 are denoted by the same reference numerals as those used in FIG. In the form, illustration is omitted.
本実施形態における制御部２２は、図４の（ａ）期間のように定常運転時には周波数の低いキャリア波を用いたＰＷＭ制御で運転し、図４の（ｂ）期間のように系統事故時にはキャリア波の周波数を高いものに切替えたＰＷＭ制御により運転する。 The control unit 22 in the present embodiment operates by PWM control using a carrier wave having a low frequency during steady operation as in the period (a) of FIG. 4, and the carrier during a system fault as illustrated in the period (b) of FIG. 4. The operation is performed by PWM control in which the wave frequency is switched to a higher one.
これにより、定常運転時は周波数の低いＰＷＭ制御でスイッチング損失を低減した運転をしつつ、出力電圧の低下時には周波数の高いＰＷＭ制御で良好な制御性と高調波電流の低減とを図ることが可能となる。 This makes it possible to achieve good controllability and reduction of harmonic currents with high frequency PWM control when the output voltage drops while operating with reduced switching loss with low frequency PWM control during steady operation. It becomes.
切替えるキャリア周波数は、予め制御部２内に固定値を設定していても良いし、系統電圧の低下度合いを演算してその都度決定するものとしても良い。また３つ以上のキャリア周波数と２つ以上の閾値を設けておき、３段階以上でキャリア周波数を切替えても良い。 The carrier frequency to be switched may be set to a fixed value in the control unit 2 in advance, or may be determined each time by calculating the decrease degree of the system voltage. Further, three or more carrier frequencies and two or more threshold values may be provided, and the carrier frequency may be switched in three or more stages.
（第３の実施形態）
図５は、第３の実施形態に係る電力変換器１０の出力波形を示す図である。
本実施形態に係る電力変換器１０の構成と制御部２の基本的動作、系統事故時の判定方法は、前記第１の実施形態と同様である。
(Third embodiment)
FIG. 5 is a diagram illustrating an output waveform of the power converter 10 according to the third embodiment.
The configuration of the power converter 10 according to the present embodiment, the basic operation of the control unit 2, and the determination method at the time of a system fault are the same as those in the first embodiment.
なお、以下においては、前記図１に示した電力変換器１０の構成要素と同一または相当する構成要素には、図１で使用した符号と同一の符号を付して説明するものとして、本実施形態では図示を省略する。 In the following description, the same or equivalent components as those of the power converter 10 shown in FIG. 1 are denoted by the same reference numerals as those used in FIG. In the form, illustration is omitted.
図５（Ａ）は、例えばｒ相の単位変換器１１の多段接続構成を示し、図５（Ｂ）〜図５（Ｄ）は各段の単位変換器１１に与える指令値を示す。 FIG. 5A shows a multi-stage connection configuration of, for example, r-phase unit converters 11, and FIGS. 5B to 5D show command values given to the unit converters 11 at each stage.
本実施形態における制御部２は、系統事故時に図５のように特定の単位変換器１１、例えば図５（Ｄ）に示すように最下段、ｎ段目の単位変換器１１のみ１パルス制御からＰＷＭ制御に切替える。ＰＷＭ制御する単位変換器１１の指令値νrnは、相全体の電圧指令値から１パルス出力している単位変換器１１のコンデンサ電圧合計値を減算するなどして得るものとする。 In the present embodiment, the control unit 2 performs only a specific unit converter 11 as shown in FIG. 5 at the time of a system failure, for example, only the lowest and n-th unit converter 11 as shown in FIG. Switch to PWM control. The command value νrn of the unit converter 11 that performs PWM control is obtained by subtracting the total capacitor voltage value of the unit converter 11 that outputs one pulse from the voltage command value of the entire phase.
これにより、定常運転時はスイッチング損失の低い１パルス制御の運転を行ないつつ、系統事故による出力電圧の低下時には最低限のＰＷＭ制御で良好な制御性と高調波電流の低減とを、スイッチング損失が低いままの状態で図ることが可能となる。 As a result, the one-pulse control operation with a low switching loss is performed during the steady operation, and the switching loss reduces the harmonic current with a good controllability with the minimum PWM control when the output voltage is reduced due to a system fault. It is possible to aim at a low state.
ＰＷＭ制御に切替える単位変換器１１の数は、前述したような相内で１つだけでなく複数であっても構わない。また、系統電圧に応じて、ＰＷＭ制御する単位変換器１１の数を段階的に変化させていっても良い。また、系統事故時には１パルス制御する単位変換器を設けず、１つ乃至複数の特定の単位変換器１１のみをＰＷＭ制御することで運転しても良い。 The number of unit converters 11 to be switched to PWM control may be not only one but also a plurality in the above-described phase. Further, the number of unit converters 11 to be PWM-controlled may be changed stepwise according to the system voltage. Further, in the event of a system failure, a unit converter that performs one-pulse control may not be provided, and only one or more specific unit converters 11 may be operated by PWM control.
（第４の実施形態）
第４の実施形態は、制御方法を切替えるタイミングの判別方法に関する。電力変換器１０の構成と制御部２の基本的な制御方法は、前記第１乃至第３の実施形態のいずれとも共通する。
(Fourth embodiment)
The fourth embodiment relates to a method for determining the timing for switching the control method. The configuration of the power converter 10 and the basic control method of the control unit 2 are common to all of the first to third embodiments.
なお、以下においては、前記図１に示した電力変換器１０の構成要素と同一または相当する構成要素には、図１で使用した符号と同一の符号を付して説明するものとして、その図示を省略する。 In the following description, the same or equivalent components as those of the power converter 10 shown in FIG. 1 will be described with the same reference numerals as those used in FIG. Is omitted.
本実施形態における制御部２は、１パルス制御とＰＷＭ制御とを切替えるか、またはＰＷＭ制御の周波数を切替えるために、系統電圧の単位時間当たりの変化率を用いる。すなわち、系統電圧の時間に対する変化率の絶対値が、予め設定された閾値を超えた時、系統に事故が発生したと判別して、前述したように１パルス制御とＰＷＭ制御を切替えるか、あるいはＰＷＭ制御の周波数を切替える。 The control unit 2 in the present embodiment uses the rate of change per unit time of the system voltage in order to switch between 1-pulse control and PWM control, or to switch the frequency of PWM control. That is, when the absolute value of the rate of change of the system voltage with respect to time exceeds a preset threshold value, it is determined that an accident has occurred in the system and, as described above, switching between 1-pulse control and PWM control, or Switches the frequency of PWM control.
これにより、定常運転時はスイッチング損失を低減した運転を実行しつつ、系統事故時には時間当たりの変化率が閾値を超えたか否かにより事故状態を検出して、周波数の高いＰＷＭ制御で良好な制御性と高調波電流の低減とを図ることが可能となる。 As a result, while performing operation with reduced switching loss during steady operation, the fault condition is detected based on whether the rate of change per hour exceeds the threshold during system faults, and good control is achieved with high frequency PWM control. And reduction of harmonic current can be achieved.
通常の運転時と事故発生時の判断基準として、前記系統電圧に代えて、個々の単位変換器１１の出力電圧の指令値、あるいは相毎の電圧指令値を用いても構わない。またこれらの場合、第１の実施形態と同様に、前記単位時間当たりの変化率ではなく、指令値の大きさそのものを用いても良い。さらに前記電圧指令値には、ｄｑ軸上の有効電圧指令値νd*を用いてもよい。 Instead of the system voltage, a command value for the output voltage of each unit converter 11 or a voltage command value for each phase may be used as a criterion for judgment during normal operation and when an accident occurs. In these cases, as in the first embodiment, the magnitude of the command value itself may be used instead of the rate of change per unit time. Further, an effective voltage command value νd * on the dq axis may be used as the voltage command value.
（第５の実施形態）
第５の実施形態は、制御方法を切替えるタイミングの判別方法に関する。電力変換器１０の構成と制御部２の基本的な制御方法は、前記第１乃至第３の実施形態のいずれとも共通する。
(Fifth embodiment)
The fifth embodiment relates to a method for determining the timing for switching the control method. The configuration of the power converter 10 and the basic control method of the control unit 2 are common to all of the first to third embodiments.
なお、以下においては、前記図１に示した電力変換器１０の構成要素と同一または相当する構成要素には、図１で使用した符号と同一の符号を付して説明するものとして、その図示を省略する。 In the following description, the same or equivalent components as those of the power converter 10 shown in FIG. 1 will be described with the same reference numerals as those used in FIG. Is omitted.
本実施形態における制御部２は、単位変換器１１の備えるコンデンサ１３が定格電圧に至るまでの充電段階や、無効電流を大きくまたは高速に変化させる際など、電流の過渡期において、前述のように１パルス制御とＰＷＭ制御を切替えるか、またはＰＷＭ制御の周波数を切替える制御を行なう。コンデンサ１３の充電は、運転シーケンスを開始する直後や、コンデンサ電圧が著しく低下している際に発生し、いずれも制御部２により判別することが可能である。また電流が大きく変化し、あるいは高速に変化する際も、電流指令値より判別することが可能である。 As described above, the control unit 2 according to the present embodiment is in a charging stage until the capacitor 13 included in the unit converter 11 reaches the rated voltage or in a transient period of current such as when the reactive current is increased or changed rapidly. One pulse control and PWM control are switched, or control for switching the frequency of PWM control is performed. Charging of the capacitor 13 occurs immediately after the start of the operation sequence or when the capacitor voltage is significantly reduced, and both can be determined by the control unit 2. Further, even when the current changes greatly or changes at high speed, it can be determined from the current command value.
これにより制御部２は、定常運転時にはスイッチング損失が低い運転を実行しつつ、電流過渡期には、周波数の高いＰＷＭ制御で良好な制御性と高調波電流の低減とを図ることが可能となる。 As a result, the control unit 2 can perform an operation with a low switching loss during the steady operation, and can achieve a good controllability and a reduction in the harmonic current by the PWM control with a high frequency in the current transient period. .
（第６の実施形態）
図６は、第６の実施形態に係るダブルスター結線の直流交流変換装置を適用した電力変換器１０′の全体構成を示す図である。本実施形態に係る電力変換器１０′の制御法と系統事故時の判定方法は、前記第１の実施形態と同様である。なお、以下においては、図１に示した電力変換器１０の構成要素と同一または相当する構成要素には、図１で使用した符号と同一の符号を付して説明する。
(Sixth embodiment)
FIG. 6 is a diagram illustrating an overall configuration of a power converter 10 ′ to which the double-star-connected DC / AC converter according to the sixth embodiment is applied. The control method of the power converter 10 'according to the present embodiment and the determination method at the time of a system fault are the same as those in the first embodiment. In the following description, the same or equivalent components as those of the power converter 10 illustrated in FIG. 1 are denoted by the same reference numerals as those used in FIG.
この電力変換器１０′は、４つの半導体スイッチング素子３１と、直流電圧源としてのコンデンサ３２により構成された単相フルブリッジ構成の単位変換器３０を各相あたりｎ段直列接続して構成され、それらをそれぞれ１パルス制御する制御部２を備える。 This power converter 10 'is configured by connecting n-stage unit converters 30 in a single-phase full-bridge configuration each including four semiconductor switching elements 31 and a capacitor 32 as a DC voltage source in series, A control unit 2 that controls each of them by one pulse is provided.
本実施形態ではダブルスター結線の直流交流変換装置を例としているため、各相にレグ６と対応してバッファリアクトル３を２つ直列に備え、それらの中間点から出力端子を引き出して、トランス４を介して電力系統５に連系する接続構成としている。 In the present embodiment, a double star connection DC / AC converter is taken as an example. Therefore, two buffer reactors 3 corresponding to the legs 6 are provided in series for each phase, and an output terminal is drawn out from an intermediate point between them. It is set as the connection structure connected to the electric power grid | system 5 via this.
制御部２は、系統電圧νsr，νss，νst、変換器電流ｉrp，ｉrn，ｉsp，ｉsn，ｉtp，ｉtn、コンデンサ電圧νcr1〜νcrn，νcs1〜νcsn，νct1〜νctnを基に各相の電圧指令値νr*，νs*，νt*を演算し、算出した結果に基づいて各出力端子に正弦波電圧が出力されるよう、各半導体スイッチング素子３１のゲート信号を出力する。制御方法は全相とも同じである。 The control unit 2 determines the voltage command value of each phase based on the system voltages νsr, νss, νst, the converter currents irp, irn, isp, isn, itp, itn, the capacitor voltages νcr1 to νcrn, νcs1 to νcsn, νct1 to νctn. νr * , νs * , νt * are calculated, and a gate signal of each semiconductor switching element 31 is output so that a sine wave voltage is output to each output terminal based on the calculated result. The control method is the same for all phases.
制御部２は、前記第１乃至第５の実施形態と同様、出力電圧の変化に応じて単位変換器３０の１パルス制御とＰＷＭ制御を切替えるか、またはＰＷＭ制御の周波数を切替える制御を行なう。 As in the first to fifth embodiments, the control unit 2 performs control for switching the one-pulse control and the PWM control of the unit converter 30 or switching the frequency of the PWM control according to the change of the output voltage.
これにより、定常運転時はスイッチング損失の低い運転を実行しつつ、出力電圧の低下時には周波数の高いＰＷＭ制御で良好な制御性と高調波電流の低減とを図ることが可能となる。 As a result, it is possible to achieve good controllability and a reduction in harmonic current by PWM control with a high frequency when the output voltage is lowered while performing an operation with low switching loss during steady operation.
（第７の実施形態）
図７は、第７の実施形態に係る、デルタ結線の無効電力補償装置に適用した電力変換器２０の全体構成を示す図である。
(Seventh embodiment)
FIG. 7 is a diagram illustrating an overall configuration of the power converter 20 applied to the reactive power compensator for delta connection according to the seventh embodiment.
この電力変換器２０では、４つの半導体スイッチング素子１２と、直流電圧源としてのコンデンサ１３とにより構成された単相フルブリッジ構成の単位変換器１１を、ｒ，ｓ，ｔの各相毎にｎ段直列接続して構成し、各相にバッファリアクトル３を直列接続し、それら３相分をデルタ結線して電力変換部１を構成し、トランス４を介して電力系統５に連系させている。そして、この電力変換部１内の各単位変換器１１を１パルス制御する制御部２を備える。 In this power converter 20, a unit converter 11 having a single-phase full-bridge configuration including four semiconductor switching elements 12 and a capacitor 13 as a DC voltage source is divided into n for each of r, s, and t phases. It is configured by connecting in series with each other, a buffer reactor 3 is connected in series with each phase, and the power conversion unit 1 is configured by delta connection of the three phases, and is connected to the power system 5 via the transformer 4. . And the control part 2 which controls each unit converter 11 in this power converter 1 1 pulse is provided.
制御部２には系統電圧νsr，νss，νstが直接与えられるとともに、同系統電圧νsr，νss，νstはまたＲＭＳ回路２１にも与えられる。ＲＭＳ回路２１は、それらの実効値νsrmsを算出してコンパレータ２２に与える。 The system voltage νsr, νss, νst is directly given to the control unit 2, and the system voltage νsr, νss, νst is also given to the RMS circuit 21. The RMS circuit 21 calculates the effective value νsrms and supplies it to the comparator 22.
このコンパレータ２２にはまた、系統の事故を判定するための閾値νsthが与えられており、コンパレータ２２は両入力の大小を判定して、「νsrms≧νsth」である場合は判定結果「０」を、「νsrms＜νsth」である場合は判定結果「１」を、セレクタ２３に出力する。 This comparator 22 is also given a threshold value νsth for judging a system fault. The comparator 22 judges the magnitude of both inputs, and if “νsrms ≧ νsth”, the judgment result “0” is given. When “νsrms <νsth”, the determination result “1” is output to the selector 23.
そしてセレクタ２３は、前記判定結果が「０」であれば予め設定された第１のコンデンサ電圧νc_set1を、「１」であれば予め設定された第２のコンデンサ電圧νc_set2を選択して、選択結果としてのコンデンサ電圧定格値νc*を前記制御部２へ送出する。 The selector 23 selects a preset first capacitor voltage νc_set1 if the determination result is “0”, and selects a preset second capacitor voltage νc_set2 if the determination result is “1”. The capacitor voltage rated value νc * is sent to the control unit 2.
制御部２は、セレクタ２３からのコンデンサ電圧定格値νc*に基づき、前記系統電圧νsr，νss，νst、変換器電流ｉrs，ｉst，ｉtr、コンデンサ電圧νcr1〜νcrn，νcs1〜νcsn，νct1〜νctnを基に、各相の電圧指令値νr*，νs*，νt*を演算し、その演算結果を基に実際に各スイッチング素子１２を駆動するゲート信号を出力する。 Based on the capacitor voltage rating value νc * from the selector 23, the control unit 2 determines the system voltage νsr, νss, νst, converter current irs, ist, itr, capacitor voltage νcr1 to νcrn, νcs1 to νcsn, νct1 to νctn. Based on the voltage command values νr * , νs * , and νt * of each phase, the gate signal that actually drives each switching element 12 is output based on the calculation result.
次に前記制御部２による動作について説明する。
以下は例としてｒ相の制御動作のみについて説明するが、制御方法は全相とも同様である。
電力系統５に事故等が発生していない通常の動作時において、制御部２はセレクタ２３からのコンデンサ電圧定格値νc*と電圧指令値νr*を基に、系統電圧１周期あたり、各単位変換器１１の出力を正方向と負方向に１パルスずつ出力する、１パルス制御となるゲート信号を生成し、各単位変換器１１を駆動する。
Next, the operation by the control unit 2 will be described.
In the following, only the r-phase control operation will be described as an example, but the control method is the same for all phases.
During a normal operation in which no accident or the like occurs in the power system 5, the control unit 2 converts each unit per cycle of the system voltage based on the capacitor voltage rated value νc * and the voltage command value νr * from the selector 23. A gate signal for one-pulse control is generated to output the output of the unit 11 one pulse at a time in the positive direction and the negative direction, and each unit converter 11 is driven.
図８は、電圧指令値νr*（図８（Ａ））と、これに対応する出力電圧（図８（Ｂ））、及び前記セレクタ２３が選択出力する前記第１のコンデンサ電圧νc_set1、第２のコンデンサ電圧νc_set2（図８（Ｃ））を例示するものである。 FIG. 8 shows the voltage command value νr * (FIG. 8A), the corresponding output voltage (FIG. 8B), the first capacitor voltage νc_set1 selected by the selector 23, the second This is an example of the capacitor voltage νc_set2 (FIG. 8C).
個々の単位変換器１１を１パルス制御すると、電力変換部１全体としてはそれらの直列合計電圧が出力されるので、通常の正常な状態では図８（Ｂ）で（ａ）期間に示すような階段状の正弦波の電圧νが出力される。 When each unit converter 11 is controlled by one pulse, the power conversion unit 1 as a whole outputs the series total voltage thereof. Therefore, in a normal normal state, as shown in the period (a) in FIG. A stepped sine wave voltage ν is output.
１パルス制御は、前記第１の実施形態の図３で示した内容と同様に、電圧指令値νr*と閾値νrthを比較することで判定する。閾値νrthは、コンデンサ電圧定格値νc*と、パルス電圧を出力している単位変換器の数、及びパルス電圧出力のオン段階／オフ段階情報により定められる。 The one-pulse control is determined by comparing the voltage command value νr * and the threshold value νrth, similarly to the contents shown in FIG. 3 of the first embodiment. The threshold value νrth is determined by the capacitor voltage rated value νc * , the number of unit converters that output a pulse voltage, and pulse voltage output on / off phase information.
パルス電圧出力のオン段階／オフ段階情報は、位相、または電圧指令値の傾きから判別される。
電圧指令値νr*が正の数、かつオン段階で、ｒ相にてパルス電圧を出力している単位変換器１１の数をｎとすると、閾値νrthは前記第１の実施形態の式（１）で与えられ、電圧指令値νr*が当該閾値νrthと一致または交差した時が、パルス電圧出力の変化タイミングとなる。
The on / off stage information of the pulse voltage output is determined from the phase or the slope of the voltage command value.
When the voltage command value νr * is a positive number and the number of the unit converters 11 outputting the pulse voltage in the r-phase in the on stage is n, the threshold νrth is expressed by the equation (1) in the first embodiment. ) And the voltage command value νr * coincides with or intersects with the threshold value νrth, which is the change timing of the pulse voltage output.
電圧指令値νr*が正の数かつオフ段階では、νrthは前記第１の実施形態の式（２）で与えられる。
電圧指令値νr*が負の数かつオン段階では、νrthは前記第１の実施形態の式（３）で与えられる。
電圧指令値νr*が負の数かつオフ段階では、νrthは前記第１の実施形態の式（４）で与えられる。
When the voltage command value νr * is a positive number and in the off stage, νrth is given by the equation (2) in the first embodiment.
When the voltage command value νr * is a negative number and in the ON stage, νrth is given by the equation (3) of the first embodiment.
When the voltage command value νr * is a negative number and in the off stage, νrth is given by equation (4) of the first embodiment.
出力を変化させる単位変換器１１の順番は、ｒ相が備える単位変換器１１のコンデンサ電圧の大小の順序と、電流が遅れと進み、どちらの状態かによって決定される。例えば、変換器１の出力する電流が電圧に対して進みである時、１パルスがオンになるタイミングが早いほど、コンデンサの放電量は多く、オフになるタイミングが早いほど、コンデンサの充電量は少ない。 The order of the unit converters 11 that change the output is determined by the order of the capacitor voltages of the unit converters 11 included in the r phase and the current progresses with a delay. For example, when the current output from the converter 1 is ahead of the voltage, the earlier the timing at which one pulse is turned on, the greater the discharge amount of the capacitor. Few.
よって、オン段階ではコンデンサ電圧が最も高い単位変換器１１から順に１パルスをオンにしていき、オフ段階でもコンデンサ電圧が最も高い単位変換器１１から順に１パルスをオフにしていくことにより、段間のコンデンサ電圧がバランスする。 Therefore, one pulse is turned on in order from the unit converter 11 having the highest capacitor voltage in the on stage, and one pulse is turned off in order from the unit converter 11 having the highest capacitor voltage in the off stage. The capacitor voltage is balanced.
電流が遅れである時は前記と逆になり、オン段階ではコンデンサ電圧が最も低い単位変換器１１から順に１パルスをオンにしていき、オフ段階でもコンデンサ電圧が最も低い単位変換器１１から順に１パルスをオフにしていけばよい。 When the current is delayed, the reverse is true. In the ON stage, one pulse is turned on in order starting from the unit converter 11 having the lowest capacitor voltage, and in the OFF stage, 1 pulse is turned on in order starting from the unit converter 11 having the lowest capacitor voltage. Just turn off the pulse.
制御部２は、電力系統５に事故が生じた場合、図８の（ｂ）期間以降のように、単位変換器１１の備えるコンデンサ電圧をνc_set1からνc_set2に減少させる。 When an accident occurs in the power system 5, the control unit 2 decreases the capacitor voltage of the unit converter 11 from νc_set1 to νc_set2 as in the period (b) of FIG.
図９は、制御部２におけるコンデンサ電圧と変換器電流の制御ブロックを示す図である。同図において、コンデンサ電圧平均値νcと、上記セレクタ２３の出力するコンデンサ電圧指令値νc*の差分を減算器２４で算出し、ＡＶＲ（Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｖｏｌｔａｇｅ Ｒｅｇｕｌａｔｏｒ）のＰＩ（Ｐｒｏｐｏｒｔｉｏｎａｌ−Ｉｎｔｅｇｒａｌ）制御器２５に出力する。 FIG. 9 is a diagram illustrating a control block of the capacitor voltage and the converter current in the control unit 2. In the figure, the difference between the capacitor voltage average value νc and the capacitor voltage command value νc * output from the selector 23 is calculated by a subtractor 24, and the AVR (Automatic Voltage Regulator) PI (Proportional-Integral) controller 25 is used. Output.
ＰＩ制御器２５は、前記コンデンサ電圧の差分から有効電流指令値ｉd*を得る。この有効電流指令値ｉd*と有効電流ｉdの差分を減算器２６で算出し、ＡＣＲ（Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｃｕｒｒｅｎｔ Ｒｅｇｕｌａｔｏｒ）のＰＩ制御器２７に出力する。 The PI controller 25 obtains an effective current command value id * from the difference between the capacitor voltages. The difference between the effective current command value id * and the effective current id is calculated by the subtractor 26 and is output to the PI controller 27 of an ACR (Automatic Current Regulator).
ＰＩ制御器２７は、入力した差分の電流値から有効電圧指令値νd*を得て、これを各相電圧指令値に変換し、各単位変換器の1パルス指令値を生成する。 The PI controller 27 obtains an effective voltage command value νd * from the input current value of the difference, converts it to each phase voltage command value, and generates a one-pulse command value for each unit converter.
制御部２は無効電圧指令値νq*も同様にして演算するが、コンデンサ電圧指令値は無効電流指令値ｉq*に関係せず、無効電流指令値ｉq*はそれ自体が設定値、もしくは無効電力指令値ｑ*から与えられる。 The control unit 2 is computed in the same manner reactive voltage command value Nyuq *, the capacitor voltage command value does not relate to the reactive current command value iq *, the reactive current command value iq * is itself set value, or reactive power It is given from the command value q * .
前記コンデンサ電圧指令値νc*は、前述した通り定常時のνc_set1と事故時のνc_set2が予め設定されており、セレクタ２３での選択により与えられる。すなわち、系統電圧の実効値νsrmsが系統事故を判定する閾値νsth以上である時はνc_set1、より小さい時はνc_set2がコンデンサ電圧指令値νc*として選択される。 As described above, the capacitor voltage command value νc * is set in advance as νc_set1 at the normal time and νc_set2 at the time of the accident, and is given by selection by the selector 23. That is, νc_set1 is selected as the capacitor voltage command value νc * when the effective value νsrms of the system voltage is equal to or greater than the threshold value νsth for determining a system fault.
この結果、系統事故時に系統電圧実効値νsrmsが事故判定用の閾値νsthを下回ると、単位変換器１１のコンデンサ電圧がνc_set1からνc_set2に制御されて低下する。すると系統事故後の電圧を出力する際に動作する１パルス段数が増加して、高調波特性が改善する。 As a result, when the system voltage effective value νsrms falls below the accident determination threshold νsth at the time of a system failure, the capacitor voltage of the unit converter 11 is controlled from νc_set1 to νc_set2 and decreases. Then, the number of one pulse stage that operates when outputting the voltage after the system fault increases, and the harmonic characteristics are improved.
図８の（ｂ）期間と（ｃ）期間は、コンデンサ電圧が変化する過渡期であり、（ｂ）期間では４段、（ｃ）期間では６段の単位変換器１１が動作している。そして、コンデンサ電圧がνc_set2に完全に変化した（ｄ）期間では８段の単位変換器１１が動作しており、定常時である（ａ）期間と同じ段数の単位変換器１１が動作している。
このようにして、出力電圧が低下した際にも、良好な制御性と、高調波電流の低減とを図ることが可能となる。
The periods (b) and (c) in FIG. 8 are transitional periods in which the capacitor voltage changes. The unit converter 11 operates in four stages in the period (b) and in six stages in the period (c). In the period (d) in which the capacitor voltage has completely changed to νc_set2, the 8-stage unit converter 11 is operating, and the unit converters 11 having the same number of stages as in the period (a) are operating. .
In this way, even when the output voltage is lowered, it is possible to achieve good controllability and reduction of harmonic current.
上記のように閾値で事故を判定してコンデンサ電圧をステップ状に変化またはランプ状に変化させても良いが、系統電圧の変化に応じて連続的にコンデンサ電圧を可変しても構わない。この場合、系統電圧の定常時に対する現状時の割合に応じてコンデンサ電圧を変化させることで、定常時と同じ程度の高調波電流に保つことができる。 As described above, an accident may be determined based on a threshold value, and the capacitor voltage may be changed stepwise or ramped. However, the capacitor voltage may be continuously changed according to changes in the system voltage. In this case, by changing the capacitor voltage according to the current ratio of the system voltage to the steady state, the harmonic current can be kept at the same level as in the steady state.
また動作の判断基準となる系統電圧に代えて、無効電力指令値または無効電流指令値を用いても構わない。当該電力変換器２０が無効電力補償装置である場合、電力系統５と電力変換器２０の間はバッファリアクトル３で接続されるため、出力する無効電力の大きさは、電力変換器２０が出力する電圧の大きさで制御される。 In addition, a reactive power command value or a reactive current command value may be used instead of the system voltage that is a criterion for operation. When the power converter 20 is a reactive power compensator, since the power system 5 and the power converter 20 are connected by the buffer reactor 3, the power converter 20 outputs the magnitude of reactive power to be output. Controlled by the magnitude of the voltage.
すなわち、出力電圧の大きさは無効電力指令値または無効電流指令値の大きさにより変化する。よって、無効電力指令値または無効電流指令値の大きさに応じて、コンデンサ電圧を変化させることで、定常時と同じ程度の高調波電流に保つことができる。 That is, the magnitude of the output voltage varies depending on the magnitude of the reactive power command value or reactive current command value. Therefore, by changing the capacitor voltage in accordance with the magnitude of the reactive power command value or the reactive current command value, it is possible to keep the harmonic current at the same level as in the steady state.
（第８の実施形態）
図１０は、第８の実施形態に係る電力変換器２０の出力波形を示す図である。
本実施形態に係る電力変換器２０の構成と制御部２の基本的動作、系統事故時の判定方法は、前記第７の実施形態と同様である。
(Eighth embodiment)
FIG. 10 is a diagram illustrating an output waveform of the power converter 20 according to the eighth embodiment.
The configuration of the power converter 20 according to the present embodiment, the basic operation of the control unit 2, and the determination method at the time of a system fault are the same as those in the seventh embodiment.
なお、以下においては、前記図７に示した電力変換器２０の構成要素と同一または相当する構成要素には、図７で使用した符号と同一の符号を付して説明するものとして、本実施形態では図示を省略する。 In the following description, the same or equivalent components as those of the power converter 20 shown in FIG. 7 are denoted by the same reference numerals as those used in FIG. In the form, illustration is omitted.
図１０（Ａ）は、例えばｒ相の単位変換器１１の多段接続構成を示し、図１０（Ｂ）〜図１０（Ｄ）は各段の単位変換器１１に与える指令値を示す。 FIG. 10A shows a multi-stage connection configuration of, for example, r-phase unit converters 11, and FIGS. 10B to 10D show command values given to the unit converters 11 of each stage.
本実施形態における制御部２は、系統事故時に図１０のように特定の単位変換器１１、例えば図１０（Ｃ）、図１０（Ｄ）に示すように最上段を除いた２段目以下の単位変換器１１のみコンデンサ電圧νc_set2に切換える。 In the present embodiment, the control unit 2 has a specific unit converter 11 as shown in FIG. 10 at the time of a system failure, for example, the second and lower stages excluding the uppermost stage as shown in FIGS. 10 (C) and 10 (D). Only the unit converter 11 is switched to the capacitor voltage νc_set2.
切換えた後の電圧出力では、コンデンサ電圧を低く変化させた段の単位変換器１１のみを動作させることで、出力電圧の高調波成分を低減させることができる。
これにより、出力電圧低下時にも良好な制御性と低高調波電流を得ることが可能となる。
In the voltage output after switching, the harmonic component of the output voltage can be reduced by operating only the unit converter 11 at the stage where the capacitor voltage is changed low.
This makes it possible to obtain good controllability and low harmonic current even when the output voltage is lowered.
また系統電圧の大きさに応じて、コンデンサ電圧を変化させる単位変換器１１の段数を段階的に変化させるものとしても良い。さらに、コンデンサ電圧を変化させていない段の単位変換器１１と変化させた段の単位変換器１１とを組み合わせて動作させるものとしても良い。 Also, the number of unit converters 11 that change the capacitor voltage may be changed stepwise in accordance with the magnitude of the system voltage. Further, the unit converter 11 of the stage where the capacitor voltage is not changed and the unit converter 11 of the changed stage may be operated in combination.
（第９の実施形態）
第９の実施形態は、コンデンサ電圧を変化させるタイミングの判別方法に関する。電力変換器２０の構成と制御部２の基本的な制御方法は、前記第７及び第８の実施形態のいずれとも共通する。なお、以下においては、図７に示した電力変換器２０の構成要素と同一または相当する構成要素には、図７で使用した符号と同一の符号を付して説明するものとして、その図示を省略する。
(Ninth embodiment)
The ninth embodiment relates to a method for determining the timing of changing the capacitor voltage. The configuration of the power converter 20 and the basic control method of the control unit 2 are common to both the seventh and eighth embodiments. In the following description, the same or corresponding components as those of the power converter 20 shown in FIG. 7 are denoted by the same reference numerals as those used in FIG. Omitted.
本実施例における制御部２は、単位変換器１１の直流電圧源としてのコンデンサの電圧を可変制御するために、電力系統５の電圧の単位時間当たりの変化率を用いる。系統電圧の同変化率の絶対値が、予め設定された閾値を超えた時、系統に事故が発生したと判断し、前述のように単位変換器１１の直流電圧源の電圧を可変制御する。 The control unit 2 in the present embodiment uses the rate of change per unit time of the voltage of the power system 5 in order to variably control the voltage of the capacitor as the DC voltage source of the unit converter 11. When the absolute value of the change rate of the system voltage exceeds a preset threshold value, it is determined that an accident has occurred in the system, and the voltage of the DC voltage source of the unit converter 11 is variably controlled as described above.
これにより、電力系統５での事故発生を検出し、出力電圧が低下した際にも良好な制御性と高調波電流の低減を図ることが可能となる。 As a result, it is possible to detect occurrence of an accident in the power system 5 and achieve good controllability and reduction of harmonic current even when the output voltage decreases.
判断基準となる系統電圧に代えて、個々の単位変換器１１への出力電圧指令値や、相に対する電圧指令値を用いて、その変化率から事故の発生を検出するものとしても良い。またこれらの場合、前記第７の実施形態と同様に、時間単位での変化率ではなく、指令値の大きさそのものを用いても良い。さらに前記電圧指令値には、ｄｑ軸上の有効電圧指令値νd*を用いてもよい。 The occurrence of an accident may be detected from the rate of change using the output voltage command value to each unit converter 11 or the voltage command value for the phase instead of the system voltage as a determination reference. In these cases, as in the seventh embodiment, the command value itself may be used instead of the rate of change in time units. Further, an effective voltage command value νd * on the dq axis may be used as the voltage command value.
（第１０の実施形態）
図１１は、第１０の実施形態に係るダブルスター結線の直流交流変換装置を適用した電力変換器２０′の全体構成を示す図である。本実施形態に係る電力変換器２０′の制御法と系統事故時の判定方法は、前記第７の実施形態と同様である。なお、以下においては、図７に示した電力変換器２０の構成要素と同一または相当する構成要素には、図７で使用した符号と同一の符号を付して説明する。
(Tenth embodiment)
FIG. 11 is a diagram illustrating an overall configuration of a power converter 20 ′ to which the double-star-connected DC / AC converter according to the tenth embodiment is applied. The control method of the power converter 20 'according to the present embodiment and the determination method at the time of a system fault are the same as those in the seventh embodiment. In the following description, the same or equivalent components as those of the power converter 20 illustrated in FIG. 7 are denoted by the same reference numerals as those used in FIG.
この電力変換器２０′は、４つの半導体スイッチング素子３１と、直流電圧源としてのコンデンサ３２により構成された単相フルブリッジ構成の単位変換器３０を各相あたりｎ段直列接続して構成され、それらをそれぞれ１パルス制御する制御部２を備える。 The power converter 20 ′ is configured by connecting n-stage unit converters 30 in a single-phase full-bridge configuration each including four semiconductor switching elements 31 and a capacitor 32 as a DC voltage source in series, A control unit 2 that controls each of them by one pulse is provided.
本実施形態ではダブルスター結線の直流交流変換装置を例としているため、各相にと対応してバッファリアクトル３を２つ直列に備え、それらの中間点から出力端子が引き出して、トランス４を介して電力系統５に連系する接続構成としている。 In this embodiment, since the DC / AC converter of double star connection is taken as an example, two buffer reactors 3 are provided in series corresponding to each phase, and an output terminal is drawn from an intermediate point between them, via a transformer 4. Thus, the connection configuration is linked to the power system 5.
制御部２は、系統電圧νsr，νss，νst、変換器電流ｉrp，ｉrn，ｉsp，ｉsn，ｉtp，ｉtn、コンデンサ電圧νcr1〜νcrn，νcs1〜νcsn，νct1〜νctnを基に、各相の電圧指令値νr*，νs*，νt*を演算し、算出した結果に基づいて各出力端子に正弦波電圧が出力されるよう、各半導体スイッチング素子３１のゲート信号を出力する。制御方法は全相とも同じである。 The control unit 2 determines the voltage command for each phase based on the system voltages νsr, νss, νst, the converter currents irp, irn, isp, isn, itp, itn, the capacitor voltages νcr1 to νcrn, νcs1 to νcsn, νct1 to νctn. The values νr * , νs * , νt * are calculated, and the gate signal of each semiconductor switching element 31 is output so that a sine wave voltage is output to each output terminal based on the calculated result. The control method is the same for all phases.
制御部２は、前記第７乃至第９の実施形態と同様、出力電圧の変化に応じて各単位変換器３０のコンデンサ３２の電圧を可変制御する。 As in the seventh to ninth embodiments, the control unit 2 variably controls the voltage of the capacitor 32 of each unit converter 30 according to the change in the output voltage.
これにより、出力電圧が低下した際にも良好な制御性と高調波電流の低減とを図ることが可能となる。 This makes it possible to achieve good controllability and reduction of harmonic current even when the output voltage is lowered.
以上、本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の趣旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行なうことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれると同様に、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれるものである。 As mentioned above, although some embodiment of this invention was described, these embodiment is shown as an example and is not intending limiting the range of invention. These embodiments can be implemented in various other forms, and various omissions, replacements, and changes can be made without departing from the spirit of the invention. These embodiments and their modifications are included in the scope and gist of the invention, and are also included in the invention described in the claims and the equivalents thereof.
１…電力変換部、
２…制御部、
３…バッファリアクトル、
４…トランス、
５…電力系統、
６…レグ、
１０，１０′…電力変換器、
１１…単位変換器、
１２…半導体スイッチング素子、
１３…コンデンサ、
２０，２０′…電力変換器、
２１…ＲＭＳ回路、
２２…コンパレータ、
２３…セレクタ、
２４…減算器、
２５…ＰＩ制御器、
２６…減算器、
２７…ＰＩ制御器、
３０…単位変換器、
３１…半導体スイッチング素子、
３２…コンデンサ。
1 ... power converter,
2 ... control part,
3 ... Buff reactor,
4 ... Trance,
5 ... Power system,
6 ... Leg,
10, 10 '... power converter,
11: Unit converter,
12 ... Semiconductor switching element,
13: Capacitor,
20, 20 '... power converter,
21 ... RMS circuit,
22: Comparator,
23 ... selector,
24 ... subtractor,
25 ... PI controller,
26 ... subtractor,
27 ... PI controller,
30: Unit converter,
31 ... Semiconductor switching element,
32: Capacitor.
Claims (20)
前記単位電力変換器が出力する電圧を指標とし、前記指標の大きさに応じて、前記単位電力変換器のスイッチング周波数を可変制御する制御部を備えたことを特徴とする電力変換装置。 A power conversion device comprising at least one unit power converter using a semiconductor switching element, wherein the output terminals of the unit power converter are connected in series to configure each phase arm,
A power conversion apparatus comprising: a control unit that variably controls a switching frequency of the unit power converter according to a magnitude of the index, using the voltage output from the unit power converter as an index.
前記単位電力変換器が出力する電圧を指標とし、前記指標の大きさに応じて、前記単位電力変換器の前記直流電圧源の電圧を可変制御する制御部を備えたことを特徴とする電力変換装置。 A power conversion device comprising at least one unit power converter using a variable voltage direct-current voltage source and a semiconductor switching element, wherein the output terminals of the unit power converter are connected in series to configure each phase arm,
A power conversion comprising: a control unit that variably controls the voltage of the DC voltage source of the unit power converter according to the magnitude of the index, using the voltage output from the unit power converter as an index. apparatus.
平常時に、出力電圧の基本波１周期あたり正負それぞれ１回ずつパルス電圧を出力する１パルス制御ゲート信号を、前記単位電力変換器に与えることを特徴とする請求項１または３記載の電力変換装置。 The controller is
4. The power converter according to claim 1, wherein a one-pulse control gate signal that outputs a pulse voltage once every positive / negative per period of the fundamental wave of the output voltage is supplied to the unit power converter in a normal state. .
前記指標の大きさの減少時に、出力電圧の指令値の大きさに応じて出力パルス幅を可変するＰＷＭ制御ゲート信号を、前記単位電力変換器に与えることを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。 The controller is
2. The power according to claim 1, wherein when the magnitude of the index decreases, a PWM control gate signal that varies an output pulse width in accordance with a magnitude of an output voltage command value is supplied to the unit power converter. Conversion device.
前記単位電力変換器の直流電圧源の電圧値Ｖdc、制御対象相でパルス電圧を出力している単位電力変換器の数ｎとして、
電圧指令値が正の数かつ増加傾向である時、閾値Ｖthを、
Ｖth＝Ｖdc（２ｎ＋１）／２
で与え、前記電圧指令値が前記Ｖthに一致または上回った時に、正のパルス電圧を出力している単位電力変換器を１つ増加させ、
電圧指令値が正の数かつ減少傾向である時、閾値Ｖthを、
Ｖth＝Ｖdc（２ｎ−１）／２ （ただしｎ＝０の時、Ｖth＝０）
で与え、前記電圧指令値が前記Ｖthに一致または下回った時に、正のパルス電圧を出力している単位電力変換器を１つ減少させ、
電圧指令値が負の数かつ減少傾向である時、閾値Ｖthを、
Ｖth＝−Ｖdc（２ｎ＋１）／２
で与え、前記電圧指令値が前記Ｖthに一致または下回った時に、負のパルス電圧を出力している単位電力変換器を１つ増加させ、
電圧指令値が負の数かつ増加傾向である時、閾値Ｖthを、
Ｖth＝−Ｖdc（２ｎ−１）／２ （ただしｎ＝０の時、Ｖth＝０）
で与え、前記電圧指令値が前記Ｖthに一致または上回った時に、負のパルス電圧を出力している単位電力変換器を１つ減少させる
ことにより前記１パルス制御を実現することを特徴とする請求項４記載の電力変換装置。 The controller is
As the voltage value Vdc of the DC voltage source of the unit power converter, the number n of unit power converters that output a pulse voltage in the controlled phase,
When the voltage command value is a positive number and is increasing, the threshold value Vth is
Vth = Vdc (2n + 1) / 2
When the voltage command value matches or exceeds the Vth, the unit power converter that outputs a positive pulse voltage is increased by one,
When the voltage command value is a positive number and is decreasing, the threshold value Vth is
Vth = Vdc (2n-1) / 2 (when n = 0, Vth = 0)
When the voltage command value matches or falls below the Vth, the unit power converter that outputs a positive pulse voltage is decreased by one,
When the voltage command value is negative and decreasing, the threshold value Vth is
Vth = -Vdc (2n + 1) / 2
When the voltage command value matches or falls below the Vth, the unit power converter that outputs a negative pulse voltage is increased by one,
When the voltage command value is negative and increasing, the threshold value Vth is
Vth = −Vdc (2n−1) / 2 (when n = 0, Vth = 0)
When the voltage command value is equal to or exceeds Vth, the one-pulse control is realized by reducing one unit power converter outputting a negative pulse voltage by one. Item 5. The power conversion device according to Item 4.
前記指標が設定された閾値を下回った際に、前記単位電力変換器のスイッチング方法を変化させることを特徴とする請求項１，２，４〜６いずれか記載の電力変換装置。 The controller is
The power conversion device according to any one of claims 1, 2, 4 to 6, wherein when the index falls below a set threshold, the switching method of the unit power converter is changed.
前記指標の時間当たりの変化度が、設定された閾値より大きい際に、前記単位電力変換器のスイッチング方法を変化させることを特徴とする請求項１，２，４〜６いずれか記載の電力変換装置。 The controller is
7. The power conversion according to claim 1, wherein a switching method of the unit power converter is changed when a change degree of the index per time is larger than a set threshold value. apparatus.
前記指標の変化時に、少なくとも一部の前記単位電力変換器のスイッチング方法を変化させることを特徴とする請求項１，２，４〜８いずれか記載の電力変換装置。 The controller is
9. The power conversion device according to claim 1, wherein a switching method of at least a part of the unit power converters is changed when the index is changed.
出力電流の過渡期に、前記単位電力変換器のスイッチング方法を切替えることを特徴とする請求項１，２，４〜６，９いずれか記載の電力変換装置。 The controller is
10. The power conversion device according to claim 1, wherein a switching method of the unit power converter is switched during a transition period of an output current.
前記指標の変化時に、少なくとも一部の前記単位電力変換器の前記直流電圧源の電圧を可変制御することを特徴とする請求項３，１１，１２いずれか記載の電力変換装置。 The controller is
13. The power conversion device according to claim 3, wherein the DC voltage source voltage of at least some of the unit power converters is variably controlled when the index is changed.
前記指標の時間当たりの変化度が、設定された閾値より大きい際に、前記単位電力変換器の前記直流電圧源の電圧を可変制御することを特徴とする請求項３，１１〜１３いずれか記載の電力変換装置。 The controller is
The voltage of the DC voltage source of the unit power converter is variably controlled when the degree of change per hour of the index is larger than a set threshold value. Power converter.
前記指標として、前記単位電力変換器が出力する電圧の指令値を用いることを特徴とする請求項１〜１４いずれか記載の電力変換装置。 The controller is
The power conversion device according to claim 1, wherein a command value of a voltage output from the unit power converter is used as the index.
前記指標として、前記単位電力変換器の合計電圧に対する指令値を用いることを特徴とする請求項１〜１４いずれか記載の電力変換装置。 The controller is
The power conversion device according to claim 1, wherein a command value for a total voltage of the unit power converter is used as the index.
前記制御部は、
前記電力系統の事故時か否かを前記指標とすることを特徴とする請求項１〜１４いずれか記載の電力変換装置。 The power converter is connected to a power system,
The controller is
The power converter according to any one of claims 1 to 14, wherein the index is whether or not the power system is in an accident.
前記制御部は、
前記指標として、前記電力系統の系統電圧を用いることを特徴とする請求項１〜１４いずれか記載の電力変換装置。 The power converter is connected to a power system,
The controller is
The power converter according to claim 1, wherein a grid voltage of the power grid is used as the index.
前記指標として、無効電力指令値または無効電流指令値を用いることを特徴とする請求項１〜１４いずれか記載の電力変換装置。 The controller is
The power converter according to claim 1, wherein a reactive power command value or a reactive current command value is used as the index.
前記単位電力変換器が特定の段数となるまで前記単位電力変換器の前記直流電圧源の電圧を可変制御することを特徴とする請求項３，１１〜１４いずれか記載の電力変換装置。 The controller is
15. The power converter according to claim 3, wherein the unit power converter variably controls the voltage of the DC voltage source of the unit power converter until a specific number of stages is reached.
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