JP2015082400A - Ｌｅｄ点灯装置 - Google Patents

Abstract

【課題】ＬＥＤを点灯させるＬＥＤ点灯装置の変換効率向上と電流高調波抑制機能の両立を図る。【解決手段】本発明の実施形態のＬＥＤ点灯装置は、ＬＥＤ点灯回路と、制御手段と、ＬＥＤ電流制御手段とを備えている。前記制御手段は、ＬＥＤ点灯装置を流れる回路電流と交流電源の電圧とに基づいて、パルス信号を第一のスイッチと第四のスイッチの組と、第二のスイッチと第三のスイッチの組を、交互に開閉する。この開閉によりＬＥＤ点灯装置には、交流電源の低周波成分に高周波成分が混在した電流が流れる。【選択図】図１

Description

本発明の実施態様は、交流電源から得られる交流電圧を直流電圧に変換してＬＥＤへ電力を供給して点灯に至らしめるＬＥＤ点灯装置に関する。

ＬＥＤを点灯させる方法として、次の２つの方法が一般的に知られている。第一の方法は、ダイオードブリッジ回路と平滑コンデンサとを用いる。ダイオードブリッジ回路は、交流電源からの交流を全波整流する。平滑コンデンサは、全波整流後の直流を平滑する。こうして得られた直流電圧に対してＬＥＤに定電流を流すための定電流回路を接続する。この第一の方法は、交流電圧が正または負のいずれの場合においても、常に２つのダイオードの直列回路を電流が流れる。このとき、２つのダイオードでは、それぞれダイオードを流れる電流とダイオードの順方向電圧との積に相当する電力損失が発生する。さらに、ダイオードブリッジ回路と平滑コンデンサの組み合わせでは、交流電源電圧を印加した際に、不連続的な電流が流れることになり、電流歪の大きい動作電流となる。

第二の方法は、第一の方法のダイオードブリッジ回路と平滑コンデンサの間に力率改善コンバータ（ＰＦＣ）を介在させる。力率改善コンバータは、交流電源に流れる電流が正弦波状になるように制御し、なおかつ、交流電源の電圧位相と等しくなるように制御する。

この第二の方法も、全波整流の際に２つのダイオードの直列回路を電流が流れるため、電力損失が発生する。それに加えて、力率改善コンバータを構成する電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）とダイオードを交互に電流が流れるため、さらなる損失が発生する。

第二の方法の場合、ＬＥＤ点灯装置全体としては、ＡＣ−ＤＣ変換、ＤＣ−ＤＣ（ＰＦＣ）変換、ＤＣ電圧−ＤＣ電流変換の３段の構成となり、電力変換効率はこれらの変換効率の積となって現れる。例えば１段あたりの効率を０．９５とした場合、３段では０．９５×０．９５×０．９５＝０．８６となる。つまり効率９５％の優れた変換であっても３段接続では８６％まで落ちてしまう。このように、個々の変換効率は良くても、多段にすることで変換効率は著しく低下する。

昨今、照明機器の省電力化要求が高まっており、同時に、外部環境に悪影響を及ぼさないように電流高調波ノイズを出さないことも必須の条件である。このため、ＬＥＤを点灯させるＬＥＤ点灯装置の変換効率向上と電流高調波抑制機能の両立とが求められている。

特願２００９−２１５４９７

本発明が解決しようとする課題は、ＬＥＤを点灯させるＬＥＤ点灯装置の変換効率向上と電流高調波抑制機能の両立を図ることにある。

上記課題を解決するために、本発明の実施形態のＬＥＤ点灯装置は、第一のスイッチと第二のスイッチとを直列に接続するとともに、第三のスイッチと第四のスイッチとを直列に接続し、前記第一のスイッチと前記第三のスイッチ及び第二のスイッチと第四のスイッチをそれぞれ接続して閉ループを形成し、交流電源に、第一のインダクタ、第一のキャパシタを直列に接続してなる閉ループを形成し、前記第一のスイッチと第二のスイッチの接続点と、前記第三のスイッチと第四のスイッチの接続点との間に、前記第一のキャパシタ、第二のインダクタからなる直列回路を接続し、前記第三のスイッチと第四のスイッチの両端に第二のキャパシタを接続し、ＬＥＤ負荷に、前記第二のキャパシタの両端に接続された定電流回路を接続したＬＥＤ点灯回路と、前記交流電源の電圧位相を検出する手段から得られる交流電圧位相と、前記ＬＥＤ点灯回路を流れる回路電流を検出する手段から得られる回路電流と、前記第二のキャパシタの電圧を検出する手段から得られるキャパシタ電圧とに基づいて、前記交流電源の低周波成分に高周波成分が混在した電流が前記電力変換回路を流れるように、前記第一のスイッチと第四のスイッチの組と、前記第二のスイッチと第三のスイッチの組を交互に開閉させるためのパルス信号を、前記第一のスイッチと前記第四のスイッチの組と、前記第二のスイッチと第三のスイッチの組とに供給する制御手段と、前記ＬＥＤの電流を検出する手段から得られるＬＥＤ電流に基づいて、前記第五のスイッチのパルス幅を調整する信号を供給するＬＥＤ電流制御手段と、を具備したことを特徴とする。

第一の実施形態におけるＬＥＤ点灯装置の回路構成図。 第一の実施形態における回路の動作説明に用いる波形図。 第一の実施形態における回路電流制御の説明に用いるブロック図。 第一の実施形態におけるＬＥＤ電流制御の説明に用いるブロック図。 第一の実施形態における回路動作詳細説明に用いる波形図。 第一の実施形態におけるＬＥＤ電流制御の説明に用いる波形図。 第二の実施形態におけるＬＥＤ点灯装置の回路構成図。 第二の実施形態における回路電流制御の説明に用いるブロック図。 第三の実施形態における回路動作説明に用いる波形図。 第三の実施形態における回路電流制御の説明に用いるブロック図。

以下、ＬＥＤ点灯装置の実施形態について、図面を参照して説明する。
（第一の実施形態）

図１は、第一の実施形態におけるＬＥＤ点灯変換装置１００の回路構成図である。ＬＥＤ点灯装置１００は、第一〜第五の半導体スイッチ（以下、単にスイッチと称する）Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４、Ｓ５と、第一第二のインダクタＬ１，Ｌ２と、第一第二のキャパシタＣ１、Ｃ２と、第一のダイオードＤ１、入力電圧位相検出部１、回路電流検出部２、Ｃ２電圧検出部３、ＬＥＤ電流検出部５、ＬＥＤ電流制御部からなる主回路部と、回路電流制御部４により構成される。Ｓ１〜Ｓ５はいずれもＮ型電界効果型トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）を使用する。

ＬＥＤ点灯装置１００は、第一のスイッチＳ１のソース端子を第二のスイッチＳ２のドレイン端子に接続する。また、第三のスイッチＳ３のソース端子を第四のスイッチＳ４のドレイン端子に接続する。さらに、第一のスイッチＳ１のソース端子と、第三のスイッチＳ３のソース端子を接続する。同様に、第二のスイッチＳ２のソース端子と第四のスイッチＳ４のドレイン端子を接続する。また、第一のスイッチのソースと第二のスイッチのドレインを接続する点と、第三のスイッチのソースと第四のスイッチのドレインを接続する点との間に、第一のキャパシタＣ１と、第二のインダクタＬ２と、回路電流検出部２を直列に接続する。

ＬＥＤ点灯装置１００は、第一のキャパシタＣ１の両端に、第一のインダクタＬ１と交流電源Ｖ１を直列に接続する。さらに、交流電源Ｖ１の両端に入力電圧検出部１を接続する。

ＬＥＤ点灯装置１００は、第三のスイッチＳ３のドレイン端子と、第四のスイッチＳ４のソース端子の間に、第二のキャパシタＣ２を接続する。さらに、第二のキャパシタＣ２の両端にＣ２電圧検出部３を接続する。

ＬＥＤ点灯装置１００は、第二のキャパシタＣ２の正極側に第五のスイッチのドレイン端子を接続し、そのソース端子に第三のインダクタＬ３と負荷であるＬＥＤ素子を接続する。また、第五のスイッチのソース端子に第一のダイオードのカソード端子を接続し、そのアノード端子を第二のキャパシタＣ２の負極端子に接続する。また、ＬＥＤ素子に流れる電流を検出するＬＥＤ電流検出部５をＬＥＤ電流が流れる経路に挿入する。すなわち、第二のキャパシタＣ２の電圧を直流電源とみなして第五のスイッチＳ５を適宜スイッチングすることで第三のインダクタＬ３に流れる電流がほぼ一定になるようにし、その結果として負荷であるＬＥＤが定電流駆動され、一定の明るさで点灯維持する。

回路電流制御部４は、電圧位相検出部１の検出信号ＶＳ１と、回路電流検出部２の検出信号ＩＳ１と、Ｃ２電圧検出部３の検出信号ＶＳ２とを入力し、これらをもとに適宜演算を行い、その結果をＰ１，Ｐ２信号として出力する。そして、Ｐ１信号は第一のスイッチＳ１及び第四のスイッチＳ４のゲートに接続し、Ｐ２信号は第二のスイッチＳ２及び第三のスイッチＳ３のゲートに接続する。

第一のスイッチＳ１及び第四のスイッチＳ４は、ゲート端子にＰ１信号が供給されている間、導通する。第二のスイッチＳ２及び第三のスイッチＳ３は、ゲート端子にＰ２信号が供給されている間、導通する。

このような回路構成において、本実施形態では１００Ｖ［ボルト］で５０Ｈｚ［ヘルツ］の商用電源を交流電源Ｖ１として使用する。そして、負荷であるＬＥＤに２００Ｗ［ワット］の電力を供給する場合を想定する。この場合、商用電源の電圧は１００Ｖであるから、２００Ｗの電力を得るためには２Ａ［アンペア］の電流が必要になる。つまり最終的に第一のインダクタＬ１を経由して交流電源Ｖ１に同期して流れる電流が２Ａであれば、２００Ｗの電力を負荷であるＬＥＤに供給できる。

第一のインダクタＬ１と第一のキャパシタＣ１の組はローパスフィルタを形成し、第一のインダクタＬ１を経由して交流電源Ｖ１側に流れる電流は５０Ｈｚ成分のみである。一方で第一のキャパシタＣ１を経由して第一のスイッチＳ１又は第二のスイッチＳ２に流れる電流は、例えば１００ｋＨｚの高周波成分を含む。つまり、回路電流検出部２で検出される回路電流ＩＳ１は、５０Ｈｚの低周波と１００ｋＨｚの高周波の成分が混在している。かくして、電力変換装置１００全体では、これら２種類の、周波数が異なる交流が混在して動作する。

こうして商用電源から得られた電力は、一時的に第二のキャパシタＣ２の電荷として蓄えられていく。すなわち、第二のキャパシタＣ２の電圧が上昇していくことを意味する。Ｃ２電圧が上昇すると、この電位差を直流電源とみなして第五のスイッチを適宜開閉し、第三のインダクタＬ３に流れる電流がほぼ一定になるように制御する。第三のインダクタは比較的大きいインダクタンス値、例えば数百マイクロヘンリーから数ミリヘンリー程度を使用する。インダクタンス値が大きいほど第五のスイッチＳ５を開閉したときの電流リップル成分を少なくできる。第三のインダクタＬ３に流れる電流をほぼ一定電流に制御できるなら、これと直列接続されている負荷ＬＥＤにも同じ電流が流れ、一定光量でＬＥＤを点灯させることができる。

このとき、第二のキャパシタＣ２の電圧は必ずしも一定電圧である必要はなく、例えば所定の電圧の±３０％程度変動しても構わない。なぜなら後段のＬＥＤ電流検出部５、ＬＥＤ電流制御部６、第五のスイッチＳ５および第三のインダクタＬ３からなる定電流駆動回路は第二のキャパシタＣ２の電圧変動に影響を受けることなく一定電流が流れるように制御が自己完結するからである。

１００ｋＨｚの高周波電流は、第一のスイッチＳ１と第四のスイッチＳ４の対と、第二のスイッチＳ２と第三のスイッチＳ３の対を交互に開閉させることによって得られる。そのためには、回路電流ＩＳ１のピークを規定する正負一対の正弦波状のエンベロープを生成し、これらエンベロープの間で電流の向きが切り替わるように、第一のスイッチＳ１と第四のスイッチＳ４の対と、第二のスイッチＳ２と第三のスイッチＳ３の対を適当なタイミングで交互にスイッチングさせればよい。この手順について図２を用いて説明する。

図２の波形ＶＳ１は、商用電源Ｖ１に接続された電圧位相検出部１の検出信号を示す。商用電源Ｖ１の電圧が正のとき、検出信号ＶＳ１はＨレベルを出力し、商用電源Ｖ１の電圧が負のとき、検出信号ＶＳ１はＬレベルを出力する。さらに、商用電源Ｖ１が正から負に切り替わるゼロクロス点、および、負から正に切り替わるゼロクロス点において、検出信号ＶＳ１がＨからＬへ、ＬからＨへ、それぞれ商用電源Ｖ１のゼロクロス点に同期して変化する。

図２の波形ｅｎｖ１は、電圧位相検出信号ＶＳ１の出力信号をもとに正弦波を生成したものであり、そのゼロクロス点は検出信号Ｖａｃの切り替わりタイミングに同期する。すなわち、商用電源Ｖ１の電圧位相と同期した電流位相となる。このとき正弦波の振幅ａｍｐ１は、所定の演算の結果として与えられるものとする。

図２の波形ｅｎｖＵＰ及びｅｎｖＤＮは、正弦波ｅｎｖ１を中心としてそれぞれ正方向にｄｉｆ１を加算、負方向にｄｉｆ１を減算したものである。これにより正弦波状のエンベロープが正側および負側に生成でき、２つのエンベロープｅｎｖＵＰ、ｅｎｖＤＮで挟まれた幅は常に一定である。なお、ｄｉｆ１は所定の演算の結果として与えられるものとする。

図２の波形ＩＳ１は、２つのエンベロープｅｎｖＵＰ、ｅｎｖＤＮの間を折り返すようにスイッチング制御した回路電流を、回路電流検出部２により検出した信号ＩＳ１を示している。エンベロープ値と回路電流検出値ＩＳ１を常に比較し、エンベロープより外側に出たことを検出したら４つのスイッチＳ１〜４の状態を反転させ、電流の傾きを反転させる。次に反対側のエンベロープより外に出たことを検出したら再び４つのスイッチＳ１〜４の状態を反転させる。これにより回路電流ＩＳ１の傾きが再び反転する。これを繰り返すことで連続的な高周波発振（１００ｋＨｚ）を生成する。なお、正側エンベロープｅｎｖＵＰは常に正の領域にあり、負側エンベロープｅｎｖＤＮは常に負の領域にあるものとする。この関係を維持することにより４つのスイッチＳ１〜４の動作が正常に行われ、効率のよい発振動作となる。

図２の波形Ｖ１電流は、商用電源Ｖ１に流れる電流波形である。回路電流ＩＳ１波形に対して第一のインダクタＬ１と第一のキャパシタＣ１からなるローパスフィルタを通して低周波成分のみを抽出した波形である。ローパスフィルタにより１００ｋＨｚは減衰され５０Ｈｚの低周波成分のみが第一のインダクタＬ１を経由して商用電源Ｖ１に流れる。

このとき、回路電流ＩＳ１は正弦波である２つのエンベロープｅｎｖＵＰ、ｅｎｖＤＮ間を往復する三角波形状であることから、その平均値はやはり正弦波となる。従って、高周波成分を取り除いた５０Ｈｚ成分は正弦波であり、商用電源Ｖ１に流れる５０Ｈｚ成分は正弦波形状になる。正弦波形状であるということは、基本波である５０Ｈｚ成分に対して、これより高次の周波数成分、具体的には１００Ｈｚ、１５０Ｈｚ，２００Ｈｚ，・・・の成分含有率が極めて少ない。これは商用電源Ｖ１に流れる入力電流の高調波成分が極めて少ないことを意味する。

図３は、回路電流制御部４の内部構造を示すブロック図である。

回路電流制御部４は、正弦波生成機能３００、正弦波の増幅率調整機能３０１、エンベロープの幅調整機能３０２、エンベロープの値が適正な範囲から外れないように規定するＺＶＳマージン３０３、エンベロープと回路電流ＩＳ１との比較をするコンパレータ ３０４、およびコンパレータ ３０５、これらのコンパレート結果の状態を保持するラッチ３０６、ラッチ出力がＬからＨに変化するときに所定の遅延時間を加える遅延生成３０７、および遅延生成３０８、により構成される。

正弦波生成手段３００は、電圧極性検出部１の検出信号ＶＳ１をもとにゼロクロスタイミングと商用電源の電圧極性を知ることができ、これらをもとに商用電源と同位相の正弦波ｓｉｎ１を生成する。例えば、商用電源電圧が正の場合は検出信号Ｖａｃ１はＨレベルであり、商用電源電圧が負の場合は検出信号Ｖａｃ１がＬレベルであるとする。検出信号Ｖａｃ１がＬからＨになるタイミングで生成する正弦波はｓｉｎ（０度）とし、検出信号Ｖａｃ１がＨからＬになるタイミングがｓｉｎ（１８０度）再び検出信号Ｖａｃ１がＬからＨになるタイミングがｓｉｎ（３６０度）となるように規定する。

増幅率調整手段３０１は、正弦波生成手段３００が生成した正弦波ｓｉｎ１に対して適当な増幅率を掛けて、回路動作に適する振幅ｅｎｖ１を生成する。増幅率の生成方法については後述する。

幅調整手段３０２は、増幅率調整手段３０１の出力ａｍｐ１により生成した振幅ｅｎｖ１をもとに、所定の幅を加算及び減算して２つのエンベロープ信号を生成する。正側のエンベロープは、振幅ｅｎｖ１に幅を加算したｅｎｖＵＰ、負側のエンベロープは振幅ｅｎｖ１に幅を減算したｅｎｖＤＮとする。所定の幅の生成方法については後述する。

コンパレータ ３０４は、幅調整手段３０２が生成した正側エンベロープｅｎｖＵＰと、回路電流検出部２の出力ＩＳ１とを比較し、正側エンベロープｅｎｖＵＰより回路電流検出信号ＩＳ１が大きい場合はコンパレート結果ＳＥＴを出力する。

コンパレータ ３０５は、幅調整手段３０２が生成した負側エンベロープｅｎｖＤＮと、回路電流検出部２の出力ＩＳ１とを比較し、負側エンベロープｅｎｖＤＮより回路電流検出信号ＩＳ１が小さい場合（外側に出た場合）はコンパレート結果ＲＥＳＥＴを出力する。

ラッチ３０６は、コンパレータ ３０４の出力ＳＥＴと、コンパレータ ３０５の出力ＲＥＳＥＴを入力とし、状態を保持する機能である。例えばＳＥＴおよびＲＥＳＥＴ信号がＨレベルのとき有効であるとして、ＳＥＴ信号がＨレベルになるとラッチ出力ＱＡはＨ出力で保持状態となり、同時にラッチ出力ＱＢはＬ出力で保持状態となる。次に、ＳＥＴ信号がＬレベルに戻り、ＲＥＳＥＴ信号がＨレベルになると、ラッチ出力ＱＡはＬ出力で保持状態となり、同時にラッチ出力ＱＢはＨ出力で保持状態となる。その次に、再びＲＥＳＥＴ信号がＬレベルに戻りＳＥＴ信号がＨレベルになると、ラッチ出力ＱＡはＨレベル、ラッチ出力ＱＢはＬレベルとなり、以降この工程を繰り返す。

遅延生成３０７は、ラッチ３０６の出力ＱＡに対して所定の遅延時間を与えるものである。例えば、信号がＨレベルのときに有効であると仮定して、ラッチ出力ＱＡがＬ→Ｈに遷移する時に所定の遅延時間を付加する。逆に、ラッチ出力ＱＡがＨ→Ｌに遷移する時には遅延時間を付加しない。このようにしてラッチ４１０の出力ＱＡに対して遅延を付加した信号をＰ１とする。

遅延生成３０８は、ラッチ３０６の出力ＱＢに対して所定の遅延時間を与えるものである。ラッチ出力ＱＢがＬ→Ｈに遷移する時に所定の遅延時間を付加する。逆にラッチ出力ＱＢがＨ→Ｌに遷移する時には遅延時間を付加しない。このようにしてラッチ３０６の出力ＱＢに対して遅延を付加した信号をＰ２とする。

ＺＶＳマージン３０３は、エンベロープ領域を守るためのマージン値ｅｎｖＭＧＮ信号を出力する。この信号は幅調整機能３０２の中で処理される。具体的には、エンベロープに付加する幅を次の関係式が成り立つように幅ｄｉｆ１を決定する。
ｄｉｆ１ ＞ ａｍｐ１ ＋ ｅｎｖＭＧＮ
この式を適用することで、商用電源電圧が正のピークにあるとき、負側エンベロープはマージン値ｅｎｖＭＧＮを確保しつつ負の領域に存在することができる。商用電源電圧が負のピークにあるとき、正側エンベロープはマージン値ｅｎｖＭＧＮを確保しつつ正の領域に存在することができる。

このように、回路電流ＩＳ１の動作領域に対して安全なマージンを持ちつつ、必要以上に幅ｄｉｆ１を大きくしなくて済む。すなわち、出力電力に対して最小限の振幅で済むことになり、回路電流により発生する電力損失を極力少なくできる。

このようにして決められた幅ｄｉｆ１を用いて幅調整機能３０２内で、さらに次の演算を行う。
ｅｎｖＵＰ ＝ ｅｎｖ１ ＋ ｄｉｆ１
ｅｎｆＤＮ ＝ ｅｎｖ１ − ｄｉｆ１
という演算をする。

これら２つのエンベロープ信号ｅｎｖＵＰ、ｅｎｖＤＮは、それぞれコンパレータ ３０４、コンパレータ ３０５へ入力する。

平均化機能３０９は、Ｃ２電圧検出部３の検出信号ＶＳ２を入力し、電圧位相検出部１の極性信号ＶＳ１を考慮して商用電源周期に対するＶＳ２の平均値を算出する。例えば極性信号ＶＳ１が負から正に切り替わるタイミングから次に再び負から正に切り替わるタイミングまでを１周期とし、その周期内の検出信号ＶＳ２の平均値ＶＳ２ａｖｅを算出し出力する。

リファレンス３１０は、第二のキャパシタＣ２に所望する電圧値をセットし、その値をｒｅｆ１とする。

増幅率決定部３０１は、前述のリファレンス値ｒｅｆ１に対してＣ２電圧平均値ＶＳ２ａｖｅが高いか低いかを判定し、その結果を増幅率ａｍｐ１として幅調整機能３０２に伝える。例えば、ＶＳ２ａｖｅがｒｅｆ１より大きい場合、それは第二のキャパシタＣ２電圧が所定の電圧より高いことを意味するので、この場合は増幅率ａｍｐ１を小さく設定する。すると、結果として商用電源から供給される入力電流が減ることから、第二のキャパシタＣ２に電荷としてチャージアップされる電力が減少することになる。この作用によりＣ２電圧は高すぎる電圧状態から下降することになる。逆にＣ２電圧が所定の電圧より低い場合は、増幅率ａｍｐ１の値を大きく設定する。すると、結果として商用電源から供給される入力電流が増えることから、第二のキャパシタＣ２に電荷としてチャージアップされる電力が増加することになる。この作用によりＣ２電圧は低い状態から上昇することになる。このようにリファレンス電圧ｒｅｆ１に常に等しくなるようにフィードバックがかかりＣ２電圧は一定に保たれる。

このようにして得られた一定のＣ２電圧を直流電源とみなしてＬＥＤを点灯させるための定電流を発生させるための機能について図４を参照して説明する。

図４は、ＬＥＤ電流制御部６の内部ブロックを示す図である。ＬＥＤ電流検出部５の電流検出信号ＩＳ２を入力とし、第五のスイッチＳ５を駆動するためのパルス信号Ｐ３を出力とする。

ＬＥＤ電流リファレンス４００は、ＬＥＤに流す電流の目標値ｒｅｆ２を出力する。

差動増幅機能４０１は、ＬＥＤ電流検出信号ＩＳ２と、ＬＥＤ電流リファレンス値ｒｅｆ２とを比較し、その差分をｄｉｆ１として出力する。

ＰＷＭ制御４０２は、前述の差分信号ｄｉｆ１をもとに、出力するＰ３信号のパルスデューティを変化させる。

例えば、ＬＥＤ電流検出信号ＩＳ２がＬＥＤ電流リファレンス値ｒｅｆ２より大きい場合、ＬＥＤに流れる電流が過大であることを意味するので、この場合はｄｉｆ１に負の値をセットする。すると、ＰＷＭ制御４０２ではこれをもとにパルスのＯＮ区間を狭め、ＯＦＦ区間を広める。これにより周波数は一定であるがＯＮデューティを下げることになる。この駆動パルスＰ３で第五のスイッチＳ５を開閉すると、ＯＮのデューティが小さいため第三のインダクタＬ３に流れる平均電流を下げる方向に作用し、ＬＥＤの電流量を減らすことになる。

同様に、ＬＥＤ電流検出信号ＩＳ２がＬＥＤ電流リファレンス値ｒｅｆ２より小さい場合、差動増幅機能４０１は正の値を出力ｄｉｆ１にセットする。これをもとにＰＷＭ制御４０２はＯＮデューティの大きいパルスＰ３を生成する。このパルスＰ３によって第五のスイッチＳ５を駆動すると、導通電流が増加することから第三のインダクタＬ３に流れる平均電流が増加し、ＬＥＤの電流量を増やすことになる。

図５は、図３の増幅された正弦波ｅｎｖ１が正から負へゼロクロスする近辺を拡大した波形である。２つのエンベロープｅｎｖＵＰ、ｅｎｖＤＮに挟まれた範囲内を回路電流ＩＳ１が折り返すようにしている。回路電流ＩＳ１が正側エンベロープｅｎｖＵＰに達した点を正側判定点とする。同様に負側エンベロープｅｎｖＤＮに達した点を負側判定点とする。これらを用いて回路電流ＩＳ１をいかにして反復動作させるかについて次に説明する。

図５のＳＥＴ波形は、回路電流ＩＳ１が正側エンベロープｅｎｖＵＰより内側にある場合、常にＬレベルを維持する。そして、回路電流ＩＳ１が正側エンベロープｅｎｖＵＰに等しいか又は超えた場合、Ｈレベルを維持する。すなわち、正側判定点は、このＳＥＴ信号がＬからＨに立上ることをもって判定することができる。

図５のＲＥＳＥＴ波形は、回路電流ＩＳ１が負側エンベロープｅｎｖＤＮより内側にある場合、常にＬレベルを維持する。そして、回路電流ＩＳ１が負側エンベロープｅｎｖＤＮに等しいか又は超えた場合、Ｈレベルを維持する。すなわち、負側判定点は、このＲＥＳＥＴ信号がＬからＨに立上ることをもって判定することができる。

図５のＰ１波形は、ＲＥＳＥＴ波形の立ち上がりから遅延１だけ遅れて立上るものとする。そして、ＳＥＴ波形の立ち上がりに対して遅延なく立ち下がるものとする。

図３のＰ２波形は、ＳＥＴ波形の立ち上がりに対して遅延２だけ遅れて立ち上がるものとする。そして、ＲＥＳＥＴ波形の立ち上がりに対して遅延なく立ち下がるものとする。この動作を繰り返すことで、Ｐ１波形とＰ２波形は常に相補的にＨレベルとＬレベルを繰り返し、しかも遅延１、遅延２の間隙があることから同時にＨレベルにならない。

図３の波形Ｍ１、Ｍ２は、スイッチＳ１とＳ２の中点Ｍ１の電位、スイッチＳ３とＳ４の中点Ｍ２の電位を示している。スイッチＳ１とＳ４がＯＮ状態になると、第二のキャパシタＣ２→第一のスイッチＳ１→第一のキャパシタＣ１→第二のインダクタＬ２→第四のスイッチＳ４の経路で電流が流れる。このとき中点Ｍ１電位は、第一のスイッチＳ１がＯＮ状態であることからＨレベルである。なお、Ｐ１波形に遅延１の分だけＨになる時間が遅くなっているが、遅延１の区間は第一のスイッチＳ１のボディダイオードに電流が流れている。すなわち、第二のインダクタＬ２→第一のスイッチＳ１のボディダイオード→第二のキャパシタＣ２の経路で逆電流が流れており、すなわち、第一のスイッチのドレインソース間が逆方向に通電していることから、この状態でもやはり中点Ｍ１電位はＨであることがわかる。従って、遅延１の間隙があっても中点Ｍ１電位はすぐにＨレベルになる。

中点Ｍ２電位についても同様の動作であり、第三のスイッチＳ３、第二のスイッチＳ２がＯＮ状態になると、第二のキャパシタＣ２→第三のスイッチＳ３→第二のインダクタＬ２→第一のキャパシタＣ１→第二のスイッチＳ２の経路で電流が流れ、中点Ｍ２電位はＨレベルである。

遅延２の区間は第二のインダクタＬ２→第三のスイッチＳ３のボディダイオードの経路で逆電流が流れ、この場合も中点Ｍ２電位はＨレベルである。従って、遅延２の間隙があっても中点Ｍ２電位はすぐにＨレベルになる。

図６は、ＬＥＤ電流制御部６に対する回路動作を示す波形図である。横軸は時間で波形は上から順に、ＬＥＤ電流差分ｄｉｆ１、第五のスイッチＳ５に印加するパルスＳ３、パルス駆動によってＬＥＤに定電流が流れ、その電流を検出した信号ＩＳ２である。ＩＳ２は第五のスイッチＳ５の開閉に応じて電流が若干増減するが、ＬＥＤに流れる電流はその平均値ＩＳ２ａｖｅとみなす。

例えばＬＥＤ電流差分ｄｉｆ１が正の場合、すなわちＬＥＤ電流が所定の電流値より少ない場合、ＬＥＤ電流を増やすためにＰＷＭ制御４０２はＯＮデューティを増やしていく。図６ではＰ３波形のＯＮ区間が時間とともに増加していくことがこれを表している。すると、この結果としてＬＥＤ電流平均値ＩＳ２ａｖｅは増加する傾向になり、やがて今度は所定の電流より増えてしまう。この結果が図６のｄｉｆ１が正から負へ変化したこととして現れる。従って今後は逆にＰ３波形のＯＮデューティを狭める方向に制御が作用し、以降、これを繰り返すことでＬＥＤ電流は所定の電流値を維持し、一定の電流量で点灯することができる。

本実施形態によれば、簡素な構成で、入力電圧と同位相の電流を商用電源に流すことができ、入力電流高調波を極めて少なくできる。これにより商用電源の外部接続である変電設備やブレーカーに焼損などの悪影響を与えることが無くなる。また、スイッチング素子であるＦＥＴを、電力損失の少ない使い方をするので、高効率で、小型、低コストのＬＥＤ点灯装置を実現できる。

（第二の実施形態）
図７は、第二の実施形態を説明する回路図である。図１で既に説明済みの部分は符号や記号を同じままにして説明を省略し、新たな構成部分のみを説明する。

図７はＬＥＤ点灯装置１００の回路を示す図である。第一のスイッチＳ１のソースと第二のスイッチＳ２のドレインを接続する点Ｍ１と、第三のスイッチＳ３のソースと第四のスイッチＳ４のドレインを接続する点Ｍ２とを結ぶ、第一のキャパシタＣ１と第二のインダクタＬ２、回路電流検出部２からなる直列経路に、新たにトランスＴ１の１次巻線ＴＰを追加する。トランスＴ１の２次巻線ＴＳ１，ＴＳ２にそれぞれ第二のダイオードＤ２、第三のダイオードＤ３を接続し第三のキャパシタＣ３で平滑することにより、両波の整流平滑回路を構成する。第三のキャパシタＣ３の電圧を検出する経路にＣ３電圧検出部７０１を設け、検出したＣ３電圧信号ＶＳ３を回路電流制御部７００に送る。第三のキャパシタＣ３の両端電圧を直流電源とみなして第五のスイッチＳ５と第一のダイオードＤ１、第三のインダクタＬ３、および、ＬＥＤ電流検出部５、ＬＥＤ電流制御部６からなるＬＥＤ定電流駆動回路を接続する。

第二の実施形態において回路電流制御部が適当な制御演算を施し、４つのスイッチＳ１〜Ｓ４が適宜開閉すると、高周波と低周波が混在した回路電流が発生する。この電流の一部はトランスＴ１を介して２次側直流電圧となって第三のキャパシタＣ３の電荷として蓄えられる。

図８は、回路電流制御部７００の内部を示すブロック図である。電圧位相検出部１の検出信号ＶＳ１、回路電流検出部２の検出信号ＩＳ１、Ｃ２電圧検出部３の検出信号ＶＳ２、Ｃ３電圧検出部７０１の検出信号ＶＳ３を入力とし、第一のスイッチＳ１と第四のスイッチＳ４に印加するパルス信号Ｐ１と、第二のスイッチＳ２と第三のスイッチＳ３に印加するパルス信号Ｐ２を出力とする。

正弦波生成８００は、商用電源Ｖ１の電圧位相信号ＶＳ１に同期した正弦波信号ｓｉｎ１を生成する。

増幅率調整８０１は、正弦波信号ｓｉｎ１に対して適当な増幅率ｄｉｆ２を演算してその結果をエンベロープ基本信号ｅｎｖ１として出力する。

幅調整８０２は、エンベロープ基本信号ｅｎｖ１に適当な幅ｄｉｆ２を演算してその結果を正側エンベロープｅｎｖＵＰ、負側エンベロープｅｎｖＤＮとして出力する。

コンパレータ ８０８は、正側エンベロープ信号ｅｎｖＵＰと回路電流検出信号ＩＳ１とを比較し、回路電流検出信号ＩＳ１が正側エンベロープ信号ｅｎｖＵＰより大きければＳＥＴ信号を出力する。

コンパレータ ８０９は、負側エンベロープ信号ｅｎｖＤＮと回路電流検出信号ＩＳ１とを比較し、回路電流検出信号ＩＳ１が負側エンベロープ信号ｅｎｖＤＮより小さければＲＥＳＥＴ信号を出力する。

ラッチ８１０は、ＳＥＴ信号が入るとＱＡ出力をＨレベルに維持し、ＱＢ出力をＬレベルに維持する。また、ＲＥＳＥＴ信号が入るとＱＡ出力をＬレベルに維持し、ＱＢ出力をＨレベルに維持する。

遅延生成８１１は、ＱＡ出力がＬ→Ｈに変化するとき、Ｈのタイミングを遅らせてＰ１信号を生成する。

遅延生成８１２は、ＱＢ出力がＬ→Ｈに変化するとき、Ｈのタイミングを遅らせてＰ２信号を生成する。

平均化機能８０５は、商用電源の周期を電圧位相検出信号ＶＳ１で知るとともに、Ｃ２電圧検出信号ＶＳ２を入力し、その平均値を商用電源の周期単位で計算し、ａｖｅ１として出力する。
リファレンス２は、Ｃ２電圧目標値ＶＳ２ＲＥＦを出力する。

差動増幅２ ８０７は、平均化したＶＳ２値ａｖｅ１と、Ｃ２電圧目標値ＶＳ２ＲＥＦとを比較し、その結果をｄｉｆ２として前述の増幅率調整８０１の調整信号として伝達する。例えば、Ｃ２電圧ＶＳ２が目標値ＶＳ２ＲＥＦより高い場合、ｄｉｆ２は小さい値を出力する。すると、増幅率調整８０１ではエンベロープの基準となるｅｎｖ１の振幅を小さくする。これを反映させた回路動作の結果として商用電源Ｖ１からの入力電流が減り、第二のキャパシタＣ２への電荷の蓄積が減るため、Ｃ２電圧は下がる方向に変化する。逆にＣ２電圧ＶＳ２が目標値ＶＳ２ＲＥＦより低い場合、ｄｉｆ２は大きい値を出力する。すると増幅率８０１ではエンベロープの基準となるｅｎｖ１の振幅を大きくする。その結果として第二のキャパシタＣ２の電荷蓄積量を増やすことになり、Ｃ２電圧を上昇させる傾向になる。これらの働きにより第二のキャパシタＣ２の電圧はほぼ一定に保たれる。

リファレンス１ ８０３は、第三のキャパシタＣ３の電圧目標値ＶＳ３ＲＥＦを出力する。

差動増幅１ ８０４は、第三のキャパシタＣ３の電圧検出信号ＶＳ３と、Ｃ３電圧目標値ＶＳ３ＲＥＦを比較し、その結果をｄｉｆ１として前述の幅調整８０２の制御信号として伝える。例えば、Ｃ３検出信号ＶＳ３がＣ３電圧目標値ＶＳ３ＲＥＦより大きい場合、ｄｉｆ１は小さい値を出力する。すると、正側エンベロープｅｎｖＵＰと負側エンベロープｅｎｖＤＮで挟まれる距離が短くなり、すなわち回路電流のうちの高周波成分が少なくなる。このため、トランスＴ１を介して第三のキャパシタＣ３に電荷として蓄えられる量が減少する。すなわち第三のキャパシタＣ３の電圧が降下する方向に作用する。逆に、Ｃ３電圧検出信号ＶＳ３がＣ３電圧目標値ＶＳ３ＲＥＦより小さい場合、ｄｉｆ１は大きい値を出力する。すると、正側エンベロープｅｎｖＵＰと負側エンベロープｅｎｖＤＮで挟まれる区間が広がるため、トランスＴ１を介して第三のキャパシタＣ３に電荷として蓄えられる量が増加する。すなわち、第三のキャパシタＣ３の電圧が増加する方向に作用する。これらが適宜働くことで、第三のキャパシタＣ３はほぼ一定の電圧を維持することができる。

第二の実施形態によれば、比較的簡素な構成でＬＥＤ点灯装置を構成でき、入力電流を正弦波状にできることから入力電流高調波を極めて少なくできる。また、スイッチ素子に対して効率のよいスイッチング条件を常に満たすため、高効率であり、簡素であるから小型化も実現できる。また、トランスＴ１の１次巻線ＴＰと２次巻線ＴＳ１およびＴＳ２の巻数比を加減することでＬＥＤ点灯に適した直流電圧を得ることができる。

（第三の実施形態）
図９は、第三の実施形態を説明する波形図である。図は横軸が時間軸で商用電源の５０Ｈｚ周期の１周期分を表している。信号は上から順に、エンベロープ基準波形ｅｎｖ１とそれに対して上下にｄｉｆ１の幅を付加した正側エンベロープｅｎｖＵＰ、負側エンベロープｅｎｖＤＮ、これらのエンベロープに挟まれた区間を往復する回路電流ＩＳ１、ＩＳ１をローパスフィルタを経由して低周波である５０Ｈｚ成分のみとなった商用電源Ｖ１に流れる電流を表している。

第三の実施形態において特徴的なのは、エンベロープが必ずしも正弦波状ではないということである。具体的には正側エンベロープは常に正の領域に留まるようにＺＶＳマージンを持たせている。負側エンベロープも同様に常に負の領域に留まるようにＺＶＳマージンを持たせてある。このようにそれぞれのエンベロープが領域を逸脱することないようにすると、４つのスイッチＳ１〜Ｓ４の動作を常に効率のよいスイッチングが出来る条件に留めることができ、効率の低下を防ぐことができる。

第二の実施形態のように主回路動作に必要なＣ２電圧の制御と、ＬＥＤ点灯に必要なＣ３電圧の制御の２つが存在すると、増幅率を決めるｄｉｆ２制御と幅を決めるｄｉｆ１制御がそれぞれ別個に働くことになり、場合によっては正側エンベロープｅｎｖＵＰが負側に、負側エンベロープｅｎｖＤＮが正側に入り込んでしまうことが過渡的に発生する。これを防止する意味で第三の実施形態は有用である。

図１０に、第三の実施形態を実現するためのブロック図を示す。図８で既出の部分は説明を省略する。

幅調整機能８０２は、正側エンベロープの元になるｅｎｖ２信号と、負側エンベロープの元になるｅｎｖ３信号を出力する。
ＺＶＳマージン１００１は、マージン値ＭＧＮ１を出力する。
ＺＶＳ補償１０００は、エンベロープの元になる２つの信号ｅｎｖ２、ｅｎｖ３とＺＶＳマージン値ＭＧＮ１を入力し、２つのエンベロープ信号ｅｎｖＵＰ、ｅｎｖＤＮを出力する。具体的には、正側エンベロープとしてｅｎｖ２を監視し、ｅｎｖ２がＭＧＮ１より小さくなったらｅｎｖＵＰとしてＭＧＮ１に置き換える。

ｅｎｖＵＰ ＝ ｅｎｖ２
ｉｆ（ｅｎｖ２＜＝ＭＧＮ１）｛ｅｎｖＵＰ＝ＭＧＮ１；｝
などの処理とする。負側も同じように

ｅｎｖＤＮ ＝ ｅｎｖ３

ｉｆ（ｅｎｖ３＞−ＭＧＮ１）｛ｅｎｖＤＮ＝−ＭＧＮ１；｝

などの処理とする。

第三の実施例によれば、回路動作に対して負荷変動が大きい場合であっても、電力変換を行うスイッチング素子に対して常にスイッチング損失が少ない状態を維持することができる。このことは、回路構成が簡素であり小型化できる上に、負荷変動に対する余裕度が高いため、さらなる小型化が可能である。また、第一第二の実施形態と同じく高効率、低コスト化、入力電流高調波軽減が見込めることは言うまでもない。

（他の実施形態）
本発明は、前記各実施形態に限定されるものではない。
例えば前記各実施形態では、単相の交流電源Ｖ１を用いたが、交流電源Ｖ１は単相に限定するものではない。三相あるいはそれ以上の多相の交流電源を用いることも可能である。

また、前記各実施形態ではスイッチング素子としてＦＥＴ（電界効果型トランジスタ）Ｓ１〜Ｓ４を用いたが、これに限定されるものではない。例えば、バイポーラトランジスタ、ＩＧＢＴ、ＧａＮ、ＳｉＣ等の半導体素子を用いても良い。あるいはリレーのような機械式スイッチとダイオードの組み合わせで、第一のスイッチＳ１〜第四のスイッチＳ４を構成してもよい。

また、各実施形態では商用電源Ｖ１のゼロクロスを入力電圧検出部１でＶａｃ１信号として検出し、これをもとに正弦波生成部４００で商用電源Ｖ１と同相の正弦波ｓｉｎ１を生成しているが、この方法に限定するものではなく、例えば商用電源Ｖ１の交流電圧波形をもとに同相の正弦波ｓｉｎ１を生成してもよい。

また、第三の実施形態の回路図は第二の実施形態の回路図をもとに拡張したが、第一の実施形態の回路図をもとに拡張した形態であってもかまわない。

以上を総括して、本発明の複数の実施形態を単独または連携させて実施することで、簡素な構成であるにもかかわらず、入力電流高調波の少ない交流電流を商用電源Ｖ１に流すことができ、なおかつスイッチング素子であるＦＥＴ（Ｓ１〜Ｓ４）を損失が極めて少ない動作モードで常に動作させることが可能であり、第三の実施形態を組み合わせれば、入力電力の可変範囲および出力電力の可変範囲を広くとることができ、さらなる小型化が実現できる。この特性により、小型、高効率、低コストの電力変換装置を構成することができ、ＬＥＤ点灯装置として広い範囲で利用できるため、産業上の利用効果は大きい。

この他、本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、様々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。

１００ ＬＥＤ点灯
１ 電圧位相検出部
２ 回路電流検出部
３ Ｃ２電圧検出部
４ 回路電流制御部
５ ＬＥＤ電流検出部
６ ＬＥＤ電流制御部
３００ 正弦波生成機能
３０１ 増幅率調整機能
３０２ 幅調整機能
３０３ ＺＶＳマージン
３０４、３０５、８０８、８０９ コンパレータ
３０６ ラッチ
３０７、３０８、８１１、８１２ 遅延生成
４００ ＬＥＤ電流リファレンス
４０１ 差動増幅機能
４０２ ＰＷＭ制御
１０００ ＺＶＳ補償
１００１ ＺＶＳマージン

Claims (4)

1. 第一のスイッチと第二のスイッチとを直列に接続するとともに、第三のスイッチと第四のスイッチとを直列に接続し、前記第一のスイッチと前記第三のスイッチ及び第二のスイッチと第四のスイッチをそれぞれ接続して閉ループを形成し、交流電源に、第一のインダクタ、第一のキャパシタを直列に接続してなる閉ループを形成し、前記第一のスイッチと第二のスイッチの接続点と、前記第三のスイッチと第四のスイッチの接続点との間に、前記第一のキャパシタ、第二のインダクタからなる直列回路を接続し、前記第三のスイッチと第四のスイッチの両端に第二のキャパシタを接続し、ＬＥＤ負荷に、前記第二のキャパシタの両端に接続された定電流回路を接続したＬＥＤ点灯回路と、
   前記交流電源の電圧位相を検出する手段から得られる交流電圧位相と、前記ＬＥＤ点灯回路を流れる回路電流を検出する手段から得られる回路電流と、前記第二のキャパシタの電圧を検出する手段から得られるキャパシタ電圧とに基づいて、前記交流電源の低周波成分に高周波成分が混在した電流が前記電力変換回路を流れるように、前記第一のスイッチと第四のスイッチの組と、前記第二のスイッチと第三のスイッチの組を交互に開閉させるためのパルス信号を、前記第一のスイッチと前記第四のスイッチの組と、前記第二のスイッチと第三のスイッチの組とに供給する制御手段と、
   前記ＬＥＤの電流を検出する手段から得られるＬＥＤ電流に基づいて、前記第五のスイッチのパルス幅を調整する信号を供給するＬＥＤ電流制御手段と、
   を具備したことを特徴とするＬＥＤ点灯装置。
2. 第一のスイッチと第二のスイッチとを直列に接続するとともに、第三のスイッチと第四のスイッチとを直列に接続し、前記第一のスイッチと前記第三のスイッチ及び第二のスイッチと第四のスイッチをそれぞれ接続して閉ループを形成し、交流電源に、第一のインダクタ、第一のキャパシタを直列に接続してなる閉ループを形成し、前記第一のスイッチと第二のスイッチの接続点と、前記第三のスイッチと第四のスイッチの接続点との間を、前記第一のキャパシタ、第二のインダクタ、トランス１次巻線からなる直列回路を接続し、前記第三のスイッチと第四のスイッチの両端に第二のキャパシタを接続し、前記トランス２次巻線に整流平滑回路を接続し、前記整流平滑回路の出力に定電流回路を接続し、ＬＥＤ負荷に、前記定電流回路の出力を接続したＬＥＤ点灯回路と、
   前記交流電源の交流電圧位相を検出する手段から得られる電圧位相と、前記ＬＥＤ点灯回路を流れる回路電流を検出する手段から得られる回路電流と、前記第二のキャパシタの電圧を検出する手段から得られるキャパシタ電圧と、前記整流平滑回路の電圧を検出する手段から得られる整流平滑電圧とに基づいて、前記交流電源の低周波成分に高周波成分が混在した電流が前記電力変換回路を流れるように、前記第一のスイッチと第四のスイッチの組と、前記第二のスイッチと第三のスイッチの組を交互に開閉させるためのパルス信号を、前記第一のスイッチと前記第四のスイッチの組と、前記第二のスイッチと第三のスイッチの組とに供給する制御手段と、
   前記ＬＥＤの電流を検出する手段から得られるＬＥＤ電流に基づいて前記定電流回路の出力を調整する信号を供給するＬＥＤ電流制御手段と、
   を具備したことを特徴とするＬＥＤ点灯装置。
3. 前記制御手段は、
   前記入力電圧検出手段により検出される電源電圧の信号に基づいて電源電圧と同位相の正弦波を生成する正弦波生成手段と、
   この正弦波生成手段により生成された正弦波をもとに前記交流電源に流す電流の目標値を決定する決定手段と、
   この決定手段により決定された前記交流電源電流の目標値に所定の幅を持たせて正側及び負側のエンベロープを生成するエンベロープ生成手段と、
   前記回路電流検出手段により検出される回路電流が前記正側エンベロープと前記負側エンベロープとの範囲内に収まるか否かを判定する判定手段と、
   前記判定手段により前記回路電流が前記正側エンベロープと前記負側エンベロープとの範囲内から外れるタイミングで前記パルス信号を生成するパルス生成手段と、
   を備えたことを特徴とする請求項１または請求項２記載のＬＥＤ点灯装置。
4. 前記制御手段は、
   前記正側エンベロープが常に正の領域であることを検知する正側検知手段と、
   前記正側検知手段により前記正側エンベロープが負の領域に外れたことを検出した場合、前記正側エンベロープの持つ負の値を無効とし、ゼロまたは正の値に設定し直す正側エンベロープ補正手段と、
   前記負側エンベロープが常に負の領域であることを検知する負側検知手段と、前記負側検知手段により前記負側エンベロープが正の領域に外れたことを検出した場合、前記負側エンベロープの持つ正の値を無効とし、ゼロまたは負の値に設定し直す負側エンベロープ補正手段と、
   をさらに備えたことを特徴とする請求項１乃至請求項３記載のＬＥＤ点灯装置。

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