JP2015061321A - 過電流状態検出回路 - Google Patents

Abstract

【課題】電線の特性に応じた適切な過電流保護を行うことができる過電流状態検出回路を提供する。
【解決手段】ケーブルＨや負荷３を流れる負荷電流ＩＬに対応する検出電流ＩＳをセンスＦＥＴＳ２で検出するようにした。そして、ケーブルＨが熱的に平衡状態に保たれて正常範囲内の温度を維持する上限通電電流値ＩＲＥＦに対応する基準電流Ｉｒｅｆとの差から、コンデンサＣ１と抵抗Ｒ１により構成した温度上昇模擬部Ａにおいて、ケーブルＨの熱容量と熱抵抗とを考慮してケーブルＨの通電による温度上昇を模擬した。さらに、コンデンサＣ１の正極に現れるケーブルＨの通電による温度上昇を表す電位ＶＣ１を、ケーブルＨが発煙する直前の耐熱限界温度に達したときを表す基準電圧ＶｒｅｆとコンパレータＣｏｍｐで比較し、その結果に基づいて、ケーブルＨが過電流保護状態にあるか否かを決定して、ケーブルＨや負荷３への電力供給の遮断を行うようにした。
【選択図】図１

Description

本発明は、電線及び電線を介して電力が供給される負荷に発生する過電流状態を検出する過電流状態検出回路に関する。

負荷を過電流から保護する際、電流のピーク値が瞬時的にであっても過電流判定のしきい値を超えた場合に負荷が保護すべき状態であると判断すると、例えば、実際には負荷に損傷等が発生するよりも随分前の段階で電力供給が遮断されてしまう等の、過剰な過電流保護動作が行われてしまう場合がある。

そこで、単位時間当たりの過電流状態の発生率から過電流の発生時間率を求め、これが許容限度を超えた場合に負荷が保護すべき状態にあると判断する提案が、過去に行われている（例えば、特許文献１）。

特開平８−４７１５９号公報

上述した従来の提案では、過電流の時間発生率によって負荷が保護すべき状態にあるか否かを決定することで、負荷側が過電流により発熱損傷に至るまでのプロセスを考慮するようにしている。しかし、その元となる過電流状態の判定は、負荷を流れる電流がしきい値を超えるか否かという、むしろ、その値を超えると即損傷発生に至ると見倣される値を用いて行っている。

つまり、上述した従来の提案は、発熱損傷までのプロセスを考慮して負荷が保護すべき状態にあるか否かを決定するために、発熱損傷までのプロセスを考慮していない画一的なしきい値を過電流状態の判定に用いているという点で、判定の仕方が目的とマッチングしていない。それに起因する問題点を、具体例を用いて説明する。

例えば、ある電線が、１３Ａ（アンペア）の電流が流れると通電後１００ｓｅｃ（秒）で発煙に至り、電流が２０Ａであると発煙に至るのが通電後２０ｓｅｃである特性を有しているものとする。この電線を用いた負荷への電力供給について、特許文献１の図１，４に記載された過電流保護回路により過電流保護を行う場合を想定する。

過電流保護の設定としては、電線に１３Ａの電流が流れる通電時を基準に、電流及び通電時間にマージンを持たせて、１０Ａを超える電流が連続４０ｓｅｃ流れた時に負荷への電力供給を遮断することを想定する。

このような設定にするには、特許文献１の図１，４に記載された過電流保護回路において、シャント抵抗Ｒｓ＝１０ｍΩ、第１の電圧検出回路１による検出電圧Ｖｓと比較する所定のしきい値Ｖｔｈ１＝０．１Ｖ、容量素子Ｃｘの容量＝１６０μＦ、第１の定電流回路２１による容量素子Ｃｘの充電電流Ｉｃ＝１０μＡ、第２の定電流回路２２による容量素子Ｃｘの放電電流Ｉｄ＝１μＡ、第２の電圧検出回路３による容量素子Ｃｘの端子電圧Ｖｘと比較する所定のしきい値Ｖｔｈ２＝２．５Ｖとすればよい。

ところが、この設定では、２０Ａの電流が連続して電線に流れた場合に、負荷への電力供給が過電流保護回路により遮断されるまでの時間が２０ｓｅｃを超えてしまい、電線が発煙に至ってしまう。そのため、２０Ａの通電時における電力供給の遮断までの時間が２０ｓｅｃよりも短くなるように、上述した設定を変更する必要がある。

そして、そのように設定変更すると、１３Ａの通電時に、電線が発煙に至るよりも十分に早い段階で、発煙の恐れがない状態であるにも拘わらず負荷への電力供給が過電流保護回路により遮断されてしまう。

また、負荷への電力供給を例えばデューティー比５０％のＰＷＭ制御で行う場合は、電線の発煙特性が、１８Ａでの通電時に連続１００ｓｅｃの通電で発煙、２８Ａでの通電時に連続２０ｓｅｃの通電で発煙する特性にシフトする。

このときに、上述した設定の過電流保護回路では、デューティー比５０％のＰＷＭ制御で１０Ａを超える通電が９０ｓｅｃ連続すると、過電流保護回路により負荷への電力供給が遮断される。しかし、電流が１８Ａに達しない１０Ａの通電では電線が発煙しないので、この電力供給の遮断は、本来なら電力供給を遮断する必要のない過剰な過電流保護動作になってしまう。

また、ＰＷＭ制御による通電電流が２８Ａに上がっても、過電流保護回路の設定上では通電後９０ｓｅｃ経過しないと電力供給が遮断されないので、その前に電線が発煙してしまい過電流保護を実現することができない。

このように上述した従来の提案では、通電電流がしきい値を超えると、具体的な電流値がいくらであるかに関係なく一律に過電流状態と判断している。このため、過電流状態の時間発生率に基づいて負荷に対する電力供給の遮断を決定しても、電線の特性に応じた過電流保護を行うことができない。

本発明は前記事情に鑑みなされたもので、本発明の目的は、電線の特性に応じた適切な過電流状態の検出を行うことができる過電流状態検出回路を提供することにある。

前記目的を達成するために、請求項１に記載した本発明の過電流状態検出回路は、
電線及び該電線を介して電力が供給される負荷に発生する過電流状態を検出する回路であって、
前記電線を流れる電流を検出する電流検出部と、
前記電流検出部の検出電流値と、前記電線が熱的に平衡状態に保たれる上限通電電流値とから、前記電線の発熱量の近似値を検出する近似発熱量検出部と、
前記近似発熱量検出部の検出発熱量と前記電線の熱容量とから、該電線の温度上昇を模擬する温度上昇模擬部と、
前記温度上昇模擬部が模擬した温度上昇後の前記電線の温度と、該電線の耐熱限界温度とから、前記電線乃至前記負荷を過電流から保護すべき状態であるか否かを判定する保護判定部と、
を備えることを特徴とする。

請求項１に記載した本発明の過電流状態検出回路によれば、負荷に供給される電力が流れる電線の発熱量の近似値が、電線を流れる電流の大きさだけでなく、電線が熱的に平衡状態を保つ上限の通電電流値に対する実際の電線を流れる電流の大きさを考慮して検出される。そして、電線が有する熱エネルギーの出入りに対する温度変化の特性である熱容量を考慮に入れて、電線の発熱量を元に電線の温度上昇が模擬される。

したがって、電線が熱的平衡状態を保つ上限通電電流値や電線の熱容量を加味して模擬した電線の温度上昇量から、電線を過電流から保護すべき状態であるか否かを判定することができ、電線の特性に応じた適切な過電流状態の検出を行うことができる。

また、請求項２に記載した本発明の過電流状態検出回路は、請求項１に記載した本発明の過電流状態検出回路において、前記温度上昇模擬部は、前記電線の熱抵抗による遅延を考慮して該電線の温度上昇を模擬することを特徴とする。

請求項２に記載した本発明の過電流状態検出回路によれば、請求項１に記載した本発明の過電流状態検出回路において、電線の発熱量に対する温度上昇量の特性である熱抵抗をさらに考慮して電線の温度上昇が模擬される。したがって、電線の熱容量のみを考慮して電線の発熱量に対する温度上昇量を模擬して求めるよりもさらに精度のよい電線の温度上昇量を模擬することができる。

さらに、請求項３に記載した本発明の過電流状態検出回路は、請求項１又は２に記載した本発明の過電流状態検出回路において、前記保護判定部による前記電線の過電流からの保護に関する判定状態が非保護状態から保護状態に移行した後、所定の解除条件が成立するまでの間、前記判定状態を保護状態にラッチするラッチ部をさらに備えることを特徴とする。

請求項３に記載した本発明の過電流状態検出回路によれば、請求項１又は２に記載した本発明の過電流状態検出回路において、電線が過電流から保護すべき状態であると判定された場合、その後に所定の解除条件が成立するまでは、判定状態が保護状態にラッチされる。

ここで、所定の解除条件の成立は、例えば、負荷に対する電力供給を必要としない状態が一定期間継続することとすることができる。負荷への電力供給が不必要な状態とは、例えば、負荷に対する電力供給の指令が一定期間継続して発生しない状態とすることができる。

そして、所定の解除条件の成立まで判定状態を保護状態にラッチすることで、保護判定部の判定状態が保護状態から非保護状態に移行した直後に非保護状態から再び保護状態に移行して、判定状態が保護状態と非保護状態とを交互に繰り返すチャタリングの発生を、防止することができる。

また、請求項４に記載した本発明の過電流状態検出回路は、請求項１、２又は３に記載した本発明の過電流状態検出回路において、前記保護判定部の判定状態が保護状態である間、前記電線乃至前記負荷に対する電力供給を遮断させる遮断部をさらに備えることを特徴とする。

請求項４に記載した本発明の過電流状態検出回路によれば、請求項１、２又は３に記載した本発明の過電流状態検出回路において、電線乃至負荷に過電流状態が発生した際のそれらに対する電力供給の遮断を、電線の特性に応じて適切に行うことができる。

本発明によれば、電線の特性に応じた適切な過電流状態の検出を行うことができる。

本発明の一実施形態に係る過電流保護回路の回路図である。 図１の各部における電圧や電流の変化を示すタイミングチャートである。

以下、本発明の実施形態について図面を参照して説明する。図１は本発明の一実施形態に係る過電流保護回路の回路図である。

本実施形態の過電流保護回路１（請求項中の過電流状態検出回路に相当）は、不図示のＰＷＭ制御ユニットから制御入力端子Ｐｉｎに入力されるＰＷＭ信号をゲート駆動信号（電圧ＶＧ）としてオンオフ駆動されるＮチャネルのパワーＭＯＳＦＥＴＳ１及びセンスＦＥＴＳ２（請求項中の電流検出部に相当）を有している。

パワーＭＯＳＦＥＴＳ１は、負荷３に対する電力の供給をオンオフするスイッチングデバイスである。この電力は、電源入力端子Ｖｉｎに接続された電源ＶＢから供給される。負荷３に対する電力の供給は、電源出力端子Ｖｏｕｔに接続されたケーブルＨ（請求項中の電線に相当）を介して行われる。

また、センスＦＥＴＳ２は、負荷３に流れる負荷電流ＩＬ（請求項中の電線を流れる電流に相当）を検出するためのデバイスである。センスＦＥＴＳ２には、ゲート−ソース間電圧ＶｇｓがパワーＭＯＳＦＥＴＳ１と等しいときに、パワーＭＯＳＦＥＴＳ１とのオン抵抗比（１／ｎ）に応じた、負荷電流ＩＬに対応する検出電流ＩＳ（＝ＩＬ／ｎ）が流れる。

パワーＭＯＳＦＥＴＳ１は、デバイスとしてのパワーＭＯＳＦＥＴを構成する多数の単位セルの大半を用いて構成されており、残る一部の単位セルを用いてセンスＦＥＴＳ２が構成されている。

そして、パワーＭＯＳＦＥＴＳ１とセンスＦＥＴＳ２を構成する単位セルのドレイン端子は、全て、電源入力端子Ｖｉｎに接続されている。また、パワーＭＯＳＦＥＴＳ１を構成する単位セルのソース端子は、電源出力端子Ｖｏｕｔを介して負荷３に接続されている。一方、センスＦＥＴＳ２を構成する単位セルのソース端子は、オペアンプＯＰ１の反転入力端子に接続されている。オペアンプＯＰ１の非反転入力端子には、電源出力端子Ｖｏｕｔが接続されている。

オペアンプＯＰ１の出力は、ｐｎｐ型のトランジスタＱ３のベースに接続されており、トランジスタＱ３のエミッタはセンスＦＥＴＳ２のソースに接続されている。オペアンプＯＰ１はトランジスタＱ３と共に、センスＦＥＴＳ２のソース電位がパワーＭＯＳＦＥＴＳ１のソース電位と等しくなるように、センスＦＥＴＳ２のオン中における通電量をフィードバック制御する。

トランジスタＱ３のコレクタには、ｎｐｎ型のトランジスタＱ４のコレクタが接続されており、トランジスタＱ４のエミッタと、トランジスタＱ４と共にカレントミラー回路Ｃｕｒ１を構成するｎｐｎ型のトランジスタＱ５のエミッタは、いずれも接地されている。

トランジスタＱ５のコレクタには、ｐｎｐ型のトランジスタＱ６のコレクタが接続されている。トランジスタＱ６のエミッタと、トランジスタＱ６と共にカレントミラー回路Ｃｕｒ２を構成するｐｎｐ型のトランジスタＱ７のエミッタは、いずれもラッチ用電源Ｖｃｃに接続されている。

トランジスタＱ７のコレクタには、ｎｐｎ型のトランジスタＱ２のコレクタが接続されている。トランジスタＱ２のエミッタと、トランジスタＱ２と共にカレントミラー回路Ｃｕｒ３（請求項中の近似発熱量検出部に相当）を構成するｎｐｎ型のトランジスタＱ１のエミッタは、いずれも接地されている。トランジスタＱ１のコレクタは、抵抗Ｒ２を介してラッチ用電源Ｖｃｃに接続されている。

トランジスタＱ２には、カレントミラー回路Ｃｕｒ１，Ｃｕｒ２の出力であるセンスＦＥＴＳ２の検出電流ＩＳ（＝ＩＬ／ｎ）が流れる。一方、トランジスタＱ１には、ラッチ用電源Ｖｃｃの電圧と抵抗Ｒ２の抵抗値とによって定まる基準電流Ｉｒｅｆが流れる。この基準電流Ｉｒｅｆは、ケーブルＨが熱的に平衡状態に保たれて正常範囲内の温度を維持する上限通電電流値ＩＲＥＦを、パワーＭＯＳＦＥＴＳ１とセンスＦＥＴＳ２とのオン抵抗比（１／ｎ）に応じて定義する（Ｉｒｅｆ＝ＩＲＥＦ／ｎ）ものである。

カレントミラー回路Ｃｕｒ３では、トランジスタＱ２を流れる検出電流ＩＳが、トランジスタＱ１を流れる基準電流Ｉｒｅｆよりも小さいと、基準電流Ｉｒｅｆと等しい電流をトランジスタＱ２がコレクタから吸い込もうと動作する。しかし、実際には基準電流Ｉｒｅｆよりも小さい検出電流ＩＳしか流れないので、トランジスタＱ２のコレクタ電圧はほぼ０Ｖに下がる。このため、カレントミラー回路Ｃｕｒ２のトランジスタＱ６のコレクタとトランジスタＱ５のコレクタとの接続点にアノードを接続したダイオードＤ１には、電流が流れない。

一方、カレントミラー回路Ｃｕｒ３において、トランジスタＱ２を流れる検出電流ＩＳが、トランジスタＱ１を流れる基準電流Ｉｒｅｆを上回ると、基準電流Ｉｒｅｆと等しい電流をトランジスタＱ２がコレクタから吸い込む。このため、検出電流ＩＳと基準電流Ｉｒｅｆとの差電流（ＩＳ−Ｉｒｅｆ）がダイオードＤ１を流れる。

ダイオードＤ１のカソードには、コンデンサＣ１の正極が接続されている。コンデンサＣ１の負極は接地されている。このコンデンサＣ１は、ケーブルＨが有する熱エネルギーの出入りに対する温度変化の特性である熱容量を模擬する手段として設けられている。したがって、コンデンサＣ１の静電容量（充電容量）は、ケーブルＨの熱的平衡状態が崩れて温度上昇する際の、ケーブルＨが有する熱容量に応じた温度上昇の遅延分に対応する値に設定されている。コンデンサＣ１は、ダイオードＤ１を流れる差電流（ＩＳ−Ｉｒｅｆ）によって充電される。

コンデンサＣ１には抵抗Ｒ１が並列接続されている。この抵抗Ｒ１は、ケーブルＨの熱抵抗を模擬する手段として設けられている。したがって、抵抗Ｒ１の抵抗値は、ケーブルＨの熱抵抗に応じた値に設定されている。

上述したコンデンサＣ１と抵抗Ｒ１は、カレントミラー回路Ｃｕｒ３の出力である検出電流ＩＳと基準電流Ｉｒｅｆとの差電流（ＩＳ−Ｉｒｅｆ）と、ケーブルＨの熱容量及び熱抵抗とから、ケーブルＨの温度上昇を模擬する温度上昇模擬部Ａを構成している。

コンデンサＣ１の正極は、コンパレータＣｏｍｐ（請求項中の保護判定部に相当）の非反転入力端子に接続されている。このコンパレータＣｏｍｐは、制御入力端子ＰｉｎのＰＷＭ信号に連動する不図示の電源によって作動する。

コンパレータＣｏｍｐの反転入力端子には、基準電圧Ｖｒｅｆを発生する定電圧源ＶＲＥＦが接続されている。基準電圧Ｖｒｅｆは、ケーブルＨが発煙する直前の耐熱限界温度に達したときにコンパレータＣｏｍｐの非反転入力端子に現れる、コンデンサＣ１の正極の電位ＶＣ１の値に設定されている。したがって、ケーブルＨが過電流から保護すべき状態になると、コンパレータＣｏｍｐの出力がＬｏからＨｉに反転する。

コンパレータＣｏｍｐの出力は、バイアス抵抗Ｒ７を介してｎｐｎ型のトランジスタＱ１０のベースに接続されている。トランジスタＱ１０のコレクタには、抵抗Ｒ１０を介して制御入力端子Ｐｉｎに接続されており、トランジスタＱ１０のエミッタは接地されている。また、トランジスタＱ１０のエミッタは、抵抗Ｒ８を介してベースに接続されている。

コンパレータＣｏｍｐの出力がＬｏからＨｉに反転すると、トランジスタＱ１０が導通し、制御入力端子Ｐｉｎに連なるパワーＭＯＳＦＥＴＳ１のゲート電位が接地電位に下がる。したがって、電源ＶＢから負荷３への電力供給が、パワーＭＯＳＦＥＴＳ１のオフによって遮断される。即ち、本実施形態では、トランジスタＱ１０が請求項中の遮断部に相当している。

コンパレータＣｏｍｐの出力がＬｏからＨｉに反転すると、バイアス抵抗Ｒ５を介してｎｐｎ型のトランジスタＱ９のベースがバイアスされて、トランジスタＱ９が導通する。トランジスタＱ９のコレクタは、バイアス抵抗Ｒ３を介してｐｎｐ型のトランジスタＱ８のベースに接続されており、トランジスタＱ９の導通に伴いトランジスタＱ８のベースがバイアスされて、トランジスタＱ８が導通する。

トランジスタＱ８のエミッタはラッチ用電源Ｖｃｃに接続されており、トランジスタＱ８のコレクタはダイオードＤ２に接続されている。トランジスタＱ８が導通すると、ダイオードＤ２を介してコンパレータＣｏｍｐの非反転入力端子の電位が、ラッチ用電源Ｖｃｃの電源電位に維持される。この電源電位は基準電圧Ｖｒｅｆよりも高い電位に設定されている。

なお、トランジスタＱ８のエミッタは、抵抗Ｒ４を介してベースに接続されている。また、トランジスタＱ９のエミッタは、抵抗Ｒ６を介してベースに接続されている。

以上に説明した抵抗Ｒ３，Ｒ４，Ｒ５，Ｒ６とトランジスタＱ８，Ｑ９、及び、ダイオードＤ２は、コンデンサＣ１と共にラッチ部Ｂを構成している。このラッチ部Ｂは、コンパレータＣｏｍｐの出力がＬｏからＨｉに反転した（ケーブルＨの過電流からの保護に関する判定状態が非保護状態から保護状態に移行した）後、所定の解除条件が成立するまでの間、コンパレータＣｏｍｐの出力をＨｉにラッチするためのものである。

ここで、ラッチ部Ｂの動作を含めて、過電流保護回路１の動作について、図２のタイミングチャートを参照して説明する。

まず、制御入力端子ＰｉｎのＰＷＭ信号のオン（Ｈｉ）期間では、ゲート駆動信号の電圧ＶＧもＨｉとなり、パワーＭＯＳＦＥＴＳ１がオンして、電源ＶＢ（図２（ａ）参照）の電力がケーブルＨ乃至負荷３に供給され、これらに負荷電流ＩＬが流れる。

パワーＭＯＳＦＥＴＳ１のオン直後には、大概の負荷３に突入電流が流れ（図２（ｆ）参照）、センスＦＥＴＳ２を流れる検出電流ＩＳがカレントミラー回路Ｃｕｒ３の基準電流Ｉｒｅｆを上回る。しかし、ダイオードＤ１を流れる検出電流ＩＳ（図２（ｇ）参照）と基準電流Ｉｒｅｆとの差電流（ＩＳ−Ｉｒｅｆ）によって充電されるコンデンサＣ１の正極の電位ＶＣ１が、突入電流の発生中に基準電圧Ｖｒｅｆを上回るまでには至らない（図２（ｈ）参照）。

また、突入電流が収まって、センスＦＥＴＳ２を流れる検出電流ＩＳが基準電流Ｉｒｅｆを下回るようになると（図２（ｇ）参照）、抵抗Ｒ１を介して放電されるコンデンサＣ１の電位ＶＣ１が低下する（図２（ｈ）参照）。したがって、パワーＭＯＳＦＥＴＳ１のオン直後に、負荷３を流れる突入電流によって、負荷３への電力供給が誤って遮断される（パワーＭＯＳＦＥＴＳ１がオフされる）ことはない。

なお、突入電流によりケーブルＨが耐熱限界温度に達するまで温度上昇することがないように、ケーブルＨの熱容量や熱抵抗、過電流保護回路１の各部の回路構成も、それぞれ適切な内容に設定される。

ところで、図２中に破線で示すタイミングで過電流異常がケーブルＨ乃至負荷３に発生すると、負荷電流ＩＬの上昇に伴い検出電流ＩＳが基準電流Ｉｒｅｆを上回る（図２（ｆ），（ｇ）参照）。すると、ダイオードＤ１を流れる差電流（ＩＳ−Ｉｒｅｆ）によってコンデンサＣ１が充電され、正極の電位ＶＣ１が上昇する（図２（ｈ）参照）。

コンデンサＣ１の電位ＶＣ１は、負荷電流ＩＬ及び検出電流ＩＳが「０」になるＰＷＭ信号のオフ期間（Ｌｏ）に（図２（ｆ），（ｇ）参照）、抵抗Ｒ１を介して放電されるため低下する。しかし、ＰＷＭ信号が再びオン期間（Ｈｉ）になると、コンデンサＣ１の正極の電位ＶＣ１は、再び充電によって上昇する（図２（ｈ）参照）。

そして、電位ＶＣ１がやがて基準電圧Ｖｒｅｆを上回ると（図２（ｈ）参照）、コンパレータＣｏｍｐの出力の反転（Ｌｏ→Ｈｉ）とそれに伴うトランジスタＱ１０の導通により、ゲート駆動信号の電圧ＶＧが「０」となる（図２（ｄ）参照）。これにより、パワーＭＯＳＦＥＴＳ１がオフされて、電源出力端子Ｖｏｕｔに接続されたケーブルＨを介した負荷３への電力供給が遮断される（図２（ｅ）参照）。

これと同時に、トランジスタＱ８，Ｑ９の導通により、コンデンサＣ１の正極の電位ＶＣ１がラッチ用電源Ｖｃｃの電源電位付近に引き上げられて（図２（ｈ）参照）、パワーＭＯＳＦＥＴＳ１のオフによる負荷３への電力供給の遮断が継続される。

以後、ＰＷＭ信号のオフ期間（Ｌｏ）中には（図２（ｃ）参照）、コンパレータＣｏｍｐの動作が停止して出力がＬｏとなり、トランジスタＱ８，Ｑ９が非導通状態となる。これにより、コンデンサＣ１の正極がラッチ用電源Ｖｃｃから切り離されて、コンデンサＣ１の正極の電位ＶＣ１が低下する。

但し、ＰＷＭ信号のオフ期間（Ｌｏ）が最長の場合であっても、その間に低下した電位ＶＣ１が基準電圧Ｖｒｅｆを下回らないように、過電流保護回路１の各部が設定されている。詳細には、コンデンサＣ１の静電容量、抵抗Ｒ１の抵抗値、ラッチ用電源Ｖｃｃの電源電位（図２（ｂ）参照）、パワーＭＯＳＦＥＴＳ１のオフによる負荷３への電力供給の遮断開始時にトランジスタＱ８の導通で引き上げられるコンデンサＣ１の正極の電位ＶＣ１の引き上げ幅等が、上述した点を考慮して決定されている。

したがって、本実施形態の過電流保護回路１では、制御入力端子ＰｉｎへのＰＷＭ信号の入力が続く限り、パワーＭＯＳＦＥＴＳ１のオフによる負荷３への電力供給の遮断が継続される。

そして、制御入力端子ＰｉｎへのＰＷＭ信号の入力が終了すると、コンデンサＣ１が抵抗Ｒ１を介して放電し続けるようになり、この状態が一定期間継続すると、コンデンサＣ１の正極の電位ＶＣ１がやがて基準電圧Ｖｒｅｆを下回るようになる（請求項中の所定の解除条件の成立に相当）。

すると、コンパレータＣｏｍｐの動作中の出力がＨｉからＬｏに反転し、ＰＷＭ信号のオン期間（Ｈｉ）にパワーＭＯＳＦＥＴＳ１がオンして、ケーブルＨを介した負荷３への電力供給が再開される。

以上に説明した本実施形態の過電流保護回路１では、ケーブルＨや負荷３を流れる負荷電流ＩＬに対応する検出電流ＩＳをセンスＦＥＴＳ２で検出するようにした。そして、ケーブルＨが熱的に平衡状態に保たれて正常範囲内の温度を維持する上限通電電流値ＩＲＥＦに対応する基準電流Ｉｒｅｆとの差から、コンデンサＣ１と抵抗Ｒ１により構成した温度上昇模擬部Ａにおいて、ケーブルＨの熱容量と熱抵抗とを考慮してケーブルＨの通電による温度上昇を模擬した。

さらに、コンデンサＣ１の正極に現れるケーブルＨの通電による温度上昇を表す電位ＶＣ１を、ケーブルＨが発煙する直前の耐熱限界温度に達したときを表す基準電圧ＶｒｅｆとコンパレータＣｏｍｐで比較し、その結果に基づいて、ケーブルＨが過電流保護状態にあるか否かを決定して、ケーブルＨや負荷３への電力供給の遮断を行うようにした。

このため、負荷３に供給される電力が流れるケーブルＨの発熱量の近似値が、ケーブルＨを流れる負荷電流ＩＬ（に対応する検出電流ＩＳ）の大きさだけでなく、ケーブルＨが熱的に平衡状態を保つ上限通電電流値ＩＲＥＦに対応する基準電流Ｉｒｅｆに対する、実際のケーブルＨを流れる負荷電流ＩＬに対応する検出電流ＩＳの大きさを考慮して検出される。そして、ケーブルＨが有する熱エネルギーの出入りに対する温度変化の特性である熱容量を考慮に入れて、ケーブルＨの発熱量を元にケーブルＨの温度上昇が模擬される。

したがって、ケーブルＨが熱的平衡状態を保つ上限通電電流値ＩＲＥＦ（に対応する基準電流Ｉｒｅｆ）やケーブルＨの熱容量を加味して模擬したケーブルＨの温度上昇量に対応する、コンデンサＣ１の正極の電位ＶＣ１から、ケーブルＨや負荷３を過電流から保護すべき状態であるか否かを判定することができる。よって、過電流状態の時間発生率でケーブルＨの過電流状態を判定するのに比べて、ケーブルＨの特性に応じた適切な過電流保護を行うことができる。

なお、本実施形態では、ケーブルＨが過電流保護状態にある場合に、パワーＭＯＳＦＥＴＳ１のオフにより負荷３への電力供給を遮断するようにした。しかし、この構成は省略してもよい。

また、ケーブルＨが過電流保護状態にあるとのコンパレータＣｏｍｐの出力（Ｈｉ）を、負荷３に対する電力供給の指令（ＰＷＭ信号）が一定期間継続して発生しない状態となるまで維持するために設けたラッチ部Ｂは、省略してもよい。また、抵抗Ｒ１を用いてケーブルＨの熱抵抗を考慮した温度上昇を模擬する構成は、省略してもよい。

なお、上述した実施形態では、ケーブルＨを介した負荷３への電力供給のオンオフにパワーＭＯＳＦＥＴＳ１を用いたが、ＩＧＢＴ等のパワーＭＯＳＦＥＴ以外の半導体スイッチング素子を用いる場合にも、本発明は適用可能である。

本発明は、電線を介して負荷に電力を供給する際に用いて極めて有用である。

１ 過電流保護回路（過電流状態検出回路）
３ 負荷
Ａ 温度上昇模擬部
Ｂ ラッチ部
Ｃ１ コンデンサ
Ｃｏｍｐ コンパレータ（保護判定部）
Ｃｕｒ１〜Ｃｕｒ３ カレントミラー回路
Ｄ１，Ｄ２ ダイオード
Ｈ ケーブル（電線）
ＩＬ 負荷電流（電線を流れる電流）
ＩＳ 検出電流（電流検出部の検出電流値）
Ｉｒｅｆ 基準電流
ＯＰ１ オペアンプ
Ｐｉｎ 制御入力端子
Ｑ１〜Ｑ９ トランジスタ
Ｑ１０ トランジスタ（遮断部）
Ｒ１〜Ｒ１０ 抵抗
Ｓ１ パワーＭＯＳＦＥＴ
Ｓ２ センスＦＥＴ（電流検出部）
ＶＢ 電源
ＶＣ１ コンデンサ正極電位
ＶＧ ゲート駆動信号電圧
ＶＲＥＦ 定電圧源
Ｖｃｃ ラッチ用電源
Ｖｉｎ 電源入力端子
Ｖｏｕｔ 電源出力端子
Ｖｒｅｆ 基準電圧

Claims (4)

1. 電線及び該電線を介して電力が供給される負荷に発生する過電流状態を検出する回路であって、
   前記電線を流れる電流を検出する電流検出部と、
   前記電流検出部の検出電流値と、前記電線が熱的に平衡状態に保たれる上限通電電流値とから、前記電線Ｈの発熱量の近似値を検出する近似発熱量検出部と、
   前記近似発熱量検出部の検出発熱量と前記電線の熱容量とから、該電線の温度上昇を模擬する温度上昇模擬部と、
   前記温度上昇模擬部が模擬した温度上昇後の前記電線の温度と、該電線の耐熱限界温度とから、前記電線乃至前記負荷を過電流から保護すべき状態であるか否かを判定する保護判定部と、
   を備えることを特徴とする過電流状態検出回路。
2. 前記温度上昇模擬部は、前記電線の熱抵抗による遅延を考慮して該電線の温度上昇を模擬することを特徴とする請求項１記載の過電流状態検出回路。
3. 前記保護判定部による前記電線の過電流からの保護に関する判定状態が非保護状態から保護状態に移行した後、所定の解除条件が成立するまでの間、前記判定状態を保護状態にラッチするラッチ部をさらに備えることを特徴とする請求項１又は２記載の過電流状態検出回路。
4. 前記保護判定部の判定状態が保護状態である間、前記電線乃至前記負荷に対する電力供給を遮断させる遮断部をさらに備えることを特徴とする請求項１、２又は３記載の過電流状態検出回路。

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