JP2015154682A - Dc/dc converter - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、ＤＣ／ＤＣコンバータに関し、特に、ＤＣ／ＤＣコンバータにおけるハイサイドスイッチのオン駆動電圧のブートストラップに関する。 The present invention relates to a DC / DC converter, and more particularly to a bootstrap of an on-drive voltage of a high side switch in the DC / DC converter.
各種電子機器の直流電源としてスイッチング方式のＤＣ／ＤＣコンバータがよく用いられる。一般に、ＤＣ／ＤＣコンバータは、入力電圧とグランドとの間に直列接続されたハイサイドスイッチおよびローサイドスイッチをスイッチング制御してインダクタに蓄積される電気エネルギーを平滑コンデンサで平滑化して出力電圧を生成する。 A switching DC / DC converter is often used as a DC power source for various electronic devices. Generally, a DC / DC converter performs switching control of a high-side switch and a low-side switch connected in series between an input voltage and a ground, and smoothes electric energy accumulated in an inductor with a smoothing capacitor to generate an output voltage. .
ＤＣ／ＤＣコンバータの小型化および性能向上の目的でハイサイドスイッチをＮチャネルＭＯＳＦＥＴで構成することがある。この場合、ハイサイドスイッチのオン駆動電圧を入力電圧以上にする必要からブートストラップ回路が設けられる。ブートストラップ回路はハイサイドスイッチとローサイドスイッチとの接続点に接続されたコンデンサを備えており、このコンデンサの充電電圧でハイサイドスイッチのオン駆動電圧を引き上げる。 In order to reduce the size and improve the performance of the DC / DC converter, the high-side switch may be composed of an N-channel MOSFET. In this case, a bootstrap circuit is provided because the on-drive voltage of the high-side switch needs to be higher than the input voltage. The bootstrap circuit includes a capacitor connected to a connection point between the high-side switch and the low-side switch, and the on-drive voltage of the high-side switch is raised by the charging voltage of the capacitor.
一般に、ハイサイドスイッチのオン駆動電圧のブートストラップ中にコンデンサの電荷が電源側に逆流しないようにコンデンサと電源との間にダイオードが設けられる。また、ダイオードに代えて電圧降下の小さいスイッチングトランジスタを設けてコンデンサの充電電圧の低下を阻止しているものがある（例えば、特許文献１参照）。 Generally, a diode is provided between the capacitor and the power supply so that the charge of the capacitor does not flow backward to the power supply side during the bootstrap of the on-drive voltage of the high-side switch. In addition, some switching transistors having a small voltage drop are provided in place of the diodes to prevent a decrease in the charging voltage of the capacitor (see, for example, Patent Document 1).
ブートストラップ回路がハイサイドスイッチのオン駆動電圧を入力電圧以上に引き上げるには、ローサイドスイッチがある程度の期間オン状態を維持してコンデンサが十分に充電されなければならない。しかし、ローサイドスイッチの代わりにダイオードで行う方式、或いは待機時や過電圧検出後の一時停止時などのようにＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチング動作が休止する期間が長時間におよぶ場合、コンデンサが放電してしまい、ハイサイドスイッチのオン駆動電圧が十分に上がらなくなる。この結果、動作再開時にハイサイドスイッチをオン制御してもハイサイドスイッチはターンオンせずにＤＣ／ＤＣコンバータが再起動できなくなるおそれがある。 In order for the bootstrap circuit to raise the on-drive voltage of the high-side switch to the input voltage or higher, the low-side switch must remain on for a certain period and the capacitor must be sufficiently charged. However, if the switching operation of the DC / DC converter is suspended for a long time, such as when using a diode instead of the low-side switch, or when the DC / DC converter is temporarily stopped after standby or after overvoltage detection, the capacitor will discharge. As a result, the on-drive voltage of the high side switch cannot be sufficiently increased. As a result, even if the high side switch is turned on when the operation is resumed, the high side switch may not be turned on and the DC / DC converter may not be restarted.
上記問題に鑑み、本発明は、ブートストラップ回路を有するＤＣ／ＤＣコンバータを長期間のスイッチング休止状態から通常状態に復帰可能にすることを課題とする。 In view of the above problems, an object of the present invention is to enable a DC / DC converter having a bootstrap circuit to return to a normal state from a long-time switching suspension state.
上記課題を解決するために、本発明に係るＤＣ／ＤＣコンバータは、入力電圧とグランドとの間に直列接続されたハイサイドスイッチとリアクトルとコンデンサを有し、前記リアクトルと前記コンデンサとの直列回路と並列に回生ダイオード又はローサイドスイッチが並列接続され、前記ハイサイドスイッチをスイッチング制御して前記入力電圧を降圧して出力電圧を生成するＤＣ／ＤＣコンバータであって、前記ハイサイドスイッチのオン駆動電圧を引き上げるブートストラップ回路と、前記ブートストラップ回路の出力に接続された前記コンデンサの充電電圧未満の電圧を出力する補助電源回路と、を備えたことを特徴とする。 In order to solve the above problems, a DC / DC converter according to the present invention includes a high-side switch, a reactor, and a capacitor connected in series between an input voltage and a ground, and a series circuit of the reactor and the capacitor. A DC / DC converter in which a regenerative diode or a low-side switch is connected in parallel, switching the high-side switch and stepping down the input voltage to generate an output voltage, the on-side drive voltage of the high-side switch A bootstrap circuit for pulling up the power supply, and an auxiliary power supply circuit for outputting a voltage lower than the charging voltage of the capacitor connected to the output of the bootstrap circuit.
本発明によると、ブートストラップ回路を有するＤＣ−ＤＣコンバータが長期間のスイッチング休止状態から通常状態に復帰可能になる。 According to the present invention, a DC-DC converter having a bootstrap circuit can be restored from a long-time switching suspension state to a normal state.
（第1の実施形態）
図１は、１の実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータ１の構成図である。入力電圧VinとグランドGNDとの間にはハイサイドスイッチQ1とリアクトルL1とコンデンサC1とが直列接続されている。
また、リアクトルL1とコンデンサC1の直列回路の両端には回生ダイオードＤ１が接続されている。
ハイサイドスイッチQ1はN−ＭＯＳＦＥＴで構成されており、制御ＩＣ１からハイサイドスイッチQ1のオン／オフ駆動信号ＶＧが出力される。
また、制御ＩＣは、入出力電圧及び負荷状態から定まる所定のデューティーで、ハイサイドスイッチQ1のオン／オフさせることで、リアクトルＬ１に磁気エネルギーを蓄積／回生させてコンデンサＣ１の電圧Ｖｏｕｔが一定になるように出力電圧ＶｏｕｔをＶｏ端子で検出し、制御させる。
(First embodiment)
FIG. 1 is a configuration diagram of a DC-DC converter 1 according to one embodiment. A high-side switch Q1, a reactor L1, and a capacitor C1 are connected in series between the input voltage Vin and the ground GND.
A regenerative diode D1 is connected to both ends of the series circuit of the reactor L1 and the capacitor C1.
The high side switch Q1 is composed of an N-MOSFET, and an ON / OFF drive signal VG for the high side switch Q1 is output from the control IC1.
Further, the control IC turns on / off the high-side switch Q1 at a predetermined duty determined from the input / output voltage and the load state, thereby accumulating / regenerating magnetic energy in the reactor L1 and making the voltage Vout of the capacitor C1 constant. Thus, the output voltage Vout is detected at the Vo terminal and controlled.
ブートストラップ回路はコンデンサＣ２とダイオードＤ２から構成され、制御電源電圧ＶｃｃをハイサイドスイッチQ1のゲート駆動電圧としてレベルシフトさせる。
ここで、コンデンサＣ２はコンデンサＣ１より小さな値であって、起動時には、制御電源電圧ＶｃｃをコンデンサＣ１とＣ２の容量比で分圧する。コンデンサＣ２の容量はコンデンサＣ１より小さいので、制御電源電圧Ｖｃｃの１／２以上の電圧が充電される。起動後は、ダイオードＤ１を介したリアクトルＬ１の回生動作により、ＶＳ端子がグランドＧＮＤ電位よりもダイオードＤ１の順方向電圧分の負電位に低下するので、制御電源電圧Ｖｃｃ→ダイオードＤ２→コンデンサＣ２→ダイオードＤ１（順方向電圧の負電位）→制御電源電圧グランドＧＮＤの経路に電流が流れる。または、起動後はダイオードＤ１を介したリアクトルＬ１の回生動作により、制御電源電圧Ｖｃｃ→ダイオードＤ２→コンデンサＣ２→リアクトルＬ１→コンデンサＣ１→制御電源電圧グランドＧＮＤの経路に電流が流れる。
従って、コンデンサＣ２には、ほぼ制御電源電圧Ｖｃｃが充電され、ハイサイドスイッチQ1をオン／オフ駆動する時のゲート駆動電圧として供給されることになる。
The bootstrap circuit includes a capacitor C2 and a diode D2, and shifts the level of the control power supply voltage Vcc as the gate drive voltage of the high side switch Q1.
Here, the capacitor C2 has a smaller value than the capacitor C1, and at the time of startup, the control power supply voltage Vcc is divided by the capacitance ratio of the capacitors C1 and C2. Since the capacitance of the capacitor C2 is smaller than the capacitor C1, a voltage equal to or greater than 1/2 of the control power supply voltage Vcc is charged. After startup, the regenerative operation of the reactor L1 through the diode D1 causes the VS terminal to drop to a negative potential corresponding to the forward voltage of the diode D1 from the ground GND potential, so the control power supply voltage Vcc → diode D2 → capacitor C2 A current flows through the path from the diode D1 (negative potential of the forward voltage) to the control power supply voltage ground GND. Alternatively, after the activation, a current flows through the path of control power supply voltage Vcc → diode D2 → capacitor C2 → reactor L1 → capacitor C1 → control power supply voltage ground GND by the regenerative operation of reactor L1 via diode D1.
Accordingly, the capacitor C2 is almost charged with the control power supply voltage Vcc and supplied as a gate drive voltage when the high side switch Q1 is driven on / off.
ブートストラップ回路のコンデンサＣ２の両端子間には、補助電源回路の出力がダイオードＤ３を介して接続されている。また、補助電源回路は、ＮＰＮトランジスタＱ２とツェナーダイオードＺＤ１、抵抗Ｒ１からなるドロッパー回路で構成され、第１のカレントミラー回路の一方のトランジスタを介して入力電圧Ｖｉｎに接続されている。
第１のカレントミラー回路の他方のトランジスタは、第２のカレントミラー回路と接続され、第２のカレントミラー回路の他方のトランジスタのコレクタ端子は出力電圧Ｖｏｕｔと接続されている。即ち、第１のカレントミラー回路と第２のカレントミラー回路を介して、補助電源回路に流れる電流と同値の電流を出力電圧側から消費させる構成となっている。
この構成とすることで、無負荷状態時に補助電源回路に流れる電流によりコンデンサＣ１を充電し、出力電圧Ｖｏｕtを上昇させる新たな不具合を防止することができる。
The output of the auxiliary power supply circuit is connected via a diode D3 between both terminals of the capacitor C2 of the bootstrap circuit. The auxiliary power supply circuit is constituted by a dropper circuit including an NPN transistor Q2, a Zener diode ZD1, and a resistor R1, and is connected to the input voltage Vin via one transistor of the first current mirror circuit.
The other transistor of the first current mirror circuit is connected to the second current mirror circuit, and the collector terminal of the other transistor of the second current mirror circuit is connected to the output voltage Vout. That is, the current equivalent to the current flowing through the auxiliary power supply circuit is consumed from the output voltage side via the first current mirror circuit and the second current mirror circuit.
With this configuration, it is possible to prevent a new problem that the capacitor C1 is charged by the current flowing in the auxiliary power supply circuit in the no-load state and the output voltage Vout is increased.
次に、図１の補助電源回路と第１、及び第２のカレントミラー回路の構成について詳細に説明する。
第1のカレントミラー回路はＰＮＰトランジスタＱ３，Ｑ４で構成され、各エミッタは入力電圧Ｖｉｎの正極に接続されている。また、ＰＮＰトランジスタＱ３、Ｑ４のベース端子間は接続され、ＰＮＰトランジスタＱ３のコレクタ端子と、補助電源回路のＮＰＮトランジスタＱ２のコレクタ及び抵抗Ｒ１の一方の端子に接続されている。抵抗Ｒ１の他方の端子はＮＰＮトランジスタＱ２のベース端子とツェナーダイオードＺＤ１のカソードに接続され、ツェナーダイオードＺＤ１のアノードは、ブートストラップ回路のグランドに相当するＶＳ端子に接続されている。ＮＰＮトランジスタＱ２のエミッタ端子は、ダイオードＤ３のアノードに接続され、カソードはブートストラップ回路の正極であるコンデンサＣ２の一方の端子とダイオードＤ２のカソードに接続されている。
Next, the configuration of the auxiliary power supply circuit of FIG. 1 and the first and second current mirror circuits will be described in detail.
The first current mirror circuit includes PNP transistors Q3 and Q4, and each emitter is connected to the positive electrode of the input voltage Vin. The base terminals of the PNP transistors Q3 and Q4 are connected, and are connected to the collector terminal of the PNP transistor Q3, the collector of the NPN transistor Q2 of the auxiliary power supply circuit, and one terminal of the resistor R1. The other terminal of the resistor R1 is connected to the base terminal of the NPN transistor Q2 and the cathode of the Zener diode ZD1, and the anode of the Zener diode ZD1 is connected to the VS terminal corresponding to the ground of the bootstrap circuit. The emitter terminal of the NPN transistor Q2 is connected to the anode of the diode D3, and the cathode is connected to one terminal of the capacitor C2, which is the positive electrode of the bootstrap circuit, and the cathode of the diode D2.
第1のカレントミラー回路のＰＮＰトランジスタＱ４のコレクタ端子は、第２のカレントミラー回路のＰＮＰトランジスタＱ５、Ｑ６のベース端子間とＮＰＮトランジスタＱ５のコレクタ端子に接続されている。ＰＮＰトランジスタＱ６のコレクタ端子は、出力端子Ｖｏｕtに接続され、ＰＮＰトランジスタＱ５、Ｑ６のエミッタ端子はグランドＧＮＤに接地されている。 The collector terminal of the PNP transistor Q4 of the first current mirror circuit is connected between the base terminals of the PNP transistors Q5 and Q6 of the second current mirror circuit and the collector terminal of the NPN transistor Q5. The collector terminal of the PNP transistor Q6 is connected to the output terminal Vout, and the emitter terminals of the PNP transistors Q5 and Q6 are grounded to the ground GND.
補助電源回路の出力電圧Ｖｓｕｂは、ブートストラップ回路の電圧（制御電源電圧Ｖｃｃ）よりも低く設定され、かつ、ハイサイドスイッチQ1のゲート駆動が十分可能な電圧に設定される。これにより、ブートストラップ回路を有するＤＣ−ＤＣコンバータ１が長期間のスイッチング休止状態時に、ブートストラップ回路電圧が放電しても、補助電源回路の出力電圧Ｖｓｕｂを維持するので、ハイサイドスイッチQ1のゲート駆動を可能とする。 The output voltage Vsub of the auxiliary power supply circuit is set lower than the voltage of the bootstrap circuit (control power supply voltage Vcc) and set to a voltage that can sufficiently drive the gate of the high side switch Q1. As a result, when the DC-DC converter 1 having the bootstrap circuit is in a switching suspension state for a long time, the output voltage Vsub of the auxiliary power supply circuit is maintained even if the bootstrap circuit voltage is discharged. Enables driving.
但し、このとき補助電源回路に流れる回路電流が出力側に流れこみ、無負荷または軽負荷状態の場合に出力電圧を上昇させてしまう問題を生じる。このため、第1のカレントミラー回路のＰＮＰトランジスタＱ３に流れる補助電源回路の回路電流を、ＰＮＰトランジスタＱ４を介して第２のカレントミラー回路のＮＰＮトランジスタＱ５、Ｑ６に流れる構成とし、ＮＰＮトランジスタＱ６が出力電圧Ｖｏｕｔから同値の電流を放電させる。これにより、出力電圧Ｖｏｕｔの上昇を防ぐことが可能になる。 However, at this time, the circuit current flowing through the auxiliary power supply circuit flows into the output side, causing a problem of increasing the output voltage in the case of no load or light load. For this reason, the circuit current of the auxiliary power supply circuit flowing through the PNP transistor Q3 of the first current mirror circuit is configured to flow to the NPN transistors Q5 and Q6 of the second current mirror circuit via the PNP transistor Q4. A current having the same value is discharged from the output voltage Vout. Thereby, it is possible to prevent the output voltage Vout from rising.
以上のように、第１の実施形態によれば、ブートストラップ回路を有するＤＣ−ＤＣコンバータ１が長期間のスイッチング休止状態から通常状態に復帰可能になる。 As described above, according to the first embodiment, the DC-DC converter 1 having the bootstrap circuit can be restored from the switching suspension state for a long time to the normal state.
図２は、第１の実施形態の応用例を示したＤＣ−ＤＣコンバータ１ａの構成図である。
第１の実施形態においては、長期間のスイッチング休止状態における無負荷、軽負荷状態での出力電圧Ｖｏｕｔの上昇を防止できるが、定常動作時において、ツェナーダイオードＺＤ１に流れる電流を、さらに第1及び第２のカレントミラー回路を介して無駄にしてしまう。
図２は、図1の構成に対してスイッチ素子Ｑ７、コンデンサＣ３、ダイオードＤ４、抵抗Ｒ２を追加し、前述の定常動作時におけるエネルギー消費を抑制する。
FIG. 2 is a configuration diagram of a DC-DC converter 1a illustrating an application example of the first embodiment.
In the first embodiment, it is possible to prevent an increase in the output voltage Vout in a no-load and light-load state in a long-time switching suspension state. However, during steady operation, the current flowing through the Zener diode ZD1 is further It is wasted through the second current mirror circuit.
In FIG. 2, a switch element Q7, a capacitor C3, a diode D4, and a resistor R2 are added to the configuration of FIG. 1 to suppress energy consumption during the aforementioned steady operation.
図２に示すように、回生ダイオードＤ１の両端子間にダイオードＤ４と抵抗Ｒ２の並列回路とコンデンサＣ３との直列回路が接続されている。ダイオードＤ４と抵抗Ｒ２の並列回路とコンデンサＣ３との接続点にスイッチ素子Ｑ７のゲート端子が接続され、コンデンサの他端とスイッチ素子Ｑ７のソース端子はグランドＧＮＤに接続されている。スイッチ素子Ｑ７のドレイン端子は、第２のカレントミラー回路のＮＰＮトランジスタＱ５、Ｑ６のエミッタ端子に接続されている。 As shown in FIG. 2, a series circuit of a parallel circuit of a diode D4 and a resistor R2 and a capacitor C3 is connected between both terminals of the regenerative diode D1. The gate terminal of the switch element Q7 is connected to a connection point between the parallel circuit of the diode D4 and the resistor R2 and the capacitor C3, and the other end of the capacitor and the source terminal of the switch element Q7 are connected to the ground GND. The drain terminal of the switch element Q7 is connected to the emitter terminals of the NPN transistors Q5 and Q6 of the second current mirror circuit.
図３に、図２の補助電源回路周辺の各部電圧波形を示す。
回生ダイオードＤ１の端子間電圧ＶＳ〜ＧＮＤは、定常動作時には方形波であり、スイッチ素子Ｑ７のゲート・ソース端子間に抵抗Ｒ２、コンデンサＣ３を介して入力される。ここで、図３のＱ７ｇで示すように、抵抗Ｒ２、コンデンサＣ３の時定数を任意に設定することでスイッチ素子Ｑ７のオン動作を定常動作時には停止させておくことが可能である。ダイオードＤ４はコンデンサＣ３の放電方向に接続されているため、より時定数を延長させることに寄与する。
FIG. 3 shows voltage waveforms at various parts around the auxiliary power circuit shown in FIG.
The inter-terminal voltages VS to GND of the regenerative diode D1 are square waves during steady operation, and are input between the gate and source terminals of the switch element Q7 via a resistor R2 and a capacitor C3. Here, as indicated by Q7g in FIG. 3, the ON operation of the switch element Q7 can be stopped during the steady operation by arbitrarily setting the time constants of the resistor R2 and the capacitor C3. Since the diode D4 is connected in the discharge direction of the capacitor C3, it contributes to extending the time constant.
図３の時刻Ｔ１においてＤＣ−ＤＣコンバータ１ａが長期間のスイッチング休止状態になった時、時刻Ｔ２にて、スイッチ素子Ｑ７のゲート電圧Ｑ７ｇがしきい電圧Ｖｔｈに達すると、スイッチ素子Ｑ７はオフ状態からオン状態になる。このとき、ブートストラップ回路電圧が低下して補助電源回路から電流Ｉｓｕｂが流れ始めると第１及び第２のカレントミラー回路電流が時刻Ｔ２以降より流れる。
従って、ＤＣ−ＤＣコンバータ１ａの定常動作時には第１及び第２のカレントミラー回路電流を遮断し、ＤＣ−ＤＣコンバータ１ａが長期間のスイッチング休止状態になった時には第１及び第２のカレントミラー回路電流を導通させることができ、ＤＣ−ＤＣコンバータ１ａの省エネルギーに寄与できる。
When the DC-DC converter 1a is in a long-time switching suspension state at time T1 in FIG. 3, when the gate voltage Q7g of the switching element Q7 reaches the threshold voltage Vth at time T2, the switching element Q7 is turned off. Will turn on. At this time, when the bootstrap circuit voltage decreases and the current Isub starts to flow from the auxiliary power supply circuit, the first and second current mirror circuit currents flow from time T2 onward.
Accordingly, the first and second current mirror circuit currents are cut off during the steady operation of the DC-DC converter 1a, and the first and second current mirror circuits are cut off when the DC-DC converter 1a is in a long-time switching suspension state. An electric current can be conducted and it can contribute to the energy saving of the DC-DC converter 1a.
（第２の実施形態）
図４は、第２の実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータ１ｂの構成図である。
図４は、制御回路ＩＣ１のハイサイドスイッチQ1のゲート駆動回路消費電力が極めて少なく、オフ状態時でもほとんど消費しない場合、補助電源回路部品を削減した構成を示す。
前述の条件では、ＤＣ−ＤＣコンバータ１ｂが長期間のスイッチング休止状態になった時には、ブートストラップ回路電圧を保持すれば良く、最小限の供給を行えばよい。そこで、補助電源回路を構成するツェナ―ダイオードＺＤ１電流Ｉｚが出力端子側に流れこまない様にＰＮＰトランジスタＱ８のエミッタ端子をツェナ―ダイオードＺＤ１と接続し、ベース端子をＶＳ端子に接続し、コレクタ端子からツェナ―ダイオードＺＤ１電流ＩｚをＧＮＤへ放出する。
これによりツェナ―ダイオードＺＤ１電流Ｉｚが出力端子側に流れこむ値はＰＮＰトランジスタＱ８の電流増幅度ｈｆｅの逆数となる。図示していないが、制御回路ＩＣ１の出力電圧検出のために分圧抵抗等が一般的に使用されており、前述のＩｚ／ｈｆｅの電流は分圧抵抗による消費電力未満とすることができるので、出力電圧Ｖｏｕｔの上昇にならない。
(Second Embodiment)
FIG. 4 is a configuration diagram of a DC-DC converter 1b according to the second embodiment.
FIG. 4 shows a configuration in which auxiliary power supply circuit components are reduced when the power consumption of the gate drive circuit of the high side switch Q1 of the control circuit IC1 is extremely small and hardly consumed even in the off state.
Under the above-described conditions, when the DC-DC converter 1b has been in a switching suspension state for a long period of time, the bootstrap circuit voltage may be maintained and a minimum supply may be performed. Therefore, the emitter terminal of the PNP transistor Q8 is connected to the Zener diode ZD1, the base terminal is connected to the VS terminal, and the collector terminal so that the Zener diode ZD1 current Iz constituting the auxiliary power supply circuit does not flow to the output terminal side. To release a Zener diode ZD1 current Iz to GND.
As a result, the value at which the Zener diode ZD1 current Iz flows into the output terminal is the reciprocal of the current amplification factor hfe of the PNP transistor Q8. Although not shown, a voltage dividing resistor or the like is generally used for detecting the output voltage of the control circuit IC1, and the current of Iz / hfe described above can be less than the power consumption by the voltage dividing resistor. The output voltage Vout does not increase.
以上、本発明の実施の形態を説明したが、上記実施形態は、本発明の技術的思想を具体化するための例示であって、個々の構成、組合せ等を上記のものに特定するものではない。本発明は、要旨を逸脱しない範囲内で種々変更して実施できる。 The embodiment of the present invention has been described above. However, the above embodiment is an example for embodying the technical idea of the present invention, and does not specify individual configurations, combinations, and the like as described above. Absent. The present invention can be implemented with various modifications without departing from the scope of the invention.
以上のように、本発明に係るＤＣ―ＤＣコンバータは、休止状態から通常状態に復帰することができるため、ダイナミック負荷を有する電源、或いは外部オン／オフモードを有する負荷回路の電源に用いるのに好適である。 As described above, the DC-DC converter according to the present invention can be returned from the hibernation state to the normal state, so that it can be used as a power source having a dynamic load or a load circuit having an external on / off mode. Is preferred.
１、１ａ，１ｂ ＤＣ−ＤＣコンバータ
Ｃ１〜Ｃ３ コンデンサ
Ｄ１〜Ｄ４ ダイオード
ＩＣ１ 制御回路
Ｌ１ リアクトル
Ｖｃｃ 制御電源
Ｖｉｎ 入力電圧
Ｑ１ ハイサイドスイッチ
Ｑ２、Ｑ５、Ｑ６ ＮＰＮトランジスタ
Ｑ３、Ｑ４、Ｑ８ ＰＮＰトランジスタ
Ｑ７ スイッチ素子
Ｒ１、Ｒ２ 抵抗
ＺＤ１ ツェナーダイオード
1, 1a, 1b DC-DC converters C1-C3 Capacitors D1-D4 Diode IC1 Control circuit L1 Reactor Vcc Control power supply Vin Input voltage Q1 High-side switches Q2, Q5, Q6 NPN transistors Q3, Q4, Q8 PNP transistor Q7 Switch element R1 , R2 Resistor ZD1 Zener diode
Claims (5)
前記リアクトルと前記コンデンサとの直列回路と並列に回生ダイオード又はローサイドスイッチが並列接続され、前記ハイサイドスイッチをスイッチング制御して前記入力電圧を降圧して出力電圧を生成するＤＣ／ＤＣコンバータであって、
前記ハイサイドスイッチのオン駆動電圧を引き上げるブートストラップ回路と、
前記ブートストラップ回路の出力に接続された前記コンデンサの充電電圧未満の電圧を出力する補助電源回路と、を備えたことを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。 It has a high side switch, a reactor and a capacitor connected in series between the input voltage and ground,
A DC / DC converter in which a regenerative diode or a low-side switch is connected in parallel with a series circuit of the reactor and the capacitor, and the high-side switch is switching-controlled to step down the input voltage to generate an output voltage. ,
A bootstrap circuit that raises the on-drive voltage of the high-side switch;
A DC / DC converter comprising: an auxiliary power supply circuit that outputs a voltage lower than a charging voltage of the capacitor connected to an output of the bootstrap circuit.
前記出力電圧とグランドとの間に第２のカレントミラー回路の一方のトランジスタが接続され、
前記第１のカレントミラー回路の他方と前記第２のカレントミラー回路の他方のトランジスタとが直列接続されていることを特徴とする請求項１乃至２記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。 One transistor of the first current mirror circuit and the auxiliary power circuit are connected between the input voltage and the ground,
One transistor of a second current mirror circuit is connected between the output voltage and ground,
3. The DC / DC converter according to claim 1, wherein the other of the first current mirror circuit and the other transistor of the second current mirror circuit are connected in series.
前記ハイサイドスイッチのスイッチングが停止したことを検出する手段を有し、
前記ハイサイドスイッチのスイッチング停止検出後に前記スイッチ素子をオンさせることを特徴とする請求項３記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。 The other transistor of the first current mirror circuit, the other transistor of the second current mirror circuit, and a switch element are connected in series between the input voltage and the ground,
Means for detecting that switching of the high-side switch is stopped;
4. The DC / DC converter according to claim 3, wherein the switch element is turned on after detecting the switching stop of the high side switch.
前記補助電源回路の負端子に前記ＰＮＰトランジスタのエミッタ端子が接続され、ベース端子が前記ハイサイドスイッチと前記リアクトルとの接続箇所に接続され、コレクタはグランドに接続されて、
前記補助電源回路の回路電流をグランドに放電する請求項１項記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。 The auxiliary power circuit includes a PNP transistor,
The emitter terminal of the PNP transistor is connected to the negative terminal of the auxiliary power supply circuit, the base terminal is connected to the connection point between the high side switch and the reactor, the collector is connected to the ground,
2. The DC / DC converter according to claim 1, wherein the circuit current of the auxiliary power circuit is discharged to the ground.
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