JP2015056979A - ゲート駆動回路および電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】電圧駆動型トランジスタのスイッチング速度を容易に制御できるゲート駆動回路および電力変換装置を提供する。
【解決手段】実施形態によれば、オン駆動定電流回路は、電圧駆動型トランジスタのしきい値電圧よりも高い第１駆動電圧を持つ第１駆動電圧線と電圧駆動型トランジスタのゲートとの間に設けられ、ゲート駆動信号がオンレベルのときに電圧駆動型トランジスタのゲート容量を充電する向きに定電流を出力し、その出力する定電流値をオン駆動制御電圧に従って変更可能に構成されている。オフ駆動定電流回路は、基準電位よりも低い第２駆動電圧を持つ第２駆動電圧線と電圧駆動型トランジスタのゲートとの間に設けられ、ゲート駆動信号がオフレベルのときに電圧駆動型トランジスタのゲート容量を放電する向きに定電流を出力し、その出力する定電流値をオフ駆動制御電圧に従って変更可能に構成されている。
【選択図】図１

Description

本発明の実施形態は、電圧駆動型トランジスタをオンオフ駆動するゲート駆動回路および電力変換装置に関する。

例えば電源系統の交流電圧を直流電圧に変換し任意の電源周波数に変換するインバータ回路は、ＩＧＢＴ、ＭＯＳＦＥＴなどの電圧駆動型トランジスタを複数組み合わせて構成されており、各トランジスタはゲート駆動回路により駆動されている。近年、トランジスタの損失を低減するためにトランジスタのスイッチング速度が高速化しており、スイッチング時のＥＭＩノイズやサージ電圧の増大という問題が深刻化している。

特開平６−２５３５２９号公報

ＥＭＩノイズやサージ電圧を低減するために、トランジスタの素子温度（素子損失）を考慮しながら、ゲート抵抗の値を調整してスイッチング速度を最適な状態に設計することが行われている。ＥＭＩノイズやサージ電圧を一層低減するには、電力変換装置の運転状況に応じてスイッチング速度（ｄＶ／ｄｔ）を適応的に制御することが有効である。しかし、従来の設計手法では、調整作業により回路基板等に一旦搭載したゲート抵抗を変更することは容易ではなく、電力変換装置の運転状況に応じてスイッチング速度を制御することは困難であった。

そこで、電圧駆動型トランジスタのスイッチング速度を容易に制御できるゲート駆動回路および電力変換装置を提供する。

実施形態のゲート駆動回路は、電圧駆動型トランジスタのソースまたはエミッタの電位を基準電位とし、ゲート駆動信号に従って電圧駆動型トランジスタをオンオフ駆動するもので、オン駆動定電流回路とオフ駆動定電流回路とを備えている。

オン駆動定電流回路は、電圧駆動型トランジスタのしきい値電圧よりも高い第１駆動電圧を持つ第１駆動電圧線と電圧駆動型トランジスタのゲートとの間に設けられ、ゲート駆動信号がオンレベルのときに電圧駆動型トランジスタのゲート容量を充電する向きに定電流を出力し、その出力する定電流値をオン駆動制御電圧に従って変更可能に構成されている。

オフ駆動定電流回路は、基準電位よりも低い第２駆動電圧を持つ第２駆動電圧線と電圧駆動型トランジスタのゲートとの間に設けられ、ゲート駆動信号がオフレベルのときに電圧駆動型トランジスタのゲート容量を放電する向きに定電流を出力し、その出力する定電流値をオフ駆動制御電圧に従って変更可能に構成されている。

第１の実施形態を示すゲート駆動回路の主要部の構成図 変換回路の構成図 電力変換装置の構成図 ターンオン時の動作説明図 ターンオフ時の動作説明図 シミュレーション波形図 第３の実施形態についてサージ電圧低減の調整作業の流れを示す図 第４の実施形態を示す図１相当図 第５の実施形態を示す図１相当図

（第１の実施形態）
図１から図６を参照しながら第１の実施形態を説明する。図３に示すように、電力変換装置１は、直流電源回路２、インバータ回路３、ゲート駆動回路４、制御部５などを備えている。直流電源回路２は、図示しない三相ダイオードブリッジと、直流電源線６、７間に接続された図示しないコンデンサを備えており、商用交流電源から与えられる三相交流電圧を整流、平滑して直流電圧Ｖdcに変換する。

インバータ回路３は、三相ブリッジ接続されたＩＧＢＴ８up、８vp、８wp、８un、８vn、８wn（電圧駆動型トランジスタ）と還流ダイオード９up、９vp、９wp、９un、９vn、９wnとから構成されている。ＩＧＢＴ８up〜８wnと還流ダイオード９up〜９wnは、一対ずつ（ＩＧＢＴ１個とダイオード１個）、各相の上下アームを構成する素子（ＩＧＢＴ２個とダイオード２個）または全素子（ＩＧＢＴ６個とダイオード６個）がモジュール化されている。インバータ回路３の出力ノード１０ｕ、１０ｖ、１０ｗには、三相負荷例えばモータ１１が接続される。ＩＧＢＴ８up〜８wnは、それぞれ同一構成のゲート駆動回路４により駆動される。

制御部５は、マイクロコンピュータを主体として構成されており、インバータ回路３をはじめとする電力変換装置１の動作を制御する制御手段である。制御部５は、図示しない電流検出手段により相電流を検出し、図示しない電圧検出手段により電圧信号を検出し、それらと周波数指令信号とにより相電圧指令信号を演算する。制御部５は、演算により得られた相電圧指令信号とキャリア信号とを比較して、各ゲート駆動回路４に対しＰＷＭ制御によるゲート駆動信号Ｇup〜Ｇwnを出力する。

制御部５は、上アームのＩＧＢＴ８xp（x：u,v,w）を駆動するゲート駆動回路４に対し、それぞれ後述するオン駆動制御電圧Ｖ３、オフ駆動制御電圧Ｖ４を生成するための電圧制御信号Ｓxp、Ｔxpを出力する。制御部５は、下アームのＩＧＢＴ８xn（x：u,v,w）を駆動するゲート駆動回路４に対し、オン駆動制御電圧Ｖ３、オフ駆動制御電圧Ｖ４を生成するための共通の電圧制御信号Ｓｎ、Ｔｎを出力する。

図１は、ゲート駆動回路４の主要部の構成を示している。例えばＵ相上アームのゲート駆動回路４は、ＩＧＢＴ８upのエミッタ電位を基準電位とし、フォトカプラ等で絶縁した後のゲート駆動信号Ｇupに従ってＩＧＢＴ８upをオンオフ駆動する。

ゲート駆動回路４は、対称的な回路構造を持つオン駆動定電流回路１２とオフ駆動定電流回路１３を備えている。オン駆動定電流回路１２は、ＩＧＢＴ８upのしきい値電圧Ｖthよりも高い第１駆動電圧Ｖ１（例えば＋１５Ｖ）を持つ第１駆動電圧線１４とＩＧＢＴ８upのゲートとの間に設けられている。オフ駆動定電流回路１３は、基準電位よりも低い第２駆動電圧Ｖ２（例えば−１５Ｖ）を持つ第２駆動電圧線１５とＩＧＢＴ８upのゲートとの間に設けられている。

オン駆動定電流回路１２は、第１駆動電圧線１４にエミッタが接続されてカレントミラー回路を構成するＰＮＰ形の第１、第２トランジスタＱ１、Ｑ２を備えている。オフ駆動定電流回路１３は、第２駆動電圧線１５にエミッタが接続されてカレントミラー回路を構成するＮＰＮ形の第３、第４トランジスタＱ３、Ｑ４を備えている。トランジスタＱ１、Ｑ３のコレクタとベースはそれぞれ接続されている。

オン駆動制御電圧線１６、オフ駆動制御電圧線１７には、それぞれ後述する変換回路１８から出力されるオン駆動制御電圧Ｖ３、オフ駆動制御電圧Ｖ４が与えられている。トランジスタＱ１のコレクタとオン駆動制御電圧線１６との間には、ＰＮＰ形トランジスタＱ５のエミッタ・コレクタ間と第１基準抵抗Ｒ１とが直列に接続されている。トランジスタＱ３のコレクタとオフ駆動制御電圧線１７との間には、ＮＰＮ形トランジスタＱ６のエミッタ・コレクタ間と第２基準抵抗Ｒ２とが直列に接続されている。トランジスタＱ５、Ｑ６は、それぞれ第１スイッチ回路、第２スイッチ回路として機能する。

トランジスタＱ５、Ｑ６のベースには、それぞれ抵抗Ｒ３、Ｒ４を介してゲート駆動信号Ｇupが与えられている。抵抗Ｒ３、Ｒ４の抵抗は、トランジスタＱ５、Ｑ６のベース電流を制限する。

トランジスタＱ２のコレクタとＩＧＢＴ８upのゲートとの間には、ゲート抵抗Ｒ５、Ｒ７が直列に接続されている。トランジスタＱ４のコレクタとＩＧＢＴ８upのゲートとの間には、ゲート抵抗Ｒ６、Ｒ７が直列に接続されている。オン駆動定電流回路１２は、ゲート駆動信号Ｇupがオンレベル（一例としてＶ２）のときに、ＩＧＢＴ８upのゲート容量を充電する向きに定電流Ｉ１を出力（ソース）する。オフ駆動定電流回路１３は、ゲート駆動信号Ｇupがオフレベル（一例としてＶ１）のときに、ＩＧＢＴ８upのゲート容量を放電する向きに定電流Ｉ２を出力（シンク）する。

図２に示す変換回路１８は、ゲート駆動回路４の一部を構成する。変換回路１８は、制御部５から与えられる電圧制御信号Ｓ（Ｓup、Ｓvp、Ｓwp、Ｓｎ）を入力し、そのデューティ比に応じた大きさのオン駆動制御電圧Ｖ３を生成する。図示しないが、電圧制御信号Ｔ（Ｔup、Ｔvp、Ｔwp、Ｔｎ）を入力し、そのデューティ比に応じた大きさのオフ駆動制御電圧Ｖ４を生成する変換回路１８も同様に構成されている。

変換回路１８は、制御部５とＩＧＢＴ８up〜８wnとを絶縁するためにフォトカプラ１９を備えている。制御部５の出力ポートとフォトカプラ１９の入力端子との間には抵抗Ｒ８が接続されている。フォトカプラ１９に内蔵されたフォトトランジスタのエミッタは、基準電位となる何れかのＩＧＢＴ８up〜８wnのエミッタに接続されている。このフォトトランジスタのコレクタは、抵抗Ｒ９を介して第１駆動電圧線１４に接続されるとともに、抵抗Ｒ１０を介してトランジスタＱ７のベースに接続されている。

トランジスタＱ７のコレクタは、抵抗Ｒ１１を介して第１駆動電圧線１４に接続されている。トランジスタＱ７のコレクタ・エミッタ間には、抵抗Ｒ１２とコンデンサＣ１とが直列に接続されている。コンデンサＣ１の電圧がオン駆動制御電圧Ｖ３となる。この構成によれば、電圧制御信号ＳがＨレベル（一例として５Ｖ）の期間トランジスタＱ７がオフしてコンデンサＣ１が充電され、電圧制御信号ＳがＬレベル（一例として０Ｖ）の期間トランジスタＱ７がオンしてコンデンサＣ１が放電される。

その結果、オン駆動制御電圧Ｖ３は、電圧制御信号Ｓのデューティ比にほぼ比例して、基準電位に対する０ＶからＶ１の範囲内の電圧になる。オフ駆動制御電圧Ｖ４も、電圧制御信号Ｔのデューティ比にほぼ比例して、基準電位に対する０ＶからＶ２の範囲内の電圧になる。

次に、本実施形態の作用について図４から図６を参照しながら説明する。図４は、ＩＧＢＴ８upのターンオン時の動作説明図である。ゲート駆動信号Ｇupがオンレベル（Ｖ２；−１５Ｖ）になると、図４（ａ）に示すようにトランジスタＱ５にベース電流が流れ、トランジスタＱ５がオンする。このとき、トランジスタＱ６はオフする。トランジスタＱ５がオンすると、図４（ｂ）に示すようにトランジスタＱ１、Ｑ２にベース電流が流れ、トランジスタＱ１、Ｑ２がオンする。これにより、図４（ｃ）に示すようにトランジスタＱ２にコレクタ電流Ｉ１が流れる。この定電流Ｉ１は、ゲート抵抗Ｒ５、Ｒ７を通してＩＧＢＴ８upのゲート容量を充電し、ＩＧＢＴ８upをオンさせる。

電流Ｉ１は、基準抵抗Ｒ１に印加される電圧によって調整することができる。トランジスタＱ１、Ｑ２からなるカレントミラー回路のミラー比を１とすれば、電流Ｉ１は（１）式のようになる。
Ｉ１＝（Ｖ１−Ｖ３−ＶBE(Q1)−ＶCE(Q5)）／Ｒ１ …（１）

ここで、駆動電圧Ｖ１および基準抵抗Ｒ１の抵抗値は一定であり、トランジスタのＶBE(Q1)とＶCE(Q5)もほぼ一定となる。従って、オン駆動制御電圧Ｖ３を可変することにより、ＩＧＢＴ８upのゲート容量を充電するゲート電流Ｉ１の大きさを調整することができ、ＩＧＢＴ８upのターンオン時間すなわちスイッチング速度を制御することができる。具体的には、オン駆動制御電圧Ｖ３が駆動電圧Ｖ１に対し低いほどゲート電流Ｉ１が大きくなる。上述したように、制御部５は、電圧制御信号Ｓupのデューティ比を制御することによりオン駆動制御電圧Ｖ３を制御することができる。

図５は、ＩＧＢＴ８upのターンオフ時の動作説明図である。ゲート駆動信号Ｇupがオフレベル（Ｖ１；＋１５Ｖ）になると、図５（ａ）に示すようにトランジスタＱ６にベース電流が流れ、トランジスタＱ６がオンする。このとき、トランジスタＱ５はオフする。トランジスタＱ６がオンすると、図５（ｂ）に示すようにトランジスタＱ３、Ｑ４にベース電流が流れ、トランジスタＱ３、Ｑ４がオンする。これにより、図５（ｃ）に示すようにトランジスタＱ４にコレクタ電流Ｉ２が流れる。この定電流Ｉ２は、ゲート抵抗Ｒ６、Ｒ７を通してＩＧＢＴ８upのゲート容量を放電し、ＩＧＢＴ８upをオフさせる。

電流Ｉ２は、基準抵抗Ｒ２に印加される電圧によって調整することができる。トランジスタＱ３、Ｑ４からなるカレントミラー回路のミラー比を１とすれば、電流Ｉ２は（２）式のようになる。
Ｉ２＝（Ｖ４−Ｖ２−ＶBE(Q3)−ＶCE(Q6)）／Ｒ２ …（２）

ここで、駆動電圧Ｖ２および基準抵抗Ｒ２の抵抗値は一定であり、トランジスタのＶBE(Q3)とＶCE(Q6)もほぼ一定となる。従って、オフ駆動制御電圧Ｖ４を可変することにより、ＩＧＢＴ８upのゲート容量を放電するゲート電流Ｉ２の大きさを調整することができ、ＩＧＢＴ８upのターンオフ時間すなわちスイッチング速度を制御することができる。具体的には、オフ駆動制御電圧Ｖ４が駆動電圧Ｖ２に対し高いほどゲート電流Ｉ２が大きくなる。上述したように、制御部５は、電圧制御信号Ｔupのデューティ比を制御することによりオフ駆動制御電圧Ｖ４を制御することができる。

図６は、直流電圧Ｖdc＝５００Ｖ、駆動電圧Ｖ１＝＋１５Ｖ、駆動電圧Ｖ２＝−１５Ｖとし、オン駆動制御電圧Ｖ３を０Ｖ、５Ｖ、７Ｖの３種類に変更し、オフ駆動制御電圧Ｖ４を０Ｖ、−５Ｖ、−７Ｖの３種類に変更したときのシミュレーション波形である。上から順に、ゲート駆動信号Ｇup、ゲート電流Ｉ１またはＩ２、ＩＧＢＴ８upのコレクタ・エミッタ間電圧ＶCEを表している。

ターンオン時において、オン駆動制御電圧Ｖ３が高いほど（つまりＶ１−Ｖ３が低いほど）ゲート電流Ｉ１の大きさが小さく制限され、ターンオン時のＩＧＢＴ８upのスイッチング速度が遅くなっていることが分かる。同様に、ターンオフ時において、オフ駆動制御電圧Ｖ４が低いほど（つまりＶ４−Ｖ２が低いほど）ゲート電流Ｉ２の大きさが小さく制限され、ターンオフ時のＩＧＢＴ８upのスイッチング速度が遅くなっていることが分かる。

制御部５は、インバータ回路３の出力電流が小さくなるに従って、電圧制御信号Ｓ（Ｓup、Ｓvp、Ｓwp、Ｓｎ）のデューティ比を増やしてオン駆動制御電圧Ｖ３を高くし、ゲート電流Ｉ１が小さくなるように制御する。同時に、制御部５は、電圧制御信号Ｔ（Ｔup、Ｔvp、Ｔwp、Ｔｎ）のデューティ比を増やしてオフ駆動制御電圧Ｖ４を低くし、ゲート電流Ｉ２が小さくなるように制御する。この制御を行うには、事前にＩＧＢＴ８up〜８wnの損失と、インバータ出力電流、キャリア周波数ｆｃおよびゲート電流Ｉ１、Ｉ２との関係式を準備しておく必要がある。その結果、ＩＧＢＴ８up〜８wnの温度上昇を許容値内に制限しながら、スイッチングに伴うＥＭＩノイズやサージ電圧を低減することができる。

以上説明したように、本実施形態のゲート駆動回路４は、ゲート抵抗Ｒ５〜Ｒ７をはじめとする構成素子を変更することなく、オン駆動制御電圧Ｖ３とオフ駆動制御電圧Ｖ４を変更することでＩＧＢＴ８up〜８wnのスイッチング速度（ｄＶ／ｄｔ）を制御することができる。これにより、制御部５は、インバータ回路３の運転状況に応じたスイッチング速度の調整が容易となる。

（第２の実施形態）
ゲート駆動回路４を用いた電力変換装置１の第２の実施形態について説明する。図３に示す制御部５は、ＥＭＩノイズを低減するため或いはモータ端に発生するサージ電圧を低減するため、所定の条件でキャリア周波数ｆｃを下げる。キャリア周波数ｆｃが低下すると、ＥＭＩノイズやサージ電圧が減少するとともに、スイッチング損失が減少してＩＧＢＴモジュールの温度が低下する。

制御部５は、ＩＧＢＴモジュールの温度が許容値以下となるように制御しているので、キャリア周波数ｆｃを下げるとＩＧＢＴモジュールの損失に余裕が生じる。そこで、制御部５は、この損失低減分を利用して既述したゲート電流Ｉ１、Ｉ２を低減することでＩＧＢＴのスイッチング速度を低減し、ＥＭＩノイズやサージ電圧を一層低減する。具体的には以下に述べるように、キャリア周波数ｆｃを下げる前と後におけるＩＧＢＴモジュールの損失が一定（ＩＧＢＴモジュールの温度が一定）となるようにゲート電流Ｉ１、Ｉ２を制御する。

ＩＧＢＴモジュールを構成するＩＧＢＴには飽和損失Ｐsat、オン損失Ｐonおよびオフ損失Ｐoffが生じ、還流ダイオードには順方向損失Ｐfとリカバリ損失Ｐrrが生じる。これらの損失の合計がＩＧＢＴモジュールの損失となる。飽和損失Ｐsatと順方向損失Ｐfはコレクタ電流Ｉcに依存し、オン損失Ｐon、オフ損失Ｐoffおよびリカバリ損失Ｐrrはコレクタ電流Ｉc、キャリア周波数ｆｃ、ゲート電流Ｉgに依存する。ゲート電流Ｉgは、上述したゲート電流Ｉ１、Ｉ２を統合して表したもので、例えばゲート電流Ｉ１、Ｉ２の絶対値を等しく制御する場合にはその絶対値となる。

コレクタ電流Ｉcが一定の場合、飽和損失Ｐsatと順方向損失Ｐfは、他の要素が変化しても一定となる。オン損失Ｐon、オフ損失Ｐoffおよびリカバリ損失Ｐrrは、キャリア周波数ｆｃに比例する。各損失は、例えば次の（３）式〜（７）式に示す関数となる。αは定数である。制御部５は、予めこれらの関数を記憶している。

Ｐsat＝ｆpsat(Ｉc) …（３）
Ｐf＝ｆpf(Ｉc) …（４）
Ｐon＝α・ｆｃ・ｆpon(Ｉc,Ｉg) …（５）
Ｐoff＝α・ｆｃ・ｆpoff(Ｉc,Ｉg) …（６）
Ｐrr＝α・ｆｃ・ｆprr(Ｉc,Ｉg) …（７）

コレクタ電流がＩc1、キャリア周波数がｆc1、ゲート電流がＩg1の場合、ＩＧＢＴモジュール１個あたりの損失ＰLoss1は（８）式となる。
ＰLoss1＝ｆpsat(Ｉc1)＋ｆpf(Ｉc1)＋αｆc1（ｆpon(Ｉc1,Ｉg1)＋ｆpoff(Ｉc1,Ｉg1)＋ｆprr(Ｉc1,Ｉg1)） …（８）

コレクタ電流がＩc1、キャリア周波数がｆc2（＜ｆc1）、ゲート電流がＩg2（＜Ｉg1）の場合、ＩＧＢＴモジュール１個あたりの損失ＰLoss2は（９）式となる。
ＰLoss2＝ｆpsat(Ｉc1)＋ｆpf(Ｉc1)＋αｆc2（ｆpon(Ｉc1,Ｉg2)＋ｆpoff(Ｉc1,Ｉg2)＋ｆprr(Ｉc1,Ｉg2)） …（９）

ＩＧＢＴモジュールの温度を一定に保つには、ＰLoss1＝ＰLoss2であればよい。ここでは、（10）式から（12）式に示すように損失ごとに不変となる場合を考える。
ｆc1・ｆpon(Ｉc1,Ｉg1)＝ｆc2・ｆpon(Ｉc1,Ｉg2) …（10）
ｆc1・ｆpoff(Ｉc1,Ｉg1)＝ｆc2・ｆpoff(Ｉc1,Ｉg2) …（11）
ｆc1・ｆprr(Ｉc1,Ｉg1)＝ｆc2・ｆprr(Ｉc1,Ｉg2) …（12）

β＝ｆc1／ｆc2と定義すれば、（10）から（12）式は、それぞれ（13）から（15）式となる。
β・ｆpon(Ｉc1,Ｉg1)＝ｆpon(Ｉc1,Ｉg2) …（13）
β・ｆpoff(Ｉc1,Ｉg1)＝ｆpoff(Ｉc1,Ｉg2) …（14）
β・ｆprr(Ｉc1,Ｉg1)＝ｆprr(Ｉc1,Ｉg2) …（15）

このように、キャリア周波数ｆｃをｆc1からｆc2に下げると、オン損失Ｐon、オフ損失Ｐoffおよびリカバリ損失Ｐrrがそれぞれβ倍になるように、ゲート電流ＩgをＩg1からＩg2に低減することができる。

制御部５は、パラメータでキャリア周波数ｆｃをｆc1からｆc2に変更すると、予め記憶されている上記関数を用いて、（13）から（15）式を満たすゲート電流Ｉg2すなわちゲート電流Ｉ１、Ｉ２を求める。続いて、制御部５は、（１）式、（２）式を用いてオン駆動制御電圧Ｖ３、オフ駆動制御電圧Ｖ４を決定し、それらの駆動制御電圧Ｖ３、Ｖ４を生成するデューティ比を持つ電圧制御信号Ｓ、Ｔをゲート駆動回路４に出力する。

以上説明した本実施形態によれば、キャリア周波数ｆｃを下げるとＥＭＩノイズとともにＩＧＢＴモジュールのスイッチング損失が低減するので、ＩＧＢＴモジュールの温度を一定とする制御条件の下では、その損失低減分だけスイッチング速度を下げることができる。ゲート駆動回路４は、電圧制御信号Ｓ、Ｔによりゲート電流Ｉ１、Ｉ２を変更することにより、運転を継続しながらスイッチング速度を動的に制御することができるので、ＥＭＩノイズを一層低減することができる。

（第３の実施形態）
ゲート駆動回路４を用いた電力変換装置１の第３の実施形態について図７を参照しながら説明する。図３に示す電力変換装置１とモータ１１とを繋ぐケーブルが長く、スイッチング時のｄＶ／ｄｔが大きい場合、モータ端子にはモータ１１のサージ耐量を超えるような過大なサージ電圧が発生する虞がある。そこで、制御部５は、ゲート駆動回路４を用いてＩＧＢＴのスイッチング速度を下げ、ｄＶ／ｄｔを低減してモータ端に発生するサージ電圧を緩和する。

モータ端のサージ電圧は、インバータ回路３の種類、モータ１１の種類、インバータ−モータ間のケーブルの種類、長さ、配線ルートなどにより異なる。従って、電力変換装置１の導入時に、モータ１１が接続された実機で調整する必要がある。図７は、設置時に作業者が行う調整手順を示している。電力変換装置１は、パラメータによりゲート電流Ｉ１、Ｉ２を変更可能である。

想定される最大負荷をかけた状態で電力変換装置１を運転し、モータ端のサージ電圧を測定する（ステップＳ１）。測定したサージ電圧が、モータ１１のサージ耐量から許容される電圧レベルよりも高いか否かを判定する（ステップＳ２）。高い（ＹＥＳ）と判定すると、パラメータによりゲート電流Ｉ１、Ｉ２を下げ、スイッチング速度を低下させる（ステップＳ３）。ステップＳ１からＳ３を繰り返し、ステップＳ２でサージ電圧が許容電圧レベル以下（ＮＯ）と判定するとステップＳ４に移行する。

ステップＳ４では、調整したパラメータ（ゲート電流Ｉ１、Ｉ２）が、ＩＧＢＴモジュールの温度を許容値以下に維持可能なリミットレベルより大きいか否かを判定する。パラメータがリミットレベルより大きい場合には、ＩＧＢＴモジュールの温度が許容値を超える虞があるため、キャリア周波数ｆｃを下げて損失を低減する（ステップＳ５）。上述したように、キャリア周波数ｆｃを下げるとＥＭＩノイズを低減する効果も得られる。

以上説明した本実施形態によれば、電力変換装置１を設置する際にパラメータ（ゲート電流Ｉ１、Ｉ２）の設定値を変更することにより、モータ端のサージ電圧を許容電圧レベル以下となるように簡単に調整することができる。

（第４、第５の実施形態）
図８、図９は、それぞれ第４、第５の実施形態に係るゲート駆動回路２１、２２の構成を示している。図３に示したＩＧＢＴ８up〜８wnは、それぞれ同一構成のゲート駆動回路２１または２２により駆動される。ゲート駆動回路２１は、オン駆動定電流回路１２とオフ駆動回路２３とから構成されている。オフ駆動回路２３は、第２駆動電圧線１５とＩＧＢＴ８upのゲートとの間に設けられており、ゲート駆動信号Ｇupがオフレベル（Ｖ１）のときにＩＧＢＴ８upのゲート容量を放電する。第２駆動電圧線１５の電圧は、基準電位（ＩＧＢＴ８upのエミッタ電位）以下である。

ゲート駆動回路２２は、オフ駆動定電流回路１３とオン駆動回路２４とから構成されている。オン駆動回路２４は、第１駆動電圧線１４とＩＧＢＴ８upのゲートとの間に設けられており、ゲート駆動信号Ｇupがオンレベル（Ｖ２）のときにＩＧＢＴ８upのゲート容量を充電する。第１駆動電圧線１４の電圧は、ＩＧＢＴ８upのしきい値電圧Ｖth以上である。

オフ駆動回路２３とオン駆動回路２４は、ゲート駆動信号Ｇupに応じてオンオフするスイッチ回路、定電圧回路、定電流回路などにより構成されている。これら第４、第５の実施形態によっても、ターンオン時またはターンオフ時にそれぞれオン駆動定電流回路１２またはオフ駆動定電流回路１３が動作するので、第１から第３の実施形態と同様の効果が得られる。

（その他の実施形態）
以上説明した複数の実施形態に加えて以下のような構成を採用してもよい。
インバータ回路３を構成するトランジスタは、ＩＧＢＴに限られず、ＦＥＴなどの電圧駆動型トランジスタでもよい。インバータ回路は、三相に限らず単相の構成であってもよい。

ゲート駆動回路４を構成するトランジスタＱ１〜Ｑ７をＦＥＴに置き替えてもよい。
第４、第５の実施形態についても第２、第３の実施形態を適用できる。
以上説明した実施形態によれば、電圧駆動型トランジスタのスイッチング速度を容易に制御することができる。

本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれると同様に、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。

図面中、１は電力変換装置、３はインバータ回路、４はゲート駆動回路、５は制御部（制御手段）、８up〜８wnはＩＧＢＴ（電圧駆動型トランジスタ）、１２はオン駆動定電流回路、１３はオフ駆動定電流回路、１４、１５は第１、第２駆動電圧線、１６はオン駆動制御電圧線、１７はオフ駆動制御電圧線、Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４は第１、第２、第３、第４トランジスタ、Ｑ５、Ｑ６はトランジスタ（第１、第２スイッチ回路）、Ｒ１、Ｒ２は第１、第２基準抵抗である。

Claims (8)

1. 電圧駆動型トランジスタのソースまたはエミッタの電位を基準電位とし、ゲート駆動信号に従って前記電圧駆動型トランジスタをオンオフ駆動するゲート駆動回路において、
   前記電圧駆動型トランジスタのしきい値電圧よりも高い第１駆動電圧を持つ第１駆動電圧線と前記電圧駆動型トランジスタのゲートとの間に設けられ、前記ゲート駆動信号がオンレベルのときに前記電圧駆動型トランジスタのゲート容量を充電する向きに定電流を出力し、その出力する定電流値をオン駆動制御電圧に従って変更可能なオン駆動定電流回路と、
   前記基準電位よりも低い第２駆動電圧を持つ第２駆動電圧線と前記電圧駆動型トランジスタのゲートとの間に設けられ、前記ゲート駆動信号がオフレベルのときに前記電圧駆動型トランジスタのゲート容量を放電する向きに定電流を出力し、その出力する定電流値をオフ駆動制御電圧に従って変更可能なオフ駆動定電流回路とを備えていることを特徴とするゲート駆動回路。
2. 電圧駆動型トランジスタのソースまたはエミッタの電位を基準電位とし、ゲート駆動信号に従って前記電圧駆動型トランジスタをオンオフ駆動するゲート駆動回路において、
   前記電圧駆動型トランジスタのしきい値電圧よりも高い第１駆動電圧を持つ第１駆動電圧線と前記電圧駆動型トランジスタのゲートとの間に設けられ、前記ゲート駆動信号がオンレベルのときに前記電圧駆動型トランジスタのゲート容量を充電する向きに定電流を出力し、その出力する定電流値をオン駆動制御電圧に従って変更可能なオン駆動定電流回路と、
   前記基準電位以下の第２駆動電圧を持つ第２駆動電圧線と前記電圧駆動型トランジスタのゲートとの間に設けられ、前記ゲート駆動信号がオフレベルのときに前記電圧駆動型トランジスタのゲート容量を放電するオフ駆動回路とを備えていることを特徴とするゲート駆動回路。
3. 電圧駆動型トランジスタのソースまたはエミッタの電位を基準電位とし、ゲート駆動信号に従って前記電圧駆動型トランジスタをオンオフ駆動するゲート駆動回路において、
   前記電圧駆動型トランジスタのしきい値電圧以上の第１駆動電圧を持つ第１駆動電圧線と前記電圧駆動型トランジスタのゲートとの間に設けられ、前記ゲート駆動信号がオンレベルのときに前記電圧駆動型トランジスタのゲート容量を充電するオン駆動回路と、
   前記基準電位よりも低い第２駆動電圧を持つ第２駆動電圧線と前記電圧駆動型トランジスタのゲートとの間に設けられ、前記ゲート駆動信号がオフレベルのときに前記電圧駆動型トランジスタのゲート容量を放電する向きに定電流を出力し、その出力する定電流値をオフ駆動制御電圧に従って変更可能なオフ駆動定電流回路とを備えていることを特徴とするゲート駆動回路。
4. 前記オン駆動定電流回路は、
   前記第１駆動電圧線に接続されてカレントミラー回路を構成する第１、第２トランジスタと、
   前記第１トランジスタと前記オン駆動制御電圧を持つオン駆動制御電圧線との間に直列に接続された第１スイッチ回路および第１基準抵抗とを備え、
   前記第１スイッチ回路は、前記ゲート駆動信号がオンレベルのときにオンすることを特徴とする請求項１または２記載のゲート駆動回路。
5. 前記オフ駆動定電流回路は、
   前記第２駆動電圧線に接続されてカレントミラー回路を構成する第３、第４トランジスタと、
   前記第３トランジスタと前記オフ駆動制御電圧を持つオフ駆動制御電圧線との間に直列に接続された第２スイッチ回路および第２基準抵抗とを備え、
   前記第２スイッチ回路は、前記ゲート駆動信号がオフレベルのときにオンすることを特徴とする請求項１または３記載のゲート駆動回路。
6. インバータ回路を構成する電圧駆動型トランジスタと、
   ゲート駆動信号に従って前記電圧駆動型トランジスタを駆動する請求項１から５の何れか一項に記載したゲート駆動回路と、
   前記インバータ回路の出力電流が小さくなるに従って、前記電圧駆動型トランジスタのゲート容量の充放電電流が低減するように、前記ゲート駆動回路に対するオン駆動制御電圧および／またはオフ駆動制御電圧を制御する制御手段とを備えていることを特徴とする電力変換装置。
7. インバータ回路を構成する電圧駆動型トランジスタと、
   ゲート駆動信号に従って前記電圧駆動型トランジスタを駆動する請求項１から５の何れか一項に記載したゲート駆動回路と、
   前記インバータ回路をＰＷＭ制御するときのキャリア周波数が低下したとき、前記電圧駆動型トランジスタのゲート容量の充放電電流が低減するように、前記ゲート駆動回路に対するオン駆動制御電圧および／またはオフ駆動制御電圧を制御する制御手段とを備えていることを特徴とする電力変換装置。
8. 前記制御手段は、前記インバータ回路の出力電流、前記キャリア周波数および前記ゲート容量の充放電電流と、前記電圧駆動型トランジスタで生じる損失との関係を備えており、前記キャリア周波数が低下したとき、その前後において前記電圧駆動型トランジスタで生じる損失が等しくなるように前記ゲート容量の充放電電流を低減することを特徴とする請求項７記載の電力変換装置。

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