JP2015106980A

JP2015106980A - モータ駆動装置及びモータ制御方法

Info

Publication number: JP2015106980A
Application number: JP2013247663A
Authority: JP
Inventors: 敏満會澤; Toshimitsu Aizawa
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 2013-11-29
Filing date: 2013-11-29
Publication date: 2015-06-08
Anticipated expiration: 2033-11-29
Also published as: JP6308519B2

Abstract

【課題】過電流を検出してから通常の通電パターンに復帰するまでの時間を一定にできるモータ駆動装置を提供する。【解決手段】制御マイコン７は、ＦＥＴ＿Ｑ１〜Ｑ４のオンオフ制御を一定のＰＷＭ制御周期に基づいて行い、電源線に挿入された抵抗素子１３により検出された電流値が制限値以上になると、インバータ回路５を構成するＦＥＴ＿Ｑ１又はＱ３をオフさせると共に、前記オフさせたＦＥＴ＿Ｑ１又はＱ３正側半導体スイッチング素子と同じアームのＦＥＴ＿Ｑ２又はＱ４を、ＰＷＭ制御周期よりデッドタイムを減じた時間だけオンさせる。その後、ＰＷＭ制御周期相当の時間が経過すると、前記制限値以上の電流値が検出される前の通電パターンに復帰させる。【選択図】図１

Description

本発明の実施形態は、正側及び負側半導体スイッチング素子の直列回路からなる複数のアームを並列に接続して構成された電力変換回路を備えるモータ駆動装置及びモータ制御方法に関する。

エアコン等のコンプレッサ用モータやファン用モータ，電気自動車の駆動用モータを制御するシステムでは、モータやインバータを保護するために過電流保護機能が付加される。インバータ駆動では、直流電源ラインに流れる電流を検知し、この電流が一定以上になった場合，インバータの動作を停止させるようになっている。例えば、インバータと直流電源との電源ラインに挿入されたシャント抵抗の端子電圧から、モータに流れる電流を検出できる。そして、予め設定した過電流の基準値をコンパレータの反転入力端子（−）に与え、シャント抵抗の端子電圧をコンパレータの非反転入力端子（＋）に与えれば、コンパレータの出力信号が過電流検出情報となり、ロウレベルのときは正常で、ハイレベルのときは過電流状態を示すことになる。

例えば特許文献１では、コンパレータの出力信号をラッチ回路に入力し、このラッチ回路の出力信号をインバータの制御ドライブ回路に入力して、ラッチ回路の出力信号がハイレベルのときにインバータの正側スイッチング素子をオフしている。ラッチ回路にはリセット手段である発振回路が接続されており、この発振回路は所定周期でリセット信号を出力する。この場合、ラッチ回路は発振回路からリセット信号が与えられると出力信号がロウレベルにリセットされるので、制御ドライブ回路の出力は通電信号の通りになる。これらはハードウェアで制御されるので、制御の遅延を考慮して余裕をもった過電流基準値に設定する必要がなく、モータのトルクを十分に出力することができる。

特開平７−２８４２８９号公報

しかしながら、特許文献１では、ラッチ回路におけるラッチを所定周期のリセット信号で解除するため、過電流を検出してから通電パターンが通常の状態に復帰するまでの時間が一定とならない。すると、過電流を検出した後に、インバータにフリーホイール電流が流れる期間が一定にならず、過電流のエネルギーを消費し切れなくなるおそれがある。
そこで、過電流を検出してから通常の通電パターンに復帰するまでの時間を一定にできるモータ駆動装置及びモータ制御方法を提供する。

請求項１記載のモータ駆動装置によれば、モータを駆動する電力変換回路は、正側及び負側半導体スイッチング素子の直列回路からなる複数のアームを並列に接続して構成されている。制御回路は、半導体スイッチング素子のオンオフ制御を一定の制御周期に基づいて行い、電流検出手段により検出された電流値が制限値以上になると、電力変換回路を構成する正側半導体スイッチング素子をオフさせると共に、前記オフさせた正側半導体スイッチング素子と同じアームの負側半導体スイッチング素子を、制御周期より正負短絡防止期間を減じた時間だけオンさせる。その後、制御周期相当の時間が経過すると、前記制限値以上の電流値が検出される前の通電パターンに復帰させる。

一実施形態であり、モータ制御装置の構成を示す回路図及び機能ブロック図過電流発生時の各信号波形を示すタイミングチャート通常動作時のＡ／Ｄ変換タイミングを示す図過電流検出時の図３相当図過電流割り込み処理を示すフローチャート通電割り込み処理を示すフローチャートＡ／Ｄ変換完了割り込み処理を示すフローチャート電流ピーク制御処理を示すフローチャート

以下、一実施形態について図面を参照して説明する。図１において、直流電源１には、平滑コンデンサ２，抵抗素子３及び４の直列回路と、インバータ回路５（電力変換回路）が並列に接続されている。インバータ回路５は、４つのＮチャネルＭＯＳＦＥＴ（半導体スイッチング素子；以下、単にＦＥＴと称す）Ｑ１〜Ｑ４がＨブリッジ接続されて構成されている。そして、ＦＥＴ＿Ｑ１及びＱ２の直列回路（アーム）の共通接続点と、ＦＥＴ＿Ｑ３及びＱ４の直列回路（アーム）の共通接続点との間に、ＤＣモータ６（単相ブラシレスＤＣモータ）の固定子巻線（図示せず）が接続されている。尚、ＦＥＴ＿Ｑ１及びＱ３は正側半導体スイッチング素子に対応し、ＦＥＴ＿Ｑ２及びＱ４は負側半導体スイッチング素子に対応する。

ＦＥＴ＿Ｑ１〜Ｑ４は、制御マイクロコンピュータ（以下、制御マイコンと称す）７によりスイッチング制御され、制御マイコン７は、各ＦＥＴ＿Ｑ１〜Ｑ４のゲートに、それぞれゲート駆動回路８〜１１を介してゲート駆動信号を出力する。抵抗素子３及び４の共通接続点は制御マイコン７（制御回路）の入力端子に接続されており、制御マイコン７は、直流電源１の分圧された電圧をＡ／Ｄ変換して読み込む。

また、モータ６にはホールセンサ１２（回転位置検出手段）が配置されており、ホールセンサ１２の出力端子は制御マイコン７の入力端子に接続されている。ホールセンサ１２は、モータ６のロータに配置されている永久磁石の磁界を検出して、位置検出信号を制御マイコン７に出力する。制御マイコン７は、前記位置検出信号に応じて、モータ６の固定子巻線に対する通電方向，つまりモータ６の回転方向を切り替える。

インバータ回路５と、直流電源１の負側端子（グランド）との間を接続する電源線には、抵抗素子１３（電流検出手段）が挿入されている。制御マイコン７は、コンパレータ１４を内蔵しており、上記抵抗素子１３のインバータ回路５側の端子は、コンパレータ１４の非反転入力端子に接続されている。コンパレータ１４の反転入力端子には、過電流を検出するための電流制限値に相当する基準値電圧が与えられており、抵抗素子１３の端子電圧が上記基準値を上回ると、コンパレータ１４の出力信号はハイレベルとなる。

制御マイコン７は、第１ＰＷＭ回路１５及び第２ＰＷＭ回路１６を備えており、第１ＰＷＭ回路１５はＦＥＴ＿Ｑ１及びＱ２側にゲート信号を出力し、第２ＰＷＭ回路１６はＦＥＴ＿Ｑ３及びＱ４側にゲート信号を出力する。第１，第２ＰＷＭ回路１５，１６は、内部にそれぞれＰＷＭタイマ１７（タイマ１），１８（タイマ２）を備えており、これらのＰＷＭタイマ（制御周期カウンタ）１７，１８は、例えば周波数１０ｋＨｚの鋸歯状波をキャリアとして生成出力する。そして、第１，第２ＰＷＭ回路１５，１６は、それぞれのキャリアに基づいて、各ＦＥＴ＿Ｑ１〜Ｑ４のゲートに対するゲート信号をＰＷＭ信号として出力する。

コンパレータ１４の出力端子は、エッジ検出回路１９を介して第１，第２ＰＷＭ回路１５，１６に入力されている。第１，第２ＰＷＭ回路１５，１６は、過電流が検出されてコンパレータ１４の出力信号がハイレベルになると、その時点でオンさせているＦＥＴ＿Ｑ１，Ｑ３の何れかを直ちにオフさせる。また、Ａ／Ｄコンバータ（ＡＤＣ）２０は、分圧された直流電源１の電圧及び抵抗素子１３の端子電圧をＡ／Ｄ変換する。

次に、本実施形態の作用について図２から図８を参照して説明する。制御マイコン７の図示しないＣＰＵには、モータ６の固定子巻線に対して一方向への通電を開始してから経時を開始し、所定の通電時間が経過すると通電割り込みが発生する。するとＣＰＵは、図６に示す通電割り込み処理を実行する。

先ず、その時点でＡ／Ｄコンバータ２０が実行中であるＡ／Ｄ変換処理を停止させると（Ｓ１）、モータ電流に相当する抵抗素子１３の端子電圧のＡ／Ｄ変換を開始する（Ｓ２）。それから、Ａ／Ｄ変換完了割り込みフラグをクリアすると（Ｓ３）、電流ピークＡ／Ｄ変換フラグをＯＮ（セット）にする（Ｓ４）。続いて、Ａ／Ｄ変換におけるサンプル時間を確保するため、Ａ／Ｄ変換時間を調整すると（Ｓ５）、モータ６への通電方向を逆方向に切り換える（Ｓ６）。尚、モータ６への通電は、基本的にはＰＷＭデューティ１００％での通電を複数周期に亘って行う連続通電であり、デューティが１００％未満に設定されるのは、以下に述べる過電流が検出された異常時だけである。

図５は、コンパレータ１４による過電流割り込みが発生した場合の処理である。先ず、モータ６に対する現在の通電方向がＦＥＴ＿Ｑ３→Ｑ２方向か、ＦＥＴ＿Ｑ１→Ｑ４方向かを判別し（Ｓ１１）、前者であればステップＳ１２〜Ｓ１５を、後者であればステップＳ１９〜Ｓ２２を実行する。以下、ＦＥＴ＿Ｑ１→Ｑ４方向の場合について、図２と併せて説明する。

図２（ａ），（ｂ）に示すように、初期状態として、２つのＰＷＭタイマ１７及び１８は位相同期しているものとする（但し、必ずしもその必要はない）。ＦＥＴ＿Ｑ１及びＱ４はデューティ１００％の連続通電状態であり、ＦＥＴ＿Ｑ２及びＱ３はデューティ０％のオフ状態である（図２（ｃ）〜（ｆ）参照）。この時、モータ電流が上昇して抵抗素子１３の端子電圧が基準値を超えると（図２（ｇ）参照）過電流が検知され（１）、直ちにＦＥＴ＿Ｑ１及びＱ３がオフされる（２）。この時点で、モータ６への通電は停止される。そして、所定の遅延時間の経過後に過電流割り込みが発生する（３）。

すると、ＰＷＭ回路１５は、過電流検出時の通電パターンとしてＦＥＴ＿Ｑ１をオフにし（デューティ０％）、ＦＥＴ＿Ｑ２のゲート信号のデューティを９９％にする（Ｓ１９）。そして、ＰＷＭタイマ１７をリセットスタートさせる（Ｓ２０，Ｓ２１；図２（ｃ），（ｄ）参照）。それから、次の通電パターンとして、過電流検出前の通電パターンと同じくＦＥＴ＿Ｑ１はデューティ１００％，ＦＥＴ＿Ｑ２はデューティ０％を設定する。

次に、上側，ここではＦＥＴ＿Ｑ１側の出力停止機能を解除すると（Ｓ１６）、過電流割り込み（電流）フラグ及び過電流割り込み（ＰＩ）フラグをＯＮにして（Ｓ１７，Ｓ１８）処理を終了する。そして、ＰＷＭタイマ１７が制御周期１００μｓを計時すると、ステップＳ２２で設定した次の通電パターンが実行され、通常の通電状態に復帰する。尚、ステップＳ１２〜Ｓ１５の処理は、ステップＳ１９〜Ｓ２２の処理をＦＥＴ＿Ｑ３及びＱ４，ＰＷＭ回路１６について同様に実行するものである。

ここで、ＦＥＴ＿Ｑ１及びＱ２が同時にオンすることを回避するためのデッドタイム（正負短絡防止期間）は１μｓ；デューティ１％に設定されており、ステップＳ１９でＦＥＴ＿Ｑ２について設定したデューティ９９％は、１００％より１％を減じたものである。したがって、次の通電パターンに切り替わる直前に、デッドタイムが確保されることになる。

また、ＦＥＴ＿Ｑ２がデューティ９９％でオンしている期間は、
モータ６→ＦＥＴ＿Ｑ４→ＦＥＴ＿Ｑ２→モータ６
というループで、モータ６の固定子巻線からの遅れ電流がフリーホイール電流として流れる。これにより、ＦＥＴ＿Ｑ２の寄生ダイオードにおいて損失が発生することが回避される。

ここで、図３に示すように、図６で行うモータ電流のＡ／Ｄ変換のタイミングは、モータ６への通電方向を切り替える間のフリーホイール電流の通電期間に移行する直前となるように設定されており（図３（ｇ）参照）、モータ電流のピークを検出するようにしている。しかしながら、図２に示したように過電流が検出されると、その時点でＰＷＭタイマ１７がリセットスタートされるため、図４（ａ）に示すように、ＦＥＴ＿Ｑ１のオフタイミングが早まる。すると、Ａ／Ｄ変換タイミングがデッドタイム期間にずれ込んで、電流が検出できなくなる（図４（ｇ）参照）。

そこで、図７に示すように、Ａ／Ｄ変換完了割り込み処理を行う。先ず、Ａ／Ｄ変換中か否かを判断するが（Ｓ３１）通常は「ＮＯ」であり、続いて電流ピークＡ／Ｄ変換フラグがＯＮか否かを判断する（Ｓ３２）。ここでモータ電流以外の電源電圧をＡ／Ｄ変換している場合は（ＮＯ）、現在のＡ／Ｄ変換結果を、例えばワークエリアのＲＡＭにおける所定の領域などに保存する（Ｓ３３）。そして、Ａ／Ｄコンバータ２０の入力チャネルを切り替えるように指定する（Ｓ３４）。

ステップＳ４で電流ピークＡ／Ｄ変換フラグがＯＮになっていれば（Ｓ３２：ＹＥＳ）、次に過電流割り込み（電流）フラグがＯＮか否かを判断する（Ｓ３５）。前記フラグがＯＮでなければ（ＮＯ）、現在のＡ／Ｄ変換結果を「電流ピーク」として格納し（Ｓ３６）、ピークＡ／Ｄ変換フラグをＯＦＦ（リセット）にする（Ｓ３７）。
一方、ステップＳ１７で過電流割り込み（電流）フラグがＯＮになっていれば（Ｓ３５：ＹＥＳ）、コンパレータ１４に基準値として与えられている過電流閾値を「電流ピーク」として格納し（Ｓ３８）、ステップＳ３７に移行する。すなわち、この場合はモータ電流値を通常制御範囲の上限に置き換える。

図８は、制御マイコン７による電流ピーク制御処理を示すフローチャートであり、検出したモータ電流に基づいてＰＩ（比例積分）制御を行うものである。先ず、制御マイコン７が実行するモータ制御ソフトより与えられる電流ピーク指令と、検出した電流ピーク値の所定期間に亘る平均値との差を「電流ピーク差分」として求める（Ｓ４１）。それから、通電時間を決定するための積分項を演算する（Ｓ４２）。

次に、過電流割り込み（ＰＩ）フラグがＯＮか否かを判断し（Ｓ４３）、前記フラグがＯＮでなければ（ＮＯ）、通電時間を決定するための比例項を演算する（Ｓ４４）。そして、演算した比例項を、ステップＳ４２で演算した積分項と加算して（Ｓ４５）処理を終了する。一方、ステップＳ１８で過電流割り込み（ＰＩ）フラグがＯＮになっていれば（Ｓ４３：ＹＥＳ）、ステップＳ４１で求めた「電流ピーク差分」がゼロより大きいか否かを判断する（Ｓ４６）。「電流ピーク差分」がゼロであれば（ＮＯ）過電流割り込み（ＰＩ）フラグをＯＦＦしてから（Ｓ４７）ステップＳ４４に移行する。また、「電流ピーク差分」がゼロより大きければ（ＹＥＳ）、今回の演算に使用する積分項に、前回に求めた積分項を使用して応答性を向上させる（Ｓ４８）。そして、ステップＳ４７に移行する。

以上のように本実施形態によれば、制御マイコン７は、ＦＥＴ＿Ｑ１〜Ｑ４のオンオフ制御を一定のＰＷＭ制御周期に基づいて行い、電源線に挿入された抵抗素子１３により検出された電流値が制限値以上になると、インバータ回路５を構成するＦＥＴ＿Ｑ１又はＱ３をオフさせると共に、前記オフさせたＦＥＴ＿Ｑ１又はＱ３正側半導体スイッチング素子と同じアームのＦＥＴ＿Ｑ２又はＱ４を、ＰＷＭ制御周期よりデッドタイムを減じた時間だけオンさせる。その後、ＰＷＭ制御周期相当の時間が経過すると、前記制限値以上の電流値が検出される前の通電パターンに復帰させるようにした。

具体的には、制御マイコン７は、各アームに対応して個別に設けられたＰＷＭタイマ１７，１８を備え、過電流が検出されると、その際にオンしているＦＥＴ＿Ｑ１又はＱ３が属するアームに対応するＰＷＭタイマ１７，１８をリセットスタートさせて、ＰＷＭタイマ１７，１８により計時される制御周期に基づいて、同じアームのＦＥＴ＿Ｑ２又はＱ４をオンする時間を決定する。

これにより、過電流が検出された際に、インバータ回路５においてフリーホイール電流を流す期間を、ＰＷＭ制御周期に応じた一定時間で確保することができる。また、過電流が検出された際に設定するＰＷＭ制御デューティの設定を変えるだけでデッドタイムが設けられるため、所定のデッドタイムを設定しつつフリーホイール電流を流す期間を一定にする処理を、制御マイコン７内部のハードウェアロジックで実現できる。したがって、余計な割込み処理が不要となり、制御マイコン７のソフトウェア処理負担を軽減できる。

また、制御マイコン７は、抵抗素子１３により検出された電流値が制限値以上になると、検出された電流値を前記制限値に置き換えるので、過電流が検出された場合でも、モータの電流ピーク値を極力正しく検出でき、ＰＩ制御により電流ピークを制御することでモータ６による消費電力を抑制することができる。

本発明の実施形態を説明したが、この実施形態は例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。この新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。この実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれると共に、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。

抵抗素子１３を、正側の電源線に配置しても良い。また、抵抗素子１３に替えて、電流トランスを用いても良い。
半導体スイッチング素子は、正側にＰチャネルＭＯＳＦＥＴを用いても良い。また、ＭＯＳＦＥＴに限らず、ＩＧＢＴやバイポーラトランジスタを用いても良い。
ＰＷＭ制御のキャリア周波数は１０ｋＨｚに限ることなく、個別の設計に応じて適宜変更すれば良い。また、制御周期は、上記キャリア周波数として用いられるものに限らず、ハードウェアタイマでカウントされる一定の周期であれば良い。

図面中、５はインバータ回路（電力変換回路）、６はモータ、７は制御マイクロコンピュータ（制御回路）、Ｑ１〜Ｑ４はＮチャネルＭＯＳＦＥＴ（半導体スイッチング素子）、１３は抵抗素子（電流検出手段）、１７，１８はＰＷＭタイマ（制御周期カウンタ）を示す。

Claims

正側及び負側半導体スイッチング素子の直列回路からなる複数のアームを並列に接続して構成され、モータを駆動する電力変換回路と、
前記モータを制御するため、前記電力変換回路を構成する各半導体スイッチング素子に対するオンオフ信号を生成して出力する制御回路と、
前記電力変換回路に流れる電流を検出する電流検出手段とを備え、
前記制御回路は、前記半導体スイッチング素子のオンオフ制御を一定の制御周期に基づいて行い、前記電流検出手段により検出された電流値が制限値以上になると、前記電力変換回路を構成する正側半導体スイッチング素子をオフさせると共に、
前記オフさせた正側半導体スイッチング素子と同じアームの負側半導体スイッチング素子を、前記制御周期より正負短絡防止期間を減じた時間だけオンさせ、
そこから前記制御周期相当の時間が経過すると、前記制限値以上の電流値が検出される前の通電パターンに復帰させること特徴とするモータ駆動装置。
前記制御回路は、前記電流検出手段により検出された電流値が前記制限値以上になると、前記検出された電流値を前記制限値に置き換えること特徴とする請求項１記載のモータ駆動装置。
前記制御回路は、各アームに対応して個別に設けられ、前記制御周期を計時する制御周期カウンタを備え、
前記検出された電流値が前記制限値を超えると、その際にオンしている正側半導体スイッチング素子が属するアームに対応する制御周期カウンタをリセットスタートさせて、当該制御周期カウンタにより計時される制御周期に基づいて、同じアームの負側半導体スイッチング素子をオンする時間を決定すること特徴とする請求項１又は２記載のモータ駆動装置。
前記電流検出手段は、前記電力変換回路に駆動用電源を供給するための電源ラインに設けられていることを特徴とする請求項１から３の何れか一項に記載のモータ駆動装置。
正側及び負側半導体スイッチング素子の直列回路からなる複数のアームを並列に接続して構成される電力変換回路を介してモータを制御する方法であって、
前記電力変換回路に流れる電流を検出し、
前記半導体スイッチング素子のオンオフ制御を一定の制御周期に基づいて行い、前記検出された電流値が制限値以上になると、前記電力変換回路を構成する正側半導体スイッチング素子をオフさせると共に、
前記オフさせた正側半導体スイッチング素子と同じアームの負側半導体スイッチング素子を、前記制御周期より正負短絡防止期間を減じた時間だけオンさせ、
そこから前記制御周期相当の時間が経過すると、前記制限値以上の電流値が検出される前の通電パターンに復帰させること特徴とするモータ制御方法。